JPH10339773A - アレイ型レーダ装置 - Google Patents
アレイ型レーダ装置Info
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- JPH10339773A JPH10339773A JP9151341A JP15134197A JPH10339773A JP H10339773 A JPH10339773 A JP H10339773A JP 9151341 A JP9151341 A JP 9151341A JP 15134197 A JP15134197 A JP 15134197A JP H10339773 A JPH10339773 A JP H10339773A
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- Japan
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- antennas
- antenna
- distribution
- virtual
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 アンテナ開口長が固定の場合、主ビームのビ
ーム幅を小さくすることと、主ビームに対するサイドロ
ーブレベルを小さくすることとは背反し、両立させるこ
とは困難である。 【解決手段】 複数のアンテナの両端夫々の外側に仮想
アンテナを設定し、複数のアンテナの給電量又は増幅度
が両端にいくに従い所定の非線形関数で減少し、仮想ア
ンテナにおいて零となるように設定する。このため、見
掛け上のアンテナ開口長を仮想アンテナの位置まで延長
して合成アンテナパターンのビーム幅を小さくすること
ができ、かつ、主ビームに対するサイブローブレベルが
高くなることを防止できる。
ーム幅を小さくすることと、主ビームに対するサイドロ
ーブレベルを小さくすることとは背反し、両立させるこ
とは困難である。 【解決手段】 複数のアンテナの両端夫々の外側に仮想
アンテナを設定し、複数のアンテナの給電量又は増幅度
が両端にいくに従い所定の非線形関数で減少し、仮想ア
ンテナにおいて零となるように設定する。このため、見
掛け上のアンテナ開口長を仮想アンテナの位置まで延長
して合成アンテナパターンのビーム幅を小さくすること
ができ、かつ、主ビームに対するサイブローブレベルが
高くなることを防止できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はアレイ型レーダ装置
に関し、複数個のアンテナ素子の合成ビームで目標物体
を検出するアレイ型レーダ装置に関する。
に関し、複数個のアンテナ素子の合成ビームで目標物体
を検出するアレイ型レーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えば特開平２−１８３１９
１号公報に記載のように、複数のアンテナ素子夫々の位
相を移相器で制御し、各アンテナ素子の合成ビームによ
り目標物体を検出するフェーズド・アレイ・レーダ等の
アレイ型レーダ装置がある。アレイ型レーダ装置では配
列された各アンテナ素子の給電量（又は増幅量）を両端
にいくに従い減少するよう設定することにより様々なア
ンテナパターンの合成ビームを形成することが考えられ
ている。
１号公報に記載のように、複数のアンテナ素子夫々の位
相を移相器で制御し、各アンテナ素子の合成ビームによ
り目標物体を検出するフェーズド・アレイ・レーダ等の
アレイ型レーダ装置がある。アレイ型レーダ装置では配
列された各アンテナ素子の給電量（又は増幅量）を両端
にいくに従い減少するよう設定することにより様々なア
ンテナパターンの合成ビームを形成することが考えられ
ている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】アレイ型レーダ装置で
