JPH0353860B2

JPH0353860B2 -

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Publication number: JPH0353860B2
Application number: JP13266385A
Authority: JP
Priority date: 1985-06-18
Filing date: 1985-06-18
Publication date: 1991-08-16
Also published as: JPS61293159A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の属する技術分野〕本発明は入力端子からの直流電源入力を回路開
閉要素によりオンオフさせ、オン時はエネルギを
蓄積しオフ時に該蓄積エネルギを負荷側に放出し
て、前記回路開閉要素のオンオフ比により制御さ
れた出力電圧を出力端子から負荷に供給するよう
にした直流電圧制御回路、最も代表的にはいわゆ
る極性反転形チヨツパ方式のDC−DCコンバータ
回路に関する。

〔従来技術とその問題点〕

上述の直流電圧制御回路は電子装置や電子回路
への定電圧電源回路として多用されており、とく
に極性反転形チヨツパの原理を用いたものは、出
力電圧の極性が入力電圧とは逆になる若干の不便
さはあるものの、回路定数や回路条件の選択によ
つて出力電圧の値を入力電圧よりも大きく取れる
いわゆる降圧チヨツパ方式にない利点があつて、
多くの用途に重用されている。しかしこの種の回
路では、直流入力電源からのエネルギを一たんリ
アクトルに蓄積しておき、その後エネルギ供給を
断つて蓄積されたエネルギを負荷側に放出させる
ようにするので、入力電流と出力電流との位相が
ほぼ逆関係になり、出力電流の瞬時値を監視して
その基準値からの偏差によつてこれに続く入力電
流のオンオフのタイミングを制御しなければなら
ないことになり、電圧制御がやりづらく複雑化し
やすい問題点が本質的にある。また、エネルギ蓄
積手段としてのリアクトルは直流的には極めて小
さな抵抗値のインピーダンスであるから、入力電
流を流し続けると極めて過大な電流が入力側のス
イツチ素子に流れ、これを破壊してしまうことに
なり、従つてある短い所定時間内には入力電流を
切つてやらねばならない。このことは、電圧制御
のためのスイツチ素子のオンオフ比をある限度以
上に上げられないことを意味し、この点から電圧
制御が制約されやすい欠点がある。このため、従
来はオンオフ制御の周波数を固定しておき、これ
によつて決まるある一定の周期内でかつある限度
内でオンオフ制御をするいわゆるPWM制御が主
に採用されて来た。以下、この模様を第４図と第
５図を参照しながら概要説明する。

第４図はかかる周波数的に他励制御として構成
されたDC−DCコンバータを一点鎖線で囲まれた
範囲により示すもので、該コンバータは図の左方
の２個の入力端子Tiに直流電源１から入力電圧
Eiを受け、右方の２個の出力端子Toから負荷２
に対して制御された定電圧値をもつ出力電圧Eo
を供給する。まず主回路から説明すると、３は切
換指令SSによつてオンオフ制御されるトランジ
スタであつて、そのオン時にリアクトル４に図で
実線で示された電流iSを流してその中にエネルギ
を蓄積させた上である時間後にこれをオフする。
従つてリアクトル４に電源１から流れる電流iSは
オンオフ電流であり、このオンオフ電流のオン時
にはリアクトル４の上方端子の電位Elは入力電圧
Eiとほぼ同じである。しかし、トランジスタ３が
オフされるとこの上方端子は電源１の電位から断
たれ、同時にリアクトル内に生じる入力電圧Eiと
は逆向きの起電力によつて下方端子よりも負電位
となる。この負電位によつてダイオード５が直ち
に導通してそれまで開いていたキヤパシタ６への
回路を閉じるので、該キヤパシタ６にはリアクト
ル４から図の鎖線で示された充電電流iCが流れ込
み、それを入力電圧Eiとは逆方向に充電する。該
キヤパシタ６は図で一点鎖線で示された負荷２へ
の負荷電流iLの供給源になつており、２個の出力
端子Toと並列接続されている。従つてこの直流
電圧制御回路はトランジスタ３のオン時にリアク
トル４内にエネルギを蓄積しておき、トランジス
タ３のオフ時にこれをキヤパシタ６によつて安定
化された出力電圧Eoで負荷２に供給するもので、
その出力端子Toの極性は図の＋−で示すように
入力端子Tiとは逆極性になる。またその出力電
圧Eoの値は、リアクトル４のチヨツピング電圧
によつてほぼ決まるので入力電圧Eiの値よりも高
くとることもでき、かつリアクトル４に蓄積する
エネルギ量を制御することにより、すなわちトラ
ンジスタ３のオンオフ比を制御することによつて
安定な値に電圧制御することができる。

