JP2010259283A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流不連続モードにおける無効電力の発生を抑圧し、電力効率の向上を図る。
【解決手段】
スイッチング素子１とインダクタ２１は直列接続され、スイッチング素子１のオン・オフ制御により降圧出力電圧が得られるよう構成されてなる降圧型スイッチング電源装置において、スイッチング素子のべースには、駆動用トランジスタ２のコレクタが接続される一方、駆動用トランジスタ２のエミッタは、スイッチング素子１のエミッタに接続され、駆動用トラジスタ２のベース印加されるＰＷＭ比較器３１による制御信号による駆動用トランジスタ２のオン・オフ制御に応じてスイッチング素子１のオン・オフが制御されようになっており、スイッチング素子１のエミッタ・ベース間のツェナー降伏が生じないようにして、無効電流の発生を回避でき、電力効率の向上が可能となっている。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に係り、特に、電力効率の改善等を図ったものに関する。

従来、入力電圧をスイッチング素子により断続して所望の電圧を得るよう構成されてなるスイッチング電源装置は、降圧型、極性反転型、昇圧型に大別されたものが従来から良く知られている（例えば、特許文献１、非特許文献１等参照）。
図５には、降圧型のスイッチング電源装置の従来回路構成例が、図８には、極性反転型のスイッチング電源装置の従来回路構成例が、それぞれ示されており、以下、これらの図を参照しつつ従来装置について説明する。
最初に、図５を参照しつつ降圧型について説明する。
降圧型スイッチング電源装置において、ＮＰＮ型トランジスタを用いたスイッチング素子Ｑ１１のエミッタと負荷との間には、インダクタＬ１が直列接続されると共に、インダクタＬ１と負荷の接続点とグランドとの間には、平滑用コンデンサＣ１が設けられる一方、エミッタとグランドとの間には、整流素子Ｄ１が、グランド側からエミッタ側へ順方向となるように接続されて設けられている。

また、出力電圧Ｖｏｕｔは、分圧用の抵抗器Ｒ１，Ｒ２により分圧され、比較器３において基準電源２による基準電圧と比較され、その比較結果は、ＰＷＭ比較器５に入力されるものとなっている。
ＰＷＭ比較器５は、比較器３の出力電圧をのこぎり波又は三角波と比較し、その比較結果に応じてＰＷＭ制御信号を、駆動用トランジスタＱ１２のベースへ出力するようになっている。
駆動用トランジスタＱ１２は、ＰＷＭ比較器５からのＰＷＭ制御信号により、そのオン・オフが制御されるようになっている。そして、スイッチング素子Ｑ１１は、駆動用トランジスタＱ１２がオン状態となるとオフ状態とされる一方、駆動用トランジスタＱ１２がオフ状態になるとオン状態されるようになっている。

次に、かかる構成における動作について、図６及び図７を参照しつつ説明する。
上記構成における降圧型スイッチング電源装置の動作は、インダクタＬ１に流れる電流Ｉlx1 が常に零を超える電流連続モードと、インダクタＬ１に流れる電流Ｉlx1 が零となる期間が生ずる電流不連続モードとに大別できる。
電流連続モードであるか電流不連続モードであるかを問わず、その基本的動作は同一であり、以下の通りである。
まず、駆動用トランジスタＱ１２のベース電圧Ｖｂが論理値Ｌｏｗに相当するレベルとなると（図６（Ｂ）及び図７（Ｂ）参照）、スイッチング素子Ｑ１１のベース電圧Ｖａが論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなり（図６（Ａ）及び図７（Ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１１はオン状態となる。

その結果、入力電圧Ｖin側からスイッチング素子Ｑ１１へ電流が流れ、インダクタンスＬ１には入力電圧Ｖinに応じた磁気エネルギーが蓄積され、この蓄積された磁気エネルギーは、平滑用コンデンサＣ１に充電されると共に平滑化されることで、出力電圧ＶOUTが得られることとなる。
次に、上述とは逆に、駆動用トランジスタＱ１２のベース電圧Ｖｂが論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなると（図６（Ｂ）及び図７（Ｂ）参照）、スイッチング素子Ｑ１１のベース電圧Ｖａが論理値Ｌｏｗに相当するレベルとなり（図６（Ａ）及び図７（Ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１１はオフ状態となる。

スイッチング素子Ｑ１１がオフ状態になると、整流素子Ｄ１、インダクタンスＬ１及び平滑用コンデンサＣ１による閉ループが形成され、インダクタンスＬ１を流れる電流Ｉlx1は、整流素子Ｄ１のカード側から平滑用コンデンサＣ１へ向かうようにながれ、インダクタンスＬ１に蓄積された磁気エネルギーが放出されることとなる。
上述のようにスイッチング素子Ｑ１１のオン・オフが繰り返されることにより、入力電圧Ｖinよりも低い出力電圧ＶOUTが得られるようになっている。

