CN107425584B - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

电源装置包括：整流单元，用于整流交流输入电压；包含开关元件的电压转换单元，其被配置为从所述整流单元接收整流的输入电压并获得经所述开关元件的开关操作进行电压转换的输出电压；电压比较单元，被配置为在所述输出电压和设定输出电压之间产生比较信号。所述电源装置还包括振荡单元，其被配置为输出具有振荡周期和振荡停止周期的控制信号，其作为用于控制所述开关元件的导通/断开的控制信号。通过从所述电压比较单元输出的比较信号控制所述控制信号的振荡周期和振荡停止周期，并根据输入电压可变地控制振荡周期内的控制信号的脉冲占空比。

Description

电源装置
技术领域
本发明涉及一种可以适用于作为AC/DC转换器的电源装置。
背景技术
在使用例如小型发动机的发电中，使用永久磁铁的发电机来产生交流电。在这种情况下，由于如此产生的电压的高低取决于发动机的转速(RPM)，如果需要，还可以额外使用并联调整器。然而，当通过所述并联调整器调整输出电压时，剩余电力总是作为热能释放，这导致电力的浪费。可以通过使用AC/DC转换器(交流/直流转换器)来避免这种浪费的控制。
日本公开号为No.H01-148072(JP H01-148072A)的专利申请公开了一种用于交流输入的AC/DC转换器，其包括整流电路，平滑电路和DC/DC转换器。
在这点上，可以采用可用作稳压整流器(regulator rectifier)的AC/DC转换器。具体地，这是一种接收由发电机利用发动机旋转产生的交流输入以获得稳定的直流输出的AC/DC转换器。
然而，当这种传统的AC/DC转换器用作稳压整流器时会有以下问题：
通常，所述稳压整流器需要交流输入范围为0V到100V或更高，但是在这种情况下，当仅通过传统PWM控制来执行电压控制时，外围元件(peripheral elements)上的负载变大。因此，需要适用于宽范围的输入电压的AC/DC转换器。
此外，需要更稳定的输出电压以克服在实现输出电压的期望控制精确度中的困难。
鉴于上述内容，本发明的实施方式提供了可适用于作为AC/DC转换器的电源装置，其被配置为适当地响应宽范围的输入电压并且具有高的输出电压精确度。
发明内容
根据本发明的实施方式，提供一种电源装置，包括：整流单元，其被配置为对交流输入电压进行整流；包括开关元件的电压转换单元，其被配置为从所述整流单元接收经整流的输入电压，并获得通过所述开关元件的开关操作进行电压转换的输出电压；电压比较单元，其被配置为在所述输出电压和设定输出电压之间产生比较信号；以及振荡单元，其被配置为输出具有振荡周期和振荡停止周期的控制信号，此信号作为用于控制所述开关元件的导通/断开(ON/OFF)的控制信号。通过从所述电压比较单元输出的比较信号控制所述控制信号的振荡周期和振荡停止周期，并且基于所述输入电压，可变地控制所述振荡周期中的所述控制信号的脉冲占空比(pulse duty ratio)。
也就是说，控制所述开关元件的控制信号，使得所述振荡周期被控制响应所述输出电压，所述脉冲占空比被控制响应所述输入电压。因此，其可以合适地响应宽范围的输入电压。
在上述的电源装置中，当所述输出电压超出所述设定输出电压时，所述电压比较单元可以输出所述比较信号，以使所述振荡单元的所述控制信号处于振荡停止周期的状态，并且在所述振荡停止周期中可以控制所述开关元件为断开。
在这种配置下，所述输出电压可以稳定到所述设定输出电压。
在以上描述的电源装置中，所述振荡单元可以包括比较器，该比较器被配置为比较由振荡时间常数电路确定的振荡信号和阈值，以在所述振荡周期期间输出矩形波振荡信号作为控制信号，且当所述输出电压超出所述设定输出电压时，所述比较信号可用作一信号，其用于设定所述比较器的所述振荡信号的输入端的电位为比所述比较器的所述阈值的输入端低的电位。
