JPS61293159A - 直流電圧制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【発明の属する技術分野】

本発明は入力端子からの直流電源入力を回路開閉要素に
よりオンオフさせ、オン時はエネルギを蓄積しオフ時に
該蓄積エネルギを負荷側に放出して、前記回路開閉要素
のオンオフ比により制御された出力電圧を出力端子から
負荷に供給するようにした直流電圧制御回路、最も代表
的にはいわゆる極性反転形チッッパ方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路に関する。

【従来技術とその問題点】

上述の直流電圧制御回路は電子装置や電子回路への定電
圧電源回路として多用されており、とくに極性反転形チ
四ツバの原理を用いたものは、出力電圧の極性が入力電
圧とは逆になる若干の不便さはあるものの、回路定数や
回路条件の選択によって出力電圧の値を入力電圧よりも
大きく取れるいわゆる降圧チョッパ方式にない利点があ
って、多くの用途に重用されている。しかしこの種の回
路では、直流入力電源からのエネルギを−たんリアクト
ルに蓄積しておき、その後エネルギ供給を断って蓄積さ
れたエネルギを負荷側に放出させるようにするので、入
力電流と出力電流との位相がほぼ逆関係になり、出力電
流の瞬時値を監視してその基準値からの偏差によってこ
れに続く入力電流のオンオフのタイミングを制御しなけ
ればならないことになり、電圧制御がやりづらく複雑化
しやすい問題点が本質的にある。また、エネルギ蓄積手
段としてのりアクドルは直流的には極めて小さな抵抗値
のインピーダンスであるから、入力電流を流し続けると
極めて過大な電流が入力側のスイッチ素子に流れ、これ
を破壊してしまうことになり、従っである短い所定時間
内には入力電流を切ってやらねばならない。このことは
、電圧制御のためのスイッチ素子のオンオフ比をある限
度以上に上げられないことを意味し、この点から電圧制
御が制約されやすい欠点がある。このため、従来はオン
オフ制御の周波数を固定しておき、これによって決まる
ある一定の周期内でかつある限度内でオンオフ制御をす
るいわゆるＰＷＭ制御が主に採用されて来た。以下、こ
の模様を第４図と第５図を参照しながら概要説明する。 第４図はかかる周波数的に他動制御として構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを一点鎖線で囲まれた範囲により示
すもので、該コンバータは図の左方の２個の入力端子Ｔ
ｉに直流電源１から入力電圧Ｅｉを受け、右方の２個の
出力端子Ｔｏから負荷２に対して制御された定電圧値を
もつ出力電圧Ｅｏを供給する。まず主回路から説明する
と、３は切換指令ＳＳによってオンオフ制御されるトラ
ンジスタであって、そのオン時にリアクトル４に図で実
線で示された電流ｉＳを流してその中にエネルギを蓄積
させた上である時間後にこれをオフする。従ってリアク
トル４に電源１から流れる電流ｌＳはオンオフ電流であ
り、このオンオフ電流のオン時にはりアクドル４の上方
端子の電位Ｅｌは入力電圧Ｅｌとほぼ同じである。しか
し、トランジスタ３がオフされるとこの上方端子は電源
１の電位から断たれ、同時にリアクトル内に生じる入力
電圧Ｅｉとは逆向きの起電力によって下方端子よりも負
電位となる。 この負電位によってダイオード５が直ちに導通してそれ
まで開いていたキャパシタ６への回路を閉じるので、該
キャパシタ６にはりアクドル４から図の鎖線で示された
