JPH10248242A - 降圧型のｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
降圧型のｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH10248242A JPH10248242A JP9045773A JP4577397A JPH10248242A JP H10248242 A JPH10248242 A JP H10248242A JP 9045773 A JP9045773 A JP 9045773A JP 4577397 A JP4577397 A JP 4577397A JP H10248242 A JPH10248242 A JP H10248242A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
- H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
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- H02M3/072—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps adapted to generate an output voltage whose value is lower than the input voltage
Abstract
(57)【要約】
【課題】 複雑な発振回路を使用することなく、低コス
ト、省スペースな簡単な回路で、スイッチング素子のデ
ューティーを制御する。 【解決手段】 降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流
電源から負荷に電力を供給するスイッチング素子Ｑ１
を、作動アンプ４を備える制御回路３でスイッチングす
る。作動アンプ４は、−入力端子に負荷電圧を、ＣＲ遅
延回路５を介して入力し、＋入力端子に基準電圧を入力
し、さらに、作動アンプ４の出力を、プルアップコンデ
ンサーＣ１で＋入力端子にフィードバックする。ＣＲ遅
延回路５とプルアップコンデンサーＣ１でヒステリシス
のある状態でスイッチング素子Ｑ１をオンオフに切り換
える。
ト、省スペースな簡単な回路で、スイッチング素子のデ
ューティーを制御する。 【解決手段】 降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流
電源から負荷に電力を供給するスイッチング素子Ｑ１
を、作動アンプ４を備える制御回路３でスイッチングす
る。作動アンプ４は、−入力端子に負荷電圧を、ＣＲ遅
延回路５を介して入力し、＋入力端子に基準電圧を入力
し、さらに、作動アンプ４の出力を、プルアップコンデ
ンサーＣ１で＋入力端子にフィードバックする。ＣＲ遅
延回路５とプルアップコンデンサーＣ１でヒステリシス
のある状態でスイッチング素子Ｑ１をオンオフに切り換
える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
をオンオフに切り換えて、実質的に出力電圧を降圧する
降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
をオンオフに切り換えて、実質的に出力電圧を降圧する
降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】電池等の直流電源から負荷に供給される
電力は、スイッチング素子をオンオフに切り換えるデュ
ーティーを変更して制御できる。たとえば、オフ時間に
対するオン時間を短くするほど、負荷に供給される電力
は小さくなる。しがたって、スイッチング素子のオフ時
間に対するオン時間を短くして、電池の供給電圧を低く
したのと実質的に同じになる。このため、スイッチング
素子のデューティーを変更して、トランスを使用しない
で、負荷に実質的に供給する電圧を小さくできる。
電力は、スイッチング素子をオンオフに切り換えるデュ
ーティーを変更して制御できる。たとえば、オフ時間に
対するオン時間を短くするほど、負荷に供給される電力
は小さくなる。しがたって、スイッチング素子のオフ時
間に対するオン時間を短くして、電池の供給電圧を低く
したのと実質的に同じになる。このため、スイッチング
素子のデューティーを変更して、トランスを使用しない
で、負荷に実質的に供給する電圧を小さくできる。
【０００３】さらに、電池に直接に負荷を接続して、電
池から負荷に電力を供給するとき、電池電圧が低下する
にしたがって、負荷に供給される電力は少なくなる。こ
の場合、電池と負荷の間にスイッチング素子を接続し、
スイッチング素子のデューティーを制御して、負荷に供
給する電力を一定に制御することもできる。
池から負荷に電力を供給するとき、電池電圧が低下する
