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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Temperatur-Erfassungsschaltung,
die eine Temperatur unter Verwendung einer Temperaturspannung erfasst,
die durch einen Vorstrom erzeugt wird, der in eine Bandlücken-Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung
fließt.
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Ein
Mikrocontroller, der mit dem Bezugszeichen
1 in
14 dargestellt
ist, ist in der
US 5 619 430 offenbart
worden, die der
JP-A-H10-503611 entspricht.
Der Mikrocontroller
1 beinhaltet einen Temperatursensor
2.
Wie es in
15 dargestellt ist, beinhaltet
der Temperatursensor
2 einen ΔVbe-Generator
350 und
einen Differenzialverstärker
352 zum Erzeugen
einer Ausgangsspannung Vout, welche zum Abtasten durch einen Rampen-Analog/Digital-
bzw. A/D-Wandler
3 einem Eingang eines Multiplexers bzw.
MUX
4 zugeführt wird. Der ΔVbe-Generator
350 beinhaltet
PNP-Bipolartransistoren
354,
355, die Basen, die
miteinander verbunden sind, und Emitter aufweisen, die an Masse
gelegt sind. Ein Kollektor des Transistors
354 ist über
einen Widerstand
360 mit einer Source eines N-Kanal-Metall-Oxid-Halbleiter-
bzw. -MOS-Transistors
356 gekoppelt und ein Kollektor des
Transistors
355 ist mit einer Source eines N-Kanal-MOS.Transistors
357 gekoppelt.
Die Transistoren
356 bis
359 führen den
Kollektoren der Transistoren
354,
355 einen Vorstrom
I zu. Die Transistoren
354,
355 sind dazu ausgelegt,
dass die Fläche von jedem Emitter unterschiedlich ist.
Eine Differenz von Basis/Emitter-Spannungen über den Transistoren
354,
355 tritt über
dem Widerstand
360 auf, wie es durch ΔV bezeichnet
ist. Der Verstärker
352 verstärkt die
Spannung ΔV um einen Verstärkungsfaktor A. Deshalb
wird die Ausgangsspannung Vout wie folgt unter Verwendung einer
Temperatur T ausgedrückt: Vout = ΔV × A
= K1 × T. Da K eine Konstante ist, ändert sich
die Ausgangsspannung Vout linear mit der Temperatur T.
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Der
A/D-Wandler 3 tastet die Ausgangsspannung Vout des Verstärkers 352 ab
und eine zentrale Verarbeitungseinheit bzw. CPU 5 empfängt
einen digitalen Wert, der der Ausgangsspannung Vout entspricht,
aus dem A/D-Wandler 3. Um einen absolute Temperatur zu
erzielen, wird der Mikrocontroller 10 in einem Fabriktest
kalibriert, wodurch die Ausgangsspannung des Temperatursensors 2 bei
zwei unterschiedlichen Temperaturen gemessen wird. Dies wird ermöglichen,
Kalibrierungskonstanten Kthrm und Ktc zu erzielen. Die CPU 5 korrigiert
die Temperatur, die von dem Temperatursensor 2 erfasst
wird, unter Verwendung der Kalibrierungskonstanten Kthrm und Ktc.
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Jedoch
führt in dem Mikrocontroller
1, der in der
US 5 619 430 offenbart ist,
die CPU
5 eine Korrektur der Temperatur durch Software
durch. Weiterhin muss bezüglich des A/D-Wandlers
3 die
CPU eine Korrektur unter Verwendung einer Kalibrierungskonstante
Kref durchführen, um Koeffizienten einer linearen Übertragungsfunktion
zu bestimmen. Deshalb sind komplexe Korrekturverfahren erforderlich,
um eine Temperatur genau zu erfassen.
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Im
Hinblick auf das zuvor beschriebene Problem, ist es eine Aufgabe
der vorliegenden Erfindung, eine Temperatur-Erfassungsschaltung
zum genauen Erfassen einer Temperatur ohne ein komplexes Korrekturverfahren
zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den in Anspruch
1 angegebenen Maßnahmen gelöst.
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Weitere
vorteilhafte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand
er abhängigen Ansprüche.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet eine Temperatur-Erfassungsschaltung
eine Bandlücken-Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung,
eine Erfassungsausgangsschaltung und einen Ausgangswandlungsschaltung.
Die Bandlücken-Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugt
eine erste Referenzspannung und bewirkt, dass ein Vorstrom durch
einen Strompfad fließt, um eine Temperaturspannung zu erzeugen.
Der Strompfad weist einen ersten Widerstand auf. Die Erfassungsausgangsschaltung
beinhaltet einen zweiten Widerstand und bewirkt, dass ein Spiegelstrom
des Vorstroms über den zweiten Widerstand fließt.
Die Ausgangswandlungsschaltung verwendet eine zweite Referenzspannung,
um einen Spannungsabfall über dem zweiten Widerstand zu
einer vorbestimmten Ausgabeform zu wandeln, um eine Temperatur zu erfassen.