このような基本動作において、インダクタンスＬ１に流れる電流Ｉlx1 は、電流連続モードの場合、図６（Ｃ）に示された如くとなり、電流不連続モードの場合には、図７（Ｃ）に示された如くとなる。
電流連続モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１１がオン状態の際、エミッタと整流素子Ｄ１及びインダクタンスＬ１との相互の接続点における電圧Ｖｌｘ１は、概ね入力電圧Ｖinと等しくなる一方、スイッチング素子Ｑ１１がオフ状態の際には、電圧Ｖｌｘ１は、グランド電位から整流素子Ｄ１の順方向電圧降下分だけ低下した値に等しくなる（図６（Ｄ）参照）。

一方、電流不連続モードにおいては、インダクタンスＬ１に流れる電流が零となると、電圧Ｖｌｘ１は、インダクタンスＬ１とスイッチング素子Ｑ１１の寄生容量により、共振を始めることとなる（図７（Ｃ）及び図７（Ｄ）参照）。
この共振における初期状態は、振幅及びオフセット電圧が出力電圧ＶOUTと同電圧の正弦波となる。

次に、極性反転型のスイッチング電源装置について、図８を参照しつつ説明する。なお、図５に示された構成例における構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
極性反転型スイッチング電源装置は、まず、インダクタＬ１、整流素子Ｄ１の接続が先の図５に示された降圧型スイッチング電源装置における接続と次述するように異なるものとなっている。

すなわち、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタとグランドとの間に、インダクタＬ１が接続される一方、エミッタと負荷との間に、整流素子Ｄ１が、負荷側からスイッチング素子Ｑ１１のエミッタ側へ順方向となるように直列接続されて設けられたものとなっている。
また、極性反転型のスイッチング電源装置においては、基準電源２の負極側と駆動用トランジスタ１２のエミッタが共に整流素子Ｄ１のアノードに接続されたものとなっている。

かかる構成における動作について、図９及び図１０に示された主要部における波形図を参照しつつ説明する。
上記構成における極性反転型スイッチング電源装置の動作も、先の降圧型と同様に、インダクタＬ１に流れる電流Ｉlx1 が常に零となる電流連続モードと、インダクタＬ１に流れる電流Ｉlx1 が零となる期間が生ずる電流不連続モードとに大別できる。
電流連続モードであるか電流不連続モードであるかを問わず、その基本的動作は同一であり、以下の通りである。

まず、駆動用トランジスタＱ１２のベース電圧Ｖｄが論理値Ｌｏｗに相当するレベルとなると（図９（Ｂ）及び図１０（Ｂ）参照）、スイッチング素子Ｑ１１のベース電圧Ｖｃが論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなり（図６（Ａ）及び図７（Ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１１はオン状態となる。
その結果、入力電圧Ｖin側からスイッチング素子Ｑ１１を介して電流が流れ、インダクタンスＬ１には入力電圧Ｖinに応じた磁気エネルギーが蓄積される。

次に、上述とは逆に、駆動用トランジスタＱ１２のベース電圧Ｖｂが論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなると（図９（Ｂ）及び図１０（Ｂ）参照）、スイッチング素子Ｑ１１のベース電圧Ｖａが論理値Ｌｏｗに相当するレベルとなり（図９（Ａ）及び図１０（Ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１１はオフ状態となる。
その結果、インダクタＬ１、整流素子Ｄ１、平滑用コンデンサＣ１による閉ループが形成され、平滑用コンデンサＣ１、整流素子Ｄ１、インダクタＬ１の順となる方向に電流が流れ、インダクタＬ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
上述のようにスイッチング素子Ｑ１１のオン・オフが繰り返されることにより、入力電圧Ｖinに対して逆極性の出力電圧ＶOUTが得られるようになっている。

このような基本動作において、インダクタンスＬ１に流れる電流Ｉlx1 は、電流連続モードの場合、図９（Ｃ）に示された如くとなり、電流不連続モードの場合には、図１０（Ｃ）に示された如くとなる。
電流連続モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１１のベース電圧Ｖｃが論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルの時に、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ電圧であるＶlx1は、概ね入力電圧Ｖinに等しくなる（図９（Ａ）及び図９（Ｄ）参照）。一方、Ｖｃが論理値Ｌｏｗに相当するレベルの時には、Ｖlx1は、概ね出力電圧ＶOUTから整流素子Ｄ１の順方向電圧降下分だけ低下した値になる（図９（Ａ）及び図９（Ｄ））。