にしたがって、負荷に供給される電力は少なくなる。こ
の場合、電池と負荷の間にスイッチング素子を接続し、
スイッチング素子のデューティーを制御して、負荷に供
給する電力を一定に制御することもできる。
【０００４】このような用途に、電池等の直流電源と負
荷との間に、スイッチング素子を接続し、このスイッチ
ング素子をオンオフに切り換えるデューティーを調整し
て、負荷に供給する電力を接続する降圧型のＤＣ−ＤＣ
コンバータが使用される。
荷との間に、スイッチング素子を接続し、このスイッチ
ング素子をオンオフに切り換えるデューティーを調整し
て、負荷に供給する電力を接続する降圧型のＤＣ−ＤＣ
コンバータが使用される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】降圧型のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、スイッチング素子をオンオフに切り換える
タイミングを決定するための発振回路を内蔵するので、
回路構成が複雑で高価になって、小型化するのが困難で
ある。さらに、発振回路を動作させるために、極めて低
電圧で使用できな欠点もある。
ンバータは、スイッチング素子をオンオフに切り換える
タイミングを決定するための発振回路を内蔵するので、
回路構成が複雑で高価になって、小型化するのが困難で
ある。さらに、発振回路を動作させるために、極めて低
電圧で使用できな欠点もある。
【０００６】本発明は、このような欠点を解決すること
を目的に開発されたもので、本発明の重要な目的は、発
振回路を使用することなく、極めて簡単で、低コスト省
スペースな回路で、スイッチング素子のデューティーを
制御できる降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とにある。
を目的に開発されたもので、本発明の重要な目的は、発
振回路を使用することなく、極めて簡単で、低コスト省
スペースな回路で、スイッチング素子のデューティーを
制御できる降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の降圧型のＤＣ−
ＤＣコンバータは、直流電源から負荷に電力を供給する
スイッチング素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１を
オンオフに制御させる制御回路３とを備え、制御回路３
が作動アンプ４を備えている。
ＤＣコンバータは、直流電源から負荷に電力を供給する
スイッチング素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１を
オンオフに制御させる制御回路３とを備え、制御回路３
が作動アンプ４を備えている。
【０００８】作動アンプ４は、−入力端子に、負荷電圧
をＣＲ遅延回路５を介して入力し、＋入力端子に基準電
圧を入力すると共に、作動アンプ４の出力をプルアップ
コンデンサーＣ１を介して入力している。
をＣＲ遅延回路５を介して入力し、＋入力端子に基準電
圧を入力すると共に、作動アンプ４の出力をプルアップ
コンデンサーＣ１を介して入力している。
【０００９】ＣＲ遅延回路５は、負荷電圧の変動を遅延
させて、作動アンプ４の−入力端子に入力する。プルア
ップコンデンサーＣ１は作動アンプ４が”Ｈｉｇｈ”に
なったときの出力電圧を＋入力端子に入力して基準電圧
を一時的に高く引き上げて次第に低下させる。
させて、作動アンプ４の−入力端子に入力する。プルア
ップコンデンサーＣ１は作動アンプ４が”Ｈｉｇｈ”に
なったときの出力電圧を＋入力端子に入力して基準電圧
を一時的に高く引き上げて次第に低下させる。
【００１０】スイッチング素子Ｑ１がオフになると、低
下した負荷電圧はＣＲ遅延回路５を介して次第に−入力
端子の電圧を低下させ、−入力端子の電圧が＋入力端子
の電圧よりも低くなると、作動アンプ４の出力が”Ｈｉ
ｇｈ”になってスイッチング素子Ｑ１をオンに切り換え
る。さらに、このとき、プルアップコンデンサーＣ１
は、”Ｈｉｇｈ”電圧で基準電圧を一時的に高くして作
動アンプ４の出力を”Ｈｉｇｈ”に保持する。その後、
プルアップコンデンサーＣ１が充電されて基準電圧が次
第に低下して負荷電圧よりも低くなると、作動アンプ４
の出力が”Ｌｏｗ”になってスイッチング素子Ｑ１がオ
フに切り換えられる。すなわち、プルアップコンデンサ
ーＣ１が作動アンプ４の出力を＋入力端子にフィードバ
ックさせて、ヒステリシスを構成して、スイッチング素
子Ｑ１をオンオフに切り換える。
下した負荷電圧はＣＲ遅延回路５を介して次第に−入力
端子の電圧を低下させ、−入力端子の電圧が＋入力端子
の電圧よりも低くなると、作動アンプ４の出力が”Ｈｉ
ｇｈ”になってスイッチング素子Ｑ１をオンに切り換え
る。さらに、このとき、プルアップコンデンサーＣ１
は、”Ｈｉｇｈ”電圧で基準電圧を一時的に高くして作