この電圧制御のための実際値Voは出力電圧Eo
を例えば電圧分割回路７の２個の抵抗７ａ，７ｂ
で分割することによつて得られ、またこの実際値
Voに対する制御目標値は図では簡略に電池とし
て示された基準電圧源８からの基準値Vrとして
与えられる。これらの実際値Voと基準値Vrとは
高ゲインの演算増幅器９の２個の入力にそれぞれ
与えられ、両値の差が制御偏差Vdとして出力さ
れる。この制御偏差Vdは第５図ａの鎖線で示す
ように当然時間的に変動しうる。

制御偏差Vdに基づいてトランジスタ３のオン
オフ比を制御するため、これと比較すべき繰返し
ランプ状の波形をもつ参照信号Vfが発振回路１
０によつて発生される。この参照信号Vfの波形
は、第５図ａに実線で示すように鋸歯状であり、
一定の傾斜をもつてランプ状に立ち上がり毎周期
の終わりに急速に立ち上がる。別の演算増幅回路
ないしは差動増幅回路１１は、この参照信号Vf
と前の制御偏差Vdとを比較し、参照信号Vfの立
ち下がりすなわち毎周期の終わりで常にトランジ
スタ３をオフさせるが、そのランプ状部では制御
偏差Vdの値に応じたタイミングでトランジスタ
３をオンさせる切換指令SSを第５図ｂのように
発する。第５図に示すように、この切換指令SS
のトランジスタ３をオンさせるオン信号部の幅
Ta，Tb，Tcは制御偏差Vdが小さくなればなる
程、すなわち出力電圧Eoが低くなるにつれて長
くなり、オン期間を長くオフ時間を短くすること
によつて出力電圧Eoを増加させる。

以上からわかるように従来回路においては、オ
ンオフ制御の周期Ｔは第５図ｂに示すように発振
回路１０の発振周波数によつて決まる一定周期で
あり、この一定周期の中でオンオフ比をある限度
内で変化させるPWM制御が行われており、従つ
て可制御範囲に制限があるうらみがある。また、
出力電圧に急変があつてもそれに対する補償制御
は１〜２周期を待たなければならないから、制御
の遠応性は周期によつて制約されることになる。
この解決策としてはもちろん回路の動作周波数を
上げればよいが、これにもおのずから制限があ
り、回路内の機能要素の性能も上げねばならな
い。また可制御範囲に制約がある点への解決策と
して制御回路のゲインを上げる必要があり、この
ため演算増幅器９や差動増幅器１０のゲインを上
げようとすると高価な回路を採用することが必要
となり、また温度や外部からの擾乱に対してもデ
リケートとなつて、特性が変動したり動作が不安
定になりやすい。さらには、質のよい電圧制御を
しようとすると、発振回路１０に高価な回路が必
要となり、とくにこの種の回路の量産化上にネツ
クとなりやすい。

〔発明の目的〕

本発明は上述の事情に立脚して特に量産に適す
るように回路構成が簡単で回路要素としても安価
なものを採用でき、しかも上述の従来技術の問題
点を改善できる直流電圧制御回路を得ることにあ
る。

〔発明の要点〕

上述の目的達成のため本発明においては、冒頭
記載の形式の直流電圧制御回路に対して、２入力
の比較動作を行ないその出力により回路開閉要素
をオンオフ制御する比較動作回路と、該比較動作
回路の動作に応じて切換えられる上下２個のしき
い値を設定して該設定値を比較動作回路の一方の
入力に与えるしきい値設定回路と、比較動作回路
の動作に応じて充放電状態が切換えられるキヤパ
シタを含み該キヤパシタの電圧を該比較動作回路
の他方の入力に与える充放電回路と、出力電圧の
値を所定の基準値と比較し出力電圧値が該基準値
の一方側に偏倚したとき動作して充放電回路のも
つ充放電時定数を出力電圧を基準値側に回復させ
る方向に切換える時定数切換回路とを設ける。