一方、電流不連続モードにおいては、インダクタンスＬ１に流れる電流が零となると、電圧Ｖｌｘ１は、インダクタンスＬ１とスイッチング素子Ｑ１１の寄生容量により、共振を始めることとなる（図１０（Ｃ）及び図１０（Ｄ）参照）。
この共振における初期状態は、振幅及びオフセット電圧が出力電圧ＶOUTと同電圧の正弦波となる。

特開２００２−２３８２４９号公報（第４−６頁、図１−図６）

長谷川 彰著、「改訂スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ」、ＣＱ出版社、１９９３年、ｐ．２０−２８

ところで、上述の降圧型スイッチング電源装置、極性反転型スイッチング電源において、上述したように電流不連続モードの際に、インダクタＬ１が零の際に、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ電圧Ｖlx1が共振状態となるが、この際、次のように無効電流を生じ、電流不連続モードにおける電力効率を低下させるという問題がある。

すなわち、降圧型スイッチング電源装置においては、共振発生の際に、駆動用トランジスタＱ１２のベース電位は、論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルにあり（図７（Ｂ）及び図７（Ｄ）参照）、コレクタ電位は概ねグランド電位、すなわち、零Ｖである。
かかる状態にあって、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ・ベース間電位が、ツェナー電圧以上となると、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ・ベース間で降伏が生じ、図５に示されたように、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ・ベース間を通って、駆動用トランジスタＱ１２のコレクタ・エミッタ間を介してグランド側へ電流Ｉａが流れ込むこととなる。かかる電流Ｉａは、無効電流であり、スイッチング電源装置の電力効率の低下を招くものである。

本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、電流不連続モードにおける無効電力の発生を抑圧し、電力効率の良好なスイッチング電源装置を提供するものである。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
入力電圧端子と出力端子との間にスイッチング素子とインダクタが直列接続される一方、前記出力端子と前記インダクタの接続点とグランドとの間に平滑用コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により降圧出力電圧が得られるよう構成されてなる降圧型スイッチング電源装置であって、
前記スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタを用いてなり、そのコレクタに前記入力電圧が印加可能とされ、エミッタには前記インダクタが接続されると共に、当該接続点とグランドとの間に整流素子が、前記スイッチング素子の方向に順方向となるように設けられる一方、ベースとコレクタとの間には、電流源が接続されると共に、当該ベースには、ＮＰＮ型の駆動用トランジスタのコレクタが接続され、
前記駆動用トランジスタのエミッタは、前記スイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
前記駆動用トラジスタのベースに、前記スイッチング素子のオン・オフ制御のための制御信号を印加することにより、当該駆動用トランジスタを介して前記スイッチング素子のオン・オフ制御を可能としてなるものである。
また、上記本発明の目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
入力電圧端子と出力端子との間にスイッチング素子と整流素子が直列接続され、前記整流素子は、前記スイッチング素子の方向に順方向となるよう設けられると共に、前記スイッチング素子と前記整流素子の相互の接続点とグランドとの間にインダクタが接続される一方、前記出力端子と前記整流素子の接続点とグランドとの間に平滑用コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により前記入力電圧と逆極性の出力電圧が得られるよう構成されてなる極性反転型スイッチング電源装置であって、
前記スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタを用いてなり、そのコレクタに前記入力電圧が印加可能とされ、エミッタには前記整流素子及び前記インダクタが接続される一方、ベースとコレクタとの間には、電流源が接続されると共に、当該ベースには、ＮＰＮ型の駆動用トランジスタのコレクタが接続され、
前記駆動用トランジスタのエミッタは、前記スイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
前記駆動用トラジスタのベースに、前記スイッチング素子のオン・オフ制御のための制御信号を印加することにより、当該駆動用トランジスタを介して前記スイッチング素子のオン・オフ制御を可能としてなるものも好適である。
また、上記本発明の目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
入力電圧端子と出力端子との間にスイッチング素子とインダクタが直列接続される一方、前記出力端子と前記インダクタの接続点とグランドとの間に平滑用コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により降圧出力電圧が得られるよう構成されてなる降圧型スイッチング電源装置であって、
前記スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタによる第１及び第２のスイッチング素子を用いてなり、前記第１及び第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタの各々のコレクタに前記入力電圧が印加可能とされ、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタには前記インダクタが接続されると共に、当該接続点とグランドとの間に整流素子が、前記第１のスイッチング素子の方向に順方向となるように設けられる一方、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのベースには、前記第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタと共に抵抗器の一端が接続され、前記抵抗器の他端は、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
前記第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのベースとコレクタ間には電流源が接続されると共に、当該ベースには、ＮＰＮ型の駆動用トランジスタのコレクタが接続され、
前記駆動用トランジスタのエミッタは、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
前記駆動用トラジスタのベースに、前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ制御のための制御信号を印加することにより、当該駆動用トランジスタを介して前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ制御を可能としてなるものも好適である。
さらに、上記本発明の目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
入力電圧端子と出力端子との間にスイッチング素子と整流素子が直列接続され、前記整流素子は、前記スイッチング素子の方向に順方向となるよう設けられると共に、前記スイッチング素子と前記整流素子の相互の接続点とグランドとの間にインダクタが接続される一方、前記出力端子と前記整流素子の接続点とグランドとの間に平滑用コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により前記入力電圧と逆極性の出力電圧が得られるよう構成されてなる極性反転型スイッチング電源装置であって、
前記スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタによる第１及び第２のスイッチング素子を用いてなり、前記第１及び第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタの各々のコレクタに前記入力電圧が印加可能とされ、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタには、前記整流素子及び前記インダクタが接続される一方、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのベースには、前記第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタと共に抵抗器の一端が接続され、前記抵抗器の他端は、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
前記第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのベースとコレクタ間には電流源が接続されると共に、当該ベースには、ＮＰＮ型の駆動用トランジスタのコレクタが接続され、
前記駆動用トランジスタのエミッタは、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
前記駆動用トラジスタのベースに、前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ制御のための制御信号を印加することにより、当該駆動用トランジスタを介して前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ制御を可能としてなるものも好適である。

