JP4807074B2

JP4807074B2 - 温度検出回路及び温度検出方法

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Inventors: 忠雄千里内; 剛男五木田
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Description

本発明は、温度検出回路及び温度検出方法に関するものである。

従来より、半導体チップ等の温度を検出する温度検出回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。

かかる温度検出回路は、正の温度係数を有する電流源及び負の温度係数を有する電流源が直列に接続され、その接続点の電圧とインバータの閾値電圧とを比較する。そして、接続点の温度に基づく電圧が閾値電圧よりも高くなると、インバータは、その旨を表す検出信号を出力する。
特開平１０−３１８８４９号公報

しかし、かかる従来の温度検出回路では、正の温度係数を有する電流源と、負の温度係
数を有する電流源との相互関係に基づいて温度を検出するようにしている。このため、例えば両電流源からの値が共に変動する場合には、変動する値に対する適切な対応が難しくなり、その結果、半導体チップ等の温度を精度良く検出することが難しい。

更に、例えば、バンドギャップ回路の出力電圧を閾値電圧として用いた温度検出回路では、バンドギャップ回路の出力電圧が電源電圧の変動に影響をうけやすい回路構成では、特に電源電圧が不安定に変動すると、バンドギャップ回路の出力電圧が変動し、その結果、半導体チップ等の温度を精度良く検出することが難しくなる。

そこで、本発明は、温度検出対象物の温度を精度良く検出することが可能な温度検出回路及び温度検出方法を提供することを目的とする。

即ち、本発明の温度検出回路は、測定対象物の温度に依存する温度依存電圧を生成する温度依存電圧生成回路と、前記測定対象物の温度に依存しない温度非依存電圧を生成するバンドギャップ回路と、前記温度依存電圧生成回路により生成された温度依存電圧と、前記バンドギャップ回路により生成された温度非依存電圧とを比較し、前記比較の結果に基づき前記温度依存電圧と前記温度非依存電圧との高低関係を示す温度検出信号を出力する比較回路とを備え、前記バンドギャップ回路は、ソースが前記比較回路の入力端子に接続され、正の温度特性を有する電流を供給するＮチャンネルトランジスタと、前記Ｎチャンネルトランジスタのソースの電位が前記測定対象物の温度に依存しない一定の電位になるように前記Ｎチャンネルトランジスタのゲートを駆動する制御回路とを有し、前記温度依存電圧生成回路は、前記Ｎチャンネルトランジスタに供給される電流の電流値と所定の比率の電流を出力するカレントミラー回路と、該カレントミラー回路の出力端子に一端が接続され、接地電源に他の一端が接続される第４抵抗と、を備え、前記カレントミラー回路の出力端子が、前記比較回路の他の入力端子に接続されることを特徴とすることを特徴とするものである。

このような本発明の温度検出回路によれば、温度依存電圧生成回路は測定対象物の温度に応じて変動する電圧を生成し、バンドギャップ回路は測定対象物の温度にかかわらず一定の電圧を生成する。そして、比較回路は、温度非依存電圧を基準電圧として温度依存電圧との高低を比較する。このように、比較回路に入力される二つの電圧の中で一つが一定の値を維持するので、例えば入力された二つの電圧が共に変動する場合に比べて、比較回路は精度よく両電圧の高低を比較することができる。

更に、本発明の温度検出回路によれば、バンドギャップ回路は、ドレインが電源電圧に接続されるＮチャンネルトランジスタ及び制御回路を含んで帰還ループを構成している。ここで、Ｎチャンネルトトランジスタはソースフォロワーとして動作するので、例えば電源電圧が不安定に変動する場合においても、安定的なゲート・ソース間の電圧値を保つことが可能となる。これにより、バンドギャップ回路は電源電圧値の変動にかかわらず安定的な温度非依存電圧を生成できるようになり、その結果、本発明の温度検出回路を用いて測定対象物の温度を精度良く検出することができる。

また、好ましくは、前記測定対象物の温度が使用限界温度に達したときに前記温度依存電圧と前記温度非依存電圧との高低関係が変化するように、前記温度依存電圧と前記温度非依存電圧との関係が設定される。

このような設定において、比較回路から出力された温度検出信号は、例えば測定対象物の熱保護回路への入力信号として用いられ、例えば過熱により測定対象物が破壊されることを防止するための判断基準として用いられることができる。

