JPH08335832A - 演算増幅器のオフセット補償用のシステム - Google Patents
演算増幅器のオフセット補償用のシステムInfo
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- JPH08335832A JPH08335832A JP8157434A JP15743496A JPH08335832A JP H08335832 A JPH08335832 A JP H08335832A JP 8157434 A JP8157434 A JP 8157434A JP 15743496 A JP15743496 A JP 15743496A JP H08335832 A JPH08335832 A JP H08335832A
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/303—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters using a switching device
- H03F1/304—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters using a switching device and using digital means
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- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 積分器及びマイクロコントローラを用いて、
簡単で低コストのＡ／Ｄ変換システムを実現することを
目的とする。 【解決手段】 この発明は、測定すべき電圧が得られる
端子と増幅器の非反転入力端子との間に、第１及び第２
の抵抗の直列接続と、第３の抵抗を介して高い電圧に接
続されている非反転入力端子と、制御されたスイッチを
介して接地されている第１及び第２の抵抗の接続点とを
有する演算増幅器のオフセット補償用のシステムに関す
る。
簡単で低コストのＡ／Ｄ変換システムを実現することを
目的とする。 【解決手段】 この発明は、測定すべき電圧が得られる
端子と増幅器の非反転入力端子との間に、第１及び第２
の抵抗の直列接続と、第３の抵抗を介して高い電圧に接
続されている非反転入力端子と、制御されたスイッチを
介して接地されている第１及び第２の抵抗の接続点とを
有する演算増幅器のオフセット補償用のシステムに関す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、演算増幅器のオフ
セット補償用のシステム、及びより明確には、シュミッ
トトリガアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータに発
生するエラーを補償することに関する。
セット補償用のシステム、及びより明確には、シュミッ
トトリガアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータに発
生するエラーを補償することに関する。
【０００２】本発明は、より明確には、高い電圧レンジ
及び非常に低い電圧レンジの両方において、例えば数Ｖ
の電圧及び数ｍＶの電圧の精度を同じ命令で測定するた
めの、高精度の低コストＡ／Ｄコンバータの構造を目的
とする。
及び非常に低い電圧レンジの両方において、例えば数Ｖ
の電圧及び数ｍＶの電圧の精度を同じ命令で測定するた
めの、高精度の低コストＡ／Ｄコンバータの構造を目的
とする。
【０００３】
【従来の技術】本発明は、特に、蓄電池から供給される
電力を加えることによって、蓄電池の変化状態を連続的
に測定しようとする携帯装置に適用する。いくつかの携
帯装置において、蓄電池から供給される電流は、それら
電流が全く異なる２つの動作状態の一方か又は他方に対
応する。しかしながら、スタンバイ電流が動作電流より
も、持続時間が非常に長いならば、動作電流と同じ精度
でこのスタンバイ電流を測定することが望ましい。この
ようなことは、動作段階の電流がおよそ２Ａであり、ス
タンバイ電流が１０ｍＡよりも低いが、もちろん従来の
使用法において、スタンバイ期間が動作期間よりも非常
に長い携帯電話において発生する。
電力を加えることによって、蓄電池の変化状態を連続的
に測定しようとする携帯装置に適用する。いくつかの携
帯装置において、蓄電池から供給される電流は、それら
電流が全く異なる２つの動作状態の一方か又は他方に対
応する。しかしながら、スタンバイ電流が動作電流より
も、持続時間が非常に長いならば、動作電流と同じ精度