本発明によれば、電流不連続モードにおいて、スイッチング素子をなすトランジスタのエミッタ・ベース間の電圧がツェナー電圧以上とならないよう構成したので、スイッチング素子をなすトランジスタのエミッタ・ベース間を通り、駆動用トランジスタを介して出力側へ無効電流が流れるようなことが確実に回避され、電力効率の良好なスイッチング電源装置を提供することができるという効果を奏するものである。

本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の第１の回路構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の第２の回路構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の第３の回路構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の第４の回路構成例を示す回路図である。 従来の降圧型スイッチング電源装置の一回路構成例を示す回路図である。 図５に示された従来の降圧型スイッチング電源装置の電流連続モードにおける主要部の波形図であり、図６（Ａ）は、スイッチング素子Ｑ１１のベース電位の変化を示す波形図、図６（Ｂ）は、駆動用トランジスタＱ１２のベース電位の変化を示す波形図、図６（Ｃ）は、インダクタＬ１を流れる電流変化を示す波形図、図６（Ｄ）は、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ電位の変化を示す波形図である。 図５に示された従来の降圧型スイッチング電源装置の電流不連続モードにおける主要部の波形図であり、図７（Ａ）は、スイッチング素子Ｑ１１のベース電位の変化を示す波形図、図７（Ｂ）は、駆動用トランジスタＱ１２のベース電位の変化を示す波形図、図７（Ｃ）は、インダクタＬ１を流れる電流変化を示す波形図、図７（Ｄ）は、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ電位の変化を示す波形図である。 従来の極性反転型スイッチング電源装置の一回路構成例を示す回路図である。 図８に示された従来の降圧型スイッチング電源装置の電流連続モードにおける主要部の波形図であり、図９（Ａ）は、スイッチング素子Ｑ１１のベース電位の変化を示す波形図、図９（Ｂ）は、駆動用トランジスタＱ１２のベース電位の変化を示す波形図、図９（Ｃ）は、インダクタＬ１を流れる電流変化を示す波形図、図９（Ｄ）は、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ電位の変化を示す波形図である。 図８に示された従来の降圧型スイッチング電源装置の電流不連続モードにおける主要部の波形図であり、図１０（Ａ）は、スイッチング素子Ｑ１１のベース電位の変化を示す波形図、図１０（Ｂ）は、駆動用トランジスタＱ１２のベース電位の変化を示す波形図、図１０（Ｃ）は、インダクタＬ１を流れる電流変化を示す波形図、図１０（Ｄ）は、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ電位の変化を示す波形図である。

以下、本発明の実施の形態について、図１乃至図４を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の第１の構成例について図１を参照しつつ説明する。
このスイッチング電源装置は、いわゆる降圧型であり、概略的には、スイッチング素子（図１においては「Ｑ１」と表記）１とインダクタ（図１においては「Ｌ１」と表記）２１が負荷３２に直列接続されると共に、出力電圧に応じて駆動用トランジスタ（図１においては「Ｑ２」と表記）２によりスイッチング素子１のオン・オフが制御されるよう構成されてなるものである。