動アンプ４の出力を”Ｈｉｇｈ”に保持する。その後、
プルアップコンデンサーＣ１が充電されて基準電圧が次
第に低下して負荷電圧よりも低くなると、作動アンプ４
の出力が”Ｌｏｗ”になってスイッチング素子Ｑ１がオ
フに切り換えられる。すなわち、プルアップコンデンサ
ーＣ１が作動アンプ４の出力を＋入力端子にフィードバ
ックさせて、ヒステリシスを構成して、スイッチング素
子Ｑ１をオンオフに切り換える。
【００１１】さらに、本発明の請求項２の降圧型のＤＣ
−ＤＣコンバータは、電源電圧を、抵抗とツェナーダイ
オードを介して作動アンプ４の−入力端子に入力してい
る。このＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ
１がオンになったときに、電源電圧で−入力端子の電圧
上昇を速くする。電源電圧が高いほど、−入力端子の電
圧上昇を速くする。このため、電源電圧が高くなると、
−入力端子が＋入力端子よりも高くなる時間が短くなっ
て、スイッチング素子Ｑ１を短時間でオフに切り換え
る。直流電源電圧が高くなると、スイッチング素子Ｑ１
のオン時間が短縮され、直流電源電圧が低くなると、ス
イッチング素子Ｑ１のオン時間が長くなるので、直流電
源電圧が変動したときに、負荷電力の変動を少なくでき
る。
−ＤＣコンバータは、電源電圧を、抵抗とツェナーダイ
オードを介して作動アンプ４の−入力端子に入力してい
る。このＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ
１がオンになったときに、電源電圧で−入力端子の電圧
上昇を速くする。電源電圧が高いほど、−入力端子の電
圧上昇を速くする。このため、電源電圧が高くなると、
−入力端子が＋入力端子よりも高くなる時間が短くなっ
て、スイッチング素子Ｑ１を短時間でオフに切り換え
る。直流電源電圧が高くなると、スイッチング素子Ｑ１
のオン時間が短縮され、直流電源電圧が低くなると、ス
イッチング素子Ｑ１のオン時間が長くなるので、直流電
源電圧が変動したときに、負荷電力の変動を少なくでき
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。ただし、以下に示す実施例は、本発明
の技術思想を具体化するための降圧型のＤＣ−ＤＣコン
バータを例示するものであって、本発明はＤＣ−ＤＣコ
ンバータを下記のものに特定しない。
づいて説明する。ただし、以下に示す実施例は、本発明
の技術思想を具体化するための降圧型のＤＣ−ＤＣコン
バータを例示するものであって、本発明はＤＣ−ＤＣコ
ンバータを下記のものに特定しない。
【００１３】さらに、この明細書は、特許請求の範囲を
理解しやすいように、実施例に示される部材に対応する
番号を、「特許請求の範囲の欄」、および「課題を解決
するための手段の欄」に示される部材に付記している。
ただ、特許請求の範囲に示される部材を、実施例の部材
に特定するものでは決してない。
理解しやすいように、実施例に示される部材に対応する
番号を、「特許請求の範囲の欄」、および「課題を解決
するための手段の欄」に示される部材に付記している。
ただ、特許請求の範囲に示される部材を、実施例の部材
に特定するものでは決してない。
【００１４】図１に示す降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直流電源である電池１と、この電池１から負荷であ
るヒータ２に電力を供給するために、電池１とヒータ２
の間に接続されているトランジスターであるスイッチン
グ素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１をオンオフに
制御させる制御回路３とを備える。図の回路図は負荷を
ヒータとしているが、本発明は負荷をヒータに特定しな
い。負荷には、モーターや電球等とすることもできる。
は、直流電源である電池１と、この電池１から負荷であ
るヒータ２に電力を供給するために、電池１とヒータ２
の間に接続されているトランジスターであるスイッチン
グ素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１をオンオフに
制御させる制御回路３とを備える。図の回路図は負荷を
ヒータとしているが、本発明は負荷をヒータに特定しな
い。負荷には、モーターや電球等とすることもできる。
【００１５】この図に示す降圧型のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、制御回路３が、作動アンプ４と、この作動アンプ
４の出力で制御されるドライバー用のトランジスターＱ
２を備える。作動アンプ４は、−入力端子に、負荷電圧
をＣＲ遅延回路５を介して入力している。ＣＲ遅延回路
５は、負荷と−入力端子との間に接続された抵抗Ｒ３
と、−入力端子とアースとの間に接続されたコンデンサ