在这种配置下，通过所述比较器输出所述控制信号，所述比较器比较所述时间常数电路和所述阈值的输出，通过设定所述振荡信号的输入端的电位低于所述阈值的输入端的电位来停止振荡输出。
在上述的电源设备中，所述振荡单元可以包括比较器。此比较器被配置为比较由振荡时间常数电路确定的振荡信号和阈值，以在所述振荡周期期间输出矩形振荡波信号作为控制信号，且基于所述输入电压，通过改变所述阈值，所述振荡单元可以可变地控制在所述振荡信号的振荡周期中的脉冲占空比。
在这种配置下，可以根据所述输入电压更容易地控制所述脉冲占空比。
附图说明
根据下文实施例，并结合以下附图，可更清楚地说明本发明的目的及特征，其中：
图1为根据本发明的实施例的包括AC/DC转换器的发电系统的说明示意图；
图2为一实施例的所述AC/DC转换器的结构框图；
图3A至3E为该实施例的AC/DC转换器的工作波形图；
图4为该实施例的AC/DC转换器的电路图；以及
图5为一电路图，其中提取本实施例中的所述AC/DC转换器的一部分。
具体实施方式
在下文中，将参照附图详细描述作为本发明的电源装置的实施例的AC/DC转换器。
图1显示根据本实施例示出的包括AC/DC转换器1的发电系统的示例。
上述发电系统是一系统的示例，在其中通过发电发动机2，发电机3和AC/DC转换器1获得用于给电池5充电的直流电压。
通过皮带4将所述发电发动机2的旋转传送到所述发电机3的轴。通过例如使用永久磁铁的发电方法，所述发电机3利用传递的旋转力来产生电力。
所述发电机3的输出是交流电压，且可以选择单相输出或者三相输出作为所述发电机3的输出。所述发电机3输出与所述发电机3的轴的转速(RPM)成比例的电压。因此，输出与发电发动机2的转速成比例的电压。在本实施方式中，假设输出三相(R相，S相，T相)的交流电压来进行说明。
使用由所述发电机3输出的电压来启动所述AC/DC转换器1的所有操作。根据本实施例的所述AC/DC转换器1的交流输入电压范围为从0V到100V的高压或者更高。
所述AC/DC转换器1的输出电压被用于给所述电池5充电。然而，它可以适用于各种电气设备的其他操作。
上述发电系统可以被安装在例如无线电控制的飞行物体上(无线电控制的直升机或者其他飞行物体)、车辆上等。
在上述情况下中，可以使用驱动飞机的旋翼叶片或者驱动车辆的发动机作为发电发动机2。所述AC/DC转换器1的输出和所述电池5的输出电压可以被用作安装到所述飞行物体例如无线电接收器，照相机，万向电机(照相机安装设备)等的电气部件的操作电压。
此外，也可以使用所述AC/DC转换器1的输出电压或者来自所述电池5的输出电压用作驱动飞机的旋翼叶片的发动机或者用于驱动车辆的发动机的电源。
图2示出了所述AC/DC转换器1的配置。
所述AC/DC转换器1包括了整流单元11，电压转换单元(DC/DC转换器)12，输出滤波器单元13，振荡单元14，电压比较单元15，和电压设定单元16。
所述整流单元11对由所述发电机3提供的三相交流电压实施三相整流和平滑操作。也就是说，所述整流单元11包括整流二极管和平滑电容器，并对所述交流电压进行全波整流和平滑以输出直流电压。
将由所述整流单元11转换为直流电力的电压(以下称为“输入电压V1”)提供给所述电压转换单元12。所述电压转换单元12对输入到此的输入电压V1进行电压转换，以获得转换的电压(以下称为“输出电压V2”)。
所述输出电压V2作为直流电压通过所述输出滤波器单元13输出到负载150例如电池5等。所述输出滤波器单元13是例如由扼流线圈，电容器和二极管组成的简易滤波器，其用于减少开关噪声，阻止所述电池5等连接时的逆流，使得所述负载150并联连接等目的。
在所述电压转换单元12中，开关元件被用于电压转换。所述开关元件的导通/断开通过所述振荡单元14输出的控制信号S1控制。
所述振荡单元14是例如使用比较器的方波振荡电路，将参照图4和图5进行描述。基于所述输入电压V1，所述振荡单元14输出用于控制开关元件的控制信号S1，和从所述电压比较单元15输出比较信号S2。具体的，所述振荡单元14被配置为当所述输入电压V1达到预定振荡开始电压Vst时开始振荡，这将参考图4和图5进行描述。然而，通过所述比较信号S2生成振荡停止周期。