また、好ましくは、前記バンドギャップ回路は、前記Ｎチャンネルトランジスタのソースに一端が接続され、前記制御回路の入力端子に他の一端が接続される第１抵抗と、前記Ｎチャンネルトランジスタのソースに一端が接続され、前記制御回路の他の入力端子に他の一端が接続される第２抵抗と、前記制御回路の前記他の入力端子に一端が接続される第３抵抗と、前記制御回路の前記入力端子にエミッタが接続され、接地電源にコレクタ及びベースが接続される第１トランジスタと、前記第３抵抗の他の一端にエミッタが接続され、接地電源にコレクタ及びベースが接続される第２トランジスタとを備える。更に、前記バンドギャップ回路は、前記制御回路が該制御回路の双方の入力端子に与えられる電圧が等しくなるように前記Ｎチャンネルトランジスタのゲートを駆動したときに、前記Ｎチャンネルトランジスタのソースの電位が前記測定対象物の温度に依存しない一定の電位になるように構成されている。

このようなバンドギャップ回路によれば、第１抵抗、第２抵抗、第３抵抗、第１トランジスタ及び第２トランジスタの回路定数に基づいて、測定対象物の温度に依存しない一定の値を有する電圧を基準電圧として生成することができる。

また、上記のように、前記温度依存電圧生成回路は、前記Ｎチャンネルトランジスタに供給される電流の電流値と所定の比率の電流を出力するカレントミラー回路と、該カレントミラー回路の出力端子に一端が接続され、接地電源に他の一端が接続される第４抵抗とを備え、前記カレントミラー回路の出力端子が、前記比較回路の他の入力端子に接続される。

この回路構成によれば、第１抵抗、第２抵抗、第３抵抗、第４抵抗、第１トランジスタ及び第２トランジスタの回路定数に加え、カレントミラー回路の設定に基づいて、測定対象物の温度に依存する温度依存電圧を生成することができる。

また、好ましくは、前記Ｎチャンネルトランジスタを、所定の分流比で電流が供給される第１Ｎチャンネルトランジスタ及び第２Ｎチャンネルトランジスタで構成し、前記第２Ｎチャンネルトランジスタのドレインを前記カレントミラー回路の入力端子に接続する。更に、前記カレントミラー回路は、ソースとゲートが相互に接続された第１Ｐチャンネルトランジスタ及び第２Ｐチャンネルトランジスタで構成する。

この回路構成によれば、第２Ｎチャンネルトランジスタに供給される電流値を第１Ｎチャンネルトランジスタに供給される電流値より小さく設定することで、第２Ｎチャンネルトランジスタ及びカレントミラー回路を構成するトランジスタ（第１Ｐチャンネルトランジスタ及び第２Ｐチャンネルトランジスタ）を第１Ｎチャンネルトランジスタより小型化することが可能となる。このため、温度検出回路の占有面積を小さくすることができる。

また、本発明の温度検出方法は、測定対象物の温度に依存する温度依存電圧が生成される温度依存電圧生成ステップと、前記測定対象物の温度に依存しない温度非依存電圧が生成される温度非依存電圧生成ステップと、前記温度依存電圧生成ステップにより生成された温度依存電圧と、前記温度非依存電圧生成ステップにより生成された温度非依存電圧とが比較され、前記比較の結果に基づき前記温度依存電圧と前記温度非依存電圧との高低関係を示す温度検出信号が出力される比較ステップとを備え、前記温度非依存電圧生成ステップにおいては、正の温度特性を有する電流を供給するＮチャンネルトランジスタと、前記Ｎチャンネルトランジスタのソースの電位が前記測定対象物の温度に依存しない一定の電位になるように前記Ｎチャンネルトランジスタのゲートを駆動するバンドギャップ回路が用いられ、前記比較ステップにおいては、前記ソースから出力される前記温度非依存電圧と、前記温度依存電圧とが比較されることを特徴とする。

このような本発明の温度検出方法によれば、温度依存電圧生成ステップにより測定対象物の温度に応じて変動する電圧が生成され、温度非依存電圧生成ステップにより測定対象物の温度にかかわらず一定の電圧が生成される。そして、比較ステップにより、温度非依存電圧を基準電圧として温度依存電圧との高低が比較される。このように、比較ステップにおいては、比較対象の二つの電圧の中で一つが一定の値を維持するので、例えば二つの電圧が共に変動する場合に比べて、両電圧の高低が精度良く比較される。