前述の比較動作回路はしきい値設定回路および
充放電回路と共働して１個の発振回路を構成する
とともに、従来技術におけると同様な一定の動作
周波数下におけるPWM方式の電圧制御作用を果
たす。従つて電圧制御回路と発振回路とがいわば
一体化されていて、それだけ回路構成が簡略化さ
れる。また本発明回路における比較動作回路のも
つ機能は、その出力状態に応じてしきい値設定回
路に設定値を切換えさせ、同時に充放電回路に時
定数を切換えさせるいわばデイジタル的動作でよ
いから、従来のように高価な差動増幅回路を採用
する必要がない。しかもこの比較動作回路の出力
から直ちに回路開閉要素をオンオフさせる切換指
令が得られる。

しかし、以上のままでは従来の高ゲインの制御
回路に比して電圧制御性能が劣る結果しか得られ
ないので、本発明においては充放電回路の動作時
定数を出力電圧の状態に応じて切り換える時定数
切換回路を設ける。この回路は出力電圧が設定基
準値からある一定の方向に外れたとき、例えば基
準値から低くなつたとき直ちに動作して充放電回
路の動作時定数を基準値の方へ回復させるように
切換える。この時定数切換回路は比較動作回路と
異なり、回路の動作周期とは無関係にいわば無周
期で動作可能であるから、周期的な検出タイミン
グを待つことなく上述の条件が発生したとき直ち
にこれを検出して、比較動作回路の現在の動作周
期内に割り込んでその電圧制御態様を切り換えさ
せる。これによつて自動方式の制御回路と等価な
高い速応制御性が得られる。また、この時定数切
換回路は単に基準値と出力電圧の実際値とを比較
するだけのデイジタル的な動作でよいから、従来
のような高級な演算増幅器を用いる必要が全くな
く、例えば安価なコンパレータ回路を採用するこ
とで充分である。

この時定数回路による電圧制御の切換機能は、
前述のような出力電圧値の基準値からの一方向へ
の偏倚に対してのみでなく、他方向への偏倚に対
しても可能で、原理的には本発明の要旨内におい
て双方向にも働かせ得るが、実際面ではある一つ
の方向のみに働かせることでふつうは充分であ
る。また、時定数回路によつてしきい値設定回路
の設定値を変える手段も原理的には可能である
が、本発明においては電圧制御性能面から充放電
回路の時定数を切換える手段の方を採る。この充
放電回路の時定数には当然充電時定数と放電時定
数の２個あるから、その一方または双方を切換え
ることができ、いずれも所期の目的を達し得る
が、制御性能面および制御速度面からは双方を同
時に切換えるのが有利である。

〔発明の実施例〕

以下第３図に示された具体実施例を説明する前
に、第１図および第２図によつてまず本発明回路
の基本構成とその動作を説明する。これらの図に
おいて前の第４図の従来例と同一の部分には同一
の符号が付されている。

第１図の基本構成回路図中上半分の主回路部は
従来と構成動作が同じであるから説明を省略す
る。下半分中の比較動作回路２０は１個のコンパ
レータであつてよく、そのオン動作によつて回路
開閉要素３としての例えばトランジスタをオン動
作させる。通常のいわゆるオープンコレクタ方式
のコンパレータは公知のようにオフ動作時には出
力が「１」であり、オン動作時に「０」の状態を
とり、その出力インピーダンスも実用上ゼロとな
る。従つて比較動作回路２０がオン状態になる
と、トランジスタ３のエミツタからベース電流が
そのベースとベース抵抗３ａを介して比較動作回
路２０に流れ、トランジスタ３がオンされる。

しきい値設定回路３０は正極側の入力端子Ti
と負極側の入力端子電位点との間に直列接続され
た２個の抵抗３１，３２を含み、両抵抗の相互接
続点は比較動作回路２０のコンパレータの一方の
入力に結ばれるとともに、その出力側と別の抵抗
３３を介して結ばれている。比較動作回路２０が
オフ状態にあるとき、その一方の入力電位は入力
電圧Eiを抵抗３１，３２で分圧した電位にあり、
この電位が上方しきい値Uthとなる。しかし比較
動作回路２０がオン状態になりそのコンパレータ
の出力インピーダンスがゼロになると、下方の抵
抗３２には別の抵抗３３が並列接続されることに
なるので、前述の入力電位は下がつてこれが下方
しきい値Lthとなる。これらのしきい値Uth，Lth
は第２図ｂの横線でそのレベルが示されている。