ーＣ２とで構成される。コンデンサーＣ２には分圧抵抗
と放電抵抗に併用される抵抗Ｒ５を接続している。ＣＲ
遅延回路５は、抵抗Ｒ３とコンデンサーＣ２を大きくす
ると、負荷電圧の遅延時間が長くなる。すなわち、スイ
ッチング素子Ｑ１がオンオフに切り換えられたときの、
−入力端子の電圧変動を緩やかにする。このため、スイ
ッチング素子Ｑ１をオンオフに切り換えるタイミングを
長く、いいかえると、スイッチングする周期が長くな
る。
タは、制御回路３が、作動アンプ４と、この作動アンプ
４の出力で制御されるドライバー用のトランジスターＱ
２を備える。作動アンプ４は、−入力端子に、負荷電圧
をＣＲ遅延回路５を介して入力している。ＣＲ遅延回路
５は、負荷と−入力端子との間に接続された抵抗Ｒ３
と、−入力端子とアースとの間に接続されたコンデンサ
ーＣ２とで構成される。コンデンサーＣ２には分圧抵抗
と放電抵抗に併用される抵抗Ｒ５を接続している。ＣＲ
遅延回路５は、抵抗Ｒ３とコンデンサーＣ２を大きくす
ると、負荷電圧の遅延時間が長くなる。すなわち、スイ
ッチング素子Ｑ１がオンオフに切り換えられたときの、
−入力端子の電圧変動を緩やかにする。このため、スイ
ッチング素子Ｑ１をオンオフに切り換えるタイミングを
長く、いいかえると、スイッチングする周期が長くな
る。
【００１６】作動アンプ４は、＋入力端子に基準電圧を
入力すると共に、作動アンプ４の出力をプルアップコン
デンサーＣ１を介してフィードバックしている。基準電
圧は、直列に接続された抵抗Ｒ１とダイオードＤ１で得
られる。直列に接続された抵抗Ｒ１とダイオードＤ１
は、電池１と並列に接続され、ダイオードＤ１の順方向
の電圧降下で、約０．６Ｖの基準電圧を得る。基準電圧
は、抵抗とツェナーダイオードとを直列に接続して得る
こともできる。基準電圧は、負荷に供給する電力を考慮
して、最適値に設定される。基準電圧を高くすると、負
荷に供給される電力は大きくなり、反対に基準電圧を低
くすると、負荷の供給電力は小さくなる。それは、作動
アンプ４が負荷電圧を基準電圧に等しくなるようにスイ
ッチング素子Ｑ１をオンオフに制御するからである。
入力すると共に、作動アンプ４の出力をプルアップコン
デンサーＣ１を介してフィードバックしている。基準電
圧は、直列に接続された抵抗Ｒ１とダイオードＤ１で得
られる。直列に接続された抵抗Ｒ１とダイオードＤ１
は、電池１と並列に接続され、ダイオードＤ１の順方向
の電圧降下で、約０．６Ｖの基準電圧を得る。基準電圧
は、抵抗とツェナーダイオードとを直列に接続して得る
こともできる。基準電圧は、負荷に供給する電力を考慮
して、最適値に設定される。基準電圧を高くすると、負
荷に供給される電力は大きくなり、反対に基準電圧を低
くすると、負荷の供給電力は小さくなる。それは、作動
アンプ４が負荷電圧を基準電圧に等しくなるようにスイ
ッチング素子Ｑ１をオンオフに制御するからである。
【００１７】プルアップコンデンサーＣ１は、抵抗Ｒ２
と直列に接続されて、作動アンプ４の出力を＋入力端子
に入力してフィードバックさせる。プルアップコンデン
サーＣ１は、静電容量を大きくすると、作動アンプ４の
フィードバック量が多くなり、＋入力端子の電圧を、作
動アンプ４の”Ｈｉｇｈ”出力電圧で長い時間高く保持
する。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が長
くなる。
と直列に接続されて、作動アンプ４の出力を＋入力端子
に入力してフィードバックさせる。プルアップコンデン
サーＣ１は、静電容量を大きくすると、作動アンプ４の
フィードバック量が多くなり、＋入力端子の電圧を、作
動アンプ４の”Ｈｉｇｈ”出力電圧で長い時間高く保持
する。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が長
くなる。
【００１８】さらに、図１のＤＣ−ＤＣコンバータは、
電池１の＋側を、抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺＤを
介して作動アンプ４の−入力端子に接続している。抵抗
Ｒ４とツェナーダイオードＺＤは、電池電圧で−入力端
子の電圧を引き上げて、スイッチング素子Ｑ１がオンに
なったときに、−入力端子の電圧上昇を加速する。この
ため、スイッチング素子Ｑ１がオンになって、−入力端
子の電圧が負荷電圧によって次第に高くなるとき、電池
電圧が高いと、より速く−入力端子の電圧上昇を加速し
て、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を短くする。反対
に、電池電圧が低下すると、−入力端子の電圧を上昇さ
せる速度が遅くなり、オン状態になったスイッチング素
子Ｑ１を長い時間オン状態に保持する。このことは、電
池電圧が高いときにスイッチング素子Ｑ１のオン時間を
短くし、電池電圧が低下するにしたがって、スイッチン