所述振荡单元14基于振荡操作和振荡停止操作输出所述控制信号S1，但当脉冲占空比随着所述输入电压V1变化时，所述振荡单元14的振荡周期是恒定的。
改变脉冲占空比的目的是当输入电压V1变化很大或输出电流变化很大时使其更容易处理。
所述电压比较单元15被配置为比较所述输出电压V2与所述电压设定单元16的设定输出电压Vtg，并将通过该比较结果得到的比较信号S2输出到所述振荡单元14。所述设定输出电压Vtg为所述输出电压V2的目标电压。
所述AC/DC转换器1的操作将参考图3A至图3E进行描述。
图3A示出了在该示例中从0V逐渐增加的输入电压V1。
图3B示出了所述输出电压V2。如图3B所示，所述输出电压V2等于所述输入电压V1直到所述输入电压V1达到所述设定输出电压Vtg，并且当所述输入电压V1超出所述设定输出电压Vtg时，通过所述电压转换单元12的操作，所述输出电压V2变为与所述设定输出电压Vtg相等。如图3B所示，表明所述输出电压V2被稳定到等于所述设定输出电压Vtg。然而，实际上，所述输入电压V1存在变化，如图3B所示，通过所述电压比较单元15控制所述开关元件的控制信号S1来稳定这种变化。
图3C示出了由所述电压比较单元15输出的比较信号S2。当所述输出电压V2超过所述设定输出电压Vtg时，所述电压比较单元15输出低电平(即“ON”)的比较信号S2。
图3D示出了所述振荡单元14的振荡状态。在图3D中，阴影区域表示振荡停止周期。具体地说，所述振荡单元14例如在时段(从时刻t0到时刻t1)中停止振荡，直到所述输入电压V1达到所述振荡开始电压Vst，在此时段期间所述比较信号S2处于低电平等。
图3E示出了由所述振荡单元14输出的控制信号S1。虽然通过所述控制信号S1控制所述电压转换单元12，但所述电压转换单元12不会降低输入电压V1，并输出与所述输入电压V1相等的输出电压V2，在此时段(例如从时刻t1到时刻t2)期间所述输入电压V1比所述设定输出电压Vtg低。
同时，在所述输入电压V1变得等于或高于所述设定输入电压Vtg的时刻t2之后，基于所述控制信号S1断开所述输入电压V1，以稳定所述输出电压V2到所述设定输出电压Vtg。具体地说，由于所述输入电压V1更高，所述开关元件(FET)的断开周期(累积周期)变的更长。
具体的包括上述配置的AC/DC转换器1的电路配置将参考图4和图5进行描述。
图4示出了所述AC/DC转换器1的整个电路的示例，并且图5主要示出了来自图4中的整个电路的振荡电路14，电压比较单元15和电压设定单元16。
将来自发电机3的三相交流电压提供给图4中所示的端子41、42和43。从所述端子41、42和43的输入被所述整流单元11整流。所述整流单元11具有平滑电容器C1和实施三相整流的三相二极管桥D1(D1a到D1f)。输入电压V1被获得作为在正电极线50和负电极线51之间的整流单元11的输出。所述负电极线51是接地线。
进一步，稳压二极管D2与电阻器R1、R2串联在所述正电极线50和所述负电极线51之间。如图5所示，这些部件是振荡单元14的一部分，并且可使所述振荡单元14振荡的输入电压V1的值是由所述电阻R1、R2设定。由所述电阻R1和R2确定的电压被设为振荡开始电压Vst’。
所述振荡开始电压Vst’是用于所述振荡单元14的电路上的设定值以检测上述振荡开始电压Vst。考虑到所述振荡单元14的操作，所述振荡开始电压Vst’等于所述振荡开始电压Vst。
将正电极线50和负电极线51之间的输入电压V1提供给所述电压转换单元12。所述电压转换单元12接收所述输入电压V1并输出所述输出电压V2。
所述电压转换单元12被配置为降压DC/DC转换器，此转换器包括作为所述开关元件的场效应晶体管(FET)31，扼流线圈L1，二极管D3，电阻R3，用于开关控制的光电耦合器Ph1和输出侧电容器C3。