でこのスタンバイ電流を測定することが望ましい。この
ようなことは、動作段階の電流がおよそ２Ａであり、ス
タンバイ電流が１０ｍＡよりも低いが、もちろん従来の
使用法において、スタンバイ期間が動作期間よりも非常
に長い携帯電話において発生する。
【０００４】推測的には、このような計算を実行するた
めに、Ａ／Ｄコンバータと係合したマイクロコントロー
ラが用いられる。１／１０００程度の精度が所望される
なら、１０ビットよりも高いか又は等しい精度のＡ／Ｄ
コンバータが提供されなければならない。現在、ＳＧＳ
−トムソン マイクロエレクトロニクスで製造されたマ
イクロコントローラＳＴ６のような低コストの従来のマ
イクロコントローラは、一般にわずか８ビットの精度
（１／２５０）を有するＡ／Ｄコンバータに係合する。
めに、Ａ／Ｄコンバータと係合したマイクロコントロー
ラが用いられる。１／１０００程度の精度が所望される
なら、１０ビットよりも高いか又は等しい精度のＡ／Ｄ
コンバータが提供されなければならない。現在、ＳＧＳ
−トムソン マイクロエレクトロニクスで製造されたマ
イクロコントローラＳＴ６のような低コストの従来のマ
イクロコントローラは、一般にわずか８ビットの精度
（１／２５０）を有するＡ／Ｄコンバータに係合する。
【０００５】本発明の目的は、電圧測定について１／１
０００程度の精度を維持すると共に、このような低コス
トのマイクロコントーラを用いることにある。
０００程度の精度を維持すると共に、このような低コス
トのマイクロコントーラを用いることにある。
【０００６】このアプローチの骨組において、回路が電
圧値を周期的な信号のデューティサイクルに変えること
は公知である。従ってクロック及び高周波数カウンタを
有する低コストの従来のマイクロコントローラを用い
て、高精度時間カウントに基づくこれらデューティサイ
クルを計算することは可能である。
圧値を周期的な信号のデューティサイクルに変えること
は公知である。従ってクロック及び高周波数カウンタを
有する低コストの従来のマイクロコントローラを用い
て、高精度時間カウントに基づくこれらデューティサイ
クルを計算することは可能である。
【０００７】周期的な信号のデューティサイクル内に測
定すべき入力電圧値を変換する回路の例は、図１に説明
され、例えばヨーロッパ版ＥＤＮの１９９４年６月９日
に出版されたＭｉｋｅ Ｗａｌｅｎ氏の論文”Ｓｉｍｐ
ｌｅ ＡＤＣ ｉｓ ｓｕｒｐｒｉｓｉｎｇｌｙ ａｃ
ｃｕｒａｔｅ”のｐ．１５４に記述されている回路に対
応している。
定すべき入力電圧値を変換する回路の例は、図１に説明
され、例えばヨーロッパ版ＥＤＮの１９９４年６月９日
に出版されたＭｉｋｅ Ｗａｌｅｎ氏の論文”Ｓｉｍｐ
ｌｅ ＡＤＣ ｉｓ ｓｕｒｐｒｉｓｉｎｇｌｙ ａｃ
ｃｕｒａｔｅ”のｐ．１５４に記述されている回路に対
応している。
【０００８】図１の回路は、その出力がシュミットトリ
ガＳＴに送られる演算増幅器ＩＮＴを含む。測定された
電圧Ｖinは、演算増幅器ＩＮＴの非反転入力に適用され
る。演算増幅器ＩＮＴの反転入力は、キャパシタＣを介
してこの演算増幅器の出力Ａ、及び抵抗Ｒを介してシュ
ミットトリガＳＴの出力Ｂを受け入れる。従って演算増
幅器は積分器として機能し、かつ端子Ａ及びＢの電圧は
図２Ａ及び図２Ｂにそれぞれ説明されている。
ガＳＴに送られる演算増幅器ＩＮＴを含む。測定された
電圧Ｖinは、演算増幅器ＩＮＴの非反転入力に適用され
る。演算増幅器ＩＮＴの反転入力は、キャパシタＣを介
してこの演算増幅器の出力Ａ、及び抵抗Ｒを介してシュ
ミットトリガＳＴの出力Ｂを受け入れる。従って演算増
幅器は積分器として機能し、かつ端子Ａ及びＢの電圧は
図２Ａ及び図２Ｂにそれぞれ説明されている。
【０００９】シュミットトリガは、値を増加することに
よりその入力が高スレッショルドＶＨに達したとき高レ
ベル電圧を、及び値を減少することによりその入力が低
スレッショルドＶＬに達したとき低レベル電圧を供給す
る回路である。従って端子Ａの電圧は、図２Ａに表され
た輪郭を有する。第１の周期ｔ１について電圧がＶin／
ＲＣで傾斜して等しく増加し、及び第２の周期ｔ２につ
いて傾斜（Ｖref −Ｖin）／ＲＣで減少する。Ｖref
は、シュミットトリガの及び全回路の供給電圧である。
従って出力Ｂの高レベル信号は周期ｔ２の間に、及び低
レベル信号は周期ｔ１の間に検出されることになる。周
期ｔ１及びｔ２を合わせてＴと呼ぶなら、比率ｔ２／Ｔ
はＶin／Ｖref に等しくなる。それにより端子Ｂに接続
されたマイクロコントローラは、これらの値が１０ｂｉ
ｔよりも高い精度を有するマイクロプロセッサの内部ク
ロックに基づいて測定され、かつ計算が１０ｂｉｔより
も高い精度で実行される比率ｔ２／Ｔを簡単に計算でき
