JPH10247851A - フラクショナル−ｎ方式の周波数シンセサイザおよびそれを使用した中継装置 - Google Patents
フラクショナル−ｎ方式の周波数シンセサイザおよびそれを使用した中継装置Info
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- JPH10247851A JPH10247851A JP9048729A JP4872997A JPH10247851A JP H10247851 A JPH10247851 A JP H10247851A JP 9048729 A JP9048729 A JP 9048729A JP 4872997 A JP4872997 A JP 4872997A JP H10247851 A JPH10247851 A JP H10247851A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/197—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between numbers which are variable in time or the frequency divider dividing by a factor variable in time, e.g. for obtaining fractional frequency division
- H03L7/1974—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between numbers which are variable in time or the frequency divider dividing by a factor variable in time, e.g. for obtaining fractional frequency division for fractional frequency division
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】位相雑音を低減し、比較的容易な構成で不要な
スプリアス成分を低減したマイクロ波帯の周波数シンセ
サイザを使用することで、複数のマイクロ波帯のチャネ
ル周波数に対応可能で、かつ高効率、高品質なディジタ
ル伝送が可能となるフラクショナル−Ｎ方式の周波数シ
ンセサイザおよびそれを使用した中継装置を提供する。 【解決手段】フラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサ
イザにおいて、基準発振器から入力された所定周波数の
信号をｍ進カウントするｍ進カウンタと、所定周波数帯
における所要のチャネル周波数を設定し、設定データを
出力するチャネル設定部と、ｍ進カウンタから入力され
た計数値を、チャネル設定部から入力された各チャネル
周波数に対応する設定データをアドレスとして記憶する
メモリとを有するフラクショナル制御部を有し、デュア
ルモデュラス・プリスケーラの分周比を選択する切換パ
ルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の内に等間隔ある
いはほぼ等間隔に配置するようにした。
スプリアス成分を低減したマイクロ波帯の周波数シンセ
サイザを使用することで、複数のマイクロ波帯のチャネ
ル周波数に対応可能で、かつ高効率、高品質なディジタ
ル伝送が可能となるフラクショナル−Ｎ方式の周波数シ
ンセサイザおよびそれを使用した中継装置を提供する。 【解決手段】フラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサ
イザにおいて、基準発振器から入力された所定周波数の
信号をｍ進カウントするｍ進カウンタと、所定周波数帯
における所要のチャネル周波数を設定し、設定データを
出力するチャネル設定部と、ｍ進カウンタから入力され
た計数値を、チャネル設定部から入力された各チャネル
周波数に対応する設定データをアドレスとして記憶する
メモリとを有するフラクショナル制御部を有し、デュア
ルモデュラス・プリスケーラの分周比を選択する切換パ
ルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の内に等間隔ある
いはほぼ等間隔に配置するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、発振周波数近傍の
スプリアス成分を抑圧するように改善したフラクショナ
ル−Ｎ方式周波数シンセサイザおよび複数のチャネル周
波数を選択可能な前記周波数シンセサイザを使用したデ
ィジタルデータ伝送に好適な中継装置に関するものであ
る。
スプリアス成分を抑圧するように改善したフラクショナ
ル−Ｎ方式周波数シンセサイザおよび複数のチャネル周
波数を選択可能な前記周波数シンセサイザを使用したデ
ィジタルデータ伝送に好適な中継装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、例えば、テレビジョン放
送では、テレビジョンカメラで撮像した映像信号、マイ
クロホンで集音した音声信号が使用されており、局外か
らのテレビジョン放送の中継においては、局外の中継地
から放送局まで、映像信号や音声信号を伝送する必要が
あり、放送用の中継装置（ＦＰＵ：Field Pickup Uni
t）が使用される場合がある。このＦＰＵで伝送される
映像信号や音声信号も、従来は撮像、集音したアナログ
信号の状態で伝送されていたが、近時は、ディジタル技
術の進歩とともに、アナログ信号の映像信号や音声信号
をディジタル信号に変換し、ディジタル信号の状態で伝
送されている。
送では、テレビジョンカメラで撮像した映像信号、マイ
クロホンで集音した音声信号が使用されており、局外か
らのテレビジョン放送の中継においては、局外の中継地
から放送局まで、映像信号や音声信号を伝送する必要が
あり、放送用の中継装置（ＦＰＵ：Field Pickup Uni
t）が使用される場合がある。このＦＰＵで伝送される
映像信号や音声信号も、従来は撮像、集音したアナログ
信号の状態で伝送されていたが、近時は、ディジタル技
術の進歩とともに、アナログ信号の映像信号や音声信号
をディジタル信号に変換し、ディジタル信号の状態で伝
送されている。
【０００３】従来技術による周波数シンセサイザを使用
した中継装置として図４に示すアナログ信号伝送（ＦＭ
変調）を行なうＦＰＵを例に説明をする。まず、図４に
示すアナログ信号伝送を行なうＦＰＵを説明するが、Ｆ
ＰＵは、大別すると送信機５０と受信機６０とで構成さ
れている。送信機５０において、５１は伝送する映像信
号や音声信号を入力し、入力した信号により所要周波数
の搬送波をＦＭ変調し中間周波数信号（ＩＦ信号）を生
成する送信制御部、５３は送信制御部５１から入力した
ＩＦ信号の周波数変換や送信信号の電力増幅を行なう送
信高周波部、５２は、送信制御部５１と送信高周波部５
３とを接続する同軸ケーブル、５４は、送信高周波部５
３と接続され電力増幅されたマイクロ波送信信号を送信