充放電回路４０は同様に正負両入力端子電位間
に直列接続された抵抗４１とキヤパシタ４２とに
加えて、両者の相互接続点と比較動作回路２０の
出力側との間に接続された抵抗４３を含み、三者
の相互接続点電位が比較動作回路２０のコンパレ
ータの他方の入力に与えられる。比較動作回路２
０がオフ状態にあるときには、キヤパシタ４２は
抵抗４１から流入する電流によつて充電され、そ
のキヤパシタ電圧Vcすなわち比較動作回路２０
の他方の入力の電位はキヤパシタ４２の容量値と
抵抗４１の抵抗値との積で決まる時定数で第２図
ｂに示すように経時的に立ち上がる。しかし、比
較動作回路２０がオン状態になると、キヤパシタ
４２は抵抗４３を介して放電されるので、そのキ
ヤパシタ電圧Vcはキヤパシタ４２の容量値と抵
抗４３の抵抗値とで決まる時定数で今度は逆に立
ち下がる。

第２図ｂからも容易にわかるように、このキヤ
パシタ電圧Vcはしきい値設定回路３０と比較動
作回路２０とによつて切換え設定される上下両し
きい値Uth，Lthの間を振動する波形となり、こ
の発振作用によつて比較動作回路２０の出力とし
て第２図ｄに示すような切換指令SSが発しられ、
これと同期して回路開閉要素３は同図ｅに示すよ
うにオン、オフが切換えられる。時定数切換回路
５０が動作していないときには、このオン、オフ
の切換周期はほぼ一定である。

時定数切換回路は１個の比較動作要素例えばコ
ンパレータ５１とその出力側に接続されたバイパ
ス抵抗５２とで構成することができ、この内のコ
ンパレータ５１が出力電圧Eoの実際値とこれに
対応する制御目標値としての基準電圧源８からの
基準値Vrとを入力し、両者間の大小関係を常に
監視して例えば前者が後者を下回わつたとき直ち
にオンする。このコンパレータも例えばオープン
コレクタ出力であつて、このオンによりその出力
レベルが「０」となり出力インピーダンスは実質
上ゼロとなる。従つて時定数回路５０が動作する
と、充放電回路４０のキヤパシタ４２は、その充
電時には充電電流がバイパス抵抗５２によつてバ
イパスされて、キヤパシタ電圧Vcの立ち上がり
が遅くなり、その放電時には放電抵抗４３に並列
にバイパス抵抗５２が入るので、放電が促進され
キヤパシタ電圧Vcの立ち下がりが遠くなる。

第２図ａは前述の実際値Voと基準値Vrとを示
すもので、両値ともその上方の横線で示されたゼ
ロ電位、つまり正極側の出力端子の電位よりも負
側にある。いま時刻t₀において同図ｄに示すよう
に比較動作回路２０はオフ状態にあり従つてキヤ
パシタンス電圧Vcが立ち上がり中であるとし、
かつこの時刻t₀に出力電圧Eoの値が過大になつて
その実際値Voが制御Vrを同図ａに示すように下
回り始めたとすると、コンパレータ５１は直ちに
オンしてその出力からの時定数切換指令Vsの値
が同図ｃに示すようにゼロになる。これによりキ
ヤパシタ電圧Vcの立ち上がりは前述のように遅
くなり、続く時刻t₁において比較動作回路２０が
オンするまでの時間、つまり回路開閉要素３のオ
フ時間が長くなつて、逆極性の出力電圧Eoの絶
対値を小さくする方向に制御がなされる。時刻t₁
において比較動作回路２０がオンする結果、充放
電回路４０は放電状態に切り換わつてキヤパシタ
電圧Vcが立ち下がるが、この時点ではまだ時定
数切換回路がオン状態なので、その立ち下がり速
度が早められ、この効果はついで時刻t₂で時定数
切換回路がオフするまで続き、従つてつぎの時刻
t₃で比較動作回路がオフするまでの時間、つまり
回路開閉要素３のオン時間が短縮され、前と同様
に出力電圧Eoの絶対値を下げる方向に制御され
る。次の時刻t₄以降の動作についても同じであ
る。また、これまでの説明では時刻t₀において比
較動作回路２０がオフ状態にあるものと仮定した
が、オン状態にあつても動作は同様であり、出力
電圧Eoの絶対値の行き過ぎを補正する方向の制
御が常に行なわれる。また時刻t₀以前において
は、それ以後におけるような電圧制御は行なわれ
ていないが、回路定数がオンオフ時間条件を適切
に選びさえすれば、時定数切換回路５０がオフ状
態である条件において出力電圧Eoの値がその基
準値に常に近づくようにすることができ、その値
がさらに基準値を行き過ぎた時にのみ時定数切換
回路をオンさせて電圧制御を掛けるようにするこ
とができる。このように制御系を簡単化すること
により、回路を経済的にし、かつ無用な制御動作
を避けることによりその回路動作をむしろ安定に
することができる。