所述FET31的漏极(drain)和源极(source)被配置在所述正电极线50上。所述FET31的栅极(gate)连接到所述光电耦合器Ph1，用于通过所述电阻器R3驱动所述FET31的栅极。
所述光电耦合器Ph1是整合了FET47和48、发光二极管D10和光电二极管D11的元件，其中所述FET47和48各自为N通道MOS-FET(金属氧化物半导体-FET)。
所述FET47的源极和所述FET48的漏极相互连接，且所述FET31的栅极通过所述电阻R3与所述FET47的源极和所述FET48的漏极连接。
电容器C2连接在所述FET47的漏极和所述FET48的源极之间。所述FET47的漏极连接到DC/DC转换器34的正极输出端，且所述FET48的源极连接到所述DC/DC转换器34的负极输出端。
在所述FET47的漏极和所述FET48的源极之间，由所述DC/DC转换器34提供栅极驱动电压V5，其用于作为开关元件的FET31的开关驱动。
所述光电二极管D11连接在所述FET48的栅极和所述FET47的栅极之间。
在所述光电耦合器Ph1中，当电流流过发光二极管D10时，电流流过发光二极管D11以控制所述FET47和48。因此，所述FET31的栅极电压发生改变。在此示例中，所述FET31在电流流过所述发光二极管D10时导通。
所述扼流线圈L1与用作开关元件的FET31的源极相连接，且二极管D3的负极与所述FET31和所述扼流线圈L1之间的接触点连接。所述二极管D3的正极与负电极线51连接。
进一步，所述电容器C3连接在扼流线圈L1的输出端和负电极线51之间。
在所述电压比较单元12的这种配置下，其输出侧获得输出电压V2。
包含电阻R4和可变电阻VR1的电压设定单元16与所述电容器C3并联连接。从所述可变电阻器VR1的中心抽头，通过所述输出电压V2的分压获得设定输出电压Vtg′。因此，可通过可变电阻器VR1调节地改变设定输出电压Vtg’。将所述设定输出电压Vtg’提供给电压比较单元15，其将参照附图5在下文进行描述。
在图2中示出的结构框图中，描述了所述电压比较单元15比较设定输出电压Vtg和输出电压V2。然而，在图4中示出的所述电路示例中，通过所述输出电压V2的分压获得设定输出电压Vtg’，且所述电压比较单元15(例如比较器37)比较所述设定输出电压Vtg’和将在下文描述的固定参考电压Vref。所述设定输出电压Vtg’和所述参考电压Vref之间的比较等于所述设定输出电压Vtg和所述输出电压V2之间的比较。
为了便于解释，假定设定输出电压Vtg等于12V且所述电压转换单元12工作使得输出电压V2等于12V。
将从所述电压比较单元15输出的输出电压V2提供给输出滤波器单元13。
所述输出滤波器单元13包括线圈L2，电容器C4和二极管D7和D8。
通过所述输出滤波器单元13在输出端44和45之间获得输出电压V2。所述输出端44和45分别与图2示出的负载150的正极和负极相连接。
通过电阻R14，晶体管32的集电极连接到正电极线50，其中在正电极线50处获得输入电压V1，所述晶体管32是NPN双极型晶体管。恒流二极管D4连接在所述晶体管32的集电极和基极之间，稳压二极管D5的负极连接到所述晶体管32的基极。所述稳压二极管D5的正极连接到负电极线51。进一步，电容器C5连接在所述晶体管32的基极和所述负电极线51之间。
电容器C6连接在所述晶体管32的发射极和所述负电极线51之间，且所述晶体管的发射极处的电压V4被输入到所述DC/DC转换器33。
进一步，二极管D8的负极连接到所述晶体管32的发射极。从所述电压转换单元12输出的输出电压V2被施加给所述二极管D8的正极。
所述DC/DC转换器33产生并输出来自所述输入电压V4的恒定工作电压V3(例如5V)。
在此配置下，基于所述输入电压V1，将电压V4提供给所述DC/DC转换器33直到所述输出电压V2达到例如12V。换句话说，在所述输入电压V1是低的且所述输出电压V2没达到12V的时段，所述晶体管32导通并且在所述晶体管32的发射极处的电压V4成为所述DC/DC转换器33的输入电压。