は、一般的に、指向性を高くする観点から主ビームのビ
ーム幅が小さい方が望ましく、かつ、検出精度上の観点
から主ビームに対するサイドローブレベルが小さい方が
望ましい。しかしながら、アンテナ開口長が固定の場
合、主ビームのビーム幅を小さくすることと、主ビーム
に対するサイドローブレベルを小さくすることとは背反
し、両立させることは困難であり、周知の給電分布（又
は増幅度分布）を用いた場合、主ビームのビーム幅を小
さくすることと主ビームに対するサイドローブレベルを
小さくすることのいずれか一方を妥協せざるを得ないと
いう問題があった。
は、一般的に、指向性を高くする観点から主ビームのビ
ーム幅が小さい方が望ましく、かつ、検出精度上の観点
から主ビームに対するサイドローブレベルが小さい方が
望ましい。しかしながら、アンテナ開口長が固定の場
合、主ビームのビーム幅を小さくすることと、主ビーム
に対するサイドローブレベルを小さくすることとは背反
し、両立させることは困難であり、周知の給電分布（又
は増幅度分布）を用いた場合、主ビームのビーム幅を小
さくすることと主ビームに対するサイドローブレベルを
小さくすることのいずれか一方を妥協せざるを得ないと
いう問題があった。
【０００４】本発明は、上記の点に鑑みなされたもの
で、複数のアンテナの両端の外側に仮想アンテナを設
け、この仮想アンテナの給電量又は増幅度が零となるよ
うな給電分布又は増幅度分布とすることにより、合成ア
ンテナパターンのビーム幅を小さくできると共に、主ビ
ームに対するサイドローブレベルを小さくできるアレイ
型レーダ装置を提供することを目的とする。
で、複数のアンテナの両端の外側に仮想アンテナを設
け、この仮想アンテナの給電量又は増幅度が零となるよ
うな給電分布又は増幅度分布とすることにより、合成ア
ンテナパターンのビーム幅を小さくできると共に、主ビ
ームに対するサイドローブレベルを小さくできるアレイ
型レーダ装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、等間隔で配列された複数のアンテナに対し、両端に
いくに従い給電量又は増幅度が所定の非線形関数で減少
する給電分布又は増幅度分布とし、前記複数のアンテナ
の合成による合成アンテナパターンで目標物体を検出す
るアレイ型レーダ装置において、前記複数のアンテナの
両端夫々の外側に仮想アンテナを設定し、前記複数のア
ンテナの給電量又は増幅度が両端にいくに従い前記所定
の非線形関数で減少し、前記仮想アンテナにおいて零と
なるように設定する。
は、等間隔で配列された複数のアンテナに対し、両端に
いくに従い給電量又は増幅度が所定の非線形関数で減少
する給電分布又は増幅度分布とし、前記複数のアンテナ
の合成による合成アンテナパターンで目標物体を検出す
るアレイ型レーダ装置において、前記複数のアンテナの
両端夫々の外側に仮想アンテナを設定し、前記複数のア
ンテナの給電量又は増幅度が両端にいくに従い前記所定
の非線形関数で減少し、前記仮想アンテナにおいて零と
なるように設定する。
【０００６】このように、複数のアンテナの給電量又は
増幅度が両端にいくに従い所定の非線形関数で減少し、
仮想アンテナにおいて零となるように設定したため、見
掛け上のアンテナ開口長を仮想アンテナの位置まで延長
して合成アンテナパターンのビーム幅を小さくすること
ができ、かつ、主ビームに対するサイドローブレベルが
高くなることを防止できる。
増幅度が両端にいくに従い所定の非線形関数で減少し、
仮想アンテナにおいて零となるように設定したため、見
掛け上のアンテナ開口長を仮想アンテナの位置まで延長
して合成アンテナパターンのビーム幅を小さくすること
ができ、かつ、主ビームに対するサイドローブレベルが
高くなることを防止できる。
【０００７】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