つぎに第３図に示された本発明回路の実施例に
ついて説明する。この実施例ないしは実用例で
は、比較動作回路および時定数切換回路の比較動
作要素に対していずれもTTLの電圧レベルで動
作可能なコンパレータが用いられており、とくに
量産に向く態様になつている。このため比較動作
回路には、このコンパレータ２０の出力を受ける
トランジスタスイツチ２１が回路開閉用トランジ
スタ３との間に介在されていて、コンパレータ２
０と同じオンオフ動作を行なう。トランジスタス
イツチ２１のベース抵抗２１ａはそのベース電流
設定用であり、図でそのエミツタとベースとの間
に接続された抵抗２１ｂはオープンコレクタ形の
コンパレータ２０のオフ動作時にその出力電位の
立ち上がりを助ける電位引き上げ用である。また
トランジスタスイツチ２１でオンオフ操作される
回路開閉用トランジスタ３のベース抵抗３ａと並
列に、小容量のキヤパシタ３ｂが該トランジスタ
３のオン動作の立ち上げを促進するために接続さ
れている。

しきい値設定回路の抵抗３３と直列に挿入され
たダイオード３４は、コンパレータ２０のオフ状
態でその出力側からのしきい値設定回路への電位
の漏れ防止用である。この実施例では充放電回路
の充電抵抗４１と放電抵抗４３がキヤパシタ４２
に直列に接続されているが、充電時には放電抵抗
４３に並列接続されたダイオード４５が導通する
ので、前の第１図の場合と動作上変わりはない。
充放電抵抗４１，４３の相互接続点は電位漏れ防
止用ダイオード４４を介してコンパレータ２０の
出力側に接続される。時定数切換回路のコンパレ
ータ５１の図の下側の入力は固定電位（負極側入
力端子ないしは正極側出力端子の電位）に固定さ
れており、そのかわりに上側の入力にはツエナダ
イオード８ａによつて設定される基準電圧Vrと
２個の分圧抵抗７ａ，７ｂによつて取り出される
出力電圧の実際値Voとの差信号が入力されるの
で、制御動作上は前の第１図の場合と等価であ
る。このツエナダイオード８ａと分圧抵抗７ａ，
７ｂとの直列回路は正極側入力端子Tiと負極側
出力端子Toとの間に接続されており、ツエナダ
イオード８ａに逆直列接続された２個のダイオー
ド８ｂは基準電圧の温度依存性補償用であり、分
圧抵抗７ａ，７ｂの内の前者には可調整抵抗が用
いられていて、その抵抗調整によつて出力電圧設
定値が設定ないしは微調整される。

なお第３図において、本発明による直流電圧制
御回路は一点鎖線で囲まれた範囲で示されてい
る。主回路のキヤパシタ６と出力端子Toとの間
には、出力電位中の脈動分を減少させるための平
滑リアクトル１２を図示のように挿入するのが望
ましい。なお、左方の２個の入力端子Tiに接続
されるこの図では示されていない電源１には、公
知のようにキヤパシタ１ａを接続してトランジス
タ３のオンオフに基づく影響を軽減するのが望ま
しく、また右側の負荷２についても出力電圧中の
脈動分を減少させるためのキヤパシタ２ａを接続
するのが望ましい。