Die ersten und zweiten Widerstände weisen eine im Wesentlichen
identische Temperaturabhängigkeit auf. Die zweite Referenzspannung
wird aus der ersten Referenzspannung erzeugt.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert.
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Es
zeigt:
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1 einen
Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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2 einen
Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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3 einen
Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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4 einen
Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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5 einen
Stromlaufplan einer Querschnittsansicht eines Halbleitersubstrats,
in dem die Temperatur-Erfassungsschaltung von 1 ausgebildet
ist;
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6 einen
Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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7A einen
Graph einer Beziehung zwischen einer erfassten Temperatur und einer
Temperatur-Erfassungsspannung der Temperatur-Erfassungsschaltung
von 1;
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7B einen
Graph einer Beziehung zwischen einer erfassten Temperatur und einer
Temperatur-Erfassungsspannung der Temperatur-Erfassungsschaltung
von 6;
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8 einen
teilweisen Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem siebten
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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9 einen
teilweisen Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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10 einen
Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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11 einen
Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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12 einen
Stromlaufplan einer Temperatur-Erfassungsschaltung gemäß einem
elften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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13A bis 13C Zeitablaufsdiagramme für
eine Spannung über einem Kondensator und ein Frequenzsignal,
das aus einer Oszillatorschaltung der Temperatur-Erfassungsschaltung
von 12 ausgegeben wird;
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14 ein
Blockschaltbild eines herkömmlichen Mikrocontrollers; und
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15 einen
Stromlaufplan einer herkömmlichen Temperatur-Erfassungsschaltung,
die in dem Mikrocontroller von 14 verwendet
wird.
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Erstes Ausführungsbeispiel
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Unter
Bezugnahme auf 1 wird eine Temperatur-Erfassungsschaltung 11 gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben,
die einen Bandlücken-Referenzspannungs- bzw. VBG-Generator 12,
eine Erfassungsausgangsschaltung 13, und einen Analog/Digital- bzw.
A/D-Wandler 14 beinhaltet.
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Der
VBG-Generator 12 ist dazu ausgelegt, dass er eine Bandlücken-Referenzspannung
VBG durch eine Ausgangsleitung 16 ausgibt. In dem VBG-Generator 12 bilden
PNP-Transistoren Tr1, Tr2 eine erste Stromspiegelschaltung. Die
Basen der Transistoren Tr1, Tr2 sind miteinander gekoppelt und die
Emitter der Transistoren Tr1, Tr2 sind mit einer Energieversorgungsleitung 15 einer
Energieversorgungsspannung Vcc gekoppelt. Die Transistoren Tr1, Tr2
sind dazu ausgelegt, dass ein Zellenflächenverhältnis
(das heißt ein Emitterverhältnis) auf 1:N festgelegt
ist, wobei N eine positive Zahl ist. Deshalb ist ein erster Spiegelstrom
als ein Kollektorstrom des Transistors Tr2 N-mal größer
als ein Vorstrom I als ein Kollektorstrom des Transistors Tr1. Der
Emitter des PNP-Transistors Tr3 ist mit den Basen der Transistoren
Tr1, Tr2 gekoppelt, die Basis des Transistors Tr3 ist mit dem Kollektor
des Transistors Tr1 gekoppelt und der Kollektor des Transistors
Tr3 ist mit Masse gekoppelt. Ein Basisstrom der Transistoren Tr1, Tr2
fließt durch den Transistor Tr3 zu Masse. NPN-Transistoren
Tr4, Tr5 sind angepasst. Genauer gesagt weisen die Transistoren
Tr4, Tr5 die gleiche Zellenfläche und identische elektrische
Charakteristiken auf.
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Die
Basen der Transistoren Tr4, tr5 sind zusammen mit der Ausgangsleitung 16 gekoppelt,
so dass ein Basisstrom lb über die Ausgangsleitung 16 den
Basen der Transistoren Tr4, Tr5 zugeführt werden kann.
Der Emitter des Transistors Tr4 ist über eine Reihenschaltung
von Widerständen R1, R2 mit Masse gekoppelt. Der Emitter
des Transistors Tr5 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen den
Widerständen R1, R2 gekoppelt. Der Kollektor des NPN-Transistors
Tr6 ist mit der Energieversorgungsleitung 15 gekoppelt,
die Basis des Transistors Tr6 ist mit dem Kollektor des Transistors
Tr5 gekoppelt und der Emitter des Transistors Tr6 ist mit der Ausgangsleitung 16 gekoppelt.
Der Basisstrom lb der Transistoren Tr4, Tr5 dient als ein Rückkopplungsstrom,
um eine Bandlücken-Referenzspannung VBG an einem konstanten
Pegel zu halten. Die Höhe eines elektrischen Stroms, der
von dem Kollektor des Transistors Tr5 zu der Basis des Transistors
Tr6 fließt, ändert sich mit der Höhe
des Basisstroms lb der Transistoren Tr4, Tr5. Demgemäß ändert
sich ein Emitterstrom des Transistors Tr6, so dass die Bandücken-Referenzspannung
VBG an dem konstanten Pegel gehalten wird.