のアレイ型レーダ装置において、前記仮想アンテナは、
前記複数のアンテナの両端夫々の外側に各１個を設定す
る。このように、仮想アンテナは複数のアンテナの両端
に、複数でなく、１つずつ設定されるため、実際のアン
テナ開口長を変えることなく見掛け上のアンテナ開口長
を長くすることができ、合成アンテナパターンのビーム
幅を小さくできる。
のアレイ型レーダ装置において、前記仮想アンテナは、
前記複数のアンテナの両端夫々の外側に各１個を設定す
る。このように、仮想アンテナは複数のアンテナの両端
に、複数でなく、１つずつ設定されるため、実際のアン
テナ開口長を変えることなく見掛け上のアンテナ開口長
を長くすることができ、合成アンテナパターンのビーム
幅を小さくできる。
【０００８】
【発明の実施の形態】図２は本発明装置の第１実施例の
フェーズド・アレイ・レーダのブロック図を示す。同図
中、発振器１０は信号処理回路１２から制御されて、例
えば周波数６０ＧＨｚ程度の発振信号を出力し、この発
振信号は送信アンテナ１４から例えば車両前方の目標物
体に向けて放射される。一方、発振信号の一部はミキサ
１６に供給される。
フェーズド・アレイ・レーダのブロック図を示す。同図
中、発振器１０は信号処理回路１２から制御されて、例
えば周波数６０ＧＨｚ程度の発振信号を出力し、この発
振信号は送信アンテナ１４から例えば車両前方の目標物
体に向けて放射される。一方、発振信号の一部はミキサ
１６に供給される。
【０００９】目標物体からの反射波は受信アンテナ１８
1 〜１８n 夫々で受信される。受信アンテナ１８1 〜１
８n は間隔ｄで水平面と平行に一列に並べて配設されて
いる。自動車用レーダ装置の場合、スペースの関係上、
アンテナの数はそれほど多くとれず、ｎは１０程度であ
る。各受信アンテナ１８1 〜１８n 夫々の受信信号は移
相器２０1 〜２０n 夫々で移相された後、増幅器２２1
〜２２n 夫々で増幅され、加算器２４で加算混合され
る。この加算器２４の出力信号はミキサ１６に供給さ
れ、発振信号との差分演算によりビート信号が生成され
る。このビート信号は信号処理回路１２に供給され、目
標物体までの距離又は相対速度等が演算されて出力され
る。
1 〜１８n 夫々で受信される。受信アンテナ１８1 〜１
８n は間隔ｄで水平面と平行に一列に並べて配設されて
いる。自動車用レーダ装置の場合、スペースの関係上、
アンテナの数はそれほど多くとれず、ｎは１０程度であ
る。各受信アンテナ１８1 〜１８n 夫々の受信信号は移
相器２０1 〜２０n 夫々で移相された後、増幅器２２1
〜２２n 夫々で増幅され、加算器２４で加算混合され
る。この加算器２４の出力信号はミキサ１６に供給さ
れ、発振信号との差分演算によりビート信号が生成され
る。このビート信号は信号処理回路１２に供給され、目
標物体までの距離又は相対速度等が演算されて出力され
る。
【００１０】上記の移相器２０1 〜２０n 夫々の移相量
は図示しない制御回路によって独立に設定され、これに
よって受信アンテナ１８1 〜１８n の合成された指向性
パターンの向きを可変でき、例えば受信アンテナ１８1
〜１８n の並んだ直線と垂直な方向を中心として左右に
振る走査が可能となる。次にアレイ型レーダのアンテナ
パターンについて説明する。図３に示すように間隔ｄで
一列に並べたアンテナ３０1 〜３０8 を送信アンテナと
して使用する場合について考える。各アンテナ３０1 〜
３０8 夫々の給電電流をｉ1 〜ｉ8 とする。ここで、ア
ンテナ３０1 〜３０8 間の距離であるアンテナ開口長を
ａ＝（ｎ−１）・ｄとし、送信信号の波長をλとして、
各給電電流ｉ1 〜ｉ8 を同振幅、同位相とした給電分布
がユニフォーム分布の場合の合成アンテナパターンは、
ビーム幅は５０．８・λ／ａとなり、第１サイドローブ
レベルは−１３．２ｄＢとなる。上記のビーム幅は、主
ビームの最大値から−３ｄＢの位置におけるアンテナ角
