JPH10503611A

JPH10503611A - オンチップ線形温度センサを備えるマイクロコントローラ

Info

Publication number: JPH10503611A
Application number: JP9515287A
Authority: JP
Inventors: ノラン，ジェームス，ビー．; デラクロース，ブリアン; クーパー，ラッセル，イー．
Original assignee: Microchip Technology Inc
Current assignee: Microchip Technology Inc
Priority date: 1995-10-10
Filing date: 1996-10-10
Publication date: 1998-03-31
Also published as: EP0811191A1; KR987000605A; TW288114B; WO1997014092A1; US5619430A; EP0811191A4; KR100267360B1

Abstract

(57)【要約】本発明により提供されるマイクロコントローラ(10)は、バッテリ充電及びバッテリ監視アプリケーションに用いられる。このマイクロコントローラは、マイクロプロセッサ(12)、及び、傾斜Ａ／Ｄ変換器(30)やマルチプレクサ(32)を含む種々の前置アナログ回路を具備しており、複数のアナログ入力信号を、信号レベルを表す対応するディジタル計数値に変換することができるようにしている。マイクロコントローラ（10）は、さらに、マイクロプロセッサ（10）の温度を監視するために、傾斜Ａ／Ｄ変換器（30）と共に使用されるオンチップ温度センサ（54）を備える。この温度センサ（54）は、異なるエミッタエリア（面積）を有する２つの互換性バイポーラトランジスタのベース−エミッタ接合部両端から得られる差電圧を発生し、これを使用する。この差電圧は、温度に比例し、Ａ／Ｄ変換器(30)によってサンプリングされて、マイクロコントローラ（10）の温度を表すディジタル計数値を得るようにすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】オンチップ線形温度センサを備えるマイクロコントローラ発明の属する技術分野本発明は、マイクロコントローラに関し、より詳細には、バッテリ管理アプリケーションに用いられ、マイクロコントローラが収納されているバッテリパックの温度を監視するためにオンチップ温度センサを備えるマイクロコントローラに関する。マイクロコントローラは、マイクロプロセッサコア、並びに、タイマ回路、ＲＯＭ及びＲＡＭメモリ等を具備しており、これらは、全て、単一の半導体集積回路（ＩＣ）上に埋め込まれている。マイクロコントローラは、広く多様な現実のアプリケーションにおいて使用され、これには、ほとんど毎日のようにみられる新しい利用技術が伴う。ちっぽけなポケットベルのような可搬式機器において、マイクロコントローラは、受信される文字に応答して、機器に割込み、発信音を生成して到来メッセージをユーザに通知し、例えば液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）のようなディスプレイに適した多数のメッセージを生成するようにしている。マイクロコントローラは、また、パーソナルコンピュータ用キーボードを制御するために用いられ、プロセッサにより形式的に取り扱われる多くのタスクを押しつける（offload）役目を果たす。さらに、マイクロコントローラは、コマンド割込み及びデータ伝送用モデムにおいても、非常に低い動作速度でプリンタを駆動するための用意としてデータを高速ダンプするためのプリントバッファにおいても、そして、カラー複写機、電子タイプライタ、ケーブルテレビジョン端末装置、芝生散水機制御器、クレジットカード電話機、更には、エンジン制御器、アンチロックシステム、自動車サスベンション等の、ユーザの好みに応じた乗車の柔軟性や厳格性といった所望の目的のための自動車応用技術、並びに、産業上及び消費上の顧客により日常的に用いられるその他のアプリケーションのホストにおいても、使用されている。マイクロコントローラは、また、バッテリを監視し制御するのに使用することができる。このようなアプリケーションは、多くの電子装置が携帯式になりその電源としてバッテリを用いる必要があるので、だんだんと重要性が増しつつある。しかしながら、適切に高速充電を終了すると共に正確に燃料を測定するためには、バッテリパックの温度を知ることが重要である。従って、バッテリパックの温度を監視するための温度センサを備えることが望ましい。従来の技術種々多用な温度センサがよく知られている。しかし、熱電対、サーミスタ或いは抵抗温度装置のような標準装置は、全て、制限を有しており、この制限によって簡単かつ広範に使用することができなくなっている。熱電対は、正確な冷接合補償といったを所定の線形化方式必要とし、電気ノイズ障害に起因する低レベル電圧出力を発生する。サーミスタ及び抵抗温度装置は非線形特性を有し、この特性により、慎重な補償及び広い動的電気範囲が要求される。さらに、抵抗測定を良好にするには、精確な電圧源、低レベル精度の電流感知及び慎重なリード線補償を要する。プローコー（Brokaw）の米国特許第３，９４０，７６０号明細書（'760特許）を参照すると、この明細書には、トランジスタの温度特性に対して線形なベース −エミッタ電圧を利用する温度センサ装置が開示されている。このような手法は、一定比のエミッタ電流密度で動作し、しかも、相互接続されたベースを有する第１及び第２のトランジスタを用いる装置によって実施することができ、これによると、両者のベース−エミッタ電圧の差は、一方のトランジスタのエミッタに直列接続された抵抗の両端に現れる。抵抗に現れる端子電圧（Ｖ_T）は_SSK次式で表すことができる：Ｖ_T＝（ＫＴ／ｑ）×Ｌｎ〔Ｊｅ１／Ｊｅ２〕ここで、ｑは電子の電荷（クーロン）、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度（ケルビン）、Ｊｅ１及びＪｅ２は、夫々、第１及び第２のトランジスタの電流密度である。このような装置は基本的な温度感知を提供するが、特に、広い温度範囲にわたり、極めて精度よく温度を感知するのには有用でない。ティムコ（Timko）の米国特許第４，１２３，６９８号明細書を参照すると、この明細書には、'760特許に記載された装置を用いる改善された温度感知装置が開示されている。ティムコ特許で開示されているセンサは、'760特許の装置で問題となっていたバイアス電流又は基板漏洩電流エラーが生起しないようにしながら、精度を向上し、温度センサ全体の温度範囲を拡大しようするものである。しかし、このようなセンサは、実施のために追加の要素を必要とするので、マイクロコントローラを伴うオンチップ製造には適当ではない。発明が解決しようとする課題従って、本発明の目的は、マイクロコントローラ、並びに、監視され制御されるべきマイクロコントローラ及びバッテリが収納されているバッテリパックの温度を監視するために、マイクロコントローラ用として改善されたオンチップ温度センサを提供することである。課題を解決するための手段本発明では、マイクロコントローラがバッテリ充電及びバッテリ監視アプリケーションに用いられる。このマイクロコントローラは、マイクロコントローラコア（即ち、プロセッサ）及び種々の前置アナログ回路を具備し、これらの前置アナログ回路には、傾斜アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器及びマルチプレクサが備えられ、複数のアナログ入力信号を、その信号レベルを表すディジタル計数値に変換し、選択されたアナログ入力の精確な電圧計測値を得るためにこのレベルを用いるようにすることができるようにしている。選択されたアナログ入力の計測値をより精確にするために、マイクロコントローラは独自の較正手順を使用し、これによって、変動や変化を被りやすい選択されたパラメータ／電圧が試験中に計測され、それから、対応する較正定数が計算される。これらの較正定数は、フォーマット化されてプログラムメモリに格納され、その後、アナログ入力電圧に対するより精確な値を計算するために、マイクロプロセッサによって使用される。マイクロプロセッサのアナログ回路は、また、マイクロコントローラの温度を監視するためのオンチップ線形温度センサ、並びに、バッテリパックを備えており、このバッテリパックには、バッテリの高速充電終了並びに精確な燃料計測を可能にするために、監視され制御されるべきマイクロコントローラ及びバッテリが収納されている。オンチップ温度センサは、温度監視のためにＣＭＯＳ（comp lementary metal-oxide semiconductor）：相補型金属酸化物半導体）技術を用いる単純で低価格の解決策を提供し、これによって、異なるエミッタエリア（面積）を有する２つの互換性（compatible）バイポーラトランジスタのベース−エミッタ電圧の電圧差が増幅される。この増幅差は、それから、オンチップＡ／Ｄ変換器によってサンプリングされて、ディジタル計測値を得、この値はマイクロコントローラチップの温度を示す温度に変換される。マイクロプロセッサのアナログ回路は、さらに、外部バッテリの充電及び／又は放電率を制御するのに用いられる２つの充電率制御チャネルを備えている。各充電率制御器（チャネル）は、比較器と共に使用されるディジタル的にプログラム可能なディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を有している。このＤＡＣにより、プログラム可能な電圧が比較器の第１入力に供給され、一方、比較器の第２入力にはバッテリの電流を表す電圧が与えられる。充電率制御器は、ＤＡＣのプログラム可能な出力電圧に実質的に等しい感知バッテリ電流を表す電圧を生成するように機能し、これによって、パッテリの充電／放電率を制御する各部電力トランジスタに制御信号を供給する。各充電制御器は、また、入力信号がディジタル的にプログラム可能な閾値レベルを超過するか或いは下回る時点を決定するためのレベル検出器として使用される。このプログラム可能な閾値レベルは、ＤＡＣを介して比較器の第１入力に所望閾値電圧をプログラムすることによって、ディジタル的にセットされ、これに従って、比較器の他方の入力にはバッテリ電流を表す電圧のようなアナログ入力信号が与えられる。