更に、温度非依存電圧生成ステップにて用いられるバンドギャップ回路は、Ｎチャンネルトランジスタ及び制御回路を含んで帰還ループを構成している。ここで、Ｎチャンネルトトランジスタはソースフォロワーとして動作するので、例えば電源電圧が不安定に変動する場合においても、安定的なゲート・ソース間の電圧値が保たれる。これにより、温度非依存電圧生成ステップによって電源電圧値の変動にかかわらず安定的な温度非依存電圧が生成されるようになり、その結果、本発明の温度検出方法により測定対象物の温度を精度良く検出することができる。

本発明の温度検出回路及び温度検出方法によれば、温度検出対象物の温度を精度良く検出することができる。

以下、本発明に係る温度検出回路及び温度検出方法の好適な実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、図面の説明において同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

［第１実施形態］
まず、第１実施形態にかかる温度検出回路の構成について、図１を参照しながら説明する。図１は、第１実施形態の温度検出回路１を示す回路図である。第１実施形態における温度検出回路１は、測定対象物（図示しない）が過熱によって破壊されることを防止するための熱保護回路（図示しない）の一部として、測定対象物（例えば半導体チップの場合）に内蔵されるか、もしくは測定対象物の近傍に設置されるものである。

図１に示すように、温度検出回路１は、バンドギャップ回路２と、温度依存電圧生成回路３と、コンパレータ（比較回路）４とを備える。以下、温度検出回路１の各構成要素について詳細に説明する。

バンドギャップ回路２は、測定対象物の温度に依存しない温度非依存電圧ＶＢＧを生成してコンパレータ４に出力するものである。バンドギャップ回路２は、ＮチャンネルＭＯＳ（Metal-Oxide Semiconductor）トランジスタ(以下、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタをＮチャンネルトランジスタと記載する)１１と、第１抵抗２１と、第２抵抗２２と、第３抵抗２３と、第１トランジスタ３１と、第２トランジスタ３２と、増幅器（制御回路）４１とを備える。

Ｎチャンネルトランジスタ１１は、第１トランジスタ３１と、第２トランジスタ３２とに正の温度特性を有する電流を供給するものであり、第１抵抗２１と、第２抵抗２２と、増幅器４１と共に負帰還ループを構成する。すなわち、Ｎチャンネルトランジスタ１１のドレインは電源電圧Ｖ_ｃｃに直接に接続され、Ｎチャンネルトランジスタ１１のソースは第１抵抗２１及び第２抵抗２２を介して増幅器４１の入力端子に接続され、増幅器４１の出力端子はＮチャンネルトランジスタ１１のゲートに接続される。このような構成により、Ｎチャンネルトランジスタのゲート・ソース間の電圧値が、電源電圧Ｖ_ｃｃの電圧値と直接には関係なくなる。このため、例えば電源電圧Ｖ_ｃｃの値が不安定に変動する場合においても、ソースフォロワーとして動作するＮチャンネルトランジスタのゲート・ソース間の電圧値は安定的に保たれる。また、Ｎチャンネルトランジスタ１１のソースはコンパレータ４の反転入力端子に接続され、バンドギャップ回路２の出力電圧ＶＢＧがコンパレータ４に印加される。

一方、図１において、例えばＮチャンネルトランジスタの代わりにＰチャンネルＭＯＳトランジスタ(以下、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタをＰチャンネルトランジスタと記載する)が用いられた場合には、Ｐチャンネルトランジスタが増幅器として動作してしまう。その結果、Ｐチャンネルトランジスタのゲート・ソース間の電圧値が電源電圧Ｖ_ｃｃの変動に伴って変動するようになり、増幅器４１の入力端子間に電位差が生じ易くなる。

第１抵抗２１は、Ｎチャンネルトランジスタ１１のソースに一端が接続され、増幅器４１の非反転入力端子及び第１トランジスタ３１のエミッタに他の一端が接続される。第２抵抗２２は、Ｎチャンネルトランジスタ１１のソースに一端が接続され、増幅器４１の反転入力端子及び第３抵抗の一端に他の一端が接続される。第３抵抗２３は、増幅器４１の反転入力端子及び第２抵抗２２の他の一端に一端が接続され、第２トランジスタ３２のエミッタに他の一端が接続される。