度であり、第１サイドローブレベルは第１サイドローブ
のピークのレベルである。
は図示しない制御回路によって独立に設定され、これに
よって受信アンテナ１８1 〜１８n の合成された指向性
パターンの向きを可変でき、例えば受信アンテナ１８1
〜１８n の並んだ直線と垂直な方向を中心として左右に
振る走査が可能となる。次にアレイ型レーダのアンテナ
パターンについて説明する。図３に示すように間隔ｄで
一列に並べたアンテナ３０1 〜３０8 を送信アンテナと
して使用する場合について考える。各アンテナ３０1 〜
３０8 夫々の給電電流をｉ1 〜ｉ8 とする。ここで、ア
ンテナ３０1 〜３０8 間の距離であるアンテナ開口長を
ａ＝（ｎ−１）・ｄとし、送信信号の波長をλとして、
各給電電流ｉ1 〜ｉ8 を同振幅、同位相とした給電分布
がユニフォーム分布の場合の合成アンテナパターンは、
ビーム幅は５０．８・λ／ａとなり、第１サイドローブ
レベルは−１３．２ｄＢとなる。上記のビーム幅は、主
ビームの最大値から−３ｄＢの位置におけるアンテナ角
度であり、第１サイドローブレベルは第１サイドローブ
のピークのレベルである。
【００１１】上記のユニフォーム分布ではサイドローブ
レベルが高く誤検出の原因となるため、給電分布を両端
のアンテナにいくに従い減少させるテーパ型給電を行う
のが一般的である。アンテナ３０1 〜３０8 の給電分布
を図４（Ａ）に示すようにエンベロープがコサイン関数
となるコサイン分布にした場合の合成アンテナパターン
は同図（Ｂ）に示すようになる。この場合のビーム幅θ
1 は６８．８・λ／｛（ｎ−１）・ｄ｝であり、主ビー
ムの最大レベルと第１サイドローブレベルとの差ＳＬ1
は−２３ｄＢである。
レベルが高く誤検出の原因となるため、給電分布を両端
のアンテナにいくに従い減少させるテーパ型給電を行う
のが一般的である。アンテナ３０1 〜３０8 の給電分布
を図４（Ａ）に示すようにエンベロープがコサイン関数
となるコサイン分布にした場合の合成アンテナパターン
は同図（Ｂ）に示すようになる。この場合のビーム幅θ
1 は６８．８・λ／｛（ｎ−１）・ｄ｝であり、主ビー
ムの最大レベルと第１サイドローブレベルとの差ＳＬ1
は−２３ｄＢである。
【００１２】このようにコサイン分布ではビーム幅θ1
が広くなるため、全体にΔだけオフセットをつけた図５
（Ａ）に示すようなオフセット付きコサイン分布が考え
られる。この場合の合成アンテナパターンは同図（Ｂ）
に示すようにビーム幅θ2 はコサイン分布におけるビー
ム幅θ1 より小さくなる。しかし、サイドローブレベル
が高くなって、主ビームの最大レベルと第１サイドロー
ブレベルとの差ＳＬ2はコサイン分布における差ＳＬ1
より小さくなる。この傾向はオフセット量Δが大きくな
るほど顕著となり、最終的にはユニフォーム分布に近付
く。つまり、オフセット付きコサイン分布でもビーム幅
を狭く、サイドローブレベルを低くするという両方の要
求を満足することができない。
が広くなるため、全体にΔだけオフセットをつけた図５
（Ａ）に示すようなオフセット付きコサイン分布が考え
られる。この場合の合成アンテナパターンは同図（Ｂ）
に示すようにビーム幅θ2 はコサイン分布におけるビー
ム幅θ1 より小さくなる。しかし、サイドローブレベル
が高くなって、主ビームの最大レベルと第１サイドロー
ブレベルとの差ＳＬ2はコサイン分布における差ＳＬ1
より小さくなる。この傾向はオフセット量Δが大きくな
るほど顕著となり、最終的にはユニフォーム分布に近付
く。つまり、オフセット付きコサイン分布でもビーム幅
を狭く、サイドローブレベルを低くするという両方の要
求を満足することができない。
【００１３】本発明ではアンテナ３０1 〜３０8 のアレ
イの両端から外側の間隔ｄの位置に仮想アンテナ３
０0 ，３０9 を設定する。そして、図１（Ａ）に示すよ
うに仮想アンテナ３０0 ，３０9 の給電電流が零とな