〔発明の効果〕

以上の説明のように、本発明によれば電圧制御
機能と該機能発揮に必要な発振機能とが一体化さ
れるので、高価な差動増幅回路や発振回路を別設
する必要がなくなり、回路構成を簡略化すること
ができる。この機能を営む本発明における比較動
作回路としきい値設定回路と充放電回路とは全部
を合わせても従来回路中の発振回路の規模よりも
小さく、かつ安価ですむ。さらに本発明における
時定数切換回路は、出力電圧の補正が必要な時に
発振周期と無関係に動作して充放電回路の時定数
を切換え、直ちに電圧制御を行なわせるので、従
来回路のように電圧制御の発振周期とのタイミン
グを待つ必要がなく、これによつて制御の遠応性
が改善される。本発明回路ではこのように制御応
答性上の問題が少ないので、従来のように応答性
を向上するために動作周波数をむやみに上げる必
要がなくなり、回路内の高周波損失を減少でき、
かつ回路部品のコストを全面的に下げることがで
きる。時定数切換回路自体もデイジタル的な動作
をするものでよいので、従来のように高価な演算
増幅回路を採用する必要もなくなる。

また本発明回路を利用すれば、従来回路のよう
に動作周波数が固定された他励制御の域を脱し
て、動作周波数が可変な自励制御の利点を生かす
ことができる。とくに極性反転形チヨツパ方式の
ようにオンオフ比の範囲に制限がある場合に、こ
の可変周波数制御は回路定数や回路条件の選択に
おいて設計上の裕度が広くとれる点で有利であ
る。さらに上述の説明からもわかるように、本発
明回路によれば固定周波数制御域と可変周波数制
御域とを使い分けたり、組み合わせたりすること
ができ、用途に応じた制御特性をもつ回路を最も
経済的に構成することができる。

以上の本発明回路はとくに量産を要するDC−
DCコンバータに好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による直流電圧制御回路の基本
構成回路図、第２図は第１図の回路の動作を説明
するためのその主要信号の波形図、第３図は本発
明回路の実用化実施例を示す回路図である。第４
図以降は従来回路に関するもので、第４図は従来
回路の原理構成回路図、第５図は第４図の回路の
動作を説明するための主要信号の波形図である。
図において、１：電源、２：負荷、３：回路開閉要素ないし
はトランジスタ、４：エネルギ蓄積手段としての
リアクトル、７，７ａ，７ｂ：出力電圧の実際値
を検出する分圧抵抗、８：基準値を発する基準電
圧源、８ａ：基準電圧を発するツエナダイオー
ド、２０：比較動作回路ないしはコンパレータ、
３０：しきい値設定回路、４０：充放電回路、４
１：充電抵抗、４２：充放電されるキヤパシタ、
４３：放電抵抗、５０：時定数切換回路、５１：
コンパレータ、５２：バイパス抵抗、Ei：入力電
圧、Eo：出力電圧、Lth：しきい値設定回路が設
定する下方しきい値、Vc：キヤパシタ電圧、
Vo：出力電圧の実際値、Vr：基準値、Vs：時定
数切換回路からの時定数切換指令、SS：回路開
閉要素への切換指令、Ｔ：回路動作周期、Ti：
入力端子、To：出力端子、ｔ：時間、t₀〜t₄：時
刻、Uth：しきい値設定回路が設定する上方しき
い値、である。

Claims

【特許請求の範囲】

１入力端子からの直流電源入力を回路開閉要素
によりオンオフさせ、オン時はエネルギを蓄積し
オフ時に該蓄積エネルギを負荷側に放出して、前
記回路開閉要素のオンオフ比より制御された出力
電圧を出力端子から負荷に供給するようにした回
路において、２入力の比較動作を行ないその出力
により前記回路開閉要素をオンオフ制御する比較
動作回路と、該比較動作回路の動作に応じて切換
えられる上下２個のしきい値を設定して該設定値
を比較動作回路の一方の入力に与えるしきい値設
定回路と、前記比較動作回路の動作に応じて充放
電状態が切換えられるキヤパシタを含み該キヤパ
シタの電圧を該比較動作回路の他方の入力に与え
る充放電回路と、前記出力電圧の値を所定の基準
値と比較し出力電圧値が該基準値の一方側に偏倚
したとき動作して前記充放電回路のもつ充放電時
定数を出力電圧を基準値側に回復させる方向に切
換える時定数切換回路とを備えたことを特徴とす
る直流電圧制御回路。