第１トランジスタ３１は、増幅器４１の非反転入力端子にエミッタが接続され、接地電源ＧＮＤにコレクタ及びベースが接続される。第２トランジスタ３２は、第３抵抗の他の一端にエミッタが接続され、接地電源ＧＮＤにコレクタ及びベースが接続される。なお、第１トランジスタ３１及び第２トランジスタ３２は、例えばＰＮＰバイポーラトランジスタによって構成される。

増幅器４１は、第２抵抗２２と第３抵抗とが接続する部分の電位と、第１トランジスタ３１のエミッタの電位とが等しくなるように（第１トランジスタ３１に流れる電流と第２トランジスタ３２に流れる電流の比が一定になるように）、Ｎチャンネルトランジスタ１１のゲートを駆動する。つまり、増幅器４１は、制御回路として、反転入力端子に与えられる電圧と、非反転入力端子に与えられる電圧とが等しくなるように、出力端子から出力される出力電圧を制御する。非反転入力端子は、第１抵抗２１及び第１トランジスタ３１のエミッタと接続され、反転入力端子は第２抵抗２２及び第３抵抗２３と接続され、出力端子はＮチャンネルトランジスタ１１のゲートと接続される。

以上に説明したバンドギャップ回路２の各構成要素の回路定数は、温度非依存電圧ＶＢＧと温度依存電圧生成回路３から出力される温度依存電圧ＶＲとが、温度測定物の固有の使用限界温度のときに等しくなるように設定される。

温度依存電圧生成回路３は、測定対象物の温度に依存する温度依存電圧ＶＲを生成してコンパレータ４に出力するものである。なお、第１実施形態における温度依存電圧生成回路３は、例えば測定対象物の温度を表す信号を出力する手段（図示しない）から測定対象物の温度を表す信号を入力され、その信号に対応する温度依存電圧ＶＲを生成して、生成した温度依存電圧ＶＲをコンパレータ４に出力するブラックボックスとして動作する。尚、温度依存電圧生成回路３は、測定対象物の温度に依存して増加、又は減少する温度依存電圧ＶＲを生成する回路であれば良く、温度依存性のある半導体素子や抵抗素子を用いて温度依存電圧生成回路３を構成してもよい。

コンパレータ４は、バンドギャップ回路２により生成された温度非依存電圧ＶＢＧと、温度依存電圧生成回路３により生成された温度依存電圧ＶＲとを入力され、それらを比較し、比較の結果に基づいて、温度非依存電圧ＶＢＧと温度依存電圧ＶＲとの高低関係、つまり、測定対象物の温度が使用限界温度を超えているか否かを示す温度検出信号を出力する部分である。

以上に説明した温度検出回路１は、図２に示すように、コンパレータ４と、温度非依存電圧ＶＢＧをコンパレータ４の反転入力端子に印加する電源５と、温度依存電圧ＶＲをコンパレータ４の非反転入力端子に印加する電源６とからなる回路と等価といえる。

次に、温度検出回路１の動作について説明する。バンドギャップ回路において、増幅器４１は、反転入力端子に印加される電圧と非反転入力端子に印加される電圧とが同一となるように出力制御を行うため、下記の式（１）が成り立つ。

したがって、電流値Ｉ_ｂを下記の式（２）のように表すことができる。

ここで、第１トランジスタ３１のベース・エミッタ間の電圧Ｖ_ｂｅ１と、第２トランジスタ３２のベース・エミッタ間の電圧Ｖ_ｂｅ２とを下記の式（３）及び式（４）のように表すことができる。

ここで、第１トランジスタ及び第２トランジスタの熱電圧Ｖ_ｔは、下記の式（５）のように表現することができる。

式（３）及び式（４）を式（２）に代入すると、電流Ｉ_ｂは下記の式（６）のように表現される。

但し、

であり、電流値Ｉ_ａと電流値Ｉ_ｂとの比を表す。

図１において、コンパレータ４の反転入力端子に印加される温度非依存電圧ＶＢＧは下記の式（８）のように表現される。

上記式（８）に式（６）を代入すると、温度非依存電圧ＶＢＧは最終的に下記の式（９）のように表現される。

式（９）の右辺第１項は第１トランジスタ３１のベース・エミッタ間の電圧Ｖ_ｂｅ１であり、負の温度係数を有する。一方、式（９）の右辺第２項は熱電圧Ｖ_tに基づいて正の温度係数を有する。このため、第２抵抗２２の抵抗値Ｒ_２と、第３抵抗２３の抵抗値Ｒ_３と、電流値Ｉ_ａと電流値Ｉ_ｂとの比Ｍと、第１トランジスタ３１の飽和電流の電流値Ｉ_ｓ１と、第２トランジスタ３２の飽和電流の電流値Ｉ_ｓ２とを適宜に調整することにより、式（９）の右辺第１項と右辺第２項の温度依存性がほとんど相殺される。このため、測定対象物の温度に依存しない温度非依存電圧ＶＢＧを生成することが可能となる。