り、仮想アンテナ３０0 ，３０9 及びアンテナ３０1 〜
３０8 の給電分布がエンベロープがコサイン関数となる
コサイン分布とする。
イの両端から外側の間隔ｄの位置に仮想アンテナ３
０0 ，３０9 を設定する。そして、図１（Ａ）に示すよ
うに仮想アンテナ３０0 ，３０9 の給電電流が零とな
り、仮想アンテナ３０0 ，３０9 及びアンテナ３０1 〜
３０8 の給電分布がエンベロープがコサイン関数となる
コサイン分布とする。
【００１４】このような給電分布とすることでアンテナ
開口長を見掛け上（ｎ＋１）・ｄとすることかできる。
この場合の合成アンテナパターンは同図（Ｂ）に示すよ
うになり、ビーム幅θ3 は６８．８・λ／｛（ｎ＋１）
・ｄ｝であり、主ビームの最大レベルと第１サイドロー
ブレベルとの差ＳＬ3 は−２３ｄＢである。つまり、図
４（Ａ）の給電分布に対してビーム幅を（ｎ−１）／
（ｎ＋１）だけ狭くすることができる。これはｎ＝８の
とき０．７８倍であり、ｎ＝４のとき０．６倍である。
また、主ビームの最大レベルと第１サイドローブレベル
との差を同一のままにすることができる。
開口長を見掛け上（ｎ＋１）・ｄとすることかできる。
この場合の合成アンテナパターンは同図（Ｂ）に示すよ
うになり、ビーム幅θ3 は６８．８・λ／｛（ｎ＋１）
・ｄ｝であり、主ビームの最大レベルと第１サイドロー
ブレベルとの差ＳＬ3 は−２３ｄＢである。つまり、図
４（Ａ）の給電分布に対してビーム幅を（ｎ−１）／
（ｎ＋１）だけ狭くすることができる。これはｎ＝８の
とき０．７８倍であり、ｎ＝４のとき０．６倍である。
また、主ビームの最大レベルと第１サイドローブレベル
との差を同一のままにすることができる。
【００１５】なお、図３では送信アンテナとして説明を
行ったが、これは受信アンテナの場合もまったく同一で
ある。受信アンテナの場合は、各アンテナ３０1 〜３０
8 の受信信号夫々に対する増幅度を図１（Ａ）に示す給
電分布と同一の増幅度分布とすることにより同図（Ｂ）
の合成アンテナパターンを得ることができる。図２に示
す実施例では増幅器２４1 〜２４n の増幅度分布を上記
のように設定する。
行ったが、これは受信アンテナの場合もまったく同一で
ある。受信アンテナの場合は、各アンテナ３０1 〜３０
8 の受信信号夫々に対する増幅度を図１（Ａ）に示す給
電分布と同一の増幅度分布とすることにより同図（Ｂ）
の合成アンテナパターンを得ることができる。図２に示
す実施例では増幅器２４1 〜２４n の増幅度分布を上記
のように設定する。
【００１６】図６は本発明装置の第２実施例のデジタル
・ビームフォーミング・レーダのブロック図を示す。同
図中、発振器４０はデジタル信号処理回路４２から制御
されており、例えば周波数６０ＧＨｚ程度の発振信号を
出力し、この発振信号は送信アンテナ４４から例えば車
両前方の目標物体に向けて放射される。一方、発振信号
の一部はミキサ４６1 〜４６n 夫々に供給される。
・ビームフォーミング・レーダのブロック図を示す。同
図中、発振器４０はデジタル信号処理回路４２から制御
されており、例えば周波数６０ＧＨｚ程度の発振信号を
出力し、この発振信号は送信アンテナ４４から例えば車
両前方の目標物体に向けて放射される。一方、発振信号
の一部はミキサ４６1 〜４６n 夫々に供給される。
【００１７】目標物体からの反射波は受信アンテナ４８
1 〜４８n 夫々で受信される。受信アンテナ４８1 〜４
８n は間隔ｄで水平面と平行に一列に並べて配設されて
いる。各受信アンテナ４８1 〜４８n 夫々の受信信号は
増幅度が同一の増幅器５０1〜５０n 夫々で増幅された
後、ミキサ４６1 〜４６n 夫々に供給され、発振信号と
の差分演算によりビート信号が生成される。各ビート信
号は低域フィルタ５２ 1 〜５２n 夫々に供給され、不要
高周波成分を除去される。この後、Ａ／Ｄ変換器５４1
〜５４n 夫々でデジタル化されてデジタル信号処理回路