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In
der Erfassungsausgangsschaltung 13 ist der Emitter des
PNP-Transistors Tr7 mit der Energieversorgungsleitung 15 gekoppelt
und ist der Kollektor des Transistors Tr7 über einen Erfassungswiderstand
R3 mit Masse gekoppelt. Die Basis des Transistors Tr7 ist mit der
Basis des Transistors Tr1 gekoppelt, so dass die Transistoren Tr1,
Tr7 eine zweiten Stromspiegelschaltung bilden. Die Transistoren Tr1,
Tr7 sind dazu ausgelegt, dass ein Zellenflächenverhältnis
(das heißt ein Emitterverhältnis) auf 1:B festgelegt
ist, wobei B eine positive Zahl ist. Deshalb ist ein zweiter Spiegelstrom
als ein Kollektorstrom des Transistors Tr7 B-mal größer
als der Vorstrom I als der Kollektorstrom des Transistors Tr1.
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Der
Erfassungswiderstand R3 weist die gleiche Temperaturabhängigkeit
wie der Widerstand R1 auf und weist einen Widerstandswert auf, der
A-mal größer als ein Widerstandswert des Widerstands
R1 ist, wobei A eine positive Zahl ist. Eine Temperaturerfassungsspannung
Vout tritt über dem Erfassungswiderstand R3 auf und wird
durch den A/D-Wandler 14 zu Spannungsdaten gewandelt. Die
Spannungsdaten werden zum Beispiel von einer zentralen Verarbeitungseinheit
(nicht gezeigt) gelesen. Die Bandlücken-Referenzspannung
VBG, die aus dem VBG-Generator 12 ausgegeben wird, wird über
einen nicht invertierenden Verstärker 17 zu einer A/D-Wandler-Referenzspannung
VREF verstärkt. Die A/D-Wandler-Referenzspannung VREF wird
an den A/D-Wandler 14 angelegt und der A/D-Wandler 14 wandelt
die Temperaturerfassungsspannung Vout zu den Spannungsdaten unter
Verwendung der A/D-Wandler-Referenzspannung VREF.
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Der
VBG-Generator 12 erzeugt die Bandlücken-Referenzspannung
VBG unter Verwendung von sowohl einer Temperaturspannung VT als
auch einer Basis/Emitter-Spannung VBE. Während die Temperaturspannung
VT einen positive Temperaturabhängigkeit aufweist, weist
die Basis/Emitter-Spannung VBE eine negative Temperaturabhängigkeit auf.
Deshalb weist die Bandlücken-Referenzspannung VBG keine
Temperaturabhängigkeit auf. Der zweite Spiegelstrom, welcher
B-mal größer als der Vorstrom I ist, der über
den Widerstand R1 fließt, fließt über
den Erfassungswiderstand R3. Daher ändert sich die Temperatur
der Erfassungsspannung Vout, die über dem Erfassungswiderstand
R3 auftritt, mit einer Temperatur. Da der Erfassungswiderstand R3
die gleiche Temperaturabhängigkeit wie der Widerstand R1
aufweist, weist die Temperaturerfassungsspannung Vout keinen Fehler
auf, der sich aus einer Differenz einer Temperaturabhängigkeit
zwischen den Widerständen R1, R3 ergibt.
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Der
Spannungsabfall über dem Widerstand R1 ist gleich einer
Basis/Emitter-Spannung VBE des Transistors Tr5. Deshalb wird der
Spannungsabfall über den Widerstand R1 durch die folgende
Gleichung ausgedrückt: R1·I
= VBE = VT·ln(N·I/I) (1)
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In
der vorhergehenden Gleichung (1) stellt In den natürlichen
Logarithmus dar. Die Temperaturspannung VT ist wie folgt ausgedrückt:
VT = k × T/q, wobei k die Boltzmannkonstante ist, T die
absolute Temperatur ist und q die elektronische Ladung ist. Der
Vorstrom I ist durch die folgende Gleichung ausgedrückt: I = k·T/q·ln(N)/R1 (2)
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Da
der zweite Spiegelstrom, der über den Erfassungswiderstand
R3 fließt, B-mal größer als der Vorstrom
I ist, wird die Temperaturerfassungsspannung Vout, die aus der Erfassungsausgangsschaltung 13 ausgegeben
wird, durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vout = R3·B·I = R3·B·{k·T/q·ln(N)/R1}
= k/q·A·B·ln(N)·T (3)
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Deshalb
kann die Ausgangsspannung Vout unter Verwendung eines konstanten
Werts T wie folgt ausgedrückt werden: Vout = C·T (4)
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Wie
es aus der vorhergehenden Gleichung (4) zu sehen ist, ändert
sich die Temperaturerfassungsspannung Vout linear mit der Temperatur
T mit einer konstanten Steigung von T ohne von einer Herstellungsänderung
der Basis/Emitter-Spannung beeinträchtigt zu werden. Die
konstante Steigung von C kann durch Einstellen des ersten Spiegelverhältnisses
N in dem VBG-Generator 12 und des Widerstandswertverhältnisses
A und des zweiten Spiegelverhältnisses P in der Erfassungsausgangsschaltung 13 eingestellt
werden.