このように生成された温度非依存電圧ＶＢＧがコンパレータ４の反転入力端子に印加される（温度非依存電圧生成ステップ）。また、温度依存電圧生成回路３によって生成された温度依存電圧ＶＲがコンパレータ４の非反転入力端子に印加される（温度依存電圧生成ステップ）。そして、コンパレータ４は、入力された温度非依存電圧ＶＢＧ及び温度依存電圧ＶＲの高低関係を比較する。比較の結果、高低関係に変化があったときに、測定対象物の実際の温度と使用限界温度との高低関係に変化があることを表す温度検出信号を出力する（比較ステップ）。

図３は、コンパレータ４の動作を示すグラフである。コンパレータ４は、温度依存電圧ＶＲが温度非依存電圧ＶＢＧを超えないときにローレベルの温度検出信号（例えば、０Ｖの出力電圧）を出力し、温度依存電圧ＶＲが温度非依存電圧ＶＢＧを超えたときにハイレベルの温度検出信号（例えば、５Ｖの出力電圧）を出力する。そして、コンパレータ４の出力信号は、例えば熱保護回路に入力され熱制御における判断基準として用いられる。上述したように、温度非依存電圧ＶＢＧは温度測定物の使用限界温度に合わせて設定されているため、温度依存電圧ＶＲが温度非依存電圧ＶＢＧを超えて、コンパレータ４がハイレベルの温度検出信号を出力したことは、測定対象物の温度が使用限界温度を超えたことと等価といえる。

続いて、第１実施形態の作用及び効果について説明する。第１実施形態の温度検出回路１及び温度検出方法によれば、温度依存電圧生成回路３は測定対象物の温度に応じて変動する電圧を生成し、バンドギャップ回路２は測定対象物の温度にかかわらず一定の電圧を生成する。そして、コンパレータ４は、温度非依存電圧ＶＢＧを基準電圧として温度依存電圧ＶＲとの高低を比較する。このように、コンパレータ４に入力される二つの電圧の中で一つが一定の値を維持するので、例えば入力された二つの電圧が共に変動する場合に比べて、コンパレータ４は精度よく両電圧の高低を比較することができる。

更に、第１実施形態の温度検出回路１及び温度検出方法によれば、バンドギャップ回路２は、ドレインが電源電圧Ｖ_ｃｃに直接に接続されるＮチャンネルトランジスタ１１、及び増幅器４１を含んで帰還ループを構成している。ここで、Ｎチャンネルトトランジスタ１１はソースフォロワーとして動作するので、例えば電源電圧Ｖ_ｃｃが不安定に変動する場合においても、安定的なゲート・ソース間の電圧値を保ち、増幅器４１の入力端子間に電位差が生じ難くなる。これにより、バンドギャップ回路２は電源電圧値の変動にかかわらず安定的な温度非依存電圧ＶＢＧを生成できるようになり、その結果、本発明の温度検出回路１を用いて測定対象物の温度を精度良く検出することができる。

また、コンパレータ４から出力された温度検出信号は、測定対象物の熱保護回路への入力信号として用いられ、例えば過熱により測定対象物が破壊されることを防止するための判断基準として用いられることができる。

また、第１抵抗２１、第２抵抗２２、第３抵抗２３、第１トランジスタ３１及び第２トランジスタ３２の回路定数に基づいて、測定対象物の温度に依存しない一定の値を有する電圧を基準電圧として生成することができる。

［第２実施形態］
続いて、第２実施形態にかかる温度検出回路の構成について、図４を参照しながら説明する。図４は、第２実施形態の温度検出回路１００を示す回路図である。なお、以下の記載において、第１実施形態と重複される部分については説明を省略する。

図４に示すように、温度検出回路１００は、第２Ｎチャンネルトランジスタ１２と、第１Ｐチャンネルトランジスタ１３と、第２Ｐチャンネルトランジスタ１４と、第４抵抗２４とを備える。なお、以下においては、Ｎチャンネルトランジスタ１１を第１Ｎチャンネルトランジスタ１１と記載する。続いて、温度検出回路１００の各構成要素について詳細に説明する。