当所述输出电压V2达到12V时，其稳压电压设定为12V的稳压二极管D5导通。作为结果，所述晶体管32的基极和集电极具有相同电位，使得所述晶体管32关闭。在此状态下，通过所述二极管D8提供输出电压V2并成为输入给所述DC/DC转换器33的电压V4。
电容器C7连接在所述DC/DC转换器33的输出端和负电极限51之间。
工作电压V3，其是所述DC/DC转换器33的输出，被提供给IC35的正电源端作为所述IC35的工作电压。所述IC35是包括比较器36和37的单电源双比较器。所述IC35的负电源端连接到负电极线51。
进一步，所述工作电压V3也被提供给小型DC/DC转换器34。所述DC/DC转换器34转换所述工作电压V3以生成用于FET31的开关驱动的栅极驱动电压V5。
在早期阶段，所述DC/DC转换器34被提供用于固定(securing)所述栅极驱动电压V5。例如，当所述工作电压V3达到5V的直流电压时，所述DC/DC转换器34产生12V的栅极驱动电压V5。当所述工作电压V3的值超过3V时，开始所述DC/DC转换器34的直流输出操作。
进一步，通过电阻13将所述光电耦合器Ph1的发光二极管D10连接到所述工作电压V3的线。所述发光二极管D10的负极连接到所述比较器36的输出端。
所述工作电压V3被电阻R5和R6分压。将作为参考电压Vref的分压通过电阻R8提供给比较器37的正(+)输入端(非反相输入端)。进一步，为了消除噪声，电容器C8连接在电阻R5、R6和负电极线51之间。
进一步，电阻R7连接在比较器37的输出端和非反相输入端。
将上文描述的设定输出电压Vtg’提供给所述比较器37的负(-)输入端(反相输入端)。
所述比较器37的输出是比较信号32。所述比较器37的输出端通过电阻R9连接到比较器36的反向输入端。
电容器C9连接在所述IC35的正电源端和负电源端之间。
电阻R10连接在所述比较器36的反向输入端和输出端之间，并且电容器C10连接在所述反相输入端和负电极线51之间。
电阻R11连接在所述比较器36的非反相输入端和输出端之间，并且电阻R12连接在所述比较器36的非反相输入端和电阻R1和R2的连接点之间。
所述AC/DC转换器1的操作将参照图3A到图3E和图5进行描述，其主要示出了来自以上配置的振荡单元14，电压比较单元15，和电压设定单元16。
首先，将设定输出电压Vtg’提供给所述比较单元15的比较器37的反相输入端，且将所述参考电压Vref提供给所述比较单元15的比较器37的非反相输入端。然后，所述电压比较单元15的比较器37输出作为比较结果的比较信号S2。具体地，当输出电压V2超过预设输出电压Vtg(参见图3A到3E)时，所述比较器37的输出被设定具有一关系，即所述设定输出电压Vtg’大于所述参考电压Vref(即Vtg’＞Vref)。在此情况下，来自所述比较器37的比较信号S2变为低电平(ON)。当所述输出电压V2比预设输出电压Vtg低时，所述比较信号S2变为高电平(OFF)。
所述振荡单元14的比较器36被配置为具有一时间常数的振荡电路，该时间常数由电阻R10和连接在其反相输入端的电容C10确定。从所述比较器36输出的控制信号S1是具有由此振荡电路的时间常数确定的振荡频率的信号。
振荡开始电压Vst’由电阻R1和电阻R2设定。当输入电压V1达到振荡开始电压Vst时，开始所述振荡单元14的振荡。例如，当输入电压V1在2V到3V的范围内时，设定所述振荡开始电压Vst’从而开始振荡。
进一步，通过电阻R11和R12设定阈值。例如，所述阈值被设定为与由所述振荡电路生成的三角波进行比较，且作为比较的结果，控制信号S1作为矩形波振荡信号被输出。
例如，R13，R10，R11，R12和R9分别设为等于680Ω，51kΩ，51kΩ，47kΩ和10kΩ。