グ素子Ｑ１をオンにする時間を長くして、負荷への供給
電力を一定に保持する。このため、電池１が放電されて
電圧が低下したときの、負荷への供給電力の変動を少な
くできる特長がある。
電池１の＋側を、抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺＤを
介して作動アンプ４の−入力端子に接続している。抵抗
Ｒ４とツェナーダイオードＺＤは、電池電圧で−入力端
子の電圧を引き上げて、スイッチング素子Ｑ１がオンに
なったときに、−入力端子の電圧上昇を加速する。この
ため、スイッチング素子Ｑ１がオンになって、−入力端
子の電圧が負荷電圧によって次第に高くなるとき、電池
電圧が高いと、より速く−入力端子の電圧上昇を加速し
て、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を短くする。反対
に、電池電圧が低下すると、−入力端子の電圧を上昇さ
せる速度が遅くなり、オン状態になったスイッチング素
子Ｑ１を長い時間オン状態に保持する。このことは、電
池電圧が高いときにスイッチング素子Ｑ１のオン時間を
短くし、電池電圧が低下するにしたがって、スイッチン
グ素子Ｑ１をオンにする時間を長くして、負荷への供給
電力を一定に保持する。このため、電池１が放電されて
電圧が低下したときの、負荷への供給電力の変動を少な
くできる特長がある。
【００１９】したがって、図１のＤＣ−ＤＣコンバータ
が、電池１とヒータ２の電力制御に使用されると、電池
電圧の変動に対する、ヒータ２の消費電力の変動を少な
くできる特長がある。
が、電池１とヒータ２の電力制御に使用されると、電池
電圧の変動に対する、ヒータ２の消費電力の変動を少な
くできる特長がある。
【００２０】図１に示す降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、下記の動作をしてスイッチング素子Ｑ１をオンオフ
に切り換える。 (1) 電源スイッチ６をオンにすると、スイッチング素
子Ｑ１はオフ状態にあるので、負荷電圧は０Ｖとなる。 (2) このとき、作動アンプ４の＋入力端子には基準電
圧が供給されるので、作動アンプ４は、＋入力端子の電
圧が−入力端子よりも高く”Ｈｉｇｈ”電圧を出力す
る。 (3) 作動アンプ４の”Ｈｉｇｈ”出力は、ドライバー
用のトランジスターＱ２をオンに切り換える。 (4) ドライバー用のトランジスターＱ２がオンになる
と、スイッチング素子Ｑ１にベース電流が供給されて、
スイッチング素子Ｑ１はオンに切り換えられる。 (5) オン状態のスイッチング素子Ｑ１は、電池１を負
荷であるヒータ２に接続して、ヒータ２に電力を供給す
る。 (6) 負荷にかかる電圧は、ＣＲ遅延回路５を介して作
動アンプ４の−入力端子に入力される。ＣＲ遅延回路５
は、負荷電圧が電池電圧と等しくなっても、−入力端子
の電圧上昇を遅くする。したがって、電池電圧が負荷に
供給されても、−入力端子の電圧は直ちに上昇せず、次
第に高くなる。 (7) 一方、作動アンプ４の出力が”Ｈｉｇｈ”になる
と、”Ｈｉｇｈ”電圧はプルアップコンデンサーＣ１を
介して作動アンプ４の出力を一時的に高くする。プルア
ップコンデンサーＣ１は、充電されるにしたがって、＋
入力端子の電圧を基準電圧に低下させる。 (8) ＋入力端子の電圧は、プルアップコンデンサーＣ
１が充電するにしたがって次第に低下し、−入力端子の
電圧はＣＲ遅延回路５によって次第に高くなる。 (9) −入力端子の電圧が、＋入力端子の電圧よりも高
くなると、作動アンプ４は出力を”Ｌｏｗ”として、ド
ライバー用のトランジスターＱ２をオフに切り換える。 (10) ドライバー用のトランジスターＱ２がオフになる
と、スイッチング素子Ｑ１もオフになる。 (11) スイッチング素子Ｑ１がオフになると、負荷が電
池１から切り離されて、負荷は電力を消費しなくなる。 (12) この状態になって、負荷電圧が０Ｖになると、Ｃ
Ｒ遅延回路５は、−入力端子の電圧を次第に低下させ
る。 (13) それと同時に、作動アンプ４の”Ｌｏｗ”電圧
は、＋入力端子の基準電圧を一時的に”Ｌｏｗ”に低下
させるが、その後しだいに基準電圧に上昇されて、＋入
力端子の電圧を上昇させる。 (14) ＋入力端子の電圧が−入力端子の電圧よりも高く
なると、作動アンプ４の出力は”Ｈｉｇｈ”となる。そ
の後、(2)〜(14)の動作を繰り返して、ＤＣ−ＤＣコン
バータは負荷であるヒータ２に電力を供給する。
は、下記の動作をしてスイッチング素子Ｑ１をオンオフ
に切り換える。 (1) 電源スイッチ６をオンにすると、スイッチング素
子Ｑ１はオフ状態にあるので、負荷電圧は０Ｖとなる。 (2) このとき、作動アンプ４の＋入力端子には基準電
圧が供給されるので、作動アンプ４は、＋入力端子の電
圧が−入力端子よりも高く”Ｈｉｇｈ”電圧を出力す