第２Ｎチャンネルトランジスタ１２のゲートは、第１Ｎチャンネルトランジスタ１１のゲートと増幅器４１の出力端子に接続される。第２Ｎチャンネルトランジスタ１２のソースは、第１Ｎチャンネルトランジスタ１１のソースと、第１抵抗２１の一端と、第２抵抗２２の一端と、コンパレータ４の反転入力端子とに接続される。第２Ｎチャンネルトランジスタ１２のドレインは、第１Ｐチャンネルトランジスタ１３のドレインに接続される。
従って、第２Ｎチャンネルトランジスタ１２は、第１Ｎチャンネルトランジスタ１１と共にカレントミラーを構成し、第１Ｎチャンネルトランジスタ１１に供給されていた正の温度特性を有する電流が、第１Ｎチャンネルトランジスタ１１と第２Ｎチャンネルトランジスタ１２に所定の分流比で分流される。

第１Ｐチャンネルトランジスタ１３は、第２Ｎチャンネルトランジスタ１２と同一の電流路に配置されるため、第１Ｐチャンネルトランジスタ１３には第２Ｎチャンネルトランジスタ１２と同一の電流が流れる。第１Ｐチャンネルトランジスタ１３のドレインは、第２Ｎチャンネルトランジスタ１２のドレインに接続される。第１Ｐチャンネルトランジスタ１３のゲートは、自身のドレインと、第２Ｐチャンネルトランジスタ１４のゲートに接続される。第１Ｐチャンネルトランジスタと第２Ｐチャンネルトランジスタ１４のソースは、電源電圧Ｖ_ｃｃに接続される。第２Ｐチャンネルトランジスタ１４のドレインは、コンパレータ４の非反転入力端子及び第４抵抗２４の一端に接続される。

第１Ｐチャンネルトランジスタ１３と第２Ｐチャンネルトランジスタ１４は、カレントミラーを構成し、カレントミラー回路の出力端子である第２Ｐチャンネルトランジスタ１４のドレインに接続された第４抵抗２４には、バンドギャップ回路に供給される正の温度特性を有する電流（第１Ｎチャンネルトランジスタ１１に供給される電流に第２Ｎチャンネルトランジスタ１２に供給される電流を加算した電流）と一定の比率の電流が供給される。従って、第４抵抗２４の両端子間には、カレントミラー回路の出力端子から出力される正の温度特性を有する電流に基づく温度依存電圧ＶＲが生成される。

又、第２Ｎチャンネルトランジスタ１２に供給される電流の電流値を第１Ｎチャンネルトランジスタ１１に供給される電流の電流値より小さくなるように設定することにより、カレントミラー回路を流れる電流の電流値を小さくすることができる。その結果、カレントミラー回路を構成する第１Ｐチャンネルトランジスタ１３と第２Ｐチャンネルトランジスタ１４を小型化することができる。

以上に説明した温度検出回路１００は、図２に示すように、コンパレータ４と、温度非依存電圧ＶＢＧをコンパレータ４の反転入力端子に印加する電源５と、温度依存電圧ＶＲをコンパレータ４の非反転入力端子に印加する電源６とからなる回路と等価といえる。

次に、温度検出回路１００の動作、特に温度依存電圧生成回路３の動作について説明する。図４において、第２Ｎチャンネルトランジスタ１２に流れる電流の電流値Ｉ_１の第１Ｎチャンネルトランジスタ１１に流れる電流の電流値Ｉ_０に対する比率をｎにすると、下記の式（１０）が成り立つ。