充電電流ｔＣが流れ込み、それを入力電圧ｇｔとは逆方
向に充電する。該キャパシタ６は図で一点鎖線で示され
た負荷２への負荷電流１Ｌの供給源になっており、２個
の出力端子ＴＯと並列接続されている。従ってこの直流
電圧制御回路はトランジスタ３のオン時にリアクトル４
内にエネルギを蓄積しておき、トランジスタ３のオフ時
にこれをキャパシタ６によって安定化された出力電圧Ｅ
ｏで負荷２に供給するもので、その出力端子Ｔｏの極性
は図の十−で示すように入力端子Ｔｉとは逆極性になる
。またその出力電圧ＥｏＯ値は、リアクトル４のチッッ
ピング電圧によってほぼ決まるので入力電圧Ｅｌの値よ
りも高くとることもでき、かつリアクトル４に蓄積する
エネルギ量を制御することにより、すなわちトランジス
タ３０オンオフ比を制御することによって安定な値に電
圧制御することができる。 この電圧制御のための実際値Ｖｏは出力電圧ＥＯを例え
ば電圧分割回路７の２個の抵抗７ａ、７ｂで分割するこ
とによって得られ、またこの実際値ｖＯに対する制御目
標値は図では簡略に電池として示された基準電圧源８か
らの基準値Ｖｒとして与えられる。 これらの実際値Ｖｏと基準値Ｖｒとは高ゲインの演算増
幅器９の２個の入力にそれぞれ与えられ、両値の差が制
御偏差Ｖｄとして出力される。この制御偏差Ｖｄは第５
図（ａ）の鎖線で示すように当然時間的に変動しうる。 制御偏差Ｖｄに基づいてトランジスタ３のオンオフ比を
制御するため、これと比較すべき繰返しランプ状の波形
をもつ参照信号Ｖｆが発振回路１０によって発生される
。こ□の参照信号Ｖｆの波形は、第５図（ａ）に実線で
示すように鋸歯状であり、一定の傾斜をもってランプ状
に立ち上がり倍周期の終わりに急速に立ち下がるン別の
演算増幅回路ないしは差動増幅回路１１は、この参照信
号Ｖｆと前の制御偏差Ｖｄとを比較し、参照信号Ｖｆの
立ち下がりすなわち毎周期の終わりで常にトランジスタ
３をオフさせるが、そのランプ状部では制御偏差Ｖｄの
値に応じたタイミングでトランジスタ３をオンさせる切
換指令ＳＳを第５図（ｂ）のように発する。第５図に示
すように、この切換指令ＳＳのトランジスタ３をオンさ
せるオン信号部の幅Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃは制御偏差Ｖｄが
小さくなればなる程、すなわち出力電圧ＥＯが低くなる
につれて長くなり、オン期間を長くオフ時間を短くする
ことによって出力電圧Ｅｏを増加させる。 以上かられかるように従来回路においては、オンオフ制
御の周期Ｔは第５図山）に示すように発振回路１０の発
振周波数によって決まる一定周期であり、この一定周期
の中でオンオフ比をある限度内で変化させるＰ　Ｗ　Ｍ
　ＩＩ御が行われており、従って可制御範囲に制限があ
るうらみがある。また、出力電圧に急変があってもそれ
に対する補償制御は１〜２周期を待たなければならない
から、制御の連応性は周期によって制約されることにな
る。この解決策としてはもちろん回路の動作周波数を上
げればよいが、これにもおのずから制限があり、回路内
の機能要素の性能も上げねばならない。また可制御範囲
に制約がある点への解決策として制御回路のゲインを上
げる必要があり、このため演算増幅器９や差動増幅器１
０のゲインを上げようとすると高価な回路を採用するこ
とが必要となり、また温度や外部からの擾乱に対しても
デリケートとなって、特性が変動したり動作が不安定に
なりやすい。さらには、質のよい電圧制御をしようとす
ると、発振回路１０に高価な回路が必要となり、とくに
この種の回路の量産化上にネックとなりやすい。