する送信アンテナを示し、さらに、前記送信高周波部５
３の内部において、５５はＩＦ信号の増幅および周波数
の変換を行なうＴＸコンバータ、５６は局部発振器、５
７は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、５８はＰＬＬ周波数シ
ンセサイザ、５９は電力増幅部を示す。また、受信機６
０において、６４は、送信機５０から送信されてきたマ
イクロ波を受信する受信アンテナ、６３は、受信アンテ
ナ６４が接続され受信信号の高周波増幅や周波数変換を
行なう受信高周波部、６１はＩＦ信号に周波数変換され
た受信信号を復調し映像信号や音声信号を出力する受信
制御部、６２は、受信高周波部６３と受信制御部６１と
を接続する同軸ケーブルを示し、さらに、前記受信高周
波部６３の内部において、６９は高周波増幅部、６５は
周波数の変換およびＡＧＣ制御を行なうＲＸコンバー
タ、６７はＶＣＯ、６８はＰＬＬ周波数シンセサイザ、
６６は局部発振器を示す。
した中継装置として図４に示すアナログ信号伝送（ＦＭ
変調）を行なうＦＰＵを例に説明をする。まず、図４に
示すアナログ信号伝送を行なうＦＰＵを説明するが、Ｆ
ＰＵは、大別すると送信機５０と受信機６０とで構成さ
れている。送信機５０において、５１は伝送する映像信
号や音声信号を入力し、入力した信号により所要周波数
の搬送波をＦＭ変調し中間周波数信号（ＩＦ信号）を生
成する送信制御部、５３は送信制御部５１から入力した
ＩＦ信号の周波数変換や送信信号の電力増幅を行なう送
信高周波部、５２は、送信制御部５１と送信高周波部５
３とを接続する同軸ケーブル、５４は、送信高周波部５
３と接続され電力増幅されたマイクロ波送信信号を送信
する送信アンテナを示し、さらに、前記送信高周波部５
３の内部において、５５はＩＦ信号の増幅および周波数
の変換を行なうＴＸコンバータ、５６は局部発振器、５
７は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、５８はＰＬＬ周波数シ
ンセサイザ、５９は電力増幅部を示す。また、受信機６
０において、６４は、送信機５０から送信されてきたマ
イクロ波を受信する受信アンテナ、６３は、受信アンテ
ナ６４が接続され受信信号の高周波増幅や周波数変換を
行なう受信高周波部、６１はＩＦ信号に周波数変換され
た受信信号を復調し映像信号や音声信号を出力する受信
制御部、６２は、受信高周波部６３と受信制御部６１と
を接続する同軸ケーブルを示し、さらに、前記受信高周
波部６３の内部において、６９は高周波増幅部、６５は
周波数の変換およびＡＧＣ制御を行なうＲＸコンバー
タ、６７はＶＣＯ、６８はＰＬＬ周波数シンセサイザ、
６６は局部発振器を示す。
【０００４】以下、動作について説明をする。ＦＰＵ
を、例えばテレビ中継に使用する場合、受信機６０は放
送局に設置され、送信機５０はテレビ中継を行なう局外
に設置される。ＦＰＵを使用して伝送される、例えばテ
レビジョンカメラで撮像された映像信号およびマイクロ
ホンで集音された音声信号は、送信機５０の送信制御部
５１に入力される。送信制御部５１は、所要周波数の搬
送波発振器とＦＭ変調器とを備えており（図示していな
い）、搬送波発振器で発振出力された所要周波数、例え
ば１３０ＭＨｚの搬送波信号を、入力した映像信号およ
び音声信号でもってＦＭ変調器でＦＭ変調してＩＦ信号
とし、その搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を、周
波数変換および電力増幅をする送信高周波部５３へ同軸
ケーブル５２を介して送出する。なお、このとき、同軸
ケーブル５２を介して送信高周波部５３を制御する制御
信号、送信高周波部５３で使用される電力等も重畳され
送信制御部５１から送出される。
を、例えばテレビ中継に使用する場合、受信機６０は放
送局に設置され、送信機５０はテレビ中継を行なう局外
に設置される。ＦＰＵを使用して伝送される、例えばテ
レビジョンカメラで撮像された映像信号およびマイクロ
ホンで集音された音声信号は、送信機５０の送信制御部
５１に入力される。送信制御部５１は、所要周波数の搬
送波発振器とＦＭ変調器とを備えており（図示していな
い）、搬送波発振器で発振出力された所要周波数、例え
ば１３０ＭＨｚの搬送波信号を、入力した映像信号およ
び音声信号でもってＦＭ変調器でＦＭ変調してＩＦ信号
とし、その搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を、周
波数変換および電力増幅をする送信高周波部５３へ同軸
ケーブル５２を介して送出する。なお、このとき、同軸
ケーブル５２を介して送信高周波部５３を制御する制御
信号、送信高周波部５３で使用される電力等も重畳され
送信制御部５１から送出される。
【０００５】上記送出された搬送波周波数１３０ＭＨｚ
のＩＦ信号は、送信高周波部５３のＴＸコンバータ５５
に入力する。ＴＸコンバータ５５は、送信制御部５１か
ら入力した搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を、例
えば搬送波周波数１．５ＧＨｚの第二ＩＦ信号に変換す
る。ここで、局部発振器５６から入力する所要周波数の
発振信号を第一ローカル発振信号として使用する。さら
に、ＴＸコンバータ５５は、搬送波周波数１．５ＧＨｚ
の第二ＩＦ信号を、送信アンテナ５４から送信する送信
周波数帯域であるマイクロ波（７ＧＨｚ／１０ＧＨｚ）
帯の信号とするための周波数変換を行ない、このマイク
ロ波帯の信号を電力増幅部５９へ出力する。この周波数
変換においては、ＰＬＬシンセサイザで制御されるＶＣ
Ｏ５７から入力する所要周波数の発振信号を第二ローカ
ル発振信号として使用する。電力増幅部５９は、入力し
たマイクロ波帯の信号を所定送信電力まで増幅し、送信
アンテナ５４へ出力し、送信アンテナ５４から受信機６
０へ送信する。
のＩＦ信号は、送信高周波部５３のＴＸコンバータ５５
に入力する。ＴＸコンバータ５５は、送信制御部５１か
ら入力した搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を、例
えば搬送波周波数１．５ＧＨｚの第二ＩＦ信号に変換す
る。ここで、局部発振器５６から入力する所要周波数の
発振信号を第一ローカル発振信号として使用する。さら
に、ＴＸコンバータ５５は、搬送波周波数１．５ＧＨｚ
の第二ＩＦ信号を、送信アンテナ５４から送信する送信
周波数帯域であるマイクロ波（７ＧＨｚ／１０ＧＨｚ）
帯の信号とするための周波数変換を行ない、このマイク
ロ波帯の信号を電力増幅部５９へ出力する。この周波数
変換においては、ＰＬＬシンセサイザで制御されるＶＣ
Ｏ５７から入力する所要周波数の発振信号を第二ローカ
ル発振信号として使用する。電力増幅部５９は、入力し
たマイクロ波帯の信号を所定送信電力まで増幅し、送信
アンテナ５４へ出力し、送信アンテナ５４から受信機６
０へ送信する。
【０００６】受信機６０は、送信機５０から送信された
マイクロ波帯の信号を受信アンテナ６４で受信し、受信
高周波部６３へ出力する。受信したマイクロ波帯の信号
は、受信高周波部６３の高周波増幅部６９に入力する。