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Die
A/D-Wandler-Referenzspannung VREF, die an den A/D-Wandler 14 angelegt
wird, wird aus der Bandlücken-Referenzspannung VBG erzeugt, die
aus dem VBG-Generator 12 ausgegeben wird. Daher gibt es,
da eine Charakteristik, die sich auf einen A/D-Wandlervorgang des
A/D-Wandlers 14 bezieht, von einer Charakteristik der Bandlücken-Referenzspannung
VBG abhängt, keine Notwendigkeit einer Korrektur des A/D-Wandlers 14.
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Wie
es zuvor beschrieben worden ist, bewirkt gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die
Erfassungsausgangsschaltung 13 der Temperatur-Erfassungsschaltung 11,
dass der zweite Spiegelstrom B-mal größer als
der Vorstrom I ist, welcher über den Widerstand R1 fließt,
und erzeugt die Temperaturspannung VT, um über den Erfassungswiderstand
R3 zu fließen. Der A/D-Wandler 14 wandelt die
Temperaturerfassungsspannung Vout, welche über dem Erfassungswiderstand
R3 auftritt, zu den Spannungsdaten unter Verwendung der A/D-Wandler-Referenzspannung
VREF. Der Erfassungswiderstand R3 weist die gleiche Temperaturabhängigkeit
wie der Widerstand R1 auf und die A/D-Wandler-Referenzspannung VREF
wird aus der Bandlücken-Referenzspannung VBG erzeugt. Daher kann
anders als im Stand der Technik, der in den 14 und 15 dargestellt
ist, die Temperaturerfassungsschaltung 11 eine Temperatur
ohne ein komplexes Kalibrieren genau erfassen.
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Zweites Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 11A gemäß dem
zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
wird nachstehend unter Bezugnahme auf 2 beschrieben.
Ein Unterschied zwischen den Temperatur-Erfassungsschaltungen 11, 11A ist
wie folgt. Die Temperatur-Erfassungsschaltung 11A beinhaltet
weiterhin einen Widerstand R4, der zwischen einer Energieversorgungsleitung 15 und
jedem Emitter der Transistoren Tr1, Tr2, Tr7 gekoppelt ist. Bei
einem derartigen Ansatz können ein Spiegelverhältnis
N einer ersten Stromspiegelschaltung in einem VBG-Generator 12A und
ein Spiegelverhältnis B einer zweiten Stromspiegelschaltung
in einer Erfassungssausgangsschaltung 13A vorhergehend
genau eingestellt werden, so dass die Temperatur-Erfassungsschaltung 11A eine
Temperatur genauer erfassen kann.
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Drittes Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 11B gemäß dem
dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
wird nachstehend unter Bezugnahme auf 3 beschrieben.
Ein Unterschied zwischen den Temperatur-Erfassungsschaltungen 11A, 11B ist
wie folgt. Die Temperatur-Erfassungsschaltung 11B beinhaltet
einen veränderbaren Erfassungswiderstand R3_V anstelle
des Erfassungswiderstands R3. Bei einem derartigen Einsatz kann
das Spiegelverhältnis B der zweiten Stromspiegelschaltung
in der Erfassungsausgangsschaltung 13A einfach durch Ändern
eines Widerstandswerts des veränderbaren Erfassungswiderstands
R3_V eingestellt werden. Daher kann die konstante Steigung von C, bei
welcher sich die Temperaturerfassungsspannung Vout linear mit der
Temperatur T ändert, einfach unter Verwendung des veränderbaren
Erfassungswiderstands R3_V eingestellt werden.
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Viertes Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 11C gemäß dem
vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
wird nachstehend unter Bezugnahme, auf 4 beschrieben.
Ein Unterschied zwischen den Temperatur-Erfassungsschaltungen 11, 11C ist
wie folgt. Eine Bandlücken-Referenzschaltung 12C der
Temperatur-Erfassungsschaltung 11C beinhaltet weiterhin
PNP-Transistoren Tr8, Tr9, die mit den Transistoren Tr1 bzw. Tr2
in Kaskade gekoppelt sind. Eine Erfassungsausgangsschaltung 13C der
Temperatur-Erfassungsschaltung 11C beinhaltet weiterhin
einen PNP-Transistor Tr10, der in Kaskade mit dem Transistor Tr7
gekoppelt ist. Ein PNP-Transistor Tr11 ist zwischen Masse und jeder
Basis der Transistoren Tr8, Tr9 gekoppelt. Der Transistor Tr11 dient
der gleichen Funktion wie der Transistor Tr3. Um eine Genauigkeit
eines Spiegelverhältnisses zu verbessern, ist die Basis
des Transistors Tr3 mit dem Kollektor des Transistors Tr2 gekoppelt
und ist die Basis des Transistors Tr11 mit dem Kollektor des Transistors
Tr8 gekoppelt.