また、温度依存電圧ＶＲは下記の式（１１）のように表現することができる。

すなわち、温度依存電圧ＶＲは下記の式（１２）のように表現される。

また、図４において、下記の式（１３）が成り立つ。

式（１３）に式（１０）及び式（７）を代入すると、第１Ｎチャンネルトランジスタ１１に流れる電流の電流値Ｉ_０は、下記の式（１４）のように表現される。

したがって、式（１４）及び式（６）を式（１２）に代入すると、温度依存電圧ＶＲは下記の式（１５）のように表現される。

ここで、第３抵抗２３の温度係数と第４抵抗２４の温度係数は同じになるように設定されるので第３抵抗２３と第４抵抗２４の温度依存性は相互に相殺され、第１トランジスタ３１の飽和電流の温度係数と第２トランジスタ３２の飽和電流の温度係数は同じになるように設定されるので第１トランジスタ３１の飽和電流と第２トランジスタ３２の飽和電流の温度依存性も相互に相殺される。従って、式（１５）に示す温度依存電圧ＶＲは、熱電圧Ｖ_tに基づいて正の温度係数を有する。このため、第３抵抗２３の抵抗値Ｒ_３と、第４抵抗２４の抵抗値Ｒ_４と、電流値Ｉ_１の電流値Ｉ_０に対する比率ｎと、電流値Ｉ_ａの電流値Ｉ_ｂに対する比率Ｍと、第１トランジスタ３１の飽和電流の電流値Ｉ_ｓ１と、第２トランジスタ３２の飽和電流の電流値Ｉ_ｓ２とを適宜に調整することにより、所定の使用限界温度で温度依存電圧ＶＲ及び温度非依存電圧ＶＢＧの高低関係が変化する温度依存電圧ＶＲが生成される。

このように生成された温度依存電圧ＶＲがコンパレータ４の非反転入力端子に印加される（温度依存電圧生成ステップ）。また、温度非依存電圧ＶＢＧがコンパレータ４の反転入力端子に印加される（温度非依存電圧生成ステップ）。そして、コンパレータ４は、入力された温度依存電圧ＶＲ及び温度非依存電圧ＶＢＧの高低関係を比較する。比較の結果、高低関係に変化があったときに、測定対象物の実際の温度と使用限界温度との高低関係に変化があることを表す温度検出信号を出力する（比較ステップ）。そして、コンパレータ４は図３に示すような動作を行う。

続いて、第２実施形態の作用及び効果について説明する。バンドギャップ回路に供給される正の温度特性を有する電流と一定の比率の電流がカレントミラー回路から出力されるようにしたので、この電流に基づいて温度依存電圧ＶＲを容易に生成することができる。又、第２抵抗２２の抵抗値Ｒ_２と、第３抵抗２３の抵抗値Ｒ_３と、第４抵抗２４の抵抗値Ｒ_４と、電流値Ｉ_１の電流値Ｉ_０に対する比率ｎと、電流値Ｉ_ａの電流値Ｉ_ｂに対する比率Ｍと、第１トランジスタ３１の飽和電流の電流値Ｉ_ｓ１と、第２トランジスタ３２の飽和電流の電流値Ｉ_ｓ２とを適宜に調整することにより、温度依存電圧ＶＲ及び温度非依存電圧ＶＢＧの高低関係が変化する温度を適宜設定することができる。

更に、第２Ｎチャンネルトランジスタ１２に供給される電流値を第１Ｎチャンネルトランジスタ１１に供給される電流値より小さく（ｎ＜１）設定することにより、第２Ｎチャンネルトランジスタ１２、第１Ｐチャンネルトランジスタ１３及び第２Ｐチャンネルトランジスタ１４を小型化することが可能となる。このため、温度検出回路１００の占有面積を小さくすることができる。

なお、本発明に係る温度検出回路及び温度検出方法が、上記実施形態に限定されないことは言うまでもない。例えば、上記実施形態では、第１トランジスタ及び第２トランジスタとしてＰＮＰバイポーラトランジスタを用いているが、ＰＮＰバイポーラトランジスタの代わりに順方向のダイオードを用いても良い。

また、上記実施形態では、第１Ｐチャンネルトランジスタ１３に流れる電流の電流値と第２Ｐチャンネルトランジスタ１４に流れる電流の電流値との比率を１にしたが、１以下の所定の比率にしても良い。

又、図５に示した温度検出回路２００のように、カレントミラー回路の入力端子である第１Ｐチャンネルトランジスタ１３のドレインに第１Ｎチャンネルトランジスタ１１のドレインを接続しても、カレントミラー回路の出力端子である第２Ｐチャンネルトランジスタ１４のドレインに接続された第４抵抗２４に、バンドギャップ回路に供給される正の温度特性を有する電流（第１Ｎチャンネルトランジスタ１１に供給される電流）と一定の比率の電流が供給される。従って、第２実施形態の温度検出回路１００の場合と同様に温度依存電圧ＶＲが生成される。尚、第１Ｐチャンネルトランジスタ１３には、第１Ｎチャンネルトランジスタ１１に流れる電流と同一の電流が流れるので、第１Ｐチャンネルトランジスタ１３を小型化することはできないが、第１Ｐチャンネルトランジスタ１３に流れる電流と第２Ｐチャンネルトランジスタ１４に流れる電流の比率を１：ｍとしてｍ＜１になるように設定すれば、第２Ｐチャンネルトランジスタ１４を小型化することができる。