アナログ入力信号がプログラム可能な閾値電圧を超過する（或いは、逆に、下回る）時点で、レベル検出器は、フラグをセットしマイクロプロセッサに割込みをかける。従って、この割込みは、マイクロプロセッサを非活動（sleeping：スリーピング）モードから「起立（wake-up:ウエイクアップ）」させ、これによって、マイクロプロセッサを起立させるようにディジタル的にプログラム可能な閾値を提供するのに用いることができる。これとは逆に、反対の極性を検出するように２つのレベル検出器をプログラムすることによって、単一ウインドウ検出器を実現することができ、この場合、アナログ入力信号が第１閾値レベルを超過するか或いは第２閾値レベルを下回るときに、マイクロプロセッサへの割込みが行われる。これによって、検出されるべき予め定められた絶対値を超過する正負両バッテリ電流を許可する。従って、このようなウインドウ検出器は、目下使用状態にないバッテリが、その後、バッテリ電流からの電流の引出し／放電を行う装置内に配置されたり、バッテリに充電電流を供給するバッテリ充電器内に配置されたりする際、検出用アプリケーションに有用である。さらに、マイクロコントローラは、双方向性２ワイヤバスをサポートするためのＩ²Ｃ（“Inter-Integrated Circuit”）インターフェース、及び、他の周辺機器やマイクロコントローラとシリアルに通信するのに有用なデータ伝送プロトコルを備えている。このＩ² Ｃインターフェースは、信頼性のあるデータ送受信を保障するために、包括的なプロトコルを使用している。データを伝送しているとき、一方の装置がマスタとなってクロック信号を発生し、他方の装置はスレーブとして動作する。Ｉ²Ｃインターフェースプロトコル内の各装置は、関係する特定アドレスを有しており、これによって、マスタがデータ転送を起動しようとするとき、マスタは、通話しようとする装置のアドレスを先ず送信し、マスタにより送られたアドレスがスレーブ装置のアドレスと一致した場合には、スレーブ装置がデータ転送のために選択されるようにする。データ伝送を達成するために、マスタ装置はスタート条件及びストップ条件を発生してデータ伝送の開始及び停止を決定し、これによって、スタート条件とストップ条件との間にデータが伝送される。Ｉ²Ｃインターフェースを使用することによって、マイクロコントローラは、端末利用回路においてにシリアルにプログラムすることができる。このような特徴によって、顧客は、プログラムされていない装置を備えたボードを製造し、それから、製品を出荷する直前に、マイクロコントローラをプログラムすることができる。このことにより、いちばん最新のファームウェア即ち顧客ファームウェアをプログラムすることができる。マイクロコントローラをプログラムモードにおくには、装置のシリアルクロックピン及びシリアルデータピンを「ロー（low）」に保持する一方、電圧プログラミングピンを必要なプログラミング電圧に上昇させる。いったんプログラムモードになると、ユーザプログラムメモリは、試験プログラムメモリと同様に、最終利用アプリケーションにおいてアクセス及びシリアルプログラミングを行うことができる。以下、添付した図を参照してなされる詳細な説明により、本発明をよりよく理解することができよう。図面の簡単な説明図１は、本発明を具体化するマイクロコントローラの概要的システムを表すブロック図であり、図２は、マイクロコントローラのクロックサイクルを表す図であり、図３は、図１に示された傾斜アナログ−ディジタル変換器の詳細なブロック線図であり、図４は、図１のＥＰＲＯＭメモリに格納される較正定数についてのアドレス位置及びデータフォーマットを表すテーブルであり、図５は、Ａ／Ｄ変換のためにアナログ信号の標本化インターリーブシーケンスを示すテーブルであり、図６は、Ａ／Ｄデータフローを示す流れ線図であり、図７は、図１のゼロ化回路の詳細なブロック線図であり、図８は、マイクロコントローラの第１の充電制御器／レベル検出器の詳細なブロック図であり、図９は、ログＤＡＣレジスタの上位５ビットによる図１のＤＡＣの追跡同調された電流出力を表すテーブルであり、図１０は、ログＤＡＣレジスタの下位３ビットによる図１のログＤＡＣの追跡同調された電流出力を表すテーブルであり、図１１は、充電／レベル検出制御（ＣＨＧＣＯＮ）レジスタのビットを表すテーブルであり、図１２は、第２の充電制御器／レベル検出器を表す詳細なブロック図であり、図１３は、図１に示した温度センサを示す詳細なブロック線図であり、図１４は、Ｉ²Ｃインターフェースプロトコルに従うスタート条件及びストップ条件を表すグラフ的線図であり、図１５，１６は、それぞれ、Ｉ²Ｃ装置をアドレッシングするための７ビット及び１０ビットフォーマットを表し、図１７は、スレーブ装置による肯定応答の発生を表すグラフ的線図であり、図１８は、７ビットアドレスフォーマットを用いるＩ²Ｃデータ転送の一例を表すグラフ的線図であり、図１９は、図２のＩ²Ｃインターフェースを表す詳細なブロック線図であり、図２０は、データの受信のためのＩ²Ｃインターフェースに関係する典型的な波形を表すグラフ的線図であり、図２１は、データの送信のためのＩ²Ｃインターフェースに関係する典型的な波形を表すグラフ的線図であり、図２２は、図１のマイクロコントローラの典型的な回路内シリアルプログラミング接続を表すブロック図であり、図２３は、シリアルプログラム操作に使用可能な異なるコマンドを表すテーブルであり、図２４，２５は、それぞれ、シリアルプログラム操作のための負荷（load）データコマンド及び読出データコマンドを表すグラフ的線図であり、そして、図２６は、外部バッテリを監視するのに形成される図１のマイクロコントローラを表すブロック図である。発明の実施の形態〔システム概観〕図１を参照すると、そこには、本発明を実現するマイクロコントローラ集積回路１０を表す詳細なブロック図が示されている。マイクロコントローラ１０は、マイクロチップテクノロジーインコーポレイテッドにより製造されておりバッテリ充電及びバッテリ監視のようなアプリケーションに用いられる“ＭＴＡ 140xx ／Callisto”プログラム可能制御集積回路の形式を採用することきができる。マイクロコントローラ１０は、バッテリ充電及び監視制御が望まれる箇所における可搬式の計算、細胞電話、カムコーダ(camcorder)及び他の低価格製品などの非常に多数のアプリケーションに向いている。しかしながら、マイクロコントローラ１０及び本発明は、このようなアプリケーションに限定されず、以下の詳細な説明から明らかになるように、（入力アナログ電圧を精密に計測することが望まれる各種装置のような）他のアプリケーションで使用することができる。マイクロコントローラ１０に備えられるマイクロコントローラコア１２には、これ又マイクロチップテクノロジーインコーポレイテッドにより製造されている “ＰＩＣ１６Ｃ６Ｘ／７Ｘ”マイクロコントローラを採用することきができる。マイクロコントローラコア１２は、８レベル深度（deep）スタック並びに多重の内部及び外部割込み源を有する８ビット縮小命令セットコンピュータ（ＲＩＳＣ：Reduced Instruction Set Computer）ＣＰＵを備えている。このマイクロコントローラコアは、分離命令をもつハーバードアーキテクチャ、及び、分離８ビット長データをもつ１４ビット長命令語を許可するためのデータバスを有している。さらに、２ステージ命令パイプラインによって、２サイクルを要求するプログラム分岐を除き、全ての命令（３５トータル）を単一サイクル内で実行することができる。図２を参照すると、そこには、マイクロコントローラコア１２のクロックサイクルを表すグラフ的線図が示されている。ピンＯＳＣ１或いは内部発振器からのクロック入力は４つの位相Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に内部分割され、これらの４位相によって、全プロセッサクロックサイクルが生成される。２つのクロックサイクルは命令を完遂するのに必要であり、これによって、命令は、１つのクロックサイクルの間にフェッチされ、次のクロックサイクルの間に実行される。しかしながら、２ステージパイプラインによって、１命令サイクルの実行が次の命令サイクルのフェッチに重なり、これにより、命令について１クロックサイクルに対するサイクル時間を実効的に減少する。しかし、或る命令が、“ＧＯＴＯ”命令のように、プログラムカウンタを変化させる場合は、その命令を完遂するのに２サイクルが必要である。端的にいうと、クロックサイクルのＱ１部分の間に、プログラムカウンタ（ＰＣ）が増分する操作を伴いつつフェッチが始まる。フェッチ命令は、命令レジスタ内にラッチされ、クロックサイクルのＱ２〜Ｑ４部分の間にデコードされ実行される。マイクロコントローラコア１２は、何ら外部要素を必要としない自由動作オンチップＲＣ発振器として実際化されるウォッチドッグタイマ１４を備えている。このウォッチドッグタイマは、典型的には、18ミリ秒〔ｍｓ〕の名目タイムアウトを有する。しかしながら、より長いタイムアウトが望まれる場合、ウォッチドッグタイマには、１：128 にまでの分周比をもつ前置スケーラ(prescal er)をソフトウエア制御の下で割り当てることができる。従って、2.3 秒〔ｓ〕までのタイムアウト期間を実際化することができる。マイクロプロセッサコア１２は、また、実時間クロック／カウンタ（ＲＴＣＣ：Real-Time Clock/Counter）１６及び計算を遂行するための算術論理ユニット（ＡＬＵ：Arithmatic Logic Unit）１８を備え、さらに、種々の較正定数を格納するために64語の較正メモリ空間を含む消去可能プログラム可能読出専用メモリ（ＥＰＲＯＭ：Erasable Programmable Read-Only Memory）２０を備える。マイクロプロセッサコア１２は、さらにまた、一時的格納のためのランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ：Random Access Memory）２２、汎用入出力（Ｉ／Ｏ：Input/ Output）を提供するためのＩ／Ｏ制御器２４、及び、割込みを受けてこれに応答する割込み制御器２６を備えている。数個のアナログ周辺機器がマイクロコントローラコア１２のためのアナログ前置手段を構成する。このようなアナログ周辺機器は、バッテリ充電及び監視制御のような数多くの応用に有用な信号条件付け及びアナログ−ディジタル変換動作を行う。