高周波増幅部６９は、受信アンテナ６４から入力したマ
イクロ波帯の信号を所要レベルまで増幅し、ＲＸコンバ
ータ６５へ出力する。ＲＸコンバータ６５は、所要レベ
ルまで増幅したマイクロ波帯の信号を、搬送波周波数
１．５ＧＨｚの第二ＩＦ信号に周波数変換する。この周
波数変換において、ＰＬＬ周波数シンセサイザ６８で制
御されるＶＣＯ６７から入力する発振信号を第一ローカ
ル発振信号として使用する。さらに、ＲＸコンバータ６
５は、搬送波周波数１．５ＧＨｚの第二ＩＦ信号を、搬
送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号に周波数変換を行な
い、その搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を同軸ケ
ーブル６２を介して受信制御部６１へ送出する。この周
波数変換において、局部発振器６６から入力する発振信
号を第二ローカル発振信号として使用する。受信制御部
６１は、所要周波数の搬送波発振器とＦＭ復調器とを備
えており（図示していない）、ＲＸコンバータ６５から
入力する搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号をＦＭ復
調し、伝送されてきた映像信号と音声信号とを後段の機
器（図示していない）へ出力する。なお、このとき、同
軸ケーブル６２を介して受信高周波部６３を制御する制
御信号、受信高周波部６３で使用される電力等を受信制
御部６１から受信高周波部６３へ送出する。
マイクロ波帯の信号を受信アンテナ６４で受信し、受信
高周波部６３へ出力する。受信したマイクロ波帯の信号
は、受信高周波部６３の高周波増幅部６９に入力する。
高周波増幅部６９は、受信アンテナ６４から入力したマ
イクロ波帯の信号を所要レベルまで増幅し、ＲＸコンバ
ータ６５へ出力する。ＲＸコンバータ６５は、所要レベ
ルまで増幅したマイクロ波帯の信号を、搬送波周波数
１．５ＧＨｚの第二ＩＦ信号に周波数変換する。この周
波数変換において、ＰＬＬ周波数シンセサイザ６８で制
御されるＶＣＯ６７から入力する発振信号を第一ローカ
ル発振信号として使用する。さらに、ＲＸコンバータ６
５は、搬送波周波数１．５ＧＨｚの第二ＩＦ信号を、搬
送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号に周波数変換を行な
い、その搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を同軸ケ
ーブル６２を介して受信制御部６１へ送出する。この周
波数変換において、局部発振器６６から入力する発振信
号を第二ローカル発振信号として使用する。受信制御部
６１は、所要周波数の搬送波発振器とＦＭ復調器とを備
えており（図示していない）、ＲＸコンバータ６５から
入力する搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号をＦＭ復
調し、伝送されてきた映像信号と音声信号とを後段の機
器（図示していない）へ出力する。なお、このとき、同
軸ケーブル６２を介して受信高周波部６３を制御する制
御信号、受信高周波部６３で使用される電力等を受信制
御部６１から受信高周波部６３へ送出する。
【０００７】ところで、通常、テレビジョン局に対して
は、放送事業に使用する電波周波数帯域が各テレビジョ
ン局にそれぞれ割り当てられ、使用が認可されるが、Ｆ
ＰＵに使用するチャネル（周波数帯域）ついては、１つ
のテレビジョン局に対して、複数のチャネルが割り当て
られ、その周波数帯域幅は、例えば、７ＧＨｚ帯で約７
００ＭＨｚ、１０ＧＨｚ帯で約５００ＭＨｚとされる。
したがって、ＦＰＵは、１対向のＦＰＵで、割り当てら
れた複数のチャネルに対応できるように、そのＦＰＵが
備えるＰＬＬ周波数シンセサイザが複数のチャネルに対
応してＶＣＯを制御して、チャネルの切換えを行うこと
ができるようになったものがあり、また、割り当てられ
る周波数帯域幅を１つのＶＣＯで対応するために、広帯
域な制御が可能で、かつ、高いＱを持つマイクロ波ＶＣ
Ｏを有するものがある。このマイクロ波ＶＣＯの条件を
満たすＶＣＯとしては、従来、静磁波デバイスを使用し
た静磁波電圧制御発振器（ＭＳＷ ＶＣＯ：Magneto-St
atic Wave Voltage Contorolled Oscillator）がある。
は、放送事業に使用する電波周波数帯域が各テレビジョ
ン局にそれぞれ割り当てられ、使用が認可されるが、Ｆ
ＰＵに使用するチャネル（周波数帯域）ついては、１つ
のテレビジョン局に対して、複数のチャネルが割り当て
られ、その周波数帯域幅は、例えば、７ＧＨｚ帯で約７
００ＭＨｚ、１０ＧＨｚ帯で約５００ＭＨｚとされる。
したがって、ＦＰＵは、１対向のＦＰＵで、割り当てら
れた複数のチャネルに対応できるように、そのＦＰＵが
備えるＰＬＬ周波数シンセサイザが複数のチャネルに対
応してＶＣＯを制御して、チャネルの切換えを行うこと
ができるようになったものがあり、また、割り当てられ
る周波数帯域幅を１つのＶＣＯで対応するために、広帯
域な制御が可能で、かつ、高いＱを持つマイクロ波ＶＣ
Ｏを有するものがある。このマイクロ波ＶＣＯの条件を
満たすＶＣＯとしては、従来、静磁波デバイスを使用し
た静磁波電圧制御発振器（ＭＳＷ ＶＣＯ：Magneto-St
atic Wave Voltage Contorolled Oscillator）がある。
【０００８】つぎに、図５に示すディジタル信号伝送を
行なうＦＰＵを説明するが、ＦＰＵは、大別すると送信
機７０と受信機８０とで構成されている。送信機７０に
おいて、７１は伝送する映像信号や音声信号を入力して
ディジタル信号化し、入力されディジタル化された信号
それぞれによって所要周波数の搬送波を所定の変調方
式、例えば、振幅変調方式により変調し中間周波数信号
（ＩＦ信号）を生成する送信制御部、７３は送信制御部
７１から入力したＩＦ信号の周波数変換や送信信号の電
力増幅を行なう送信高周波部、７２は、送信制御部７１
と送信高周波部７３とを接続する同軸ケーブル、７４
は、送信高周波部７３と接続され電力増幅されたマイク
ロ波送信信号を送信する送信アンテナを示し、さらに、
前記送信高周波部７３の内部において、７５はＩＦ信号
の増幅および周波数の変換を行なうＴＸコンバータ、７
７は高Ｃ／Ｎ（搬送波対雑音比）の発振信号を出力する
水晶発振器、７６は周波数逓倍器、７８は電力増幅部を
示す。また、受信機８０において、８４は、送信機７０
から送信されてきたマイクロ波を受信する受信アンテ
ナ、８３は、受信アンテナ８４が接続され受信信号の高
周波増幅や周波数変換を行なう受信高周波部、８１はＩ
Ｆ信号に周波数変換された受信信号を復調しアナログ信
号化された映像信号や音声信号を出力する受信制御部、
８２は、受信高周波部８３と受信制御部８１とを接続す
る同軸ケーブルを示し、さらに、前記受信高周波部８３
の内部において、８８は高周波増幅部、８５は周波数の
変換およびＡＧＣ制御を行なうＲＸコンバータ、８７は
高Ｃ／Ｎの発振信号を出力する水晶発振器、８６は周波
数逓倍器を示す。
行なうＦＰＵを説明するが、ＦＰＵは、大別すると送信