以下、具体的な回路接続について説明する。
まず、スイッチング回路１０１を構成するスイッチング素子１は、ＮＰＮ型トランジスタが用いられており、そのコレクタは、入力電圧印加端子（図１においては「ＩＮ」と表記）４１に接続される一方、エミッタは、インダクタ２１を介して出力端子（図１においては「ＯＵＴ」と表記）４２に接続されると共に、エミッタとグランドとの間には、整流素子（図１においては「Ｄ１」と表記）１１が接続されている。

本発明の実施の形態においては、整流素子１１には、ダイオードが用いられており、そのアノードがグランドに接続される一方、カソードがスイッチング素子１のエミッタに接続されて、スイッチング素子１の方向に順方向となるように設けられたものとなっている。
また、上述のインダクタＬ１と出力端子４２の接続点とグランドとの間には、平滑用コンデンサ（図１においては「Ｃ１」と表記）２２が接続されている。
さらに、出力端子４２とグランドとの間には、分圧用第１及び第２の抵抗器（図１においては、それぞれ「Ｒ１」、「Ｒ２」と表記））１５，１６が直列接続されて設けられている。

分圧用抵抗器第１及び第２の抵抗器１５，１６の相互の接続点である中点の電圧は、次述するように駆動用トランジスタ２のオン・オフ制御に用いられるように回路が構成されている。
すなわち、分圧用抵抗器第１及び第２の抵抗器１５，１６の相互の接続点は、比較器１２の反転入力端子に接続される一方、比較器１２の非反転入力端子には、基準電源１３の正極側が接続されており所定の基準電圧が印加されるようになっている。

そして、比較器１２の出力端子は、ＰＷＭ比較器３１の入力段に接続されている。
ＰＷＭ比較器３１は、基準信号入力端子３１ａに外部から入力される基準信号、例えば、三角波やのこぎり波などが入力され、この基準信号と比較器１２から入力された比較器１２の比較結果との比較を行い、その比較結果に応じたＰＷＭ信号を出力するよう構成されてなるもので、このような回路自体は、従来から良く用いられているものである。

そして、ＰＷＭ比較器３１の出力段は、出力ドライバ回路１０２の入力段に接続されている。
すなわち、出力ドライバ回路１０２は、駆動用トランジスタ２と電流源１４とから構成されており、駆動用トランジスタ２のベースに、ＰＷＭ比較器３１の出力段が接続されたものとなっている。
本発明の実施の形態においては、駆動用トランジスタ２は、ＮＰＮ型トランジスタが用いられており、そのコレクタと入力電圧印加端子４１との間には、電流源１４が接続されると共に、コレクタは、スイッチング素子１のベースに接続されたものとなっている。
さらに、駆動用トランジスタ２のエミッタは、スイッチング素子１のエミッタに接続されたものとなっている、

次に、かかる構成における動作について説明する。
この第１の構成例における動作も、インダクタ２１に流れる電流が常に零を超える電流連続モードと、インダクタ２１に流れる電流が零となる期間が生ずる電流不連続モードに大別される点は、従来同様である。
そして、電流連続モードにおける基本的な動作は、従来同様である。
すなわち、ＰＷＭ比較器３１から駆動用トランジスタ２のベースに印加される制御信号が論理値Ｌｏｗに相当するレベルとなると駆動用トランジスタ２がオフ状態となる一方、スイッチング素子１はオン状態となり、スイッチング素子１を介してインダクタ２１に電流が流れ、入力電圧Ｖinに応じた磁気エネルギーが蓄積される。インダクタ２１に蓄積された磁気エネルギーは、平滑用コンデンサ２２に平滑化されつつ充電されると共に出力端子４２に放出される。

次に、駆動用トランジスタ２のベースに論理値Ｈｉｇｈに相当する制御信号が印加されると、駆動用トランジスタ２はオン状態となる一方、スイッチング素子１はオフ状態となる。そのため、整流素子１１、インダクタ２１、平滑用コンデンサ２２による閉ループが形成され、整流素子１１、インダクタ２１，平滑用コンデンサ２２の順となる方向に電流が流れ、インダクタＬ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
かかるスイッチング素子１のオン・オフが繰り返されることで、入力電圧Ｖinよりも低い所望の出力電圧ＶOUTが得られることとなる。