全てのアナログ機能は、マイクロコントローラコアにより直接的に制御されて、柔軟性を最大にししかもファームウェアを介してカスタマイズすることができる。前置アナログ周辺機器には、傾斜Ａ／Ｄ変換器３０及びマルチプレクサ（ＭＵＸ）３２があり、これによって、複数の外部アナログ入力をその信号レベルを表すディジタル計数値に変換することができるようにする。傾斜Ａ／Ｄ変換器３０は、中間速度の高精度変換器であって、ＤＣ信号及び低周波数ＡＣ信号を監視するのに理想的である。アナログ前置回路に含まれるバンドギャップ基準３４は、外部電圧源の必要性をなくする。バンドギャップ基準ブロック３４は、また、電圧を分圧器ブロック３８に供給し、このブロックは、傾斜Ａ／Ｄ変換器３０による使用のために、精度のよい高・低の傾斜基準電圧を発生する。高い傾斜基準電圧は、典型的には1. 23ボルトであり、Ａ／Ｄ変換における傾斜検出上限のために用いられる。低い傾斜基準電圧は、典型的には、高い傾斜基準電圧の１／９即ち約0.14ボルトである。バンドギャップ基準ブロック３４は、さらに、低い電圧条件を検出するための低電圧検出器３８に電圧を供給する。発振器選択ブロック４０は、外部発振信号(OSC1)、或いは、内部発振器４２より供給される内部４ＭＨｚ発振信号を選択する。選択された信号は、傾斜Ａ／Ｄ変換器３０へのクロック信号を提供すると共に、外部クロック信号(CLKOUT)を提供する。マイクロコントローラ１０は、さらに、調整された外部用電圧ＶＲＥＧを提供するためのオンチップ電圧調整制御器４４備えており、これによって、外部電圧調整器の必要性をなくする。電圧調整制御器４４は、また、３又は５ボルト動作の選択ができる。２つの充電制御チャネルを形成するために、２つの３デケード（decade）８ビットディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣｓ）が２つの比較器に接続されている。これらの二重ＤＡＣｓ及び比較器は、単一ウインドウ検出器或いは２分離形レベル検出器のように、複数のレベル検出器として機能するように、二者択一的に構成することができる。さらに、これらのレベル検出器は、起立や制限検出動作を行うために、マイクロコントローラコアへの割込みを発生するのに用いることができる。マイクロコントローラ内には、バッテリ管理、プロセス制御及び自動車アプリケーションのように内部温度監視を要求するアプリケーションのために、オンチップ温度センサ54も設けられている。ゼロ電流条件を模擬することにより低値のアナログ入力計測値の精度を高めるために、平滑化及びゼロ化回路５６が使用される。この「ゼロ化（zeroing）」技術は、低バッテリ電流の計測精度を向上するのに用いられる。マイクロコントローラ１０がシリアルデータピン（ＳＤＡＡ）及びシリアルクロックピン（ＳＣＬＡ）を介して他のＩ²Ｃ互換性装置と通信することができるようにするために、さらに、Ｉ²Ｃインターフェース制御器５８が設けられている。このようなインターフェースは、また、端末利用装置においてマイクロコントローラ１０をプログラムするのに用いることができる。〔傾斜Ａ／Ｄ変換器〕図３を参照すると、そこには、傾斜Ａ／Ｄ変換器３０のより詳細なブロック線図が示されている。傾斜Ａ／Ｄ変換器３０は、アナログ前置回路の心臓部であり、ＭＵＸ３２の入力に現れる複数のアナログ入力のうちの選択された一つをディジタル計数値に変換して、選択された入力の電圧計測値を得るようにする。例えば、Ａ／Ｄ変換器３０は、バッテリ監視及び充電両制御のために、バッテリ電圧、電流及び温度をディジタル計数値に変換する。ＭＵＸ３２によるアナログ−ディジタル変換のために選択される複数のアナログ入力には、バッテリ電圧(BATV)、バッテリ電流(BATI)、バッテリ温度(B ATT)、外部アナログ電圧(RA3／AN3)、バンドギャップ基準ブロック３４からのバンドギャップ基準電圧、分圧器３８からの高・低の傾斜基準信号(SREFHI，SREFL O)、温度センサ５４からの内部温度電圧、及び、二重ＤＡＣブロック４８からの２つのＤＡＣ出力（CHARGE DAC A,CHARGE DAC B）を含ませることができる。ＲＣ低域フィルタ１０３は、アナログＭＵＸ３２の出力と比較器１０１の非反転端子との間に介挿される。ＲＣフィルタ１０３の典型的な時定数は５ミリ秒〔ｍｓ〕である。傾斜Ａ／Ｄ変換器３０の心臓部である精密比較器１０１は、非反転入力が選択された複数のアナログ入力の一つを受信するように接続され、反転入力が外部ピン（ＲＡＭＰピン）１０５に接続される。ピン１０５には外部コンデンサ１０４が接続され、この端子にランプ電圧が発生されるようにする。４ビットプログラム可能傾斜制御ＤＡＣ１０２には複数のスイッチング可能な電流源が設けられて、４ビットディジタル制御信号ＡＤＤＡＣによって、外部コンデンサ１０４への充電電流を 2.5μＡ刻みで値域０〜37.5μＡに選択的に制御する。この外部コンデンサは、例えば、0.1 μＦの値を有し、最適な結果を得るために低い温度係数をもつようにすべきである。比較器１０１の出力はカウンタ／捕獲タイマ１０６の入力に供給され、このカウンタの出力は捕獲レジスタ１０８の入力に供給される。トランジスタ１０９は、信号ＡＤＲＳＴが論理“１”の場合に全ての電流源を消勢するために、ＤＡＣ１０２に接続される。動作について説明すると、各アナログチャネルは、ＭＵＸ３２からの複数アナログ入力のうちの一つを選択することによって、独立的にディジタル計数値に変換される。変換動作は、先ずカウンタ１０６をリセットすると同時に、外部コンデンサ１０４を、予め定められた最少時間、例えば、200ミリ秒〔ｍｓ〕の間、大地に放電することによって行われる。それから、リセットは解除され、カウンタ１０６が計数を始め、同時にコンデンサ１０４がＤＡＣ１０２により供給される充電電流に基づいて充電を始める。コンデンサ１０４を放電するのに必要な時間量が、リセット時に結果として残る中間的なゼロでないコンデンサ電圧の効果を相殺するために、マイクロコントローラ１０の能力によって正確である必要がないことは、注目する価値がある。同様に、コンデンサ１０４が充電を始めると同時に正確に計数を始めることは重要ではない。外部コンデンサ１０４の端子電圧が選択されたアナログ入力の電圧を超過するとき、比較器１０１は論理「ハイ（high）」から論理「ロー」に切り換える。この遷移によってマイクロコントローラコア１２への割込みが起動され、割込み制御信号によって、カウンタ１０６の計数値を捕獲レジスタ１０８内にラッチ（捕獲）するという捕獲事象を引き起すようにする。レジスタ１０８に格納された計数値は、コンデンサ１０４が充電完了し選択されたアナログ入力電圧を超過するのに要した時間を表し、選択されたアナログ入力の電圧計測値に対応する。そして、この計数値は、この後に説明されるように、独特の較正手順及び平滑化アルゴリズムを用いることによって選択されたアナログ入力に対するより精確な電圧計測値を得るのに用いられる。同様の方法で、各アナログ入力に対するディジタル計数値は、ＭＵＸ３２からの各アナログ入力を独立的に選択することによって得ることができ、これによって、複数のアナログ入力の各々の電圧をディジタル的に計測することができる。〔較正手順〕選択されたアナログ入力の計測値をより精確にするために、本発明では、以下に説明されるように、独特の較正手順が利用される。一般的に、最小セットのパラメータが、試験の間、調整即ち「微調整（トリミング）」がなされる必要があり、従って、較正定数が較正されてＥＰＲＯＭユーザ空間内に格納されるようにされる。微調整が必要なこれらの最小セットのパラメータには、傾斜Ａ／Ｄ変換器の高位傾斜基準電圧に対する低位傾斜基準電圧の比、バンドギャップ電圧、内部温度センサ（サーミスタ）電圧、及び、選択された発振器周波数がある。それ故、本発明では、以下に示されるように、これらのパラメータが試験の間計測され較正定数が計算されるが、較正定数は、すべて、その後の検索及び使用のために、ＥＰＲＯＭ２０のユーザ空間に格納され、これらの定数の多くがＡ／Ｄ計測精度をより精密に高めるのに使用される。Ａ．Ａ／Ｄ傾斜基準較正定数（Ｋref）オンチップ傾斜Ａ／Ｄ変換器３０には、線形伝達関数の係数を決定するために、２つの電圧点間の既知の比が必要である。（図１の）傾斜基準発生器３６は、バンドギャップ基準回路３４から供給されるバンドギャップ電圧より、高位傾斜電圧及び低位傾斜電圧を発生する。高位傾斜基準電圧に対する低位傾斜基準電圧の比は、これらの電圧の夫々の計測値から計算される。より詳細にいうと、Ａ／Ｄ傾斜基準較正定数を計算するのに用いられる手順は次のとおりである。アナログＭＵＸ３２は、傾斜基準発生器３６により供給される電圧の一つである高位傾斜基準電圧(SREFHI)を選択するようにセットされる。精密電圧計測回路を用いて、高位傾斜基準電圧が計測されその値が記録される。この精密電圧計測回路は、ＭＵＸ３２の出力に接続されており、分離形試験負荷ボード上に配置することができる。さて、アナログＭＵＸ３２を切り換えて低位傾斜基準電圧(SREFLO)が選択され、この電圧が傾斜基準発生器３６の他の出力となる。精密電圧計測回路を用いて、低位傾斜基準電圧が計測されその値が記録される。そして、比“SREFLO/(SREFHI-SREFLO)”に等しい較正定数Ｋref が計算される。Ｂ．バンドギャップ基準電圧較正定数（Ｋbg）バンドギャップ基準回路３４により供給されるバンドギャップ電圧は、およそ 1.23ボルトにすべきである。しかしながら、この電圧は電源電圧（１ｍＶ以下）及び温度（典型的には10ｍＶ以下）にやや依存する性質がある（電源電圧で１ｍＶ以下、温度で典型的には10ｍＶ以下）。従って、バンドギャップ基準回路３４により供給される実際電圧が計測され、その値がＥＰＲＯＭ２０に格納されるべきである。バンドギャップ基準回路３４により供給される電圧の実際計測値を得るために、次の手順が実行される。先ず、アナログＭＵＸ３２が、バンドギャップ基準回路３４の出力を選択するようにセットされる。精密電圧計測回路を用いて、ＭＵＸ３２の出力に現れるバンドギャップ電圧が精密に計測される。この計測電圧がバンドギャップ基準電圧較正定数Ｋbgとなる。Ｃ．サーミスタ較正定数（Ｋthrm）内部温度センサ／サーミスタ５４の温度係数は温度に関して比較的一定であるが、その電圧出力の絶対値はプロセスに伴い十分に変化する。