る。
よりその入力が高スレッショルドＶＨに達したとき高レ
ベル電圧を、及び値を減少することによりその入力が低
スレッショルドＶＬに達したとき低レベル電圧を供給す
る回路である。従って端子Ａの電圧は、図２Ａに表され
た輪郭を有する。第１の周期ｔ１について電圧がＶin／
ＲＣで傾斜して等しく増加し、及び第２の周期ｔ２につ
いて傾斜（Ｖref −Ｖin）／ＲＣで減少する。Ｖref
は、シュミットトリガの及び全回路の供給電圧である。
従って出力Ｂの高レベル信号は周期ｔ２の間に、及び低
レベル信号は周期ｔ１の間に検出されることになる。周
期ｔ１及びｔ２を合わせてＴと呼ぶなら、比率ｔ２／Ｔ
はＶin／Ｖref に等しくなる。それにより端子Ｂに接続
されたマイクロコントローラは、これらの値が１０ｂｉ
ｔよりも高い精度を有するマイクロプロセッサの内部ク
ロックに基づいて測定され、かつ計算が１０ｂｉｔより
も高い精度で実行される比率ｔ２／Ｔを簡単に計算でき
る。
【００１０】従ってマイクロコントローラは、高い十分
な精度の計算を実行することができるが、システムの全
体の精度は、演算増幅器ＩＮＴの特徴に依存する。実際
に、目的が低コストのシステムを得ることにあるなら、
低コストの演算増幅器が、これらの入力の間でオフセッ
ト電圧が現れる欠点を有することは公知である。このオ
フセット電圧は、与えられた一群において、記載の積分
器、及び記載の積分器についてその温度及びそのエージ
ングに依存する。前者の例において、Ｖ及びｍＶの電圧
を精度よく計算することが所望される、従来数ｍＶ（±
２〜±５ｍＶ）のオフセット電圧は、測定された最低電
圧に関して少しも無視できない。測定された電圧Ｖinが
オフセット電圧の絶対電圧よりも低く、及びこのオフセ
ット電圧が負であるならば、システムが図２Ｂに関して
記述されたインターバルｔ１の間の正の傾斜を実行する
ことがもはや可能でないために、システムはもはや機能
できない。従って図１の型のシステムは、使用された積
分器のオフセット電圧よりも明らかに高く、電圧の測定
にだけ応用できる。又は、非常に高い品質の積分器即ち
非常に低いオフセット電圧を有する積分器の使用を要求
される。
な精度の計算を実行することができるが、システムの全
体の精度は、演算増幅器ＩＮＴの特徴に依存する。実際
に、目的が低コストのシステムを得ることにあるなら、
低コストの演算増幅器が、これらの入力の間でオフセッ
ト電圧が現れる欠点を有することは公知である。このオ
フセット電圧は、与えられた一群において、記載の積分
器、及び記載の積分器についてその温度及びそのエージ
ングに依存する。前者の例において、Ｖ及びｍＶの電圧
を精度よく計算することが所望される、従来数ｍＶ（±
２〜±５ｍＶ）のオフセット電圧は、測定された最低電
圧に関して少しも無視できない。測定された電圧Ｖinが
オフセット電圧の絶対電圧よりも低く、及びこのオフセ
ット電圧が負であるならば、システムが図２Ｂに関して
記述されたインターバルｔ１の間の正の傾斜を実行する
ことがもはや可能でないために、システムはもはや機能
できない。従って図１の型のシステムは、使用された積
分器のオフセット電圧よりも明らかに高く、電圧の測定
にだけ応用できる。又は、非常に高い品質の積分器即ち
非常に低いオフセット電圧を有する積分器の使用を要求
される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、積分
器及びマイクロコントローラの両方とも簡単で低コスト
のシステムである、図１に記述された型のＡ／Ｄ変換シ
ステムの実現を可能とすることである。
器及びマイクロコントローラの両方とも簡単で低コスト
のシステムである、図１に記述された型のＡ／Ｄ変換シ
ステムの実現を可能とすることである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するする
ために、他方と同様に、本発明は、演算増幅器のオフセ
ット電圧の負の最高値よりも高い正の補償電圧を演算増
幅器の測定入力に連続的に調整するための手段と、補償
電圧の及びオフセット電圧の合計の値を決定するための
手段とを含む演算増幅器（ＩＮＴ）のオフセット補償用
のシステムを備える。
ために、他方と同様に、本発明は、演算増幅器のオフセ
ット電圧の負の最高値よりも高い正の補償電圧を演算増
幅器の測定入力に連続的に調整するための手段と、補償
電圧の及びオフセット電圧の合計の値を決定するための
手段とを含む演算増幅器（ＩＮＴ）のオフセット補償用
のシステムを備える。
【００１３】本発明の１つの実施形態によれば、測定す
べき電圧が得られる端子と増幅器の非反転入力端子との
間に、第１の及び第２の抵抗の直列接続が設けられてお