次に、電流不連続モードについて説明する。
本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の第１の構成例の場合、駆動用トランジスタ２のベースが論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなった際において、スイッチング素子１のエミッタ電圧、すなわち、整流素子１１とインダクタ２１との相互の接続点における電圧が共振状態となる際の動作が次述するように異なるが、他の基本的な動作は、従来同様である。
ここで、スイッチング素子とインダクタ及び整流素子との相互の接続点の電圧の共振状態は、例えば、図５に示された従来回路における波形図を例に採れば、図７（Ｄ）の如くである。

本発明の実施の形態においては、駆動用トランジスタ２のベースが論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなった際、駆動用トランジスタ２がオン状態となりコレクタ電位とエミッタ電位、換言すれば、コレクタ電位と、スイッチング素子１のエミッタと整流素子１１とインダクタ２１との相互の接続点における電圧Ｖlx3は、概ね等しくなる。そのため、従来と異なり、共振状態におけるスイッチング素子１のエミッタ・ベース間でのツェナー降伏は起こらなくなり、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ・ベース間を通って、駆動用トランジスタＱ１２のコレクタ・エミッタ間を介してグランド側へ流れるような無効電流が発生することはなくなる。したがって、電流不連続モードでの電力効率が改善されることとなる。

次に、第２の構成例について、図２を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付してその詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
この第２の構成例は、第１の構成例に示された駆動用トランジスタ２の接続の仕方を、極性反転型のスイッチング電源装置に適用した例である。

以下、図１に示された第１の構成例における回路接続と異なる点について説明すれば、まず、駆動用トランジスタ２のエミッタが、スイッチング素子１のエミッタに接続される点は、第１の構成例と同一であるが、スイッチング素子１のエミッタとグランドとの間には、インダクタ２１が接続されたものとなっている。
そして、スイッチング素子１と負荷３２との間に、カソードがスイッチング素子１のエミッタ側となるように、すなわち、スイッチング素子１の方向に順方向となるように整流素子１１が直列接続されて設けられたものとなっている。
また、基準電源１３の負極側が整流素子１１のアノードに接続されたものとなっている。

次に、かかる構成における動作について説明する。
この極性反転型スイッチング電源装置の動作も、先の降圧型と同様に電流連続モードと電流不連続モードに大別でき、基本的な動作は、電流不連続モードにおける共振時の動作を除けば（詳細は後述）、従来の極性反転型スイッチング電源装置と同様である。
最初に、電流連続モード及び電流不連続モードに共通する基本的動作について説明すれば、まず、ＰＷＭ比較器３１から駆動用トランジスタ２のベースに印加される制御信号が論理値Ｌｏｗに相当するレベルとなると駆動用トランジスタ２がオフ状態となる一方、スイッチング素子１はオン状態となり、スイッチング素子１を介してインダクタ２１に電流が流れ、入力電圧Ｖinに応じた磁気エネルギーが蓄積される。インダクタ２１に蓄積された磁気エネルギーは、平滑用コンデンサ２２に平滑化されつつ充電されると共に出力端子４２に放出される。

次に、駆動用トランジスタ２のベースに論理値Ｈｉｇｈに相当する制御信号が印加されると、駆動用トランジスタ２はオン状態となる一方、スイッチング素子１はオフ状態となる。そのため、インダクタ２１、整流素子１１、平滑用コンデンサ２２による閉ループが形成され、平滑用コンデンサ２２、整流素子１１、インダクタ２１の順となる方向に電流が流れ、インダクタＬ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
かかるスイッチング素子１のオン・オフが繰り返されることで、入力電圧Ｖinに対して逆極性の所望の出力電圧ＶOUTが得られることとなる。

ところで、電流不連続モードにおいては、インダクタ２１を流れる電流が零となると、スイッチング素子１とインダクタ２１及び整流素子２２の相互の接続点における電圧Ｖlx4は、共振を始める。
この共振状態は、例えば、図８に示された従来回路におけるものと基本的に同様である（図１０（Ｃ）及び図１０（Ｄ）参照）。
この共振の際、駆動用トランジスタ２のベース電位は、論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルであり、駆動用トランジスタ２はオン状態であるため、スイッチング素子１のエミッタとインダクタ２１と整流素子１１との相互の接続点における電圧Ｖlx4は、概ね等しくなる。

そのため、従来と異なり、共振状態におけるスイッチング素子１のエミッタ・ベース間でのツェナー降伏は起こらなくなり、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ・ベース間を通って、駆動用トランジスタＱ１２のコレクタ・エミッタ間を介してグランド側へ流れるような無効電流が発生することはなくなる。したがって、電流不連続モードでの電力効率が改善されることとなる。

次に、第３の構成例について、図３を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成例と同一の構成要素については、同一の符号を付してその詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
この第３の構成例は、図１に示された構成例が一つのスイッチング素子１を用いた構成であったのに対して、ダーリントン接続型のトランジスタを用いた構成としたものである。