それ故、サーミスタ５４の出力電圧の絶対値は予め定められた温度にて計測すべきであり、この測定値が較正ＥＰＲＯＭに格納される。サーミスタ電圧の計測する手順は、ＭＵＸ３２がサーミスタ５４を選択するようにプログラムされる点を除いて、バンドギャップ電圧を計測するための上述した手順と同一である。Ｄ．温度係数較正定数（Ｋtc）サーミスタの温度係数は温度に関して比較的一定であると考えられている。しかしながら、この温度係数はプロセスにやや依存的であるという性質がある。典型的には、温度係数較正定数は、サーミスタ出力電圧とその傾斜との間に相関が存在する種々の温度に関して、サーミスタ出力電圧の特性データから得ることができる。先ず始めに、温度センサの出力電圧が２つの異なる温度Ｖ(Tmin)，Ｖ(T max)で計測され、温度係数較正定数Ｋtcは次式に従って決定される。Ｋtc＝〔Ｖ(Tmax)−Ｖ(Tmin)〕／［(Ｔmax−Ｔmin)×〔Ｖ(Tmax)＋Ｖ(Tmin)／２〕］そして結局、温度に対するサーミススタ出力電圧の特性データに基づくＫtcについての値を仮定して、単一温度較正を実施することができる。次の２つの定数はＡ／Ｄ変換の精密性を高めるためにそれほど重要ではないが、精密な時間ベースの計測値／事象を得る上で重要である。Ｅ．内部発振器較正定数（Ｋin）プロセス変動による内部クロックの周波数のための較正には高い精度を得ることが要求される。この較正ファクターＫinは内部クロックの計測された周波数Ｆ_OSC から計算され、この周波数は外部“OSC2/CLKOUT”ピンにて計測される。より詳細には、この較正定数Ｋinは、〔（計測された周波数−3.00ＭＨｚ）／10ｋＨｚ〕の整数部になるように計算される。これは、計測された周波数が3.0 ＭＨｚより大きいと仮定していることに注意すべきである。Ｆ．ウオッチドッグタイマ較正定数（Ｋwdt）プロセス変動によるウオッチドッグタイマの周波数のための較正にも高い精度を得ることが要求される。この較正ファクタ−Ｋ_wdtは、図１のウオッチドッグタイマ１４の動作周波数を計測することにり計算される。ウオッチドッグタイマの周波数は外部ピンに供給されないが、ウオッチドッグタイマの周波数は、状態レジスタ内の予め定められたビットの論理状態を監視することによって計測することができ、この場合、そのビットの論理状態はウオッチドッグタイマ信号の論理レベルを表している。この較正定数Ｋwdtは〔（計測された周波数）／１Ｈｚ〕の整数部に等しい。上述した諸較正定数／ファクターを得た後、各較正定数は、フォーマット化され、ＥＰＲＯＭメモリ２０内の所定アドレス位置に、図４に示されるようなデータフォーマットでプログラムされる。〔格納された較正定数を用いるＡ／Ｄ変換〕Ａ／Ｄ変換器３０により得られたＡ／Ｄ計数値を対応する入力電圧値に変換する操作は、マイクロコントローラコア１２により次式（１）に従って実行される：ここで、Ｃoffset＝Ｃreflo-Ｋref(Ｃrefhi-Ｃreflo)；Ｖin =選択された入力の結果的（ディジタル）電圧絶対値、Ｃin =選択された入力についてのＡ／Ｄ計数値、Ｃreflo = Ａ／Ｄ低位基準点についてのＡ／Ｄ計数値、Ｃrefhi = Ａ／Ｄ高位基準点についてのＡ／Ｄ計数値、Ｃbg =バンドギャップ基準についてのＡ／Ｄ計数値。オフセット項（Ｃoffset）は、傾斜Ａ／Ｄ変換器の電圧ランプを開始するのに生じることがあるターンオン遅延即ち電圧オフセットに対して補償を行う。例えば、ランプ電圧が増大する前にこのランプが計数を開始した場合、或いは、ランプ電圧が正確に０ボルトから開始しなかった場合、オフセットが変換ごとに生じる。従って、このオフセット項は、ターンオン遅延即ち電圧オフセットの計数値である。種々のアナログ入力についてＡ／Ｄ変換を実行するとき、本発明では、バッテリ電流のような高優先順位の信号に対するサンプリング率を最大化するために、そして、温度入力のように比較的低速度で変化する優先順位の信号に対する低サンプリング率を減少するために、Ａ／Ｄ変換用アナログ入力の選択がインターリーブされる。図５を参照すると、そこには、種々のアナログ入力信号をサンプリングするためのインターリーブ優先順位スキームが示されている。バッテリ電流は、最高優先順位にあり、16Ａ／Ｄサイクルにつき８回サンプリングされる。バッテリ電圧は、次の優先順位にあり、16Ａ／Ｄサイクルにつき２回サンプリングされる。外部サーミスタ入力からのバッテリ温度及び内部温度は、16Ａ／Ｄサイクルの間にそれぞれ１回サンプリングされる。同様に、電流回路網ゼロ電圧、バンドギャップ電圧、並びに、高位及び低位Ａ／Ｄ基準電圧は、毎16変換サイクルについて１回サンプリングされる。基準値を安定化しさらにＡ／Ｄ精密度を高めるために、Ａ／Ｄアナログ入力について実際電圧値を計算するのに先立って、Ａ／Ｄ変換器から得られる所定アナログ入力の生計数データが平滑化される。図６を参照すると、そこには、Ａ／Ｄデータフローを示すフロー図が示されており、このＡ／Ｄフローには平滑化アルゴリズム１１２〜１１４及び平均化アルゴリズム１１５〜１１６が含まれ、これらのアルゴリズムはＡ／Ｄ計数値から実際電圧値を計算するために用いられる。バンドギャップ電圧（Ｃbg）の計数値は、最後に得られた16個の計数値の総平均（rolling average）を計算することによって平滑化される。バンドギャップ計数値の平滑化された値（Ｃfbg）は次式（２）に示されるように計算される：ここで、添字“ｉ”はインターリーブシーケンス番号を表す。このバンドギャップ計数値の平滑化値は、それから、マイクロプロセッサコア１２に供給され、後述するように、ブロック１１８の出力における電圧を計算するのに用いられる。計数オフセット値（Ｃoffset）は、次式（３）に示されるように最後に得られた16個の計数値の総平均を計算することによって平滑化される：ここで、Ｃoffset_i= Creflo_i- Ｋref（Crefhi_i- Creflo_i）。このオフセット計数値の平滑化された値（Ｃfoffset）も、マイクロプロセッサコア１２に供給され、Ａ／Ｄ入力電圧を計算するのに用いられる。電流入力ゼロオフセット計数値（ＣＩzero）は、次式（４）に示されるように最後に得られた16個の計数値の総平均を計算することによって平滑化される：ここで、Ｃoffset_i= Creflo_i- Ｋref（Crefhi_i−Creflo_i）。この電流入力ゼロオフセット計数値の平滑化された値（ＣＩzero）も、入力電圧を計算するために、マイクロプロセッサコア１２に供給される。本発明では、さらに、バッテリ電圧及びバッテリ電流チャネルから得られる生データが平滑化／平均化される。バッテリ電流計数値（ＣIbat）は、次式（５）に示されるようにインターリーブシーケンスから入力チャネルの８サンプルの平均をとることによって、平滑化される：この平滑化されたバッテリ電流計数値（ＣfIbat）は、バッテリ容量を追跡するディジタル積分器に送られる数量データである。同様に、バッテリ電圧についての計数値（ＣVbat）が、次式（６）に示されるようにインターリーブシーケンスから入力チャネルの２サンプルの平均をとることによって、平滑化される：後で平滑化された計数値は、ＥＰＲＯＭ２０に格納される較正定数に関係して、次式（７），（８）に示されるように、バッテリ電流及びバッテリ電圧についての入力電圧に対応して、より正確なディジタル値をそれぞれ計算するのに用いられる：注意すべきことは、式（７）の分子には、入力ゼロ電流条件に対応する計数値である項（ＣfIzero）があり、後でさらに詳細に説明されるように、この項が低電流値についての計測値の精密性を向上するのに使用されることである。さらに、内部及び外部温度電圧についてのより正確なディジタル値は、それぞれ、次式（９），（１０）に示されるように計算することができる：従って、本発明は、種々の較正定数及び種々の平滑化アルゴリズムにより計測しメモリに格納する操作により、これらの外部バッテリの電圧、電流及び温度を表すこのような選択されたアナログ入力の非常に精確な計測値を得るようにしている。〔ゼロ化回路〕低レベルアナログ信号を計測しようとするとき、精密な結果を得るために重要なことは、ゼロ基準点が存在する箇所を正確に知ることである。従って、本発明には、低電流値の計測の精密性を向上するためのゼロ化技術が備えられる。図７を参照すると、そこには、（図１の）ブロック５６のゼロ化回路１３８の詳細なブロック線図が示されている。このゼロ化回路には、ゼロ電流条件を模擬するために、２つの整合された通過ゲート１４０，１４２が備えられている。電界効果トランジスタの形式が採用されるスイッチ１４０，１４２は、精確には整合されておらず、非整合は、たとえあるとしても、計測しＥＰＲＯＭ内の付加的較正定数として格納して、Ａ／Ｄ精密性を改良するために用いることができる。スイッチ１４２はマイクロコントローラコア１２の信号ADZEROに応答し、また、スイッチ１４０はインバータ１４１を介してその反転信号に応答する。ゼロ化回路には、さらに、入力保護回路１４７及びスイッチング可能な電流バイアス源１４９が備えられている。動作について述べると、スイッチ１４０が開路しスイッチ１４２が閉路しているときは、ゼロ電流条件に対応する電圧がＭＵＸ３２（及び比較器５０又は５１）に供給される。従って、ピン１４３に生じるゼロ電流条件が模擬される。これによって、傾斜Ａ／Ｄ変換器が可能化されてピン１４３上のゼロ電流に対応するディジタル計数値が得られるようにする。従って、スイッチ１４０が閉路しスイッチ１４２が開路しているときは、ピン１４３上のその後のアナログ電流計測値に対応するその後のディジタル計数値がこのゼロ計測値に関係して計算される。このゼロ化技術は、このような高精度が非常に必要とされる際、低電流値での極めて高い精度を提供する。さらに小さい電流パルスを捕獲するためには、オプションとして、フィルタコンデンサ１５２を電流平均化ピン（ＩＡＶＧ）１５４及び大地に接続してもよい。コンデンサ１５２及び内部抵抗１５６はＲＣ回路網を形成してＤＣ平均化フィルタとして動作するようにし、その際、コンデンサ１５２は、所望の時定数が得られるように調整することができる。ゼロ化回路１３８とIAVGピ１５４との間に接続されたスイッチ１５８は、Ａ／Ｄサンプリングの間は閉路され、ゼロ化操作の間は信号ADZEROの反転信号により自動的に開路される。バッテリ監視アプリケーションにおいて、ゼロ化回路138 は、バッテリ146 により供給される計測電流の精度を高めるのに使用され、その際、外部感知抵抗をバッテリに直列接続することによって、ピン１４３にて電流が計測される。