【発明の目的】

本発明は上述の事情に立脚して特に量産に適するように
回路構成が簡単で回路要素としても安価なものを採用で
き、しかも上述の従来技術の問題点を゛改善できる直流
電圧制御回路を得ることにある。

【発明の要点】

上述の目的達成のため本発明においては、冒頭記載の形
式の直流電圧制御回路に対して、２入力の比較動作を行
ないその出力により回路開閉要素をオンオフ制御する比
較動作回路と、該比較動作回路の動作に応じて切換えら
れる上下２個のしきい値を設定して該設定値を比較動作
回路の一方の入力に与えるしきい値設定回路と、比較動
作回路の動作に応じて充放電状態が切換えられるキャパ
シタを含み該キャパシタの電圧を該比較動作回路の他方
の入力に与える充放電回路と、出力電圧の値を所定の基
準値と比較し出力電圧値が該基準値の一方側に偏倚した
とき動作して充放電回路のもつ充放電時定数を出力電圧
を基準値側に回復させる方向に切換える時定数切換回路
とを設ける。 前述の比較動作回路はしきい値設定回路および充放電回
路と共働して１個の発振回路を構成するとともに、従来
技術におけると同様な一定の動作周波数下におけるＰＷ
Ｍ方式の電圧制御作用を果たす。従って電圧制御回路と
発振回路とがいわば一体化されていて、それだけ回路構
成が簡略化される。また本発明回路における比較動作回
路のもつ機能は、その出力状態に応じてしきい値設定回
路に設定値を切換えさせ、同時に充放電回路に時定数を
切換えさせるいわばディジタル的動作でよいから、従来
のように高価な差動増幅回路を採用する必要がない。し
かもこの比較動作回路の出力から直ちに回路開閉要素を
オンオフさせる切換指令が得られる。 しかし、以上のままでは従来の高ゲインの制御回路に比
して電圧制御性能が劣る結果しか得られないので、本発
明においては充放電回路の動作時定数を出力電圧の状態
に応じて切り換える時定数切換回路を設ける。この回路
は出力電圧が設定基準値からある一定の方向に外れたと
き、例えば基準値から低くなったとき直ちに動作して充
放電回路の動作時定数を基準値の方へ回復させるように
切換える。この時定数切換回路は比較動作回路と異なり
、回路の動作周期とは無関係にいわば無周期で動作可能
であるから、周期的な検出タイミングを待つことなく上
述の条件が発生したとき直ちにこれを検出して、比較動
作回路の現在の動作周期内に割り込んでその電圧制御態
様を切り換えさせる。これによって自動方式の制御回路
と等価な高い遠心制御性が得られる。また、この時定数
切換回路は単に基準値と出力電圧の実際値とを比較する
だけのディジタル的な動作でよいから、従来のような高
級な演算増幅器を用いる必要が全くなく、例えば安価な
コンパレータ回路を採用することで充分である。 この時定数回路による電圧制御の切換機能は、前述のよ
うな出力電圧値の基準値からの一方向への偏倚に対して
のみでなく、他方向への偏倚に対しても可能で、原理的
には本発明の要旨内において双方向にも働かせ得るが、
実際面ではある一つの方向のみに働かせることでふつう
は充分である。 また、時定数回路によってしきい値設定回路の設定値を
変える手段も原理的には可能であるが、本発明において
は電圧制御性能面から充放電回路の時定数を切換える手
段の方を採る。この充放電回路の時定数には当然充電時
定数と放電時定数の２個あるから、その一方または双方
を切換えることができ、いずれも所期の目的を達し得る
が、制御性能面および制御速度面からは双方を同時に切
換えるのが有利である。