以下、具体的に説明すれば、まず、本発明の実施の形態において、第１及び第２のスイッチング素子（図３においては、それぞれ「Ｑ１−１」、「Ｑ１−２」と表記）１，３は、ＮＰＮ型トランジスタが用いられており、コレクタが相互に接続されて入力電圧印加端子４１に接続される一方、第１のスイッチング素子１のベースと第２のスイッチング素子３のエミッタとが相互に接続されると共に、その接続点と第１のスイッチング素子１のエミッタとの間には、抵抗器（図３においては「Ｒ３」と表記）１７が接続されている。
そして、第２のスイッチング素子３のベースには、駆動用トランジスタ２のコレクタが接続されたものとなっており、第１及び第２のスイッチング素子１，３は、ダーリントン接続された構成となっている。

次に、かかる構成における動作について説明する。
この第３の構成例における動作は、図１に示された第１の構成例に対して、駆動用トランジスタ２の動作によって第１及び第２のスイッチング素子１，３がオン・オフ制御される点が異なるのみであり、インダクタ２１に流れる電流が第１及び第２のスイッチング素子１，３のオン・オフ制御によって断続されるという点では第１の構成例と同一である。それ故、この第３の構成例における動作は、第１の構成例における電流連続モード及び電流不連続モードにおける動作と基本的に同一であるため、ここでの再度の詳細な説明は省略し、以下、第１及び第２のスイッチング素子１，３の動作についてのみ説明をすることとする。

最初に、ＰＷＭ比較器３１から駆動用トランジスタ２のベースに印加される制御信号が論理値Ｌｏｗに相当するレベルとなると駆動用トランジスタ２がオフとなり、第２のスイッチング素子２のベースは、論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなるため、第２のスイッチング素子３はオン状態となる。
そして、第２のスイッチング素子３のオンにより、第１のスイッチング素子１のベース及び抵抗器１７に電流が流れ、第１のスイッチング素子１のベースは、論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなるため、第１のスイッチング素子１がオン状態となり、第１のスイッチング素子１を介して電流が流れ、先に第１の構成例で説明したようにインダクタ２１への磁気エネルギーの蓄積が行われる。

一方、ＰＷＭ比較器３１から駆動用トランジスタ２のベースに印加される制御信号が論理値Ｈｉｇｈに相当するレベルとなると駆動用トランジスタ２はオン状態となり、第２のスイッチング素子３のベースは、論理値Ｌｏｗに相当するレベルとなるため、第２のスイッチング素子３は、オフ状態となり、第１のスイッチング素子１のベース及び抵抗器１７に電流が流れなくなり、第１のスイッチング素子１は、オフ状態となる。
その結果、第１の構成例で説明したと同様に、整流素子１１、インダクタ２１、平滑用コンデンサ２２による閉ループが形成され、整流素子１１、インダクタ２１，平滑用コンデンサ２２の順となる方向に電流が流れ、インダクタＬ１に蓄積された磁気エネルギーが放出されることとなる。

次に、第４の構成例について、図４を参照しつつ説明する。
なお、図２又は図３に示された構成例と同一の構成要素については、同一の符号を付してその詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
この第４の構成例は、図２に示された構成例が一つのスイッチング素子１を用いた構成であったのに対して、ダーリントン接続型のトランジスタを用いた構成としたものである。

すなわち、図３に示された構成例と同様、ＮＰＮ型トランジスタを用いた第１及び第２のスイッチング素子１，３は、コレクタが相互に接続されて入力電圧印加端子４１に接続される一方、第１のスイッチング素子１のベースと第２のスイッチング素子３のエミッタとが相互に接続されると共に、その接続点と第１のスイッチング素子１のエミッタとの間には、抵抗器１７が接続されている。
そして、第２のスイッチング素子３のベースには、駆動用トランジスタ２のコレクタが接続されたものとなっており、第１及び第２のスイッチング素子１，３は、ダーリントン接続された構成となっている。

かかる第４の構成例において、回路の基本的動作は、ダーリントン接続の第１及び第２のスイッチング素子１，３の動作を除けば、図２に示された構成例と基本的に同一であり、また、第１及び第２のスイッチング素子１，３の動作については、図３で説明した通りであるので、それぞれについて再度詳細な説明は省略することとする。

１…スイッチング素子
３…駆動用トランジスタ
１１…整流素子
１２…比較器
２１…インダクタ
２２…コンデンサ
３１…ＰＷＭ比較器

Claims (4)