る。 (3) 作動アンプ４の”Ｈｉｇｈ”出力は、ドライバー
用のトランジスターＱ２をオンに切り換える。 (4) ドライバー用のトランジスターＱ２がオンになる
と、スイッチング素子Ｑ１にベース電流が供給されて、
スイッチング素子Ｑ１はオンに切り換えられる。 (5) オン状態のスイッチング素子Ｑ１は、電池１を負
荷であるヒータ２に接続して、ヒータ２に電力を供給す
る。 (6) 負荷にかかる電圧は、ＣＲ遅延回路５を介して作
動アンプ４の−入力端子に入力される。ＣＲ遅延回路５
は、負荷電圧が電池電圧と等しくなっても、−入力端子
の電圧上昇を遅くする。したがって、電池電圧が負荷に
供給されても、−入力端子の電圧は直ちに上昇せず、次
第に高くなる。 (7) 一方、作動アンプ４の出力が”Ｈｉｇｈ”になる
と、”Ｈｉｇｈ”電圧はプルアップコンデンサーＣ１を
介して作動アンプ４の出力を一時的に高くする。プルア
ップコンデンサーＣ１は、充電されるにしたがって、＋
入力端子の電圧を基準電圧に低下させる。 (8) ＋入力端子の電圧は、プルアップコンデンサーＣ
１が充電するにしたがって次第に低下し、−入力端子の
電圧はＣＲ遅延回路５によって次第に高くなる。 (9) −入力端子の電圧が、＋入力端子の電圧よりも高
くなると、作動アンプ４は出力を”Ｌｏｗ”として、ド
ライバー用のトランジスターＱ２をオフに切り換える。 (10) ドライバー用のトランジスターＱ２がオフになる
と、スイッチング素子Ｑ１もオフになる。 (11) スイッチング素子Ｑ１がオフになると、負荷が電
池１から切り離されて、負荷は電力を消費しなくなる。 (12) この状態になって、負荷電圧が０Ｖになると、Ｃ
Ｒ遅延回路５は、−入力端子の電圧を次第に低下させ
る。 (13) それと同時に、作動アンプ４の”Ｌｏｗ”電圧
は、＋入力端子の基準電圧を一時的に”Ｌｏｗ”に低下
させるが、その後しだいに基準電圧に上昇されて、＋入
力端子の電圧を上昇させる。 (14) ＋入力端子の電圧が−入力端子の電圧よりも高く
なると、作動アンプ４の出力は”Ｈｉｇｈ”となる。そ
の後、(2)〜(14)の動作を繰り返して、ＤＣ−ＤＣコン
バータは負荷であるヒータ２に電力を供給する。
【００２１】以上の実施例の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、電池で負荷のヒータを制御する。本発明の降圧
型のＤＣ−ＤＣコンバータは、たとえば、商用電源の交
流１００Ｖを整流して直流とし、この直流で直流モータ
ーを回転させる電気かみそり等の制御回路にも使用でき
る。
ータは、電池で負荷のヒータを制御する。本発明の降圧
型のＤＣ−ＤＣコンバータは、たとえば、商用電源の交
流１００Ｖを整流して直流とし、この直流で直流モータ
ーを回転させる電気かみそり等の制御回路にも使用でき
る。
【００２２】
【発明の効果】本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、発振回路等の複雑な回路を使用することなく、極め
て簡単に、低コスト、省スペース回路で、負荷に供給す
る電力を制御できる特長がある。それは、本発明のＤＣ
−ＤＣコンバータが、スイッチング素子をオンオフに切
り換える制御回路に作動アンプを使用し、この作動アン
プには、ＣＲ遅延回路を介して負荷の電圧を入力し、さ
らに、出力をプルアップコンデンサーで＋入力端子にフ
ィードバックしてヒステリシスを構成して、スイッチン
グしているからである。
は、発振回路等の複雑な回路を使用することなく、極め
て簡単に、低コスト、省スペース回路で、負荷に供給す
る電力を制御できる特長がある。それは、本発明のＤＣ
−ＤＣコンバータが、スイッチング素子をオンオフに切
り換える制御回路に作動アンプを使用し、この作動アン
プには、ＣＲ遅延回路を介して負荷の電圧を入力し、さ
らに、出力をプルアップコンデンサーで＋入力端子にフ
ィードバックしてヒステリシスを構成して、スイッチン
グしているからである。
【００２３】さらに、本発明の請求項２のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、直流電源の電圧が低下するにしたがって、
スイッチング素子のオン時間が長くなるので、直流電源
電圧の変動に対する負荷の消費電力の変動を少なくでき
る特長がある。それは、スイッチング素子がオンになっ
たときに、電源電圧で作動アンプの−入力端子の電圧上
昇を速くして、−入力端子の電圧が＋入力端子よりも高
くなると、スイッチング素子をオフに切り換えるからで
ある。この方式は、電源電圧が高いほど、−入力端子の
電圧上昇を速くする。いいかえると、電源電圧が低下す
ると、−入力端子の電圧上昇が遅くなって、スイッチン
グ素子をオフに切り換える時間が長くなる。
ンバータは、直流電源の電圧が低下するにしたがって、
スイッチング素子のオン時間が長くなるので、直流電源
電圧の変動に対する負荷の消費電力の変動を少なくでき