（ＤＳＰ）４２に供給される。
1 〜４８n 夫々で受信される。受信アンテナ４８1 〜４
８n は間隔ｄで水平面と平行に一列に並べて配設されて
いる。各受信アンテナ４８1 〜４８n 夫々の受信信号は
増幅度が同一の増幅器５０1〜５０n 夫々で増幅された
後、ミキサ４６1 〜４６n 夫々に供給され、発振信号と
の差分演算によりビート信号が生成される。各ビート信
号は低域フィルタ５２ 1 〜５２n 夫々に供給され、不要
高周波成分を除去される。この後、Ａ／Ｄ変換器５４1
〜５４n 夫々でデジタル化されてデジタル信号処理回路
（ＤＳＰ）４２に供給される。
【００１８】図７はデジタル信号処理回路（ＤＳＰ）４
２が実行する処理のフローチャートを示す。同図中、デ
ジタル信号処理回路４２はステップＳ１０でＡ／Ｄ変換
器５４1 〜５４n 夫々から供給されるビート信号のチャ
ネル間の位相補正を行う。ここで、チャネルとは受信ア
ンテナ４８1 〜４８n 夫々を表わしており、チャネル間
の位相補正とはチャネル毎に信号配線長が異なり、この
配線長の違いによる位相の変化を補正することである。
次にステップＳ２０でビート信号のチャネル間の振幅補
正を行う。ここでは各チャネルの増幅器５０1 〜５０n
夫々の増幅度の違いを補正する。
２が実行する処理のフローチャートを示す。同図中、デ
ジタル信号処理回路４２はステップＳ１０でＡ／Ｄ変換
器５４1 〜５４n 夫々から供給されるビート信号のチャ
ネル間の位相補正を行う。ここで、チャネルとは受信ア
ンテナ４８1 〜４８n 夫々を表わしており、チャネル間
の位相補正とはチャネル毎に信号配線長が異なり、この
配線長の違いによる位相の変化を補正することである。
次にステップＳ２０でビート信号のチャネル間の振幅補
正を行う。ここでは各チャネルの増幅器５０1 〜５０n
夫々の増幅度の違いを補正する。
【００１９】この後、ステップＳ３０では走査のための
ビーム振り角に応じたチャネル毎の位相量で各チャネル
のビート信号を位相する。これはビームを振って走査す
るためである。次にステップＳ４０で各チャネルのビー
ト信号に対し、図１（Ａ）に示す給電分布と同一の増幅
度分布となるよう増幅を行う。次にステップＳ５０では
各チャネルビート信号を合成し、合成結果を所定の領域
にセーブする。ステップＳ６０では全てのビーム振り角
に対する処理が終了したかどうかを判別し、終了してい
なければステップＳ３０に進んでステップＳ３０〜Ｓ５
０を繰り返す。終了している場合にはステップＳ７０に
進み、レーダ信号処理、つまり、目標物体までの距離又
はこれに加えて相対速度を演算する処理を行い、処理サ
イクルを終了する。
ビーム振り角に応じたチャネル毎の位相量で各チャネル
のビート信号を位相する。これはビームを振って走査す
るためである。次にステップＳ４０で各チャネルのビー
ト信号に対し、図１（Ａ）に示す給電分布と同一の増幅
度分布となるよう増幅を行う。次にステップＳ５０では
各チャネルビート信号を合成し、合成結果を所定の領域
にセーブする。ステップＳ６０では全てのビーム振り角
に対する処理が終了したかどうかを判別し、終了してい
なければステップＳ３０に進んでステップＳ３０〜Ｓ５
０を繰り返す。終了している場合にはステップＳ７０に
進み、レーダ信号処理、つまり、目標物体までの距離又
はこれに加えて相対速度を演算する処理を行い、処理サ
イクルを終了する。
【００２０】この実施例ではＡ／Ｄ変換器５４1 〜５４
n 夫々から１回のデータ読み込みでデジタル信号処理回
路４２から図８（Ａ）に示す様々なアンテナパターンＩ
ａ〜Ｉｅの信号処理を行うことができる。なお、図２に
示す実施例では移相器２０1〜２０n 夫々の移相量が設
定されているため、信号処理回路１２はミキサ１６から
１回の信号読み込みで図８（Ｂ）に示す１つのアンテナ
パターンIIの信号処理だけを行うことができる。
n 夫々から１回のデータ読み込みでデジタル信号処理回