より詳細には、バッテリ１４６の出力に接続された回路ノード１４８は、ピン１４３に接続される一方、感知抵抗１５０を介して大地に回帰的に接続される。感知抵抗１５０は、典型的には、例えば0.05Ωオーダの低抵抗である。従って、抵抗１５０の両端には概して低い電圧が発生する。±５Ａのバッテリパック及び0.05Ω の感知抵抗に対して、値域−0.25〜＋0.25ボルトの電圧（極性は、バッテリが充電されているのか、或いは、出力電流を供給しているのかに応じる）がピン１４３に現れる。さらに、低いバッテリ電流のケースでは、抵抗１５０の端子電圧が非常に小さく、例えば、数ｍＶのオーダである。それ故、このような低い電流に対してバッテリ電流の精密計測値を得るためには、ゼロ電流条件に対応するＡ／Ｄディジタル計数値を知ることが重要である。例えば、ゼロ電流条件がＡ／Ｄディジタル計数値“100”に対応する場合には、特に、比較的低いディジタル計数値を与える低電流で、バッテリ電流に対応する電圧を計測する際に、このようなオフセットを考慮しなければならない。上述したように、ゼロ化回１３８は、スイッチ１４０，１４２によりゼロ電流条件を模擬することによって、このようなゼロ電流を提供する。〔充電制御／電流フロー検出器〕システムの概要で述べたように、マイクロコントローラ１０に接続される２つの３デケード８ビットＤＡＣｓ４８は、比較器５０，５１に接続されて、外部バッテリの充電率を制御するために、２つの充電率制御チャネルを形成するようにすることができる。これらの二重ＤＡＣｓ及び比較器は、これに代わって、レベル検出器として、つまり、２つの分離したレベル検出器として、或いは、単一のウインドウ検出器として動作するように構成することができる。図８を参照すると、そこには、比較器の一方（５０に関連して使用され、第１の充電制御チャネル（チャネルＡ）を構成する二重ＤＡＣｓの一方（２０１）を表す詳細なブロック図が示されている。端的にいうと、ＤＡＣ２０１は、その出力（ＭＵＸ２０８の出力）及び比較器５０の非反転入力にプログラム可能な電圧を供給する。比較器５０の他の（反転）入力は、ゼロ化回路５６から、例えば、外部バッテリから感知される電流を表す電圧を受けるように接続されている。充電制御モードで動作しているときは、比較器５０の出力はＸＯＲゲート２１２に接続されピン２１４に充電制御信号を供給し、これによって、ピン２１４は、バッテリ充電電流を制御するための外部電力トランジスタに接続される。レベル検出器として動作するときは、この回路はバッテリ電流モニタとして動作して、（バッテリ感知電流に対応する）電圧が低下するか、或いは、逆に上昇するかした場合に、ＤＡＣ２０１の出力電圧により比較器５０の状態を切り換え、起立割込みフラグ（WUIF）をセットすることによって、マイクロコントローラコア１２に割込みをかけるようにする。ＤＡＣ２０１は、より詳しく述べると、２つの抵抗ラダー２０３，２０４、電流源２０５及び或いは、マルチプレクサ２０７，２０８を備えている。抵抗ラダー２０３は出力電圧の追跡（course）調整に使用され、抵抗ラダー２０４は、このラダーの中央点がゼロ電流フローにほぼ等しくなるように、電流感知バイアス抵抗に整合される。従って、これにより、ＤＡＣ２０１によって電流フローの充電及び放電の双方、即ち、正負両電流フローを制御し監視することができる。抵抗ラダー２０３は、３２のタップを備え２つのデケード／領域に分割される。第１デケードは、細流（trickle）又は最高充電率を制御するために定められ、分解能５ｍＶ及び値域±50ｍＶを有する。これは、0.05Ωの外部感知抵抗の使用に伴う電流分解能100 ｍＡ及び値域±１ｍＡに対応している。第２デケードは、高速充電アプリケーションのために定められ、分解能は50ｍＶであり最大値域±0.35Ｖを有する。これは、0.05Ωの外部感知抵抗の使用に伴う電流分解能１Ａ及び値域± ７ｍＡに対応している。微細同調抵抗ラダーは、８つのタップを有し追跡ラダーからのバッファード出力電圧を分圧するのに使用される。これによって、ほぼ 0.714の全域最小電圧分解能、即ち、0.05Ω感知抵抗の場合の約14.3の電流分解能がもたらされる。ＤＡＣ２０１の電圧細分及び値域は、ＤＡＣＡレジスタ（ＬＤＡＣＡ）内に格納されている論理ビットの値に依存する。ＬＤＡＣＡレジスタは、ＤＡＣ２０１の出力電圧を制御するためのデータレジスタであり、ここで、ＬＤＡＣＡレジスタの上位５ビット（ビット３〜７）は、図９に示されるテーブルに従って追跡ラダー２０３を介して電圧出力値域を選択するために、ＭＵＸ２０７を制御する。図９には、0.05Ω抵抗を使用する対応感知電流が示されており、そこでは、電流値域テーブルの下半部の（）内に示される電流値域は、バッテリの充電に対応する負電流を表している。また、ＬＤＡＣＡレジスタの下位３ビット（ビット０〜２）は、図１０に示されるテーブルに従ってラダー２０４を介して電圧出力値域を選択するために、ＭＵＸ２０８を制御する。一つの例としては、340 ｍＡの正の／放電電流が望まれるとき、ＬＤＡＣＡレジスタは、２進値“00011010”にセットされるようになっている。上位５ビット (“00011”)は、図９に示されるように、追跡値域 300〜400 ｍＡをもたらし、下位３ビット(“010”)は、図１０に示されるように、追跡値域最大値の３／８倍、つまり、37.5ｍＡという微細同調設定を選択する。注意すべきことは、負の／充電電流 340ｍＡが望まれる場合には、ＬＤＡＣＡが“10011010”にセットされるようになっていることである。アナログＭＵＸ２０８の出力は、ＤＡＣ２０１のアナログ電圧出力であって、Ａ／Ｄ変換器３０の複数の入力に供給され、外部ピン２１０を介して外部フィルタコンデンサに接続することができる。アナログＭＵＸ２０８の出力は、また、比較器５０の非反転入力に接続することができ、この比較器の反転入力は、ゼロ化回路５６を通過した後の外部バッテリ感知電流（BATI）に対応する電流感知電圧を受けるように接続されている。比較器５０の出力はＸＯＲゲート２１２の第１入力に接続され、このゲートの第２入力は、充電制御極性ビットCPOLA を受けるように接続されており、論理“ １”にセットされたとき比較器５０の出力を反転させるようにする。従って、ＸＯＲゲート２１２は、感知電圧がＣＨＧＣＯＮレジスタ内のCPOLビットによりＤＡＣ電圧を超えるか或いは下回るかした場合に割込みをかけるようにプログラムされている。ＸＯＲゲート２１２の出力は、充電制御信号（CCTRLA）を提供し、外部バッテリへの充電電流を制御するために、ピン２１４を介して外部電力トランジスタに供給される。特に、充電制御信号は、外部バッテリ２１８に充電電流を供給するＰＮＰ電力トランジスタ２１７に供給される。また、充電回路を典型的なスイッチングバック調整器として構成するために、外部インダクタ２２０及びコンデンサ２２２が設けられる。バッテリ２１８に充電電流を供給するための回路としての動作を説明すると、バッテリ電流（BATI）を表す電圧がＤＡＣ２０１からのディジタル的にプログラム可能な電圧を超過した場合には、制御信号CCTRLAは、トランジスタ２１７のベースに与える電圧を増加するように機能し、これによって、バッテリへの充電電流（Ｉ_CH _G ）の値を減少させる。反対に、電圧BATIがＤＡＣ２０１からディジタル的にプログラム可能な電圧を下回る場合には、制御信号ＣＣＴＲＬＡは、トランジスタ２１７のベースに与える電圧を減少するように機能し、これによって、バッテリへの充電電流の値を増加させる。従って、図８の充電制御の構成によって、（感知された電流に対応する）電圧をＤＡＣ２０１の出力電圧に実質的に等しくするようなフィードバックが行われて、ＤＡＣ２０１のディジタル的にプログラム可能な電圧値をもとにしたバッテリにより起こされる充電量を効果的に制御するようにする。同様に、バッテリを放電するための制御された放電電流は、ＮＰＮ電力トランジスタを用い供給することができるのが理解されるであろう。充電制御モードを可能化するためには、充電／レベル検出制御（ＣＨＧＣＯＮ）レジスタの充電制御機能可能ビット(CCAEN)が論理“１”がセットされ、ピン２１０，２１４はそれらの通常の入出力（Ｉ／Ｏ）ポート機能をとるようになる。ＣＨＧＣＯＮレジスタの諸ビットは図１１に詳細に示されている。ビットCCAE N が論理“１”である場合、充電制御回路は、比較器５０の反転入力に現れる電流感知電圧を比較器５０の非反転入力に現れるプログラム可能なＤＡＣ出力電圧に等しくするように動作し、これによって、バッテリにより外部電力トランジスタ２１７を介して起こされる充電電流の量を効果的に制御する。充電制御比較器５０の状態（ビットCCOMPA）及び充電制御極性ビットＡ(CPOLA)は、ＣＨＧＣＯＮレジスタより読み出すことができる。ＣＨＧＣＯＮレジスタは、また、対応する比較器及びチャネルＢに組み合わされる極性ビット(CCOMB，CPOLB)を備える。図１２を参照すると、そこには、比較器５１に関連してブロック４８の第２のＤＡＣを使用する第２の充電制御／レベル検出チャネル（チャネルＢ）２０１’ を表す詳細なブロック図が示されている。充電制御チャネルＢは、図８の充電制御チャネルＡと非常に類似しており、ここでは、図８に示された要素と同一の図１２の要素は、前の参照番号が使われている。チャネルＢの比較器５１の入力は、図８の比較器５０に対して転換されており、従って、比較器５１の非反転入力はＤＡＣ２０１’の出力に接続され、比較器５１の反転入力は、感知されたバッテリ電流（BATI）に対応するゼロ化回路よりの電圧を受ける。また、ＤＡＣ２０１’の出力に供給される電圧は、ＬＤＡＣＡレジスタがＤＡＣ２０１の出力における電流を図９，１０に示されるテーブルに従って制御するのと同様の方法で、ＤＡＣＢ（ＬＤＡＣＢ）レジスタの８ビットにより制御される。当初述べたように、これらの二重の充電制御／レベル検出器は、また、入力信号がプログラム可能な閾値レベルを超過するか或いは下回ったときを検出するのに使用することができる。これらのレベル検出器は、充電制御が実行されていないときでさえ使用することができる。このようなケースでは、ＣＨＧＣＯＮレジスタの充電制御可能化ビット(CCAEN)は論理“０”に留まっている。図８のチャネルＡに戻ると、プログラム可能な閾値レベルは、ＤＡＣに対する所望の電圧出力をＬＤＡＣＡレジスタによりプログラムすることによって、ディジタル的にセットされる。