機７０と受信機８０とで構成されている。送信機７０に
おいて、７１は伝送する映像信号や音声信号を入力して
ディジタル信号化し、入力されディジタル化された信号
それぞれによって所要周波数の搬送波を所定の変調方
式、例えば、振幅変調方式により変調し中間周波数信号
（ＩＦ信号）を生成する送信制御部、７３は送信制御部
７１から入力したＩＦ信号の周波数変換や送信信号の電
力増幅を行なう送信高周波部、７２は、送信制御部７１
と送信高周波部７３とを接続する同軸ケーブル、７４
は、送信高周波部７３と接続され電力増幅されたマイク
ロ波送信信号を送信する送信アンテナを示し、さらに、
前記送信高周波部７３の内部において、７５はＩＦ信号
の増幅および周波数の変換を行なうＴＸコンバータ、７
７は高Ｃ／Ｎ（搬送波対雑音比）の発振信号を出力する
水晶発振器、７６は周波数逓倍器、７８は電力増幅部を
示す。また、受信機８０において、８４は、送信機７０
から送信されてきたマイクロ波を受信する受信アンテ
ナ、８３は、受信アンテナ８４が接続され受信信号の高
周波増幅や周波数変換を行なう受信高周波部、８１はＩ
Ｆ信号に周波数変換された受信信号を復調しアナログ信
号化された映像信号や音声信号を出力する受信制御部、
８２は、受信高周波部８３と受信制御部８１とを接続す
る同軸ケーブルを示し、さらに、前記受信高周波部８３
の内部において、８８は高周波増幅部、８５は周波数の
変換およびＡＧＣ制御を行なうＲＸコンバータ、８７は
高Ｃ／Ｎの発振信号を出力する水晶発振器、８６は周波
数逓倍器を示す。
【０００９】以下、動作について説明をする。ＦＰＵを
使用して伝送する場合において、例えばテレビジョンカ
メラで撮像した映像信号およびマイクロホンで集音した
音声信号が、送信機７０の送信制御部７１に入力され
る。送信制御部７１は、Ａ／Ｄ変換器と所要周波数の搬
送波発振器と所定の変調方式の変調器とを備えており
（図示していない）、入力した映像信号および音声信号
をＡ／Ｄ変換器でディジタル信号化し、搬送波発振器で
発振した所要周波数、例えば１３０ＭＨｚの搬送波信号
をディジタル信号化した映像信号および音声信号でもっ
て、変調器で所定の変調方式、例えば、振幅変調方式に
より変調してＩＦ信号とし、１３０ＭＨｚのＩＦ信号
を、周波数変換および電力増幅をする送信高周波部７３
へ同軸ケーブル７２を介して送出する。なお、このと
き、同軸ケーブル７２を介して送信高周波部７３を制御
する制御信号、送信高周波部７３で使用される電力等も
重畳され、送信制御部７１から送出される。
使用して伝送する場合において、例えばテレビジョンカ
メラで撮像した映像信号およびマイクロホンで集音した
音声信号が、送信機７０の送信制御部７１に入力され
る。送信制御部７１は、Ａ／Ｄ変換器と所要周波数の搬
送波発振器と所定の変調方式の変調器とを備えており
（図示していない）、入力した映像信号および音声信号
をＡ／Ｄ変換器でディジタル信号化し、搬送波発振器で
発振した所要周波数、例えば１３０ＭＨｚの搬送波信号
をディジタル信号化した映像信号および音声信号でもっ
て、変調器で所定の変調方式、例えば、振幅変調方式に
より変調してＩＦ信号とし、１３０ＭＨｚのＩＦ信号
を、周波数変換および電力増幅をする送信高周波部７３
へ同軸ケーブル７２を介して送出する。なお、このと
き、同軸ケーブル７２を介して送信高周波部７３を制御
する制御信号、送信高周波部７３で使用される電力等も
重畳され、送信制御部７１から送出される。
【００１０】上記送出された搬送波周波数１３０ＭＨｚ
のＩＦ信号は、送信高周波部７３のＴＸコンバータ７５
に入力する。送信高周波部７３において、ＴＸコンバー
タ７５と電力増幅部７８とは、上述の図４に示し説明し
た従来例のものと同様であり動作の説明を省略するが、
局部発振部については異なるものとしてある。それは、
ＰＬＬ周波数シンセサイザ（ＭＳＷ ＶＣＯを使用した
ＰＬＬ周波数シンセサイザを含む）を使用した局部発振
部では、出力周波数の帯域がＧＨｚ帯と非常に高い周波
数であるにもかかわらず、基本発振周波数が低いという
関係から、局部発振信号の位相雑音レベルが高く、ディ
ジタル信号伝送における伝送品質を決定する符号誤り率
を著しく劣化させてしまうからである。したがって、符
号誤り率を劣化させないようにするため、高Ｃ／Ｎの水
晶発振器７７が原発振器とされ、この出力周波数信号が
周波数逓倍器７６で所要周波数まで逓倍されることで局
部発振信号を得るようにしている。ＴＸコンバータ７５
では、送信アンテナ７４から送信するためのマイクロ波
（７ＧＨｚ／１０ＧＨｚ）帯への周波数変換が行なわ
れ、電力増幅部７８では、所定送信電力まで増幅され
て、その周波数変換され電力増幅された信号が送信アン
テナ７４から受信機８０へ送信される
のＩＦ信号は、送信高周波部７３のＴＸコンバータ７５
に入力する。送信高周波部７３において、ＴＸコンバー
タ７５と電力増幅部７８とは、上述の図４に示し説明し
た従来例のものと同様であり動作の説明を省略するが、
局部発振部については異なるものとしてある。それは、
ＰＬＬ周波数シンセサイザ（ＭＳＷ ＶＣＯを使用した
ＰＬＬ周波数シンセサイザを含む）を使用した局部発振
部では、出力周波数の帯域がＧＨｚ帯と非常に高い周波
数であるにもかかわらず、基本発振周波数が低いという
関係から、局部発振信号の位相雑音レベルが高く、ディ
ジタル信号伝送における伝送品質を決定する符号誤り率
を著しく劣化させてしまうからである。したがって、符
号誤り率を劣化させないようにするため、高Ｃ／Ｎの水
晶発振器７７が原発振器とされ、この出力周波数信号が
周波数逓倍器７６で所要周波数まで逓倍されることで局
部発振信号を得るようにしている。ＴＸコンバータ７５
では、送信アンテナ７４から送信するためのマイクロ波
（７ＧＨｚ／１０ＧＨｚ）帯への周波数変換が行なわ
れ、電力増幅部７８では、所定送信電力まで増幅され
て、その周波数変換され電力増幅された信号が送信アン
テナ７４から受信機８０へ送信される
【００１１】受信機８０は、送信機７０から送信された
マイクロ波帯の信号を受信アンテナ８４で受信し、受信
高周波部８３へ出力する。受信したマイクロ波帯の信号
は、受信高周波部８３の高周波増幅部８８に入力する。
受信高周波部８３において、高周波増幅部８８とＲＸコ
ンバータ８５とは、上述の図４に示し説明した従来例の
ものと同様であり動作の説明を省略するが、局部発振器
については異なるものとしてあり、送信機７０において
と同様に、ＰＬＬ周波数シンセサイザは局部発振信号の
位相雑音レベルが高いこと等に関連して符号誤り率を劣
化させないようにするため、高Ｃ／Ｎの水晶発振器８７
が原発振器とされ、この出力周波数信号が周波数逓倍器
８６で所要周波数まで逓倍されることで局部発振信号を
得るようにしている。高周波増幅部８８では、マイクロ
波帯の信号が所要レベルまで増幅され、ＲＸコンバータ
８５ではマイクロ波（７ＧＨｚ／１０ＧＨｚ）帯の信号
から搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号に周波数が変
換され、その搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号が同