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Gemäß dem
vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
sind die Transistoren Tr1, Tr2, Tr7 in Kaskade mit den Transistoren
Tr8, Tr9 bzw. Tr10 gekoppelt. Bei einem derartigen Ansatz kann jeder
Transistor im Wesentlichen die gleiche Kollektor/Emitter-Spannung
aufweisen, so dass die Temperatur-Erfassungsschaltung 11C die
Temperatur genauer erfassen kann.
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Fünftes Ausführungsbeispiel
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Das
fünfte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
wird nachstehend unter Bezugnahme auf 5 beschrieben.
Wie es in 5 dargestellt ist, können
die zuvor beschriebenen Temperatur-Erfassungsschaltungen auf einem
Halbleitersubstrat realisiert sein. Zum Beispiel sind in dem Fall der
Temperatur-Erfassungsschaltung 11 des ersten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung Schaltungselemente des VBG-Generators 12 und der
Erfassungsausgangsschaltung 13 auf einem Silizium-auf-Isolator-
bzw. SOl-Substrat 22 ausgebildet, das eine eingebettete
Oxidschicht 21 aufweist. Ein Grabenisolationsbereich ist
durch Ausbilden eines Grabens 23, der die eingebettete
Oxidschicht 21 erreicht, an dem SOl-Substrat 22 und
Füllen des Grabens 23 mit einem elektrisch isolierenden
Material, wie zum Beispiel einem Oxidmaterial, an dem SOl-Substrat 22 ausgebildet.
Die Schaltungselemente, wie zum Beispiel PNP-Transistoren, sind
in dem Grabenisolationsbereich ausgebildet.
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Bei
einem derartigen Ansatz sind der VBG-Generator 12 und die
Erfassungsausgangsschaltung 13 durch die Oxidschicht elektrisch
von anderen Schaltungselementen isoliert. Eine thermische Leitfähigkeit
in einer Oxidschicht-Isolationsstruktur ist ungefähr ein
Zehntel einer thermischen Leitfähigkeit in einer PN-Übergangs-Isolationsstruktur.
Deshalb kann, wie es in 5 gezeigt ist, auch dann, wenn ein
Wärmeerzeugungselement, wie zum Beispiel ein Leistungs-Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor bzw.
-MOSFET 25 in der Nähe der Temperatur-Erfassungsschaltung 11 ausgebildet
ist, die Temperatur-Erfassungsschaltung 11 eine Temperatur
genau erfassen, ohne durch Wärme von dem MOSFET 25 beeinträchtigt
zu werden. Zum Beispiel kann die Temperatur-Erfassungsschaltung 11 in
einer integrierten Schaltung eines Treibers bzw. Treiber-ICs zum
Ansteuern eines Aktor integriert sein und zuverlässig eine
Temperatur des Aktors erfassen, ohne von Wärme von einem
Ansteuerelement (zum Beispiel eines Leistungs-MOSFET) beeinträchtigt
zu werden, das in dem Treiber-IC integriert ist.
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Sechstes Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 33 gemäß dem
sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
wird nachstehend unter Bezugnahme auf 6 beschrieben.
Ein Unterschied zwischen den Temperatur-Erfassungsschaltungen 11, 33 ist
wie folgt. In einem VBG-Generator 36 der Temperatur-Erfassungsschaltung 33 sind
Basen von Transistoren Tr4, Tr5 miteinander gekoppelt, um eine Stromspiegelschaltung
zu bilden. Ein Widerstand R5 ist zwischen einer Ausgangsleitung 35 zum
Ausgaben der Bandlücken-Referenzspannung VBG und dem Kollektor
des Transistors Tr5 gekoppelt. Eine Parallelschaltung von N (vier
in 6) Widerständen R5 ist zwischen der Ausgangsleitung 35 und
dem Kollektor des Transistors Tr4 gekoppelt. Der Emitter des Transistors
Tr5 ist über einen Widerstand R1 mit Masse gekoppelt und
der Emitter des Transistors Tr4 ist direkt mit Masse gekoppelt.
Der Kollektor des Transistors Tr4 ist mit einem nicht invertierenden
Eingang eines Operationsverstärkers bzw. op-amp 34 gekoppelt
und der Kollektor des Transistors Tr5 ist mit einem invertierenden
Eingang des op-amp 34 gekoppelt. Ein Ausgang des op-amp 34 ist
mit der Ausgangsleitung 35 gekoppelt.
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In
einer Erfassungsausgangsschaltung 32 der Temperatur-Erfassungsschaltung 33 ist
ein Erfassungswiderstand R3 mit der Ausgangsleitung 35 gekoppelt
und ist die Basis eines Transistors Tr12 mit jeder Basis der Transistoren
Tr4, Tr5 gekoppelt.