このことは、予め定められたプログラム可能な閾値電圧が比較器５０の非反転入力に供給されて、比較器５０の反転入力に現れる信号がプログラム可能な閾値電圧を超過したとき、比較器５０が論理状態を切り換えることを意味する。この論理切換によって、フラグをセットしマイクロプロセッサコア１２に割込みをかけることができ、これによって、直ちにとられるべき作業を求めるようにする。さらに、比較器５０の出力の論理状態は、上述したように、ＣＨＧＣＯＮレジスタ（ビット２）を読み出すことによって監視することができる。〔ディジタル的にプログラム可能な閾値をもつ起立機能〕マイクロコントローラ１０は、特定の非活動命令の実行により投入される非活動モードを備えている。この非活動モードにおいては、オンチップ発振器はターンオフされるがウオッチドッグタイマは運行を続ける。さらに、マイクロコントローラ１０は、ウオッチドッグタイマがターンオフされることを除いて、非活動モードと同一である不動（hibernate）モードを備えている。これらのモードは、発振器が消勢され実質的に電力節減をもたらすので、低電力消費という結果をもたらす。マイクロコントローラ１０は、外部リセット入力、ウオッチドッグタイマのタイムアウト（可能ならば）、Ｉ²Ｃシリアルラインでのスタート／ストップビットの検出、或いは、Ａ／Ｄ変換の完了のような事象の発生に応答して、非活動モードからの脱出即ち「起立」を行うようになっている。また、マイクロコントローラ１０がバッテリ監視及び充電アプリケーションに使用される場合には、感知されたバッテリ電流がマイクロプロセッサコア１２を起立するためのプログラム可能な閾値を超過するか下回るときを検出するのに使用することができる。図８を再び参照すると、バッテリの感知電流（BATI）を表す感知電圧がＤＡＣ２０１によりセットされたプログラム可能な閾値電圧を超過すると、比較器５０が論理「ハイ」から論理「ロー」に切り換わり、これによって、起立割込みフラグ（WUIF:Wake-Up Interrupt Flag）をセットしマイクロコントローラコア１２に割込みをかける。従って、マイクロコントローラコアは非活動モードから脱出することができ、バッテリからの増大する電流出力は、真に精密でタイムリーなバッテリレベルの正確測定のために、適切に監視することができる。上述したのと同様に、（図１２の）チャネルＢのレベル検出器は、別の入力信号がディジタル的にプログラム可能な閾値レベルを超過するときを検出するために、独立的なレベル検出器として使用することができる。例えば、ゼロ化回路よりの電圧がＤＡＣ２０１’によりセットされたプログラム可能な閾値電圧を超過すると、比較器５１が論理「ロー」から論理「ハイ」に切り換わり、これによって、起立割込みフラグ（WUIF）をセットしマイクロコントローラコア１２に割込みをかける。この代わりに、反対極性を検出するように２つのＤＡＣをプログラムすることによって、ウインドウ検出器を実現することができ、この場合、プログラム可能な閾値を超過する正のバッテリ電流及びにプログラム可能な閾値を下回る負のバッテリ電流の双方によって、マイクロコントローラコアに割込みをかけることができ、この際、比較器５０，５１の出力を表す論理ビット（CCOMPA，CCOMPB）をそれぞれ読み出して、２つの検出器の何方かにより割込みが生じるようにすることができる。このようなウインドウ検出器は、目下使用状態にないバッテリが、後になって、カムコーダのように、バッテリ電流から電流の引出／放電を行う装置に配備されたり、或いは、バッテリに充電電流を供給するバッテリ充電器に配備されたりしたときの検出用バッテリ応用に有用である。どちらの状況においても、マイクロプロセッサコアを直ちに起立してバッテリ電力の真に精密な正確測定のための電流フローを検出するようにすることが肝要である。〔オンチップ線形温度センサ〕マイクロコントローラ１０内には、さらに、オンチップ温度センサ５４が備えられ、このオンチップ温度センサは、マイクロコントローラ半導体チップの温度の監視、並びに、バッテリ監視及びバッテリ充電制御システムのように内部温度の監視を必要とするアプリケーションの両方に使用される。例えば、監視され制御されるべきバッテリを収納するバッテリパック内にマイクロコントローラ１０が組込まれる場合に、温度センサ５４は、パック内バッテリの温度を監視するために用いることができ、これについて、バッテリパック温度を監視することは、バッテリの効果的な高速充電終了によってバッテリの過充電を防止するのに重要である。さらに、バッテリパックの温度は、バッテリパック内の化学反応速度に影響を及ぼす。例えば、バッテリの温度はバッテリの自己放電速度に影響を及ぼし、これは、温度が正及び負のイオン再結合をより増大させるからである。さらに、バッテリの有効容量は温度の上昇と共に減少するが、これは、バッテリの使用可能エネルギーが、位置エネルギーとは反対に、運動エネルギーに移動するからである。このようにして、バッテリパックの温度を知ることは、バッテリの使用可能な容量を精確に測定するのに重要である。留意すべきことは、センサ５４は、バッテリ管理アプリケーション用として図示され説明されてはいるが、自動車やプロセス制御アプリケーションのように高精度の温度監視および制御を要求する多数の他のアプリケーションにも有用であることである。本発明のオンチップ温度センサは、温度監視のためのＣＭＯＳ技術を用いる簡単で安価な解決策を提供し、これによって、異なるエミッタエリア（面積）を有する２つの互換性バイポーラトランジスタのベース−エミッタ電圧における電圧差が増幅される。増幅されたこの電圧差は、それから、上述したように、オンチップＡ／Ｄ変換器３０によってサンプリングされてディジタル測定値が得られ、このディジタル測定値は、マイクロコントローラチップの温度並びにチップを収納するパッテリパックの温度を表す温度値に変換される。図１３を参照すると、ここには、温度センサ５４の詳細なブロック線図が示されている。温度センサ５４は、出力電圧Ｖ_OUTを発生するためにΔＶ_BE発生器３５０及び差動増幅器３５２を備えており、この出力電圧ＶOUT は、Ａ／Ｄ変換器３０によりサンプリングを行うために、ＭＵＸ３２の一方の入力に供給される。図１３は、ΔＶ_BE発生器の一例を示しており、ここでは、ΔＶ_BE発生器は、ベースが相互接続されたＰＮＰバイポーラトランジスタ３５４，３５５を備え、各トランジスタのエミッタは大地に回帰的に接続される。トランジスタ３５４のコレクタは抵抗３６０を介してバイアスＮＭＯＳトランジスタ３５６のソースに接続され、トランジスタ３５５のコレクタはバイアスＮＭＯＳトランジスタ３５７のソースに接続される。トランジスタ３５６，３５７のゲートは、トランジスタ３５８，３５９のゲートと同様に、相互に接続され、これによって、トランジスタ３５７，３５８は、ゲートがそれぞれのドレインに接続されるダイオードとして構成されている。トランジスタ３５６，３５７のドレインにはトランジスタ３５８，３５９のドレインがそれぞれ接続され、これらのトランジスタ３５８，３５９のソースは動作電位Ｖ_DDを受ける。トランジスタ３５６〜３５９は、トランジスタ３５４，３５５のコレクタにバイアス電流Ｉを供給する。しかし、トランジスタ３５４，３５５は、各のエミッタのエリア（面積）が異なるように設計されており、ここで、エミッタの比は一定である。例えば、トランジスタ３５４のエミッタエリアは、トランジスタ３５５のエミッタエリアの８倍である。その結果、異なるベース−エミッタ電圧がトランジスタ３５４，３５５の両端に発生する。例えば、トランジスタ３５４のエミッタエリアはトランジスタ３５５のエミッタエリアより大きいので、トランジスタ３５４のベース−エミッタ電圧はトランジスタ３５５のベース−エミッタ電圧より低い。トランジスタ３５４，３５５両端の両ベース−エミッタ電圧の差は、ΔＶで示されるように、抵抗３６０を通して現れ、このデルタ（Δ）電圧は、次式（１１）で表すことができる。 ΔＶ＝Ｖ_BE355−Ｖ_BE354 ＝ＫＴ／ｑ×ＬＮ〔Ae354／Ae355〕（１１）ここで、ｑは、電子のクーロン電荷であり、Ｋは、ボルツマンの定数であり、Ｔは、絶対温度（ケルビン）であり、 Ae354,Ae355 は、それぞれトランジスタ３５４，３５５のエミッタエリアである。増幅器３５２は、その増幅利得Ａによる、例えば「20」という利得によるこの Δ電圧を増幅し、電圧Ｖ_OUTは、次式（１２）で表すことができる。Ｖ_OUT＝ΔＶ×Ａ＝Ｋ１×Ｔ（１２）ここで、Ｋ１は、ＡＫ／ｑ×ＬＮ〔Ae355／Ae354〕に等しい定数である。このようにして、式（１１），（１２）から、出力電圧は定数Ｋ１により温度に対して線形的に比例し、温度が上昇するにつれて、出力電圧Ｖ_OUTはこれに対応して線形的に増大するようになる。その後、この出力電圧は、ＭＵＸ３２を介してＡ／Ｄ変換器３０によってサンプリングされ、マイクロコントローラ１０は、Ｖ_OUTの値を表すディジタル計数値を得ることができる。このディジタル計数値は、それから、マイクロコントローラ１０の正確な温度測定値を得るために、マイクロコントローラコア１２により用いられる。絶対温度を得るために、マイクロコントローラ１０は、工場試験段階で較正されるが、ここでは、２つの異なる温度にてセンサの出力電圧が測定される。これによって、上述したように、較正定数Ｋthrm，Ktc を得ることができる。較正定数Ｋthrm，Ktc を得ると、電圧と温度との間に線形的な関係が存在するという仮定の下で、任意温度での温度を決定することができる。さらに、監視されるべきバッテリと共にマイクロコントローラ１０がバッテリパック内に収納されている場合には、Ｖ_OUTは、バッテリを表す計測値を得るために用いることができる。バッテリ温度を知ることは、バッテリの効果的な高速充電終了を実施して過充電を防止するのに、そして、正確な燃料測定を行うのに重要である。要約すると、本発明は、マイクロコントローラ半導体チップ、並びに、監視されるべきこのマイクロコントローラチップ及びバッテリを収納しているバッテリパックの温度を監視するために、オンチップＡ／Ｄ変換器と共に使用されるオンチップ温度センサを提供する。このオンチップ温度センサは、異なるエミッタエリアを有する２つの互換性バイポーラトランジスタのベース−エミッタ接合部両端から差電圧が得られることを利用している。この差電圧は、温度に比例しており、マイクロコントローラチップ並びにバッテリパックの温度測定値を得るために使用することができる。