【発明の実施例】

以下第３図に示された具体実施例を説明する前に、第１
図および第２図によってまず本発明回路の基本構成とそ
の動作を説明する。これらの図において前の第４図の従
来例と同一の部分には同一の符号が付されている。 第１図の基本構成回路図中上半分の主回路部は従来と構
成動作が同じであるから説明を省略する。 下半分中の比較動作回路２０は１個のコンパレータであ
ってよく、そのオン動作によって回路開閉要素３として
の例えばトランジスタをオン動作させる。通常のいわゆ
るオーブンコレクタ方式のコンパレータは公知のように
オフ動作時には出力が「１」であり、オン動作時に「０
」の状態をとり、その出力インピーダンスも実用上ゼロ
となる。従って比較動作回路２０がオン状態になると、
トランジスタ３のエミッタからベース電流がそのベース
とベース抵抗３ａを介して比較動作回路２０に流れ、ト
ランジスタ３がオンされる。 しきい値設定回路３０は正極側の入力端子Ｔｉと負極側
の入力端子電位点との間に直列接続された２個の抵抗３
１．３２を含み、両抵抗の相互接続点は比較動作回路２
０のコンパレータの一方の入力に結ばれるとともに、そ
の出力側と別の抵抗３３を介して結ばれている。比較動
作回路２０がオフ状態にあるとき、その一方の入力電位
は入力電圧Ｅｌを抵抗３１゜３２で分圧した電位にあり
、この電位が上方しきい値Ｕｔｈとなる。しかし比較動
作回路２０がオン状態になりそのコンパレータの出力イ
ンピーダンスがゼロになると、下方の抵抗３２には別の
抵抗３３が並列接続されることになるので、前述の入力
電位は下がってこれが下方しきい値Ｌｔｈとなる。これ
らのしきい値Ｕｔｈ、Ｌｔｈは第２図（ｂｌの横線でそ
のレベルが示されている。 充放電回路４０は同様に正負再入力端子電位間に直列接
続された抵抗４１とキャパシタ４２とに加えて、両者の
相互接続点と比較動作回路２０の出力側との間に接続さ
れた抵抗４３を含み、王者の相互接続点電位が比較動作
回路２０のコンパレータの他方の入力に与えられる。比
較動作回路２０がオフ状態にあるときには、キャパシタ
４２は抵抗４１から流入する電流によって充電され、そ
のキャパシタ電圧Ｖｃすなわち比較動作回路２０の他方
の入力の電位はキャパシタ４２の容量値と抵抗４１の抵
抗値との積で決まる時定数で第２図（ｂ）に示すように
経時的に立ち上がる。しかし、比較動作回路２０がオン
状態になると、キャパシタ４２は抵抗４３を介して放電
されるので、そのキャパシタ電圧Ｖｃはキャパシタ４２
の容量値と抵抗４３の抵抗値とで決まる時定数で今度は
逆に立ち下がる。 第２図山）からも容易にわかるように、このキャパシタ
電圧Ｖｃはしきい値設定回路３０と比較動作回路２０と
によって切換え設定される上下両しきい値Ｕｔｈ、Ｌｔ
ｈの間を振動する波形となり、この発振作用によって比
較動作回路２０の出力として第２図（ｄｌに示すような
切換指令ＳＳが発しられ、これと同期して回路開閉要素
３は同図（Ｑ）に示すようにオン。 オフが切換えられる。時定数切換回路５０が動作してい
ないときには、このオン、オフの切換周期はほぼ一定で
ある。 時定数切換回路は１個の比較動作要素例えばコンパレー
タ５１とその出力側に接続されたバイパス抵抗５２とで
構成することができ、この内のコンパレータ５１が出力
電圧ＥＯの実際値とこれに対応する制御目標値としての
基準電圧源８からの基準値Ｖｒとを入力し、両者間の大
小関係を常に監視して例えば前者が後者を下回ねったと
き直ちにオンする。 このコンパレータも例えばオープンコレクタ出力であっ
て、このオンによりその出力レベルが「０」となり出力
インピーダンスは実質上ゼロとなる。 従って時定数回路５０が動作すると、充放電回路４０の
キャパシタ４２は、その充電時には充電電流がバイパス
抵抗５２によってバイパスされて、キャパシタ電圧Ｖｃ
の立ち上がりが遅くなり、その放電時には放電抵抗４３
に並列にバイパス抵抗５２が入るので、放電が促進され
キャパシタ電圧Ｖｃの立ち下がりが速くなる。 第２図（ａｌは前述の実際値ｖＯと基準値Ｖｒとを示す
もので、両値ともその上方の横線で示されたゼロ電位、
つまり正極側の出力端子の電位よりも負側にある。いま
時刻ｔｏにおいて同図（ｄｌに示すように比較動作回路
２０はオフ状態にあり従ってキャパシタンス電圧Ｖｃが
立ち上がり中であるとし、かつこの時刻ｔｏに出力電圧
ＥＯＯ値が過大になってその実際値Ｖｏが基準値Ｖｒを
同図ｔａ）に示すように下回り始めたとすると、コンパ
レータ５１は直ちにオンしてその出力からの時定数切換
指令ＶｓＯ値が同図（Ｃ１に示すようにゼロになる。こ