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Aufgrund
der Funktion des op-amp 34 wird jedes Kollektorpotential
der Transistoren Tr4, Tr5 "R1 × I + VBE". Deshalb wird
ein Kollektorstrom des Transistors Tr4 "N × I".
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Die 7A, 7B zeigen
eine Beziehung zwischen einer Temperatur und einer Temperaturerfassungsspannung
Vout, die über dem Erfassungswiderstand R3 auftritt. In
dem Fall der Temperatur-Erfassungsschaltung 11 des ersten
Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung weist,
wie es in 7A gezeigt ist, die Temperaturerfassungsspannung
Vout eine positive Temperaturabhängigkeit auf und erhöht
sich linear mit einer Erhöhung der Temperatur. In dem Fall
der Temperatur-Erfassungsschaltung 33 des sechsten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung weist, wie es in 7B gezeigt ist,
die Temperaturerfassungsspannung Vout eine negative Temperaturabhängigkeit
auf und verringert sich linear mit einer Erhöhung der Temperatur.
Daher kann, wenn es erforderlich ist, dass die Temperaturerfassungsspannung
Vout eine negative Temperaturabhängigkeit aufweisen sollte,
die Temperatur-Erfassungsschaltung 33 gemäß dem
sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
die Anforderung erfüllen.
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Siebtes Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 37 gemäß dem
siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
wird nachstehend unter Bezugnahme auf 8 beschrieben.
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Ein
Unterschied zwischen den Temperatur-Erfassungsschaltungen 33, 37 ist
wie folgt. In einem VBG-Generator 38 in der Temperatur-Erfassungsschaltung 37 wird
ein Transistor 7 anstelle des Transistors 5 verwendet.
Eine Zellenfläche des Transistors 7 ist N-mal
größer als die des Transistors 7. Weiterhin
ist, während die Parallelschaltung von N Widerständen
R5 zwischen der Ausgangsleitung 35 und dem Kollektor des
Transistors Tr4 in dem VBG-Generator 36 der Temperatur-Erfassungsschaltung 33 gekoppelt
ist, lediglich ein Widerstand R5 zwischen der Ausgangsleitung 35 und
dem Kollektor des Transistors Tr4 in dem VBG-Generator 38 der Temperatur-Erfassungsschaltung 37 gekoppelt.
Bei einem derartigen Ansatz wird in dem VBG- Generator 38 ein
Kollektorstrom von jedem der Transistoren Tr4, Tr13 I. Deshalb ist
ein Kollektorstrom von jedem Transistorelement des Transistors Tr13
ein N-tel des Kollektorstroms der Transistoren Tr4.
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Achtes Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 39 gemäß dem
achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird
nachstehend unter Bezugnahme auf 9 beschrieben.
Die Temperatur-Erfassungsschaltung 39 weist eine BiCMOS-Struktur auf.
In einem VBG-Generator 40 sind PNP-Transistoren Tr14 bis
Tr16 auf der Masseseite angeordnet. Die Transistoren Tr14, Tr15
sind derart ausgelegt, dass ein Zellenflächenverhältnis
(das heißt ein Emitterverhältnis) auf 1:N festgelegt
ist. Ähnlich sind die Transistoren Tr14, Tr16 derart ausgelegt,
dass ein Zellenflächenverhältnis auf 1:N festgelegt
ist. Alle der Basen und Kollektoren der Transistoren Tr14 bis Tr16 sind
mit Masse gekoppelt. P-Kanal-MOSFETs M1 bis M6 bilden eine entsprechende
Kaskadenverbindung aus, die durch die Transistoren Tr1, Tr2, Tr7
bis Tr10 der Temperatur-Erfassungsschaltung 11C ausgebildet
ist, die in 4 gezeigt ist. Die MOSFETs M7,
M9 sind zwischen dem MOSFET M4 und dem Transistor Tr14 gekoppelt.
Die MOSFETs M8, M10 sind zwischen dem MOSFET M5 und dem Transistor
Tr15 gekoppelt. Die MOSFETs M1, M2, M4, M5, M7 bis M10 bilden eine
Eigenvorspannungsschaltung aus. Ein Widerstand R1 ist zwischen dem
MOSFET M10 und dem Transistor Tr15 gekoppelt.
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Weiterhin
sind in dem VBG-Generator 40 P-Kanal-MOSFETs M11, M12,
die zusammen kaskadiert sind, mit einer Energieversorgungsleitung 15 gekoppelt.
Die Gates der MOSFETs M11, M12, sind mit den Gates der MOSFETs M2
bzw. M5 gekoppelt. Ein Widerstand R1 ist zwischen dem MOSFET M12 und
dem Transistor Tr16 gekoppelt und eine Bandlücken-Referenzspannung
VBG tritt an dem Drain des MOSFET M12 auf. Der Drain des MOSFET
M6 einer Erfassungsausgangsschaltung 41 ist über
einen Erfassungswiderstand R3 mit Masse gekoppelt und eine Temperaturerfassungsspannung
Vout tritt an dem Drain des MOSFET M6 auf.