〔Ｉ²Ｃ（Inter-Integrated Ciccuit）インターフェース〕マイクロコントローラ１０は双方向２ワイヤバス及びデータ伝送プロトコルをサポートしている。特に、Ｉ²Ｃインターフェース５８は、シリアルなＥＥＰＲＯＭ、シフトレジスタ、ディスプレイ駆動器、Ａ／Ｄ変換器などのような他の周辺機器或いはマイクロコントローラ装置と通信するのに有用なシリアルインターフェースである。Ｉ²Ｃインターフェースは、また、Ｉ²Ｃ（Inter-Integrated C iccuit）仕様、システム管理バス（SMBUS）及びアクセスバスと互換性がある。Ｉ²Ｃバスは、Philips/Signetics により開発された２ワイヤシリアルインターフェースである。そのオリジナル仕様即ち標準モードは、100 キロビット／秒（Ｋｂｐｓ）までのデータ転送に対して指定され、拡張仕様即ち高速モードは、 400Ｋｂｐｓまでのデータ転送をサポートしており、標準及び高速の両モード装置は、同一バスに結合した場合相互動作を行うようになっている。Ｉ²Ｃインターフェースは、データの信頼性ある送受信を確実にするための包括的なプロトコルを実現する。データを伝送する際には、一方の装置がマスタとなってクロック信号を発生し、他方の装置がスレーブとして動作する。Ｉ²Ｃインターフェースにおける各装置は、それに関係する特定アドレスを有しており、マスタは、データ転送を望むとき、先ず、会話を望む装置のアドレスを送信し、マスタにより送られたアドレスがスレーブ装置のアドレスに一致した場合に、そのスレーブ装置がデータ転送のために選択される。データ転送がない期間には、クロックライン（SCLA）及びデータライン（SDAA ）が外部プルアップ抵抗により「ハイ」に引き上げられる。データ転送を完遂するためには、マスタ装置がスタート及びストップの両条件を発生して、データ転送の開始及び停止を決定するようにする。図１４を参照すると、スタート条件は、クロックラインが「ハイ」にあるとき、データライン上での「ハイ」から「ロー」への遷移として定義され、ストップ条件は、クロックラインが「ハイ」にあるとき、データライン上での「ロー」から「ハイ」への遷移として定義されている。さらに、このようなスタート及びストップ条件の定義の故に、データが伝送されているとき、データラインは、図１４に示されるようにクロックラインが「ロー」にあるときに変化するだけである。Ｉ²Ｃ装置をアドレスするために、２つのアドレッシングフォーマットが存在する。第１のフォーマットは、図１５に示されるように、書込／読出ビットを有する７ビットアドレスフォーマットである。簡単にいうと、スタートビット（Ｓ）の後、マスタにより８ビットが発生され、その最初の７ビットがスレーブ装置のアドレスであり、最後のビットが書込／読出ビットである。第２のアドレッシングフォーマットは、図１６に示されるように、書込／読出ビットを有する10ビットアドレスフォーマットである。簡単にいうと、スタートビットの後、マスタにより２バイトが発生されなければならず、第１バイトの最初の５ビットがそのアドレスを10ビットアドレスであるように特定する。次の10 ビットがスレーブ装置のアドレスであり、最後のビットが書込／読出ビットである。伝送データの各バイトの後には、スレーブ／受信装置により肯定応答ビットが発生される。図１７を参照すると、そこには、スレーブ装置による肯定応答の発生を表すグラフ的線図が示されている。より詳細には、スレーブ装置は、肯定応答のためのクロックパルスの間、データ出力ラインを「ロー」に保持することによって、データ最後のバイトの受信に対して肯定応答を行う。例えば、７ビットアドレスフォーマットについては、毎第９クロックパルスが肯定応答クロックパルスに対応している。図１８を参照すると、そこには、７ビットアドレスフォーマットを用いるＩ² Ｃデータ転送の一例を表すグラフ的線図が示されている。簡単にいうと、スタートビット（Ｓ）の後、マスタによりスレーブ装置の７ビットアドレス並びに書込／読出ビットが発生される。このアドレスが受信されたとすると、スレーブ装置は、データ出力を「ロー」に引下げアドレス受信の肯定応答を行う。それから、マスタは１バイトのデータを発生し、その受信についてスレーブ装置により肯定応答が行われる。データ転送が完了すると、マスタはストップビット（Ｐ）を発生する。図１９を参照すると、そこには、Ｉ²Ｃインターフェース５８の詳細なブロック図が示されている。Ｉ²Ｃインターフェース５８は、全てのスレーブ機能を完全に実現し、マスタ機能のソフトウエア実施を容易にするためにハードウエアでのサポートを提供する。Ｉ²Ｃインターフェースは、標準及び高速モード仕様、並びに、７ビット及び10ビットの両アドレッシングを実行する。データ転送のために、２つのライン／外部ピン、つまり、Ｉ²ＣクロックであるＲＣ６／ＳＣＬＡピン、及び、Ｉ²ＣデータであるＲＣ７／ＳＤＡＡピンが使用される。Ｉ²Ｃインターフェース５８は、Ｉ²Ｃ操作のために５つのレジスタを有している：[1]Ｉ²Ｃ制御（Ｉ²ＣＣＯＮ）レジスタ、[2]Ｉ²Ｃ状態（Ｉ²ＣＳＴＡＴ）レジスタ、〔これらのレジスタ（Ｉ²ＣＣＯＮ，Ｉ²ＣＳＴＡＴ）はファイルレジスタ（データ）空間に位置している〕、[3]シリアル受信／送信バッファー（Ｉ²ＣＢＵＦ）３０１、[4]Ｉ²Ｃシフトレジスタ（Ｉ²ＣＳＲ）３０３、及び、[5]アドレス（Ｉ²ＣＡＤＤ）レジスタ３０５。Ｉ²Ｃインターフェース５８には、さらに、比較器／一致検出器３０７及びスタート及びストップビット検出回路３０９が備えられている。Ｉ²ＣＣＯＮレジスタはＩ²Ｃ操作を制御し、このレジスタによって、次のＩ² Ｃモードの１つを選択することができる：１）７ビットアドレッシングを伴うＩ²Ｃスレーブモード、２）10ビットアドレッシングを伴うＩ²Ｃスレーブモード、３）７ビットアドレッシング及びマスタモードサポートを伴うＩ²Ｃスレーブモード、４）10ビットアドレッシング及びマスタモードサポートを伴うＩ²Ｃスレーブモード、及び、５）Ｉ²Ｃマスタモード、ここで、スレーブはアイドル状態である。Ｉ²ＣＳＴＡＴレジスタは読み出されるだけであり、データ転送の状態を与える。これは、受信されたバイトがデータ又はアドレスである場合、次のバイトが完全な10ビットアドレスである場合、及び、これが読出及び書込データ転送であろう場合のスタート及びストップビットの検出のような情報を含んでいる。Ｉ²ＣＢＵＦレジスタは、転送データが書き込まれたり読み出されたりするレジスタ／バッファーである。Ｉ²ＣＳＲレジスタは、マイクロコントローラ１０へのデータ或いはマイクロコントローラ１０からのデータをシフトする。Ｉ²ＣＡＤＤレジスタは、スレーブのアドレスを格納する。図２０を参照すると、そこには、７ビットアドレスフォーマットを伴うデータ受信のためのＩ²Ｃインターフェース５８に関係する典型的な波形を表すグラフ的線図が示されている。Ｉ²Ｃインターフェース５８は、いったん可能化されてしまうと、スタート条件が生じるのを待つ。スタート条件続いて、７ビットのアドレス及び書込／読出ビットがＩ²ＣＳＲレジスタ３０３内にシフトされてくる。全ての到来ビットがシリアルクロックの立ち上がりエッジ（前縁）でサンプリングされる。Ｉ²ＣＳＲレジスタの内容が、第８クロックパルスの立ち下がりエッジ（後縁）で、Ｉ²ＣＡＤＤレジスタの内容と比較される。両アドレスが一致する場合、Ｉ²ＣＳＲレジスタの内容が、Ｉ²ＣＢＵＦレジスタにロードされ、Ｉ² ＣＳＴＡＴレジスタの書込／読出ビットがクリアされる（データはインターフェース５８に書き込まれつつあることを表す）。さらに、肯定応答パルスが発生され、各データバイトの転送後、Ｉ²Ｃ割込みビット(I2CIF)がセットされ、その際、割込みビットはソフトウエアにおいてクリアされ、Ｉ²ＣＳＴＡＴレジスタは、そのバイトの状態を決定するのに使用される。しかしながら、Ｉ²ＣＢＵＦレジスタが以前の受信から読み出されてしまわなかった場合は、アドレスバイトオーバフロー条件が存在する。このような状況においては、非肯定応答パルスが発生され、Ｉ²ＣＣＯＮレジスタ内のオーフロービット(I2COV)をセットすることにより、オーバフロー条件が示される。図２１を参照すると、そこには、７ビットアドレスフォーマットを伴うデータ送信のためのＩ²Ｃインターフェース５８に関係する典型的な波形を表すグラフ的線図が示されている。アドレス一致が生じアドレスバイトの書込／読出ビットがセットされると（データはインターフェース５８に書き込まれつつあることを表す）、Ｉ²ＣＳＴＡＴレジスタの書込／読出ビットもまたセットされる。受信されたアドレスは、Ｉ²ＣＢＵＦレジスタ内にロードされ、肯定応答パルスが第９クロックパルス上で発生される。送信すべきデータは、Ｉ²ＣＳＲレジスタをさらにロードするＩ²ＣＢＵＦレジスタ内にロードされなければならない。８ビットのデータはシリアルクロックの後縁でシフトアウトされる。データ受信と同様に、各データ転送バイトについてＩ²Ｃ割込みフラグ(I2CIF)が発生され、その際、I2 CIF ビットはソフトウエアにおいてクリアされ、Ｉ²ＣＳＴＡＴレジスタが、そのバイトの状態を決定するのに使用される。〔マイクロコントローラの回路内プログラミング〕Ｉ²Ｃインターフェース５８を使用することによって、マイクロコントローラ１０は、端末応用回路においてシリアルにプログラムすることができる。この様な特徴によって、顧客はプログラムされていない装置を備えるボードを製造し、その後、製品を出荷する直前に、マイクロコントローラをプログラムすることができる。このことによって、最も最新のファームウェア即ち顧客ファームウェアをプログラムすることができる。マイクロコントローラ１０は、シリアルクロック及びシリアルデータピンを「ロー」に保持すると共に電圧プログラムピンを、Ｖ_SSに対して電圧Ｖ_PP、例えば、１２ボルトに高めることによって、プログラム／検証モードにおくことができる。一旦プログラムモードになると、ユーザプログラムメモリ並びに試験プログラムメモリは、シリアル又はパラレル手法のいずれかでアクセス及びプログラムを行うことができ、その際、操作の初期モードはシリアルであり、アクセスされるメモリはユーザプログラムメモリである。本発明では、マイクロコントローラ１０へのクロック及びデータ並びにマイクロコントローラ１０からのクロック及びデータを提供するために、マイクロコントローラ１０の２つの外部ピン（ＳＣＬＡピン及びＳＤＡＡピン）を利用することによって、回路内シリアルプログラミングが完遂される。