れによりキャパシタ電圧Ｖｃの立ち上がりは前述のよう
に遅くなり、続く時刻ｔ１において比較動作回路２０が
オンするまでの時間、つまり回路開閉要素３のオフ時間
が長くなって、逆極性の出力電圧ＥＯの絶対値を小さく
する方向に制御がなされる。時刻ｔ１において比較動作
回路２０がオンする結果、充放電回路４０は放電状態に
切り換わってキャパシタ電圧Ｖｃが立ち下がるが、この
時点ではまだ時定数切換回路がオン状態なので、その立
ち下がり速度が早められ、この効果ばついで時刻ｔ２で
時定数切換回路がオフするまで続き、従ってつぎの時刻
ｔ３で比較動作回路がオフするまでの時間、つまり回路
開閉要素３のオン時間が短縮され、前と同様に出力電圧
Ｒｏの絶対値を下げる方向に制御される。次の時刻ｔ４
以降の動作についても同じである。また、これまでの説
明では時刻ｔｏにおいて比較動作回路２０がオフ状態に
あるものと仮定したが、オン状態にあっても動作は同様
であり、出力電圧Ｅｏの絶対値の行き過ぎを補正する方
向の制御が常に行なわれる。また時刻ｔｏ以前において
は、それ以後におけるような電圧制御は行なわれていな
いが、回路定数やオンオフ時間条件を適切に選びさえす
れば、時定数切換回路５０がオフ状態である条件におい
て出力電圧Ｅｏの値がその基準値に常に近づくようにす
ることができ、その値がさらに基準値を行き過ぎた時に
のみ時定数切換回路をオンさせて電圧制御を掛けるよう
にすることができる。このように制御系を簡単化するこ
とにより、回路を経済的にし、かつ無用な制御動作を避
けることによりその回路動作をむしろ安定にすることが
できる。 つぎに第３図に示された本発明回路の実施例について説
明する。この実施例ないしは実用例では、比較動作回路
および時定数切換回路の比較動作要素に対していずれも
ＴＴＬの電圧レベルで動作可能なコンパレータが用いら
れており、とくに量産に向く態様になっている。このた
め比較動作回路には、このコンパレータ２０の出力を受
けるトランジスタスイッチ２１が回路開閉用トランジス
タ３との間に介在されていて、コンパレータ２０と同じ
オンオフ動作を行なう。トランジスタスイッチ２１のベ
ース抵抗２１ａはそのベース電流設定用であり、図でそ
のエミッタとベースとの間に接続された抵抗２１ｂはオ
ーブンコレクタ形のコンパレータ２０のオフ動作時にそ
の出力電位の立ち上がりを助ける電位引き上げ用である
。またトランジスタスイッチ２１でオンオフ操作される
回路開閉用トランジスタ３のベース抵抗３ａと並列に、
小容量のキャパシタ３ｂが該トランジスタ３のオン動作
の立ち上げを促進するために接続されている。 しきい値設定回路の抵抗３３と直列に挿入されたダイオ
ード３４は、コンパレータ２０のオフ状態でその出力側
からのしきい値設定回路への電位の漏れ防止用である。 この実施例では充放電回路の充電抵抗４１と放電抵抗４
３がキャパシタ４２に直列に接続されているが、充電時
には放電抵抗４３に並列接続されたダイオード４５が導
通ずるので、前の第１図の場合と動作上変わりはない。 充放電抵抗４１．４３の相互接続点は電位漏れ防止用ダ
イオード４４を介してコンパレータ２０の出力側に接続
される。時定数切換回路のコンパレータ５１の図の下側
の入力は固定電位（負極側入力端子ないしは正極側出力
端子の電位）に固定されており、そのかわりに上側の入
力にはツェナダイオード８ａによって設定される基準電
圧Ｖｒと２個の分圧抵抗７ａ、７ｂによって取り出され
る出力電圧の実際値ｖＯとの差信号が入力されるので、
制御動作上は前の第１図の場合と等価である。このツェ
ナダイオード８ａと分圧抵抗７ａ。 ７ｂとの直列回路は正極側入力端子Ｔｌと負極側出力端
子Ｔｏとの間に接続されており、ツェナダイオード８ａ
に逆直列接続された２個のダイオード８ｂは基準電圧の
温度依存性補償用であり、分圧抵抗７ａ＋７ｂの内の前
者には可調整抵抗が用いられていて、その抵抗調整によ
って出力電圧設定値が設定ないしは微調整される。 なお第３図において、本発明による直流電圧制御回路は
一点鎖線で囲まれた範囲で示されている。 主回路のキャパシタ６と出力端子Ｔｏとの間には、出力
電圧中の脈動分を減少させるための平滑リアクトル１２
を図示のように挿入するのが望ましい。 なお、左方の２個の入力端子Ｔｉに接続されるこの図で
は示されていない電源１には、公知のようにキャパシタ
１ａを接続してトランジスタ３のオンオフに基づく影響
を軽減するのが望ましく、また右側の負荷２についても
出力電圧中の脈動分を減少させるためのキャパシタ２ａ
を接続するのが望ましい。