在此，对图3A到3E所示的，当输入电压V1从时刻t0逐渐增加时的时刻t0和时刻t1之间的操作进行描述，所述输入电压V1在该时刻t0处为0V。换句话说，对输入电压V1还没有达到振荡开始电圧Vst的期间内的操作进行描述。
进一步，当输入电压V1比设定输出电压Vtg低时，假设在例如5V的电源电压的工作电压V3下执行所述操作。
在此期间中，在所述电压比较单元15的比较器37中，反相输入端的电压(即所述设定输出电压Vtg’)低于非反相输入端的电压(即所述参考电压Vref)。因此，比较控制信号S2保持在OFF(开路)状态。
进一步，在此期间中，没有执行振荡单元14的振荡。
由于将所述工作电压V3提供给所述光耦合器Ph1的发光二极管D10的正极，电流流过所述发光二极管D10。即所述电流沿着以下线路流动：工作电压V3(5V的直流电源)→电阻R13→发光二极管D10→电阻R10→电容器C10。由于所述电流沿着上述线路流动，在所述振荡单元14的比较器36中，反向输入端的电压变得比非反相端的电压高。因此，在所述振荡停止的同时所述比较器36的输出保持在低电平(短路)。
因此，所述FET31保持导通，且因此输出电压V2与输入电压V1相同。
对于时刻t1和时刻t2之间的时段，即进一步增加输入电压V1并达到振荡开始电压Vst之后的时段的操作将在下文描述。
即使输出电压V2低于设定输出电压Vtg，当输入电压V1超过振荡开始电压Vst时，所述振荡单元14开始振荡。
然而，通过设定振荡开始电压Vst(即，Vst′的设定)更接近设定输出电压Vtg(即，Vtg′的设定)，可以保持所述振荡停止状态直到输出电压V2达到设定输出电压Vtg。图3A至3E示出了通过使用上述设定在其中振荡没有开始的状态。
因此，控制信号S1，其为所述振荡单元14(所述比较器36)的输出，保持在低电平(ON)，电流流过所述发光二极管D10，且所述FET31保持导通。因此，输出电压V2与输入电压V1相同。
在输出电压V2达到设定输出电压Vtg的时刻t2之后的操作将会在下文中描述。当输出电压V2超过所述设定输出电压Vtg时，在电压比较单元15的比较器37中，反相输入端的电压(即设定输出电压Vtg’)变得高于非反相输入端的电压(即参考电压Vref)。因此，比较信号S2变为低电平(ON)。
在此，比较器37的输出端通过电阻R9连接到振荡单元14的比较器36的反相输入端。换句话说，当所述比较信号S2变为低电平时，所述比较器36(即所述振荡电路)的反相输入端被拉低到该低电平(例如接地电平)，从而停止震荡单元14的振荡。
换句话说，当输出电压V2变高且比较信号S2变为低电平(ON)时，停止所述振荡单元14的振荡。在此时，比较器36的反相输入端的电压变得低于所述比较器36的非反相输入端的电压。因此，所述比较器36的输出端保持开路。
在此情况下，由于没有电流流过所述光耦合器Ph1的发光二极管D10，所述FET31断开。
进一步，电阻R10和R9的电阻分别设置为等于51kΩ和10kΩ，其高于以上描述的设定为680Ω的R13。因此，虽然所述比较单元15的比较器37处于“导通状态”(即低电平)，但没有足够的电流流动以导通所述发光二极管D10，并且所述FET没有导通。这是因为，即使考虑到通过电阻R10的电流线路，所述比较器36的输出端是开路的且跨所述发光二极管d10的电压等于或低于阈值。
由于所述FET31断开，降低了输出电压V2。
当输出电压V2变得低于设定输出电压Vtg时，比较信号S2变为高电平(OFF)且开始所述振荡单元14的振荡。通过从所述振荡单元14输出的控制信号S1精细执行所述FET31的导通/断开控制。
在此，应用于所述比较器36的非反相输入端的阈值响应输入电压V1进行变化。
因此，在所述振荡期间，基于所述输入电压V1，改变控制信号S1的高电平(OFF)对低电平(ON)的占空比。
具体地，如图3A至3E所示，当输入电压V1稍高于设定输出电压Vtg时，控制信号S1的低电平(ON)时期相对较长。同时，当输入电压V1大大高于设定输出电压Vtg(例如，在时间t3之后)时，控制信号S1的低电平(ON)的时期变短。也就是说，所述FET31导通的时期(即单位时期内的ON-时间)随着输入电压变高而变短。