さらに、回路内プログラミングを実行する際、電力、アース、及び、マイクロコントローラ１０へのプログラミング電圧（Ｖ_PP）を供給するのに３つの他のピンが利用される。図２２を参照すると、そこには、マイクロコントローラ１０の典型的な回路内シリアルプログラミング構成が示されている。例示的な目的だけのために、図２２のマイクロコントローラ１０は、端末回路／バッテリパック４０３の内側に存在しており、バッテリ（図２２には示されていない）の充電監視を制御するのに使用される。図２２に示されるマイクロコントローラ１０の一部には、バッテリパック４０３の外部コネクタ４０１に接続するための外部ピンの一部が備えられており、マイクロコントローラ１０が既にバッテリパック４０３内に組み込まれている場合にマイクロコントローラ１０をプログラミングするのに使用される。外部コネクタ４０１は、クロック及びシリアルデータ信号を、マイクロコントローラ１０のＳＣＬＡ及びＳＤＡＡピンに夫々供給するために、外部信号を受ける。クロックピンはマイクロコントローラにクロックを供給するのに使用され、データピンは、コマンドビットを入力し、シリアル操作の間、データをシリアルニ入出力するのに使用される。コネクタ４０１は、また、プログラミング電圧、例えば、12ボルトを受け、これをマイクロコントローラ１０のマスタクリア（MCLR）／電圧プスグラミングピンに供給して、マイクロコントローラ１０を可能化し、シリアルプログラミングモードに投入するようにする。そして、コネクタ４０１は、マイクロコントローラ１０の外部電力ピンＶＤＤ，ＶＳＳ（大地）間に、＋５Ｖを夫々供給する。図２３を参照すると、そこには、シリアルプログラミングに利用可能な種々のコマンドを表すテーブルが示されている。「試験ロード」コマンドは、試験プログラムメモリ内に14ビット語をロードするのに用いられ，その際、このコマンドの受信に基づいて、プログラムカウンタが試験プログラムメモリ内の予め定められた位置にセットされる。「データロード」コマンドは、14ビット語をユーザプログラムメモリ内にロードするのに用いられる。「データ読出」コマンドは、14ビット語をユーザプログラムメモリから伝送するのに用いられる。「アドレス増分」コマンドは、受信に基づき、マイクロコントローラ１０のプログラムカウンタを増分するのに用いられる。「プログラミング開始」コマンドは、試験プログラムメモリ或いはユーザプログラムメモリの何れかのプログラミングを開始するのに用いられ，その際、このコマンドに先立って試験ロード又はデータロードコマンドが与えられなければならない。「パラレルモード投入」コマンドは、パラレルモードでデータを受容するようにマイクロコントローラ１０をプログラムするのに用いられる。このパラレルモードは、バッテリパックに典型的には外部コネクタがほんの僅かしか備えられていないので、マイクロコントローラの回路内プログラミングには、一般的に適用することができない。最後に、「プログラミング終了」コマンドは、プログラムメモリのプログラミングを停止するのに用いられる。図２４，２５を参照すると、そこには、シリアルプログラミングのための試験ロード及びデータロードコマンドを夫々表すグラフ的線図が示されている。コマンドを入力するために、クロックピンにはサイクルが６回与えられ、その際、各コマンドビットが初めに入力されているコマンドの最下位ビット（ＬＳＢ）に伴うクロックの後縁でラッチされる。ＳＤＡＡピン上のデータは、図２４，２５に示されるように、クロックの後縁に関して、最小のセットアップ（ｔset0，ｔse t1）及び保持時間（ｔhld0，ｔhld1）を有するように要求されており、このセットアップ及び保持時間は、例えば100 ナノ秒〔ｎｓ〕である。さらに、これに関係するデータ読出及びデータロードコマンドのようなコマンドは、図２４，２５に示されるように、コマンドとデータとの間に、最小の遅延（ｔdly1）を有するように特定されており、この遅延は、例えば１マイクロ秒〔μｓ〕である。この遅延の後、クロックピンにはサイクルが16回与えられ、第１サイクルはスタートビットであり最後のサイクルはストップビットであり、また、データは、中間の 14クロックサイクルに伴い最下位ビットを最初にして、入力又は出力がなされる。特に、読出操作の間には、最下位ビットは、第２サイクルの前縁でＳＤＡＡピン上に伝送され、ロード操作の間には、最下位ビットは、第２サイクルの後縁でラッチされるようになっている。要するに、本発明によって、マイクロコントローラ１０の回路内シリアルプログラミングを行われる。このことによって、エンドユーザはマイクロコントローラ１０を、バッテリ充電及び監視制御用バッテリパックのようなエンドユーザアプリケーションにおかれたときに、プログラムすることができる。〔バッテリ監視アプリケーション〕図２６を参照すると、そこには、外部バッテリ４５０を監視するためのアプリケーションにおいて構成されるマイクロコントローラ１０を表すブロック図が示されている。バッテリ４５０の電圧は、分圧回路４５２を介してマイクロコントローラ１０のＡＮ０／ＢＡＴＶアナログ入力に供給される。バッテリ４５０の電流は感知抵抗４５４を介して通流し、マイクロコントローラ１０のＡＮ１／ＢＡＴＩアナログ入力に、バッテリ電流を表す電圧を供給する。マイクロコントローラ１０のＲＡＭＰピンは、外部コンデンサ４５６を介して大地に接続され、このコンデンサ両端にプログラム可能なランプ電圧を発生するようになっている。マイクロコントローラ１０のＩＡＶＧピンは、オプションとして外部コンデンサ４５８を介して大地に接続され、短持続時間電流パルスを捕獲するのに使用される。電圧調整器ピン（ＶＲＥＧ）は、電圧調整を行うために、外部ＮチャネルＦＥＴ４６０のゲート電極に接続される。このＦＥＴ４６０は、ドレイン電極がバッテリ電圧を受けるように接続され、ソース電極からマイクロコントローラ１０に調整された電圧ＶＤＤを供給する。さらに、この調整された電圧は、外部アナログ入力ＡＮ２を介して計測することができる。ここでは所定の好ましい実施例について説明してきたが、説明された実施例及び方法の種々の変形及び変更が本発明の真の精神及び範囲から逸脱しないで作られ得ることは、当業者に明らかであろう。従って、本発明は、添付された請求の範囲並びに適用される法律の規則及び原則によって要求される範囲にのみに限定されるべきであると考えられる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者デラクロース，ブリアンアメリカ合衆国 86351 アリゾナセドナバードバレィスクールロード 890 (72)発明者クーパー，ラッセル，イー. アメリカ合衆国 85224 アリゾナチャンドラーダブリュー．ショーニードライブ 1312

Claims

【特許請求の範囲】１．半導体チップ上に作製されたバッテリ充電及びバッテリ監視アプリケーション用マイクロコントローラであって、バッテリ充電及びバッテリ監視システムを選択的に制御するために、プログラム及び命令を実行し、マイクロコントローラによるプログラム及び命令の実行の結果として制御信号を発生するようになっており、命令を実行するためのマイクロプロセッサ手段、マイクロコントローラにより実行すべきプログラムを格納するためのプログラムメモリ手段、及び、データを格納するためのデータメモリ手段を具備するマイクロコントローラにおいて、さらに、マイクロコントローラの温度を監視するためのオンチップ温度センサを具備し、このオンチップ温度センサは、絶対温度に比例する第１電圧を発生するための電圧手段、及び、第１電圧をサンプリングすると共に、第１電圧の信号レベルを表すディジタル計数値を得てこれを格納するための手段を備え、このディジタル計数値は、マイクロコントローラの絶対温度の計測値を得るために用いられることを特徴とするマイクロコントローラ。２．前記サンプリングするための手段は、プログラム可能な電流を供給してランプ電圧を発生するためのディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）、第１電圧を受けるための第１入力及びランプ電圧を受けるための第２入力並びに出力を備える比較器、クロック信号に応答して計数値を発生するためのカウンタ、及び、ランプ電圧が第１電圧のレベルを超過するとき前記カウンタの計数値を格納するための捕獲レジスタを備えることを特徴とする請求項１に記載のマイクロコントローラ。３．前記電圧手段は、ベースが相互に接続される第１及び第２トランジスタ、及び、第１トランジスタのエミッタに直列接続される抵抗を備え、第１及び第２トランジスタは、異なるエミッタエリアを有し、異なるベース− エミッタ電圧がその両端にそれぞれ現れるようになっており、ベース−エミッタ電圧の差が、第１電圧であり、前記抵抗を通して現れることを特徴とする請求項１に記載のマイクロコントローラ。４．さらに、前記電圧手段に応答して第１電圧を増幅するための手段を具備することを特徴とする請求項１に記載のマイクロコントローラ。５．マイクロコントローラの絶対温度の計測値を得るための方法であって、このマイクロコントローラは、半導体チップ上に作製されて、命令を実行外部可制御システムを選択的に制御するために、プログラム及び命令を実行し、マイクロコントローラによる実行の結果として制御信号を発生するようになっており、命令を実行するためのマイクロプロセッサ手段、マイクロコントローラにより実行されるべきプログラムを格納するためのプログラムメモリ手段、及び、データを格納するためのデータメモリ手段を備える方法において、絶対温度に比例する電圧を有する信号を発生するステップ、及び、この信号の電圧レベルを表すディジタル計数値を得ることによってこの信号をサンプリングするステップから成り、このディジタル計数値は、マイクロコントローラの絶対温度の計測値を得るために用いられることを特徴とする方法。６．前記信号をサンプリングするステップは、コンデンサを介してプログラム可能な電流を供給することによりランプ電圧を発生するサブステップ、多数の受信クロック信号を計数するサブステップであって、ランプ電圧の発生及び計数の始動が実質的に同時に行われるサブステップ、及び、このランプ電圧が前記信号の電圧レベルを超過したとき多数の受信クロック信号を捕獲し、これによって、この信号の電圧レベルを表すディジタル計数値を得るサブステップから成ることを特徴とする請求項５に記載の方法。