る特長がある。それは、スイッチング素子がオンになっ
たときに、電源電圧で作動アンプの−入力端子の電圧上
昇を速くして、−入力端子の電圧が＋入力端子よりも高
くなると、スイッチング素子をオフに切り換えるからで
ある。この方式は、電源電圧が高いほど、−入力端子の
電圧上昇を速くする。いいかえると、電源電圧が低下す
ると、−入力端子の電圧上昇が遅くなって、スイッチン
グ素子をオフに切り換える時間が長くなる。
【図１】本発明の実施例の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す回路図
タを示す回路図
１…電池 ２…ヒータ ３…制御回路 ４…作動アンプ ５…ＣＲ遅延回路 ６…電源スイッチ Ｑ１…スイッチング素子 Ｑ２…ドライバー用のトランジスター Ｃ１…プルアップコンデンサー ＺＤ…ツェナーダイオード
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源から負荷に電力を供給するスイ
ッチング素子(Q1)と、このスイッチング素子(Q1)をオン
オフに制御させる制御回路(3)とを備える降圧型のＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、 制御回路(3)が作動アンプ(4)を備え、作動アンプ(4)の
−入力端子には負荷電圧がＣＲ遅延回路(5)を介して入
力され、作動アンプ(4)の＋入力端子には基準電圧が入
力されると共に、作動アンプ(4)の出力がプルアップコ
ンデンサー(C1)を介して入力されてフィードバックさ
れ、 ＣＲ遅延回路(5)は、負荷電圧の変動を遅延して作動ア
ンプ(4)の−入力端子に入力し、プルアップコンデンサ
ー(C1)は、作動アンプ(4)が”Ｈｉｇｈ”になったとき
の出力電圧を＋入力端子に入力して基準電圧を一時的に
高く引き上げて次第に低下させ、 スイッチング素子(Q1)がオフになると、低下した負荷電
圧はＣＲ遅延回路(5)を介して次第に−入力端子の電圧
を低下させ、−入力端子の電圧が＋入力端子の電圧より
も低くなると、作動アンプ(4)の出力が”Ｈｉｇｈ”に
なってスイッチング素子(Q1)をオンに切り換えると共
に、プルアップコンデンサー(C1)が”Ｈｉｇｈ”電圧で
基準電圧を一時的に高くして作動アンプ(4)の出力を”
Ｈｉｇｈ”に保持し、 プルアップコンデンサー(C1)が充電されて基準電圧が次
第に低下して負荷電圧よりも低くなると、作動アンプ
(4)の出力が”Ｌｏｗ”になってスイッチング素子(Q1)
がオフに切り換えられるように構成されてなる降圧型の
ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 電源電圧が、抵抗とツェナーダイオード
(ZD)を介して作動アンプ(4)の−入力端子に入力され、
スイッチング素子(Q1)がオンになったときに、電源電圧
で−入力端子の電圧上昇を速くして、電源電圧でスイッ
チング素子(Q1)のオン時間を短縮して、電源電圧の変動
に対する負荷電力の変動を少なくするように構成されて
なる請求項１に記載される降圧型のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04577397A JP3462694B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 降圧型のｄｃ−ｄｃコンバータ |
| TW087100040A TW437144B (en) | 1997-02-28 | 1998-01-03 | Voltage drop type DC-DC converter |
| CN98105365A CN1054713C (zh) | 1997-02-28 | 1998-02-26 | 压降型直流-直流变换器 |
| KR10-1998-0006446A KR100483396B1 (ko) | 1997-02-28 | 1998-02-27 | 강압형dc-dc변환기 |
| HK99100771A HK1015975A1 (en) | 1997-02-28 | 1999-02-25 | Voltage dropping type dc-dc converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04577397A JP3462694B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 降圧型のｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10248242A true JPH10248242A (ja) | 1998-09-14 |
| JP3462694B2 JP3462694B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=12728625