軸ケーブル８２で受信制御部８１へ送出される。受信制
御部８１は、所要周波数の搬送波発振器と所定の復調方
式の復調器とＤ／Ａ変換器とを備えており（図示してい
ない）、ここではＲＸコンバータ８５から入力された搬
送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号が所定の復調方式に
より復調され、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号化され、ア
ナログ信号化された映像信号および音声信号が他の機器
（図示していない）へ出力される。しかしながら、局部
発振信号の周波数が固定であるため、この方式では、１
対向のＦＰＵで、複数のチャネルに対応することが不可
能となる。
マイクロ波帯の信号を受信アンテナ８４で受信し、受信
高周波部８３へ出力する。受信したマイクロ波帯の信号
は、受信高周波部８３の高周波増幅部８８に入力する。
受信高周波部８３において、高周波増幅部８８とＲＸコ
ンバータ８５とは、上述の図４に示し説明した従来例の
ものと同様であり動作の説明を省略するが、局部発振器
については異なるものとしてあり、送信機７０において
と同様に、ＰＬＬ周波数シンセサイザは局部発振信号の
位相雑音レベルが高いこと等に関連して符号誤り率を劣
化させないようにするため、高Ｃ／Ｎの水晶発振器８７
が原発振器とされ、この出力周波数信号が周波数逓倍器
８６で所要周波数まで逓倍されることで局部発振信号を
得るようにしている。高周波増幅部８８では、マイクロ
波帯の信号が所要レベルまで増幅され、ＲＸコンバータ
８５ではマイクロ波（７ＧＨｚ／１０ＧＨｚ）帯の信号
から搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号に周波数が変
換され、その搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号が同
軸ケーブル８２で受信制御部８１へ送出される。受信制
御部８１は、所要周波数の搬送波発振器と所定の復調方
式の復調器とＤ／Ａ変換器とを備えており（図示してい
ない）、ここではＲＸコンバータ８５から入力された搬
送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号が所定の復調方式に
より復調され、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号化され、ア
ナログ信号化された映像信号および音声信号が他の機器
（図示していない）へ出力される。しかしながら、局部
発振信号の周波数が固定であるため、この方式では、１
対向のＦＰＵで、複数のチャネルに対応することが不可
能となる。
【００１２】そこで、ＦＰＵにおいて、周波数シンセサ
イザを使用して、局部発振周波数を切り換え、かつ、位
相雑音の低減を図る手段として、例えば、電子情報通信
学会論文（Vol.J76-C-1 No.11 pp 445-452）に開示され
ている技術がある。この開示されている技術は、分数分
周（フラクショナル−Ｎ）方式の周波数シンセサイザに
ついてのもので、位相比較器で比較するＶＣＯの発振周
波数と、基準発振器の発振周波数との比、すなわち、Ｖ
ＣＯから出力され、位相比較器にいたるまでに分周する
周波数分周比を小さくして位相雑音の増加を抑制するも
のである。
イザを使用して、局部発振周波数を切り換え、かつ、位
相雑音の低減を図る手段として、例えば、電子情報通信
学会論文（Vol.J76-C-1 No.11 pp 445-452）に開示され
ている技術がある。この開示されている技術は、分数分
周（フラクショナル−Ｎ）方式の周波数シンセサイザに
ついてのもので、位相比較器で比較するＶＣＯの発振周
波数と、基準発振器の発振周波数との比、すなわち、Ｖ
ＣＯから出力され、位相比較器にいたるまでに分周する
周波数分周比を小さくして位相雑音の増加を抑制するも
のである。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来技術による通常の
ＰＬＬ周波数シンセサイザを使用したアナログ信号伝送
を行なうＦＰＵでは、チャネル周波数間隔と、ＰＬＬ周
波数シンセサイザの位相ループを構成するデバイスの動
作速度との関係上、シンセサイザが位相比較を行う周波
数を発信周波数に比べ十分低い周波数となるように分周
数を設定する必要があり、大幅な位相雑音の増加を招い
てしまう欠点がある。また、上述したディジタル信号伝
送を行なうＦＰＵでは、１台（１対向）のＦＰＵで複数
のチャネルへの対応ができないという欠点がある。ま
た、従来のフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイ
ザでは、カウンタ周期に起因するスプリアスを抑制する
ための、大規模な乱数制御回路や、積分、微分回路等が
必要となり、特にＦＰＵのようなマイクロ波帯の中継装
置では、ハード量、消費電力の大幅な増加を招くという
欠点がある。本発明は、前記欠点を解決し、位相雑音を
低減し、比較的小規模な構成で不要なスプリアス成分を
低減したマイクロ波帯の周波数シンセサイザを使用する
ことで、複数のマイクロ波帯のチャネル周波数に対応可
能で、かつ高効率、高品質なディジタル伝送が可能とな
るフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザおよび
それを使用した中継装置を提供することを目的とする。
ＰＬＬ周波数シンセサイザを使用したアナログ信号伝送
を行なうＦＰＵでは、チャネル周波数間隔と、ＰＬＬ周
波数シンセサイザの位相ループを構成するデバイスの動
作速度との関係上、シンセサイザが位相比較を行う周波
数を発信周波数に比べ十分低い周波数となるように分周
数を設定する必要があり、大幅な位相雑音の増加を招い
てしまう欠点がある。また、上述したディジタル信号伝
送を行なうＦＰＵでは、１台（１対向）のＦＰＵで複数
のチャネルへの対応ができないという欠点がある。ま
た、従来のフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイ
ザでは、カウンタ周期に起因するスプリアスを抑制する
ための、大規模な乱数制御回路や、積分、微分回路等が
必要となり、特にＦＰＵのようなマイクロ波帯の中継装
置では、ハード量、消費電力の大幅な増加を招くという
欠点がある。本発明は、前記欠点を解決し、位相雑音を
低減し、比較的小規模な構成で不要なスプリアス成分を
低減したマイクロ波帯の周波数シンセサイザを使用する
ことで、複数のマイクロ波帯のチャネル周波数に対応可
能で、かつ高効率、高品質なディジタル伝送が可能とな
るフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザおよび
それを使用した中継装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【問題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明のフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサ
イザは、基準発振器から出力された所定周波数の信号
と、電圧制御発振器から出力された所要周波数の信号を
プログラマブル・カウンタで選択により分周比を切り換
え分周した信号とを位相比較器で比較し、該位相比較器
から出力された位相誤差信号により前記電圧制御発振器
の発振周波数を制御するフラクショナル−Ｎ方式の周波
数シンセサイザにおいて、前記プログラマブル・カウン
タの分周比を切り換える選択の切換パルスをｍ進カウン
タ（ｍは正の整数）のカウント周期内に等間隔あるいは
ほぼ等間隔に配置する手段を有するものである。
に、本発明のフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサ
イザは、基準発振器から出力された所定周波数の信号
と、電圧制御発振器から出力された所要周波数の信号を
プログラマブル・カウンタで選択により分周比を切り換
え分周した信号とを位相比較器で比較し、該位相比較器
から出力された位相誤差信号により前記電圧制御発振器
の発振周波数を制御するフラクショナル−Ｎ方式の周波
数シンセサイザにおいて、前記プログラマブル・カウン
タの分周比を切り換える選択の切換パルスをｍ進カウン
タ（ｍは正の整数）のカウント周期内に等間隔あるいは
ほぼ等間隔に配置する手段を有するものである。
【００１５】また、本発明のフラクショナル−Ｎ方式の
周波数シンセサイザは、基準とする所定周波数の信号を
発振し出力する基準発振器と、該基準発振器から入力さ
れた所定周波数の信号から切換パルスを生成し出力する
フラクショナル制御部と、制御電圧に応じて所要周波数
の信号を発振し出力する電圧制御発振器と、該電圧制御
発振器から入力された所要周波数の信号を分周するプリ
スケーラと、該プリスケーラから入力された所要周波数
の信号を分周した信号を、前記フラクショナル制御部か
ら入力された切換パルスにより、分周比を選択し分周す
るプログラマブル・カウンタ、例えば、デュアルモデュ
ラス・プリスケーラと、前記基準発振器から出力された
信号と前記デュアルモデュラス・プリスケーラから出力
された信号との位相を比較し、位相誤差信号に応じた制
御電圧を出力する位相比較器とを有するフラクショナル
−Ｎ方式の周波数シンセサイザにおいて、前記基準発振
器から入力された所定周波数の信号をｍ進カウント（ｍ
は正の整数）するｍ進カウンタと、所定周波数帯におけ
る所要のチャネル周波数を設定し、設定データを出力す
るチャネル設定部と、前記ｍ進カウンタから入力された
計数値を、前記チャネル設定部から入力された各チャネ
ル周波数に対応する設定データをアドレスとして記憶す
るメモリとを有するフラクショナル制御部を有し、前記
デュアルモデュラス・プリスケーラの分周比を選択する
切換パルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の内に等間
隔あるいはほぼ等間隔に配置するようにしたものであ
る。
周波数シンセサイザは、基準とする所定周波数の信号を
発振し出力する基準発振器と、該基準発振器から入力さ
れた所定周波数の信号から切換パルスを生成し出力する
フラクショナル制御部と、制御電圧に応じて所要周波数
の信号を発振し出力する電圧制御発振器と、該電圧制御
発振器から入力された所要周波数の信号を分周するプリ
スケーラと、該プリスケーラから入力された所要周波数
の信号を分周した信号を、前記フラクショナル制御部か
ら入力された切換パルスにより、分周比を選択し分周す
るプログラマブル・カウンタ、例えば、デュアルモデュ
ラス・プリスケーラと、前記基準発振器から出力された
信号と前記デュアルモデュラス・プリスケーラから出力
された信号との位相を比較し、位相誤差信号に応じた制
御電圧を出力する位相比較器とを有するフラクショナル
−Ｎ方式の周波数シンセサイザにおいて、前記基準発振
器から入力された所定周波数の信号をｍ進カウント（ｍ
は正の整数）するｍ進カウンタと、所定周波数帯におけ
る所要のチャネル周波数を設定し、設定データを出力す
るチャネル設定部と、前記ｍ進カウンタから入力された
計数値を、前記チャネル設定部から入力された各チャネ
ル周波数に対応する設定データをアドレスとして記憶す
るメモリとを有するフラクショナル制御部を有し、前記
デュアルモデュラス・プリスケーラの分周比を選択する
切換パルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の内に等間
隔あるいはほぼ等間隔に配置するようにしたものであ
る。
【００１６】また、本発明のフラクショナル−Ｎ方式の
周波数シンセサイザは、制御電圧に応じて所要周波数の
信号を発振し出力する電圧制御発振器と、該電圧制御発
振器から入力された所要周波数の信号を分周するプリス
ケーラと、該プリスケーラから入力された所要周波数の
信号を分周した信号を、切換パルスにより、分周比を選
択し分周するデュアルモデュラス・プリスケーラと、基
準とする所定周波数の信号を発振し出力する基準発振器
と、該基準発振器から入力された所定周波数の信号をｍ
進カウントするｍ進カウンタと、所定周波数帯における
所要のチャネル周波数を設定し、設定データを出力する
チャネル設定部と、前記ｍ進カウンタから入力された計
数値を、前記チャネル設定部から入力された各チャネル
周波数に対応する設定データをアドレスとして記憶し、
設定に応じた切換パルスを前記デュアルモデュラス・プ
リスケーラへ出力するメモリと、前記基準発振器から出
力された信号と前記デュアルモデュラス・プリスケーラ
から出力された信号との位相を比較し、位相誤差信号に
応じた制御電圧を出力する位相比較器と、該位相比較器
から入力された制御電圧を平滑し、平滑した制御電圧を
前記電圧制御発振器へ出力するループフィルタとを有
し、前記デュアルモデュラス・プリスケーラの分周比を
選択する切換パルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の
内に等間隔あるいはほぼ等間隔に配置するようにしたも
のである。
周波数シンセサイザは、制御電圧に応じて所要周波数の
信号を発振し出力する電圧制御発振器と、該電圧制御発
振器から入力された所要周波数の信号を分周するプリス
ケーラと、該プリスケーラから入力された所要周波数の
信号を分周した信号を、切換パルスにより、分周比を選
択し分周するデュアルモデュラス・プリスケーラと、基
準とする所定周波数の信号を発振し出力する基準発振器
と、該基準発振器から入力された所定周波数の信号をｍ
進カウントするｍ進カウンタと、所定周波数帯における
所要のチャネル周波数を設定し、設定データを出力する
チャネル設定部と、前記ｍ進カウンタから入力された計
数値を、前記チャネル設定部から入力された各チャネル
周波数に対応する設定データをアドレスとして記憶し、
設定に応じた切換パルスを前記デュアルモデュラス・プ
リスケーラへ出力するメモリと、前記基準発振器から出
力された信号と前記デュアルモデュラス・プリスケーラ
から出力された信号との位相を比較し、位相誤差信号に
応じた制御電圧を出力する位相比較器と、該位相比較器