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Neuntes Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 42 gemäß dem
neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
wird nachstehend unter Bezugnahme auf 10 beschrieben.
Ein Unterschied zwischen den Temperatur-Erfassungsschaltungen 11, 42 ist
wie folgt. Die Temperatur-Erfassungsschaltung 42 beinhaltet
einen Komparator 43 anstelle A/D-Wandlers 14.
Eine Temperaturerfassungsspannung Vout wird an einen nicht invertierenden
Eingang des Komparators 43 angelegt. Eine Wandlerreferenzspannung
VREF, die aus dem nicht invertierenden Verstärker 17 ausgegeben
wird, wird durch einen Spannungsteiler geteilt, der mit Widerständen
R6, R6 gebildet ist, und die geteilte Spannung wird an einen invertierenden
Eingang des Komparators 43 angelegt. Da der Komparator 43 die
geteilte Spannung verwendet, die aus der Wandlerreferenzspannung VREF
erzeugt wird, kann die Temperatur-Erfassungsschaltung 42 eine
Temperatur genau erfassen.
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Zehntes Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 44 gemäß dem
zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
wird nachstehend unter Bezugnahme auf 11 beschrieben.
Ein Unterschied zwischen den Temperatur-Erfassungsschaltungen 42, 44 ist
wie folgt. Die Temperatur-Erfassungsschaltung 44 beinhaltet
einen Digital/Analog- bzw. D/A-Wandler 45 anstelle des
Spannungsteilers, der mit den Widerständen R6, R7 gebildet
ist. Der D/A-Wandler 45 nimmt Schwellwertspannungsdaten
aus zum Beispiel einem EEPROM (nicht gezeigt) auf. Eine Wandlerreferenzspannung
VREF wird an den D/A-Wandler 45 angelegt. Der D/A-Wandler 45 wandelt
die Schwellwertspannungsdaten zu einer analogen Schwellwertspannung
unter Verwendung der Wandlerreferenzspannung VREF. Die Schwellwertspannung
wird an den invertierenden Eingang des Komparators 43 angelegt.
Da der Komparator 43 die Schwellwertspannung verwendet,
die aus der Wandlerreferenzspannung VREF erzeugt wird, kann die
Temperatur-Erfassungsschaltung 44 eine Temperatur genau
erfassen.
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Elftes Ausführungsbeispiel
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Eine
Temperatur-Erfassungsschaltung 54 gemäß dem
elften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird
nachstehend unter Bezugnahme auf die 12 und 13A bis 13C beschrieben.
Ein Unterschied zwischen den Temperatur-Erfassungsschaltungen 42, 54 ist
wie folgt. In der Temperatur-Erfassungsschaltung 54 ist
eine Oszillatorschaltung 46 auf der Ausgangsseite des nicht
invertierenden Verstärkers 17 angeordnet. Die
Oszillatorschaltung 46 ist unter Verwendung des Komparators 43 aufgebaut.
Eine Reihenschaltung einer Konstantstromquelle 47 und eines
Kondensators 48 ist zwischen dem Ausgang des nicht invertierenden
Verstärkers 17 und Masse gekoppelt. Eine Reihenschaltung
eines Schaltnetzes 49 und einer Konstantstromquelle 50 ist
parallel zu dem Kondensator 48 geschaltet. Das Schaltnetz 49 wird
in Übereinstimmung mit einem Ausgangssignal des Komparators 43 ein/ausgeschaltet.
Zum Beispiel wird, wenn das Ausgangssignal hoch ist, das Schaltnetz 49 eingeschaltet.
Die Höhe eines elektrischen Stroms, der von der Konstantstromquelle 50 zugeführt
wird, ist zweimal größer als der eines elektrischen
Stroms, der von der Konstantstromquelle 47 zugeführt
wird.
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Der
Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R6, R7 ist über
ein Schaltnetz 51 mit dem invertierenden Eingang des Komparators 53 gekoppelt.
Eine Temperaturerfassungsspannung Vout wird über ein Schaltnetz 52 an
den invertierenden Eingang des Komparators 53 angelegt.
Während das Schaltnetz 52 in Phase zu dem Schaltnetz 49 ein/ausgeschaltet
wird, wird das Schaltnetz 51 in entgegen gesetzter Phase
mit dem Schaltnetz 49 ein/ausgeschaltet. Ein Ausgangssignal
des Komparators 53 wird als ein Frequenzsignal OSCOUT über eine
Pufferschaltung 53 ausgegeben. Gemäß der Temperatur-Erfassungsschaltung 54 wird
daher der A/D-Wandler 14 der Temperatur-Erfassungsschaltung 11 des
ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung
durch die Oszillatorschaltung 46 ersetzt.