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04577397A Expired - Fee Related JP3462694B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 降圧型のｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3462694B2 (ja) |
| KR (1) | KR100483396B1 (ja) |
| CN (1) | CN1054713C (ja) |
| HK (1) | HK1015975A1 (ja) |
| TW (1) | TW437144B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006352399A (ja) * | 2005-06-15 | 2006-12-28 | Sanyo Electric Co Ltd | 遅延回路 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3563066B2 (ja) * | 2002-04-02 | 2004-09-08 | ローム株式会社 | 電源装置及びそれを備えた携帯機器 |
| CN101102051B (zh) * | 2007-07-27 | 2010-05-26 | 艾默生网络能源有限公司 | 一种蓄电池控制电路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS605773A (ja) * | 1983-06-20 | 1985-01-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPS617287U (ja) * | 1984-06-16 | 1986-01-17 | 富士電気化学株式会社 | 降圧型自励チヨツパ−回路 |
| JPS61293159A (ja) * | 1985-06-18 | 1986-12-23 | Fuji Electric Co Ltd | 直流電圧制御回路 |
| JPH0454485U (ja) * | 1990-09-14 | 1992-05-11 | ||
| JPH0951672A (ja) * | 1995-08-08 | 1997-02-18 | Sumitomo Metal Ind Ltd | 自励式の降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1997
- 1997-02-28 JP JP04577397A patent/JP3462694B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-01-03 TW TW087100040A patent/TW437144B/zh not_active IP Right Cessation
- 1998-02-26 CN CN98105365A patent/CN1054713C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1998-02-27 KR KR10-1998-0006446A patent/KR100483396B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1999
- 1999-02-25 HK HK99100771A patent/HK1015975A1/xx not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006352399A (ja) * | 2005-06-15 | 2006-12-28 | Sanyo Electric Co Ltd | 遅延回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3462694B2 (ja) | 2003-11-05 |
| KR100483396B1 (ko) | 2005-06-16 |
| HK1015975A1 (en) | 1999-10-22 |
| TW437144B (en) | 2001-05-28 |
| CN1196603A (zh) | 1998-10-21 |
| CN1054713C (zh) | 2000-07-19 |
| KR19980071822A (ko) | 1998-10-26 |
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|---|---|---|---|
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