路４２から図８（Ａ）に示す様々なアンテナパターンＩ
ａ〜Ｉｅの信号処理を行うことができる。なお、図２に
示す実施例では移相器２０1〜２０n 夫々の移相量が設
定されているため、信号処理回路１２はミキサ１６から
１回の信号読み込みで図８（Ｂ）に示す１つのアンテナ
パターンIIの信号処理だけを行うことができる。
【００２１】なお、上記実施例では給電分布又は増幅度
分布として、エンベロープがコサイン関数となるコサイ
ン分布を用いているが、これは例えばコサイン２乗分布
等の他の非線形関数の分布を用いても良く、上記実施例
に限定されない。
分布として、エンベロープがコサイン関数となるコサイ
ン分布を用いているが、これは例えばコサイン２乗分布
等の他の非線形関数の分布を用いても良く、上記実施例
に限定されない。
【００２２】
【発明の効果】上述の如く、請求項１に記載の発明は、
等間隔で配列された複数のアンテナに対し、両端にいく
に従い給電量又は増幅度が所定の非線形関数で減少する
給電分布又は増幅度分布とし、前記複数のアンテナの合
成による合成アンテナパターンで目標物体を検出するア
レイ型レーダ装置において、前記複数のアンテナの両端
夫々の外側に仮想アンテナを設定し、前記複数のアンテ
ナの給電量又は増幅度が両端にいくに従い前記所定の非
線形関数で減少し、前記仮想アンテナにおいて零となる
ように設定する。
等間隔で配列された複数のアンテナに対し、両端にいく
に従い給電量又は増幅度が所定の非線形関数で減少する
給電分布又は増幅度分布とし、前記複数のアンテナの合
成による合成アンテナパターンで目標物体を検出するア
レイ型レーダ装置において、前記複数のアンテナの両端
夫々の外側に仮想アンテナを設定し、前記複数のアンテ
ナの給電量又は増幅度が両端にいくに従い前記所定の非
線形関数で減少し、前記仮想アンテナにおいて零となる
ように設定する。
【００２３】このように、複数のアンテナの給電量又は
増幅度が両端にいくに従い所定の非線形関数で減少し、
仮想アンテナにおいて零となるように設定したため、見
掛け上のアンテナ開口長を仮想アンテナの位置まで延長
して合成アンテナパターンのビーム幅を小さくすること
ができ、かつ、主ビームに対するサイドローブレベルが
高くなることを防止できる。
増幅度が両端にいくに従い所定の非線形関数で減少し、
仮想アンテナにおいて零となるように設定したため、見
掛け上のアンテナ開口長を仮想アンテナの位置まで延長
して合成アンテナパターンのビーム幅を小さくすること
ができ、かつ、主ビームに対するサイドローブレベルが
高くなることを防止できる。
【００２４】また、請求項２に記載の発明は、請求項１
に記載のアレイ型レーダ装置において、前記仮想アンテ
ナは、前記複数のアンテナの両端夫々の外側に各１個を
設定する。このように、仮想アンテナは複数のアンテナ
の両端に、複数でなく、１つずつ設定されるため、実際
のアンテナ開口長を変えることなく見掛け上のアンテナ
開口長を長くすることができ、合成アンテナパターンの
ビーム幅を小さくできる。
に記載のアレイ型レーダ装置において、前記仮想アンテ
ナは、前記複数のアンテナの両端夫々の外側に各１個を
設定する。このように、仮想アンテナは複数のアンテナ
の両端に、複数でなく、１つずつ設定されるため、実際
のアンテナ開口長を変えることなく見掛け上のアンテナ
開口長を長くすることができ、合成アンテナパターンの
ビーム幅を小さくできる。
【図１】本発明の給電分布及び合成アンテナパターンを
示す図である。
示す図である。
【図２】本発明装置のブロック図である。
【図３】本発明を説明するための図である。
【図４】従来の給電分布及び合成アンテナパターンを示
す図である。
す図である。
【図５】従来の給電分布及び合成アンテナパターンを示
す図である。
す図である。
【図６】本発明装置のブロック図である。
【図７】デジタル信号処理回路の実行する処理のフロー
チャートである。
チャートである。