り、第３の抵抗を介して高い電圧に接続されている非反
転入力端子と、制御されたスイッチを介して接地されて
いる第１及び第２の抵抗の接続点とを有する。
べき電圧が得られる端子と増幅器の非反転入力端子との
間に、第１の及び第２の抵抗の直列接続が設けられてお
り、第３の抵抗を介して高い電圧に接続されている非反
転入力端子と、制御されたスイッチを介して接地されて
いる第１及び第２の抵抗の接続点とを有する。
【００１４】本発明の１つの実施形態にれば、演算増幅
器は、演算増幅器の出力と反転入力との間に接続された
キャパシタと、演算増幅器の出力に接続されたシュミッ
トトリガと、シュミットトリガの出力と演算増幅器の反
転入力との間に接続された抵抗と、シュミットトリガの
出力に接続されたマイクロコントローラとを含む、更な
るＡ／Ｄコンバータに含まれる。
器は、演算増幅器の出力と反転入力との間に接続された
キャパシタと、演算増幅器の出力に接続されたシュミッ
トトリガと、シュミットトリガの出力と演算増幅器の反
転入力との間に接続された抵抗と、シュミットトリガの
出力に接続されたマイクロコントローラとを含む、更な
るＡ／Ｄコンバータに含まれる。
【００１５】本発明の１つの実施形態によれば、マイク
ロコントローラは、スイッチが閉じられたときに、演算
増幅器のオフセット電圧を計算するようにプログラムさ
れている。
ロコントローラは、スイッチが閉じられたときに、演算
増幅器のオフセット電圧を計算するようにプログラムさ
れている。
【００１６】本発明の１つの実施形態によれば、マイク
ロコントローラは、スイッチが開かれたときに、オフセ
ット補正を実行することによって、時間をカウントして
測定されるべき電圧を計算するようにプログラムされて
いる。
ロコントローラは、スイッチが開かれたときに、オフセ
ット補正を実行することによって、時間をカウントして
測定されるべき電圧を計算するようにプログラムされて
いる。
【００１７】本発明の目的、特徴及び効果は、他と同様
に、以下に記載した実施形態がより詳細に議論され、以
下の図と共に得られるが、それらによって限定されな
い。
に、以下に記載した実施形態がより詳細に議論され、以
下の図と共に得られるが、それらによって限定されな
い。
【００１８】
【発明の実施の形態】図３の回路は、図１に表されてい
るものと同じ方法で接続された積分器ＩＮＴ、シュミッ
トトリガＳＴ、マイクロコントローラ、抵抗Ｒ及びキャ
パシタＣを含む。
るものと同じ方法で接続された積分器ＩＮＴ、シュミッ
トトリガＳＴ、マイクロコントローラ、抵抗Ｒ及びキャ
パシタＣを含む。
【００１９】加えて、図３の回路は、測定される電圧の
入力端子Ｖinと積分器の入力端子Ｖ+ との間に、負のオ
フセット電圧が存在する場合でさえ、常に正になるよう
に入力のレベルＶ+ の連続的な立ち上がりと、選択され
た期間でその補正を可能とする演算増幅器のオフセット
の電圧の周期的な測定との両方を想定する更なる回路を
備えている。
入力端子Ｖinと積分器の入力端子Ｖ+ との間に、負のオ
フセット電圧が存在する場合でさえ、常に正になるよう
に入力のレベルＶ+ の連続的な立ち上がりと、選択され
た期間でその補正を可能とする演算増幅器のオフセット
の電圧の周期的な測定との両方を想定する更なる回路を
備えている。
【００２０】本発明の１つの実施形態において、この更
なる回路は、演算増幅器の端子Ｖinと端子Ｖ+ との間
に、直列抵抗Ｒ１及びＲ２を含む。抵抗Ｒ３は、入力端
子Ｖ+と、例えばシュミットトリガＳＴの供給電圧であ
るリファレンス電圧Ｖref との間に接続される。好まし
くは、静的に制御されるスイッチのスイッチＳＷは、抵
抗Ｒ１及びＲ２の接続点とグランドとの間に接続されて
いる。
なる回路は、演算増幅器の端子Ｖinと端子Ｖ+ との間
に、直列抵抗Ｒ１及びＲ２を含む。抵抗Ｒ３は、入力端
子Ｖ+と、例えばシュミットトリガＳＴの供給電圧であ
るリファレンス電圧Ｖref との間に接続される。好まし
くは、静的に制御されるスイッチのスイッチＳＷは、抵
抗Ｒ１及びＲ２の接続点とグランドとの間に接続されて
いる。
【００２１】通常の回路動作は、スイッチＳＷの開いた
状態に対応する。それにより、端子Ｖ+ の電圧は、 Ｖ+ ＝ ［Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）］Ｖin ＋ ［（Ｒ１＋Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）］Ｖref ＋ Ｖofs に等しくなる。Ｖofs は、演算増幅器のオフセット電圧
（公知でない）である。