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Die 13A bis 13C zeigen
Zeitablaufsdiagramme für eine Spannung VC über
dem Kondensator 48 und das Frequenzsignal OSCOUT. Wenn
das Schaltnetz 49 eingeschaltet wird, wird der Kondensator 48 durch
einen elektrischen Strom I geladen. Im Gegensatz dazu wird, wenn
das Schaltnetz 49 ausgeschaltet wird, der Kondensator 48 durch
den elektrischen Strom I entladen.
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Wenn
das Ausgangssignal des Komparators 43 hoch ist, wird das
Schaltnetz 51 ausgeschaltet und wird das Schaltnetz 52 eingeschaltet.
Daher wird die Erfassungsspannung Vout, die eine Temperaturabhängigkeit
aufweist, als eine Schwellwertspannung Vth_L an den Komparator 43 angelegt.
Im Gegensatz dazu wird, wenn das Ausgangssignal des Komparators
niedrig ist, das Schaltnetz 51 eingeschaltet und das Schaltnetz 52 ausgeschaltet.
Daher wird eine geteilte Spannung einer Referenzspannung VREF, die
keine Temperaturabhängigkeit aufweist, als eine Schwellwertspannung
Vth_H an den Komparator 43 angelegt. Als Ergebnis ändert
sich die Spannung VT über dem Kondensator 48 ähnlich
einer Dreieckswelle, wie es in 13A gezeigt
ist.
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Die
Schwellwertspannung Vth_L weist die Temperaturabhängigkeit
auf. Daher verringert sich, wie es in 13B gezeigt
ist, ein Spannungspegel der Schwellwertspannung Vth_L bei einer
niedrigen Temperatur. Als Ergebnis verringert sich eine Frequenz
des Frequenzsignals OSCOUNT bei einer niedrigen Temperatur. Im Gegensatz
dazu erhöht sich, wie es in 13C gezeigt
ist, der Spannungspegel der Schwellwertspannung Vth_L bei einer
hohen Temperatur. Als Ergebnis erhöht sich die Frequenz
des Frequenzsignals OSCOUNT bei der hohen Temperatur. Daher ändert
sich die Frequenz des Frequenzsignals OSCOUNT mit der Temperatur.
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Eine
Oszillationsfrequenz F des Frequenzsignals OSCOUNT ist durch die
folgende Gleichung gegeben:
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In
der vorhergehenden Gleichung (5) stellt C eine Kapazität
des Kondensators 48 dar. Daher kann die Temperatur, die
von der Temperatur-Erfassungsschaltung 54 erfasst wird,
durch Zählen der Anzahl von Pulsen, die in dem Frequenzsignal
OSCOUNT enthalten sind, pro Einheitszeit gemessen werden. Da die
Schwellwertspannung Vth_H unter Verwendung der Bandlücken-Referenzspannung
VBG erzeugt wird, die keine Temperaturabhängigkeit aufweist,
und die Schwellwertspannung Vth_L unter Verwendung der Erfassungsspannung
Vout erzeugt wird, die eine Temperaturabhängigkeit aufweist,
wird eine relative Genauigkeit verbessert, so dass die Temperatur-Erfassungsschaltung 54 eine
Temperatur genau erfassen kann.
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Die
zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung können auf verschiedene Weisen ausgestaltet werden.
Zum Beispiel kann in dem fünften Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, wenn es kein Wärmeerzeugungselement
in der Nähe der Temperatur-Erfassungsschaltung gibt, eine
PN-Übergangs-Isolationsstruktur verwendet werden.
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Derartige Änderungen
und Ausgestaltungen verstehen sich als innerhalb des Umfangs der
vorliegenden Erfindung, wie er durch die beiliegenden Ansprüche
definiert ist.
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Eine
zuvor beschriebene erfindungsgemäße Temperatur-Erfassungsschaltung
beinhaltet eine Bandlücken-Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung,
eine Erfassungsausgangsschaltung und eine Ausgangswandlerschaltung.
Die Bandlücken-Referenzspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugt
eine erste Referenzspannung und bewirkt, dass ein Vorstrom über
einen Strompfad fließt, um eine Temperaturspannung zu erzeugen.
Der Strompfad weist einen ersten Widerstand auf. Die Erfassungsausgangsschaltung
weist einen zweiten Widerstand auf und bewirkt, dass ein Spiegelstrom
des Vorstroms über den zweiten Widerstand fließt.
Die Ausgangswandlerschaltung verwendet eine zweite Referenzspannung,
um einen Spannungsabfall über dem zweiten Widerstand zu
einer vorbestimmten Ausgabe zu wandeln, um eine Temperatur zu erfassen.
Die ersten und zweiten Widerstände weisen eine im Wesentlichen
identische Temperaturabhängigkeit auf. Die zweite Referenzspannung
wird aus der ersten Referenzspannung erzeugt.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - US 5619430 [0002, 0004]
- - JP 10-503611 A [0002]