【図８】図２及び図６夫々の装置のアンテナパターンを
示す図である。
示す図である。
１０ 発振器 １２ 信号処理回路 １４，４４ 送信アンテナ １８1 〜１８n ，４８1 〜４８n 受信アンテナ ２０1 〜２０n 移相器 ２２1 〜２２n ，５０1 〜５０n 増幅器 ２４ 加算器 １６，４６1 〜４６n ミキサ ４２ デジタル信号処理回路（ＤＳＰ） ５２1 〜５２n 低域フィルタ ５４1 〜５４n Ａ／Ｄ変換器
Claims (2)
- 【請求項１】 等間隔で配列された複数のアンテナに対
し、両端にいくに従い給電量又は増幅度が所定の非線形
関数で減少する給電分布又は増幅度分布とし、前記複数
のアンテナの合成による合成アンテナパターンで目標物
体を検出するアレイ型レーダ装置において、 前記複数のアンテナの両端夫々の外側に仮想アンテナを
設定し、前記複数のアンテナの給電量又は増幅度が両端
にいくに従い前記所定の非線形関数で減少し、前記仮想
アンテナにおいて零となるように設定したことを特徴と
するアレイ型レーダ装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のアレイ型レーダ装置に
おいて、 前記仮想アンテナは、前記複数のアンテナの両端夫々の
外側に各１個を設定することを特徴とするアレイ型レー
ダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9151341A JPH10339773A (ja) | 1997-06-09 | 1997-06-09 | アレイ型レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9151341A JPH10339773A (ja) | 1997-06-09 | 1997-06-09 | アレイ型レーダ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10339773A true JPH10339773A (ja) | 1998-12-22 |
Family
ID=15516459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9151341A Pending JPH10339773A (ja) | 1997-06-09 | 1997-06-09 | アレイ型レーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10339773A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103472462A (zh) * | 2013-09-05 | 2013-12-25 | 北京星地恒通信息科技有限公司 | 多波瓣信号的处理方法和装置 |
| CN110045334A (zh) * | 2019-02-28 | 2019-07-23 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | 低副瓣零陷波束形成方法 |
-
1997
- 1997-06-09 JP JP9151341A patent/JPH10339773A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103472462A (zh) * | 2013-09-05 | 2013-12-25 | 北京星地恒通信息科技有限公司 | 多波瓣信号的处理方法和装置 |
| CN110045334A (zh) * | 2019-02-28 | 2019-07-23 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | 低副瓣零陷波束形成方法 |
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