换句话说，当输入电压V1变得大大高于设定输出电压Vtg时，响应升高的输出电压V2，振荡停止且所述FET31断开。进一步，在所述振荡期间的OFF时期设定为更长。因此，能够更容易地将输出电压V2稳定到设定输出电压Vtg。
根据上述实施例描述的AC/DC转换器1包括：整流单元11，其被配置为整流交流输入电压；和开关元件(即所述FET31)。所述AC/DC转换器1还包括：电压转换单元12，其被配置为接收由所述整流单元11整流的输入电压V1并获得由所述FET31的开关操作进行电压转换的输出电压V2。此外，所述AC/DC转换器还包括：电压比较单元15，其被配置为在所述输出电压V2和所述设定输出电压Vtg之间产生比较信号S2；和振荡单元14。所述振荡单元14被配置为输出具有振荡周期和振荡停止周期的控制信号S1，其作为用于控制所述FET3的导通/断开的控制信号。所述控制信号S1的振荡周期和振荡停止周期由从所述电压比较单元15输出的比较信号S2控制，且基于输入电压V1，可变地控制在所述振荡周期中的控制信号S1的脉冲占空比。
也就是说，对于用于控制开关元件(所述FET31)的控制信号S1，所述振荡周期被控制响应于输出电压V2，同时脉冲占空比被控制响应于输入电压V1。因此，可以处理宽范围的输入电压。
在上述的AC/DC转换器1的配置下，可以实现其可被用作所谓的调节整流器AC/DC转换器。
当使用所述AC/DC转换器作为调节整流器时，需要交流输入范围为从0V到100V或者更高，并且需要更稳定的输出电压用于所述输出电压的控制精确度。这些要求可以通过使用上述实施例描述的AC/DC转换器1实现。
如上所述，当所述AC/DC转换器被配置为响应于宽范围的输入电压时，当所述DC/DC转换器仅通过开关元件的PWM控制来执行电压控制时，所述外围元件的负载变得更大。
然而，根据上述实施例的AC/DC转换器的情况下，通过改变响应所述输入电压V1的周期来控制所述输出电压V2，从而减小由于脉冲电流的所述外围元件的负载，在所述周期内停止驱动所述电压转换单元12(DC/DC转换器)的所述FET31。
此外，当检测输出电压V2的波动时，通过进一步将滞环控制(占空比的控制)应用到驱动所述电压转换单元12的FET31，来提高输出电压控制的精确度。
此外，在JP H01-148072A的示例中，使用多个FET来控制DC/DC转换器的输入电压以处理宽范围的输入电压。然而，在以上描述的实施例中，可使用一个FET31来处理宽范围的输入电压。
当发电机3的发电开始时，可通过使用小电压(a small voltage)输出所述输出电压V2。这是因为当输入电压V1等于或低于设定输出电压Vtg时，所述整流单元11自身的输出可以被用作所述输出电压V2。
进一步，当所述输出电压V2超过设定输出电压Vtg时，上述实施例的所述电压比较单元15输出比较信号S2，用于使得所述振荡单元14的控制信号S1处于振荡停止周期的状态。在此振荡停止周期中，控制所述FET31为断开。
因此，通过响应所述输出电压V2的升高来降低所述输出电压V2可以实现将所述输出电压V2稳定到所述设定输出电压Vtg。
进一步地，在上述实施例中，输入电压V1未达到振荡开始电压Vst的时段(例如从时刻t0到时刻t1)为振荡停止周期，FET31在此时期内导通。
进一步地，在输入电压V1超过设定输出电压Vtg的情况下，当输出电压V2超过设定输出电压Vtg时，比较器36的反相输入端设定为0V(接地电位)，并且此时期变为振荡停止周期。然而，FET31在此期间是断开的。
换句话说，当振荡停止时，FET可以为导通或断开。当输入电压V1未达到振荡开始电压Vst时，当振荡停止时，FET31持续导通。因此，适合快速增加输出电压V2。然后，当输出电压V2超过设定输出电压Vtg时，当停止振荡时，FET31持续断开。因此，电压上升被有效地抑制，并且其变得适合于稳定化。