1. 入力電圧端子と出力端子との間にスイッチング素子とインダクタが直列接続される一方、前記出力端子と前記インダクタの接続点とグランドとの間に平滑用コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により降圧出力電圧が得られるよう構成されてなる降圧型スイッチング電源装置であって、
   前記スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタを用いてなり、そのコレクタに前記入力電圧が印加可能とされ、エミッタには前記インダクタが接続されると共に、当該接続点とグランドとの間に整流素子が、前記スイッチング素子の方向に順方向となるように設けられる一方、ベースとコレクタとの間には、電流源が接続されると共に、当該ベースには、ＮＰＮ型の駆動用トランジスタのコレクタが接続され、
   前記駆動用トランジスタのエミッタは、前記スイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
   前記駆動用トラジスタのベースに、前記スイッチング素子のオン・オフ制御のための制御信号を印加することにより、当該駆動用トランジスタを介して前記スイッチング素子のオン・オフ制御を可能としてなることを特徴とする降圧型スイッチング電源装置。
2. 入力電圧端子と出力端子との間にスイッチング素子と整流素子が直列接続され、前記整流素子は、前記スイッチング素子の方向に順方向となるよう設けられると共に、前記スイッチング素子と前記整流素子の相互の接続点とグランドとの間にインダクタが接続される一方、前記出力端子と前記整流素子の接続点とグランドとの間に平滑用コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により前記入力電圧と逆極性の出力電圧が得られるよう構成されてなる極性反転型スイッチング電源装置であって、
   前記スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタを用いてなり、そのコレクタに前記入力電圧が印加可能とされ、エミッタには前記整流素子及び前記インダクタが接続される一方、ベースとコレクタとの間には、電流源が接続されると共に、当該ベースには、ＮＰＮ型の駆動用トランジスタのコレクタが接続され、
   前記駆動用トランジスタのエミッタは、前記スイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
   前記駆動用トラジスタのベースに、前記スイッチング素子のオン・オフ制御のための制御信号を印加することにより、当該駆動用トランジスタを介して前記スイッチング素子のオン・オフ制御を可能としてなることを特徴とする極性反転型スイッチング電源装置。
3. 入力電圧端子と出力端子との間にスイッチング素子とインダクタが直列接続される一方、前記出力端子と前記インダクタの接続点とグランドとの間に平滑用コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により降圧出力電圧が得られるよう構成されてなる降圧型スイッチング電源装置であって、
   前記スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタによる第１及び第２のスイッチング素子を用いてなり、前記第１及び第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタの各々のコレクタに前記入力電圧が印加可能とされ、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタには前記インダクタが接続されると共に、当該接続点とグランドとの間に整流素子が、前記第１のスイッチング素子の方向に順方向となるように設けられる一方、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのベースには、前記第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタと共に抵抗器の一端が接続され、前記抵抗器の他端は、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
   前記第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのベースとコレクタ間には電流源が接続されると共に、当該ベースには、ＮＰＮ型の駆動用トランジスタのコレクタが接続され、
   前記駆動用トランジスタのエミッタは、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
   前記駆動用トラジスタのベースに、前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ制御のための制御信号を印加することにより、当該駆動用トランジスタを介して前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ制御を可能としてなることを特徴とする降圧型スイッチング電源装置。
4. 入力電圧端子と出力端子との間にスイッチング素子と整流素子が直列接続され、前記整流素子は、前記スイッチング素子の方向に順方向となるよう設けられると共に、前記スイッチング素子と前記整流素子の相互の接続点とグランドとの間にインダクタが接続される一方、前記出力端子と前記整流素子の接続点とグランドとの間に平滑用コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン・オフ制御により前記入力電圧と逆極性の出力電圧が得られるよう構成されてなる極性反転型スイッチング電源装置であって、
   前記スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタによる第１及び第２のスイッチング素子を用いてなり、前記第１及び第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタの各々のコレクタに前記入力電圧が印加可能とされ、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタには、前記整流素子及び前記インダクタが接続される一方、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのベースには、前記第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタと共に抵抗器の一端が接続され、前記抵抗器の他端は、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
   前記第２のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのベースとコレクタ間には電流源が接続されると共に、当該ベースには、ＮＰＮ型の駆動用トランジスタのコレクタが接続され、
   前記駆動用トランジスタのエミッタは、前記第１のスイッチング素子をなすＮＰＮ型トランジスタのエミッタに接続され、
   前記駆動用トラジスタのベースに、前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ制御のための制御信号を印加することにより、当該駆動用トランジスタを介して前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ制御を可能としてなることを特徴とする極性反転型スイッチング電源装置。

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