から入力された制御電圧を平滑し、平滑した制御電圧を
前記電圧制御発振器へ出力するループフィルタとを有
し、前記デュアルモデュラス・プリスケーラの分周比を
選択する切換パルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の
内に等間隔あるいはほぼ等間隔に配置するようにしたも
のである。
【００１７】また、本発明の中継装置は、本発明のフラ
クショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザを、送信機の
送信高周波部および受信機の受信高周波部の少なくとも
いずれか一方のフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセ
サイザとして使用したものである。
クショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザを、送信機の
送信高周波部および受信機の受信高周波部の少なくとも
いずれか一方のフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセ
サイザとして使用したものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明による周波数シンセサイザ
およびそれを使用した中継装置の実施の形態を説明する
まえに、本発明に関連するフラクショナル−Ｎ方式の周
波数シンセサイザについて、基本的な説明をする。ま
ず、フラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザの動
作原理について、図６を使用して説明する。ＶＣＯ（電
圧制御発振器）４１で発振した所要周波数の発振出力信
号ｆVCO は、周波数シンセサイザが出力するローカル発
振信号としてコンバータ等他の回路へ出力されるととも
に、周波数を分周するプリスケーラ４２へ出力され、プ
リスケーラ４２において固定の分周比Ｐで分周（Ｐは正
の整数）される。プリスケーラ４２において分周比Ｐで
分周された出力信号は、切換パルスにより２つの分周
比、ＮあるいはＮ＋１（Ｎは正の整数）を選択できるデ
ュアルモデュラス・プリスケーラ（プログラマブル・カ
ウンタ）４３で分周され、分周比ＮあるいはＮ＋１で分
周された出力信号が位相比較器４５へ出力される。
およびそれを使用した中継装置の実施の形態を説明する
まえに、本発明に関連するフラクショナル−Ｎ方式の周
波数シンセサイザについて、基本的な説明をする。ま
ず、フラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザの動
作原理について、図６を使用して説明する。ＶＣＯ（電
圧制御発振器）４１で発振した所要周波数の発振出力信
号ｆVCO は、周波数シンセサイザが出力するローカル発
振信号としてコンバータ等他の回路へ出力されるととも
に、周波数を分周するプリスケーラ４２へ出力され、プ
リスケーラ４２において固定の分周比Ｐで分周（Ｐは正
の整数）される。プリスケーラ４２において分周比Ｐで
分周された出力信号は、切換パルスにより２つの分周
比、ＮあるいはＮ＋１（Ｎは正の整数）を選択できるデ
ュアルモデュラス・プリスケーラ（プログラマブル・カ
ウンタ）４３で分周され、分周比ＮあるいはＮ＋１で分
周された出力信号が位相比較器４５へ出力される。
【００１９】位相比較器４５には、デュアルモデュラス
・プリスケーラ４３から入力する分周比ＮあるいはＮ＋
１で分周された信号のほかに、基準発振器４６で発振さ
れた所定の基準周波数の発振出力信号ｆREF が入力され
ており、そこで分周比ＮあるいはＮ＋１で分周された信
号と基準周波数の発振出力信号との位相が比較され、比
較結果である位相誤差信号がループフィルタ４４へ出力
される。ループフィルタ４４は、位相比較器４５から入
力された位相誤差信号を平滑化し、制御信号としてＶＣ
Ｏ４１へ出力し、ＶＣＯ４１の発振周波数を制御する。
・プリスケーラ４３から入力する分周比ＮあるいはＮ＋
１で分周された信号のほかに、基準発振器４６で発振さ
れた所定の基準周波数の発振出力信号ｆREF が入力され
ており、そこで分周比ＮあるいはＮ＋１で分周された信
号と基準周波数の発振出力信号との位相が比較され、比
較結果である位相誤差信号がループフィルタ４４へ出力
される。ループフィルタ４４は、位相比較器４５から入
力された位相誤差信号を平滑化し、制御信号としてＶＣ
Ｏ４１へ出力し、ＶＣＯ４１の発振周波数を制御する。
【００２０】一方、基準発振器４６で発振された基準周
波数の発振出力信号ｆREF は、クロック信号として、フ
ラクショナル制御部４７へも出力される。フラクショナ
ル制御部４７は、基準発振器４６から入力されたクロッ
ク信号を、内部のｍ進カウンタでカウントし、ｍ回カウ
ントするカウント内のｎ回（ｍ、ｎは正の整数）、デュ
アルモデュラス・プリスケーラ４３へ切換パルスを出力
する。デュアルモデュラス・プリスケーラ４３は、フラ
クショナル制御部４７から入力した切換パルスに応じ、
分周比をＮからＮ＋１へ切り換える。
波数の発振出力信号ｆREF は、クロック信号として、フ
ラクショナル制御部４７へも出力される。フラクショナ
ル制御部４７は、基準発振器４６から入力されたクロッ
ク信号を、内部のｍ進カウンタでカウントし、ｍ回カウ
ントするカウント内のｎ回（ｍ、ｎは正の整数）、デュ
アルモデュラス・プリスケーラ４３へ切換パルスを出力
する。デュアルモデュラス・プリスケーラ４３は、フラ
クショナル制御部４７から入力した切換パルスに応じ、
分周比をＮからＮ＋１へ切り換える。
【００２１】このときのＶＣＯ４１の発振周波数ｆVCO
は、基準発振器４６の発振周波数をｆREF として下記
（１）式で求めることができる。 ｆVCO ＝Ｐ×ｆREF ×（Ｎ＋ｎ／ｍ）・・・・・（１） 但し、Ｐ、Ｎ、ｎ、ｍは正の整数。 前記（１）式から理解できるように、基準周波数ｆREF
に対して、分数値（ｎ／ｍ）の精度でもってＶＣＯ４１
の発振周波数ｆVCO を設定できるため、必要とされる発
振周波数ｆVCO の最小設定周波数単位よりも高い周波数
を基準周波数ｆREF として使用することができる。
は、基準発振器４６の発振周波数をｆREF として下記
（１）式で求めることができる。 ｆVCO ＝Ｐ×ｆREF ×（Ｎ＋ｎ／ｍ）・・・・・（１） 但し、Ｐ、Ｎ、ｎ、ｍは正の整数。 前記（１）式から理解できるように、基準周波数ｆREF
に対して、分数値（ｎ／ｍ）の精度でもってＶＣＯ４１
の発振周波数ｆVCO を設定できるため、必要とされる発
振周波数ｆVCO の最小設定周波数単位よりも高い周波数
を基準周波数ｆREF として使用することができる。
【００２２】ここで、例えばデュアルモデュラス・プリ
スケーラ４３の分周比が固定値Ｎであったとすると、通
常、ＰＬＬ周波数シンセサイザの発振周波数近傍の位相
雑音については、基準発振器における雑音量に対し、Ｐ
ＬＬ周波数シンセサイザのループ内のトータルの分周数
Ｐ×Ｎ倍だけ劣化するものであるため、基準発振器４６
の発振周波数ｆREF は、極力より高い周波数に設定した