【発明の効果】

以上の説明のように、本発明によれば電圧制御機能と該
機能発揮に必要な発振機能とが一体化されるので、高価
な差動増幅回路や発振回路を別設する必要がなくなり、
回路構成を簡略化することができる。この機能を営む本
発明における比較動作回路としきい値設定回路と充放電
回路とは全部を合わせても従来回路中の発振回路の規模
よりも小さく、かつ安価ですむ。さらに本発明における
時定数切換回路は、出力電圧の補正が必要な時に発振周
期と無関係に動作して充放電回路の時定数を切換え、直
ちに電圧制御を行なわせるので、従来回路のように電圧
制御の発振周期とのタイミングを待つ必要がなく、これ
によって制御の連応性が改善される。本発明回路ではこ
のように制御応答性上の問題が少ないので、従来のよう
に応答性を向上するために動作周波数をむやみに上げる
必要がなくなり、回路内の高周波損失を減少でき、かつ
回路部品のコストを全面的に下げることができる。時定
数切換回路自体もディジタル的な動作をするものでよい
ので、従来のように高価な演算増幅回路を採用する必要
もなくなる。 また本発明回路を利用すれ１ｆ、従来回路のように動作
周波数が固定された他動制御の域を脱して、動作周波数
が可変な自動制御の利点を生かすことができる。とくに
極性反転形チョッパ方式のようにオンオフ比の範囲に制
限がある場合に、この可変周波数制御は回路定数や回路
条件の選択において設計上の裕度が広くとれる点で有利
である。さらに上述の説明からもわかるように、本発明
回路によれば固定周波数制御域と可変周波数制御域とを
使い分けたり、組み合わせたりすることができ、用途に
応じた制御特性をもつ回路を最も経済的に構成すること
ができる。 以上の本発明回路はとくに量産を要するＤＣ−ＤＣコン
バータに好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による直流電圧制御回路の基本構成回路
図、第２図は第１図の回路の動作を説明するためのその
主要信号の波形図、第３図は本発明回路の実用化実施例
を示す回路図である。第４図以降は従来回路に関するも
ので、第４図は従来回路の原理構成回路図、第５図は第
４図の回路の動作を説明するための主要信号の波形図で
ある。 図において、

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）入力端子からの直流電源入力を回路開閉要素により
   オンオフさせ、オン時はエネルギを蓄積しオフ時に該蓄
   積エネルギを負荷側に放出して、前記回路開閉要素のオ
   ンオフ比により制御された出力電圧を出力端子から負荷
   に供給するようにした回路において、２入力の比較動作
   を行ないその出力により前記回路開閉要素をオンオフ制
   御する比較動作回路と、該比較動作回路の動作に応じて
   切換えられる上下２個のしきい値を設定して該設定値を
   比較動作回路の一方の入力に与えるしきい値設定回路と
   、前記比較動作回路の動作に応じて充放電状態が切換え
   られるキャパシタを含み該キャパシタの電圧を該比較動
   作回路の他方の入力に与える充放電回路と、前記出力電
   圧の値を所定の基準値と比較し出力電圧値が該基準値の
   一方側に偏倚したとき動作して前記充放電回路のもつ充
   放電時定数を出力電圧を基準値側に回復させる方向に切
   換える時定数切換回路とを備えたことを特徴とする直流
   電圧制御回路。