进一步地，振荡单元14包括比较器，其比较由具有电阻器R10和电容器C10的振荡时间常数电路确定的振荡信号和阈值，以在振荡周期期间输出矩形波振荡信号作为控制信号。当输出电压V2超过设定输出电压Vtg时，比较信号S2用作一种信号，该信号将比较器36的振荡信号的输入端(即，反相输入端)的电位设置为比所述比较器36的阈值的输入端(即，非反相输入端)低的电位。
通过比较器36输出控制信号S1用于将振荡时间常数电路的输出与阈值(R11和R12的连接节点的电位)进行比较的情况下，可以通过设置反向输入端到一电位(例如，接地电位)，其中该电位比非反相输入端低，来停止振荡输出，其中振荡信号输入到所述反向输入端，所述阈值输入到所述非反相输入端。
在此配置下，可以快速地进行振荡的停止和重启，并且也适用于输出电压V2的稳定控制。
进一步，基于输入电压V1，通过改变阈值(即比较器36的非反相输入端电压)，所述振荡单元14可变地控制在控制信号S1的振荡周期中的脉冲占空比。特别地，在上述实施例的电路中，通过将输入电压V1进行分压来设定所述阈值。这样更容易控制根据所述输入电压V1的脉冲占空比。
即使上文已经描述了根据实施例的AC/DC转换器1，图4和图5中示出的电路仅为示例，并且可以采用其他的电路实例。
进一步，本发明的电源装置除了应用于图1中示出的发电系统外，也可以广泛地应用于其他的发电系统。
虽然已经针对实施例示出和描述了本发明，但是本领域技术人员可以理解，在不脱离如所附权利要求限定的本发明的范围的情况下，可以进行各种改变和修改。

Claims (5)

1.一种电源装置，包括：
整流单元，其被配置为对交流输入电压进行整流；
包括开关元件的电压转换单元，其被配置为从所述整流单元接收经整流的输入电压，并获得通过所述开关元件的开关操作进行电压转换的输出电压，其中所述开关元件保持导通以将所述输入电压转换为所述输出电压；
电压比较单元，其被配置为在所述输出电压和设定输出电压之间产生比较信号；以及
振荡单元，其被配置为在所述输入电压未达到振荡开始电压的期间，处于振荡停止周期，输出控制所述开关元件保持导通的控制信号，其中所述振荡开始电压被设定为小于所述设定输出电压；
所述振荡单元还被配置为，在所述输入电压达到所述振荡开始电压以上的期间，通过所述电压比较单元的比较信号，控制振荡周期和振荡停止周期，并且输出用于基于所述输入电压，可变地控制所述振荡周期中的脉冲占空比的控制信号，其中在所述振荡周期中所述开关元件被控制为导通/断开，在所述振荡停止周期中所述开关元件被控制保持断开。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，当所述输出电压超过所述设定输出电压时，所述电压比较单元输出所述比较信号，以使所述振荡单元的控制信号处于所述振荡停止周期的状态中，并且在所述振荡停止周期中控制所述开关元件为断开。
3.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中所述振荡单元包括比较器，其被配置为比较由振荡时间常数电路确定的振荡信号和阈值，以在所述振荡周期期间输出矩形波振荡信号作为控制信号，以及
其中当所述输出电压超过所述设定输出电压时，所述比较信号用作一信号，其用于设定所述比较器的所述振荡信号的输入端的电位为比所述比较器的所述阈值的输入端低的电位。
4.根据权利要求1或2所述的电源装置，其中，所述振荡单元包括比较器，其被配置为比较由振荡时间常数电路确定的振荡信号和阈值，以在所述振荡周期期间输出矩形波振荡信号作为控制信号，以及
其中基于所述输入电压，通过改变所述阈值，所述振荡单元可变地控制所述控制信号的所述振荡周期中的脉冲占空比。
5.根据权利要求3所述的电源装置，其中，基于所述输入电压，通过改变所述阈值，所述振荡单元可变地控制所述控制信号的所述振荡周期中的脉冲占空比。
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