また、上記実施形態では、ＮチャンネルトランジスタまたはＰチャンネルトランジスタとしてＭＯＳトランジスタを用いているが、それ以外の電界効果トランジスタを用いてもかまわない。

第１実施形態の温度検出回路１を示す回路図である。図１に示す回路と等価の回路を示す回路図である。コンパレータ４の動作を示すグラフである。第２実施形態の温度検出回路１００を示す回路図である。第２実施形態の一部を変更した温度検出回路２００を示す回路図である。

符号の説明

１，１００，２００…温度検出回路、２…バンドギャップ回路、３…温度依存電圧生成回路、４…コンパレータ、１１…第１Ｎチャンネルトランジスタ（Ｎチャンネルトランジスタ）、１２…第２Ｎチャンネルトランジスタ、１３…第１Ｐチャンネルトランジスタ、１４…第２Ｐチャンネルトランジスタ、２１…第１抵抗、２２…第２抵抗、２３…第３抵抗、２４…第４抵抗、３１…第１トランジスタ、３２…第２トランジスタ、４１…増幅器。

Claims

測定対象物の温度に依存する温度依存電圧を生成する温度依存電圧生成回路と、
前記測定対象物の温度に依存しない温度非依存電圧を生成するバンドギャップ回路と、
前記温度依存電圧生成回路により生成された温度依存電圧と、前記バンドギャップ回路により生成された温度非依存電圧とを比較し、前記比較の結果に基づき前記温度依存電圧と前記温度非依存電圧との高低関係を示す温度検出信号を出力する比較回路とを備え、
前記バンドギャップ回路は、
ソースが前記比較回路の入力端子に接続され、正の温度特性を有する電流を供給するＮチャンネルトランジスタと、
前記Ｎチャンネルトランジスタのソースの電位が前記測定対象物の温度に依存しない一定の電位になるように前記Ｎチャンネルトランジスタのゲートを駆動する制御回路とを有し、
前記温度依存電圧生成回路は、
前記Ｎチャンネルトランジスタに供給される電流の電流値と所定の比率の電流を出力するカレントミラー回路と、
該カレントミラー回路の出力端子に一端が接続され、接地電源に他の一端が接続される第４抵抗と、を備え、
前記カレントミラー回路の出力端子が、前記比較回路の他の入力端子に接続されることを特徴とする温度検出回路。
前記測定対象物の温度が使用限界温度に達したときに前記温度依存電圧と前記温度非依存電圧との高低関係が変化するように、前記温度依存電圧と前記温度非依存電圧との関係が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の温度検出回路。
前記バンドギャップ回路は、
前記Ｎチャンネルトランジスタのソースに一端が接続され、前記制御回路の入力端子に他の一端が接続される第１抵抗と、
前記Ｎチャンネルトランジスタのソースに一端が接続され、前記制御回路の他の入力端子に他の一端が接続される第２抵抗と、
前記制御回路の前記他の入力端子に一端が接続される第３抵抗と、
前記制御回路の前記入力端子にエミッタが接続され、接地電源にコレクタ及びベースが接続される第１トランジスタと、
前記第３抵抗の他の一端にエミッタが接続され、接地電源にコレクタ及びベースが接続される第２トランジスタと
を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の温度検出回路。
前記バンドギャップ回路は、前記制御回路が該制御回路の双方の入力端子に与えられる電圧が等しくなるように前記Ｎチャンネルトランジスタのゲートを駆動したときに、前記Ｎチャンネルトランジスタのソースの電位が前記測定対象物の温度に依存しない一定の電位になるように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の温度検出回路。
前記Ｎチャンネルトランジスタを、所定の分流比で電流が供給される第１Ｎチャンネルトランジスタ及び第２Ｎチャンネルトランジスタで構成し、
前記第２Ｎチャンネルトランジスタのドレインが前記カレントミラー回路の入力端子に接続されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の温度検出回路。
前記カレントミラー回路は、ソースとゲートが相互に接続された第１Ｐチャンネルトランジスタ及び第２Ｐチャンネルトランジスタで構成されていることを特徴とする請求項５に記載の温度検出回路。