状態に対応する。それにより、端子Ｖ+ の電圧は、 Ｖ+ ＝ ［Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）］Ｖin ＋ ［（Ｒ１＋Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）］Ｖref ＋ Ｖofs に等しくなる。Ｖofs は、演算増幅器のオフセット電圧
（公知でない）である。
【００２２】Ｒ３がＲ１及びＲ２よりも非常に大きいな
らば、第１の近似は、 Ｖ+ ＝ Ｖin ＋ ［（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ３］Ｖref ＋ Ｖofs を導くことができる。比率（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ３は、こ
の比率及びＶref の積が、例えば５ｍＶのオフセット電
圧Ｖofs の最高値よりも大きくなるように選択される。
従ってＶref ＝５Ｖなら、（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ３≧１／
１０００が選ばれる。従ってＲ３に関してＲ１及びＲ３
を無視する提案された近似は、正当化するべく現れる。
らば、第１の近似は、 Ｖ+ ＝ Ｖin ＋ ［（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ３］Ｖref ＋ Ｖofs を導くことができる。比率（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ３は、こ
の比率及びＶref の積が、例えば５ｍＶのオフセット電
圧Ｖofs の最高値よりも大きくなるように選択される。
従ってＶref ＝５Ｖなら、（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ３≧１／
１０００が選ばれる。従ってＲ３に関してＲ１及びＲ３
を無視する提案された近似は、正当化するべく現れる。
【００２３】この測定によって、電圧Ｖinが非常に低く
ても供給されるとすぐに、端子Ｖ+の電圧は、端子Ｖ-
の電圧よりも常に高くなる。従ってシステムの動作は、
保証される。
ても供給されるとすぐに、端子Ｖ+の電圧は、端子Ｖ-
の電圧よりも常に高くなる。従ってシステムの動作は、
保証される。
【００２４】その上、システムの開始において、及び周
期的な、例えば回路が蓄電池の充電をチェックすること
を意味するなら蓄電池の各々の再充電において、オフセ
ット電圧の測定段階は、好ましくはマイクロコントロー
ラの制御の下でスイッチＳＷを閉じることによって簡単
に実行される。これによって、端子の電圧Ｖ+ は、 Ｖ+ ＝ ［Ｒ２／（Ｒ２＋Ｒ３）］Ｖref ＋ Ｖofs すなわち、第１の近似として、 Ｖ+ ＝ ［Ｒ２＋Ｒ３］Ｖref ＋ Ｖofs となる。図２Ａ及び図２Ｂによって表されるという点で
は、Ａ／Ｄ変換ステップが、スイッチＳＷを閉じると共
に実行され、かつＶ+ を測定できる。公知の項［Ｒ２／
（Ｒ２＋Ｒ３）］Ｖref において、Ｖofs はそれらから
推測でき、この値を、実行されるＶinの測定を正確にす
るために利用するべきマイクロ計算機に記憶できる。更
にＶ+ が非負であることを保証するために、積Ｖref
［Ｒ２／Ｒ３］は、Ｖofs の最高予測絶対値よりも大き
いか又は等しくするべきである。Ｖre f ＝５ＶならばＶ
+ が常に正であることを保証するために、（Ｒ１＋Ｒ
２）／Ｒ３≧１／１０００である前述の例におりあっ
て、Ｒ１≪Ｒ２ならばＶref （Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ３≒Ｖ
ref ［Ｒ２／Ｒ３］≧｜Ｖofsmax｜になる。
期的な、例えば回路が蓄電池の充電をチェックすること
を意味するなら蓄電池の各々の再充電において、オフセ
ット電圧の測定段階は、好ましくはマイクロコントロー
ラの制御の下でスイッチＳＷを閉じることによって簡単
に実行される。これによって、端子の電圧Ｖ+ は、 Ｖ+ ＝ ［Ｒ２／（Ｒ２＋Ｒ３）］Ｖref ＋ Ｖofs すなわち、第１の近似として、 Ｖ+ ＝ ［Ｒ２＋Ｒ３］Ｖref ＋ Ｖofs となる。図２Ａ及び図２Ｂによって表されるという点で
は、Ａ／Ｄ変換ステップが、スイッチＳＷを閉じると共
に実行され、かつＶ+ を測定できる。公知の項［Ｒ２／
（Ｒ２＋Ｒ３）］Ｖref において、Ｖofs はそれらから
推測でき、この値を、実行されるＶinの測定を正確にす
るために利用するべきマイクロ計算機に記憶できる。更
にＶ+ が非負であることを保証するために、積Ｖref
［Ｒ２／Ｒ３］は、Ｖofs の最高予測絶対値よりも大き
いか又は等しくするべきである。Ｖre f ＝５ＶならばＶ
+ が常に正であることを保証するために、（Ｒ１＋Ｒ
２）／Ｒ３≧１／１０００である前述の例におりあっ
て、Ｒ１≪Ｒ２ならばＶref （Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ３≒Ｖ
ref ［Ｒ２／Ｒ３］≧｜Ｖofsmax｜になる。
【００２５】その上、Ｒ１及びＲ２の値がＲ３の値に関
して無視された近似が、以前は指摘されていた。もちろ
んマイクロコントローラは、供給される計算内の正しい
要素を得ることによって、よい精度の計算を実行でき
る。
して無視された近似が、以前は指摘されていた。もちろ
んマイクロコントローラは、供給される計算内の正しい
要素を得ることによって、よい精度の計算を実行でき
る。
【００２６】従って本発明によって、高精度Ａ／Ｄ変換
は、限定された精度の内部Ａ／Ｄコンバータを有するマ
イクロコントローラと、わからないが無視できないオフ
セット電圧を有する適当な低コストの演算増幅器を有し
て実行できる。
は、限定された精度の内部Ａ／Ｄコンバータを有するマ
イクロコントローラと、わからないが無視できないオフ
セット電圧を有する適当な低コストの演算増幅器を有し
て実行できる。
【００２７】本発明は、Ａ／Ｄコンバータに応用する場
合を議論したけれども、演算増幅器の非反転入力を正に
バイアスし、かつそのオフセット電圧を決定するための
システムは、本課題の解決によって、従来の技術に表さ
れる他の応用を見つけ出すことができる。
合を議論したけれども、演算増幅器の非反転入力を正に
バイアスし、かつそのオフセット電圧を決定するための
システムは、本課題の解決によって、従来の技術に表さ
れる他の応用を見つけ出すことができる。
【００２８】このような変更、修正及び改良は、本発明
の技術思想及び見地の範囲においてしようとするもので
ある。従って前述したところは、例としてのみであり、
限定しようとするものではない。本発明は、特許請求の
範囲及びその均等物において限定するものにのみ制約さ
れる。
の技術思想及び見地の範囲においてしようとするもので
ある。従って前述したところは、例としてのみであり、
限定しようとするものではない。本発明は、特許請求の
範囲及びその均等物において限定するものにのみ制約さ
れる。
【図１】従来の技術のＡ／Ｄコンバータ回路を表してい
る。
る。
【図２Ａ】図１の回路の動作を説明している時間カーブ
に対する電圧である。
に対する電圧である。
【図２Ｂ】図１の回路の動作を説明している時間カーブ
に対する電圧である。
に対する電圧である。
【図３】本発明によるＡ／Ｄコンバータ回路を表してい
る。
る。
ＩＮＴ 演算増幅器 ＳＴ シュミットトリガ μＣ マイクロコントローラ Ｖin 測定すべき電圧が得られる端子電圧 Ｖref 供給電圧 Ｖ+ 非反転入力端子電圧 Ｒ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗 ＳＷ スイッチ Ｃ キャパシタ
Claims (5)
- 【請求項１】 演算増幅器（ＩＮＴ）のオフセット補償
用のシステムであって、 該演算増幅器のオフセット電圧の負の最高値よりも高い
正の補償電圧を、該演算増幅器の測定入力に連続的に加
えるための手段と、 該補償電圧と該オフセット電圧との合計の値を決定する
ための手段とを含むことを特徴とするシステム。 - 【請求項２】 測定すべき電圧が得られる端子（Ｖin）
と前記増幅器の非反転入力端子（Ｖ+ ）との間に、第１
（Ｒ１）の及び第２（Ｒ２）の抵抗の直列接続を含んで
おり、第３の抵抗（Ｒ３）を介して高い電圧（Ｖref ）
に接続されている該非反転入力端子（Ｖ+ ）と、制御さ
れたスイッチ（ＳＷ）を介して接地されている該第１及
び該第２の抵抗の接続点とを有することを特徴とする請
求項１に記載のシステム。 - 【請求項３】 請求項１又は２に記載のオフセット補償
用のシステムに係合する演算増幅器と、 該演算増幅器の出力と反転入力との間に接続されたキャ
パシタ（Ｃ）と、 該演算増幅器の出力に接続されたシュミットトリガ（Ｓ
Ｔ）と、 該シュミットトリガの出力と該演算増幅器の反転入力と
の間に接続された抵抗（Ｒ）と、 該シュミットトリガの出力に接続されたマイクロコント
ローラとを含むことを特徴とするＡ／Ｄコンバータ。 - 【請求項４】 前記マイクロコントローラは、前記スイ
ッチが閉じられたときに、前記演算増幅器の前記オフセ
ット電圧を計算するようにプログラムされていることを
特徴とする請求項３に記載のコンバータ。 - 【請求項５】 前記マイクロコントローラは、前記スイ
ッチが開かれたときに、オフセット補正を実行すること
によって、時間をカウントして測定すべき電圧（Ｖin）
を計算するようにプログラムされていることを特徴とす
る請求項４に記載のコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9506668A FR2734965B1 (fr) | 1995-05-31 | 1995-05-31 | Systeme de compensation de l'erreur de decalage d'un amplificateur operationnel, et application a un convertisseur analogique-numerique |
| FR9506668 | 1995-05-31 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08335832A true JPH08335832A (ja) | 1996-12-17 |
Family
ID=9479677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8157434A Withdrawn JPH08335832A (ja) | 1995-05-31 | 1996-05-30 | 演算増幅器のオフセット補償用のシステム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0746094B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08335832A (ja) |
| DE (1) | DE69616654D1 (ja) |
| FR (1) | FR2734965B1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10004079C2 (de) * | 2000-01-31 | 2001-11-29 | Siemens Ag | Komparatorschaltungsanordnung und Verfahren zum Kompensieren der Offsetspannung eines Komparators |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3237116A (en) * | 1961-12-14 | 1966-02-22 | Leeds & Northrup Co | Amplifiers and corrective circuits therefor |
| GB1239922A (en) * | 1967-04-27 | 1971-07-21 | K D G Instr Ltd | Modulated pulse computing circuits |
| CH542477A (de) * | 1972-02-21 | 1973-09-30 | Bbc Brown Boveri & Cie | Verfahren und Einrichtung zum automatischen Abgleich einer Gleichspannung auf einen Sollwert |
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-
1995
- 1995-05-31 FR FR9506668A patent/FR2734965B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-05-28 EP EP19960410060 patent/EP0746094B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1996-05-28 DE DE69616654T patent/DE69616654D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-05-30 JP JP8157434A patent/JPH08335832A/ja not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2734965B1 (fr) | 1997-08-14 |
| EP0746094A1 (fr) | 1996-12-04 |
| FR2734965A1 (fr) | 1996-12-06 |
| DE69616654D1 (de) | 2001-12-13 |
| EP0746094B1 (fr) | 2001-11-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030805 |