方が、位相雑音をより低減できるため有利となる。しか
しながら、デュアルモデュラス・プリスケーラ４３の分
周比をＮからＮ＋１へ切り換える周波数と、ＶＣＯ４１
の発振周波数ｆVCO の分周数との関係上、基準発振器４
６の発振周波数ｆREF に上限が生じる。
スケーラ４３の分周比が固定値Ｎであったとすると、通
常、ＰＬＬ周波数シンセサイザの発振周波数近傍の位相
雑音については、基準発振器における雑音量に対し、Ｐ
ＬＬ周波数シンセサイザのループ内のトータルの分周数
Ｐ×Ｎ倍だけ劣化するものであるため、基準発振器４６
の発振周波数ｆREF は、極力より高い周波数に設定した
方が、位相雑音をより低減できるため有利となる。しか
しながら、デュアルモデュラス・プリスケーラ４３の分
周比をＮからＮ＋１へ切り換える周波数と、ＶＣＯ４１
の発振周波数ｆVCO の分周数との関係上、基準発振器４
６の発振周波数ｆREF に上限が生じる。
【００２３】例えば、現行のＦＰＵ（７ＧＨｚ帯）に割
り当てられている複数のチャネル間の間隔の一例につい
て、基準発振器の発振周波数ｆREF の上限値を求めてみ
る。７ＧＨｚ帯でＦＰＵに割り当てられている周波数帯
は、Ｃバンドと呼ばれる6435ＭＨｚ〜6561ＭＨｚと、Ｄ
バンドと呼ばれる6882ＭＨｚ〜7116ＭＨｚとがあり、そ
れぞれの周波数帯において18ＭＨｚ幅ごとにチャネルが
割り当てられる。このＣバンドとＤバンドの２つのバン
ドを１つのＶＣＯでカバーするものとすると、Ｃバンド
とＤバンド間の周波数帯域幅が 321ＭＨｚとなってお
り、18ＭＨｚと 321ＭＨｚとの最大公約数が、基準発振
器の発振周波数ｆREF の上限とされ、これを求めると、
３ＭＨｚとなる。
り当てられている複数のチャネル間の間隔の一例につい
て、基準発振器の発振周波数ｆREF の上限値を求めてみ
る。７ＧＨｚ帯でＦＰＵに割り当てられている周波数帯
は、Ｃバンドと呼ばれる6435ＭＨｚ〜6561ＭＨｚと、Ｄ
バンドと呼ばれる6882ＭＨｚ〜7116ＭＨｚとがあり、そ
れぞれの周波数帯において18ＭＨｚ幅ごとにチャネルが
割り当てられる。このＣバンドとＤバンドの２つのバン
ドを１つのＶＣＯでカバーするものとすると、Ｃバンド
とＤバンド間の周波数帯域幅が 321ＭＨｚとなってお
り、18ＭＨｚと 321ＭＨｚとの最大公約数が、基準発振
器の発振周波数ｆREF の上限とされ、これを求めると、
３ＭＨｚとなる。
【００２４】この上限の周波数３ＭＨｚは、通常、マイ
クロ波帯においては、ＰＬＬ周波数シンセサイザによる
制御の場合、使用される周波数、例えば位相比較器の動
作速度に応じたスイッチング周波数以下に分周される必
要がある。そのためプリスケーラがＰＬＬループに挿入
され、このプリスケーラの分周比をＰとすると実際の上
限値は３／ＰＭＨｚとなる。ここでＰ＝８とすると、基
準発振器の発振周波数の上限は結局 375ｋＨｚとなり、
基準発振器の位相雑音に対して、ＶＣＯの出力での位相
雑音の増加率は２０×ｌｏｇ（７ＧＨｚ／３７５ｋＨ
ｚ）＝８５ｄＢとなるので、１６ＱＡＭのように位相情
報が重要となるような変調方式では、位相雑音の影響に
より伝送品質の劣化が生じることになる。
クロ波帯においては、ＰＬＬ周波数シンセサイザによる
制御の場合、使用される周波数、例えば位相比較器の動
作速度に応じたスイッチング周波数以下に分周される必
要がある。そのためプリスケーラがＰＬＬループに挿入
され、このプリスケーラの分周比をＰとすると実際の上
限値は３／ＰＭＨｚとなる。ここでＰ＝８とすると、基
準発振器の発振周波数の上限は結局 375ｋＨｚとなり、
基準発振器の位相雑音に対して、ＶＣＯの出力での位相
雑音の増加率は２０×ｌｏｇ（７ＧＨｚ／３７５ｋＨ
ｚ）＝８５ｄＢとなるので、１６ＱＡＭのように位相情
報が重要となるような変調方式では、位相雑音の影響に
より伝送品質の劣化が生じることになる。
【００２５】これに対し、フラクショナル−Ｎ方式の周
波数シンセサイザの場合は、原理的にＶＣＯの発振周波
数程度まで基準発振器４６の発振周波数ｆREF を高くす
ることが可能となり、位相雑音特性の劣化を最小限に抑
えることが可能となる。現実的な値として、基準発振器
４６の発振周波数ｆREF を30ＭＨｚとすると、位相雑音
の増加率は前記同様の算出式の計算から、約47ｄＢとな
り、通常のＰＬＬ周波数シンセサイザに比べ、劣化量は
約１／１００となる。
波数シンセサイザの場合は、原理的にＶＣＯの発振周波
数程度まで基準発振器４６の発振周波数ｆREF を高くす
ることが可能となり、位相雑音特性の劣化を最小限に抑
えることが可能となる。現実的な値として、基準発振器
４６の発振周波数ｆREF を30ＭＨｚとすると、位相雑音
の増加率は前記同様の算出式の計算から、約47ｄＢとな
り、通常のＰＬＬ周波数シンセサイザに比べ、劣化量は
約１／１００となる。
【００２６】上述のように、フラクショナル−Ｎ方式の
周波数シンセサイザは、基準発振器４６の発振周波数ｆ
REF を高くすることが可能であるため、ＶＣＯ４１の発
振周波数ｆVCO の位相雑音の低減に有効であるが、ｍ進
カウンタのカウント周期に起因する低域でのスプリア
ス、すなわち、ｆREF ／ｍＨｚ毎の周波数にスプリアス
が発生するので、その抑圧方法について説明をする。発
生するスプリアスのレベルを抑圧するために、比較的発
振周波数の低い周波数シンセサイザにおいては、デュア
ルモデュラス・プリスケーラ４３の切換周期を、例えば
乱数制御あるいは疑似乱数制御とし、切換周期をより不
定期にすることで、特定の周波数にスプリアスが生じな
いようにする方法が採られる。しかしながら、ＦＰＵで
使用されるマイクロ波帯の周波数シンセサイザでは、基
準発振器４６の発振周波数（フラクショナル制御部４７
に入力するクロック信号）が高くなるため、乱数制御を
行うためのハードの増加、消費電力の増加が著しく、実
用的でなくなる。
周波数シンセサイザは、基準発振器４６の発振周波数ｆ
REF を高くすることが可能であるため、ＶＣＯ４１の発
振周波数ｆVCO の位相雑音の低減に有効であるが、ｍ進
カウンタのカウント周期に起因する低域でのスプリア
ス、すなわち、ｆREF ／ｍＨｚ毎の周波数にスプリアス
が発生するので、その抑圧方法について説明をする。発
生するスプリアスのレベルを抑圧するために、比較的発
振周波数の低い周波数シンセサイザにおいては、デュア
ルモデュラス・プリスケーラ４３の切換周期を、例えば
乱数制御あるいは疑似乱数制御とし、切換周期をより不
定期にすることで、特定の周波数にスプリアスが生じな
いようにする方法が採られる。しかしながら、ＦＰＵで
使用されるマイクロ波帯の周波数シンセサイザでは、基
準発振器４６の発振周波数（フラクショナル制御部４７
に入力するクロック信号）が高くなるため、乱数制御を
行うためのハードの増加、消費電力の増加が著しく、実
用的でなくなる。
【００２７】〔実施例 １〕つぎに、本発明による周波
数シンセサイザおよびそれを使用した中継装置の実施の
形態を説明する。図１は本発明による周波数シンセサイ
ザのブロック図、図２は本発明による周波数シンセサイ
ザを使用した中継装置のブロック図、図３は周波数シン
セサイザに使用されているデュアルモデュラス・プリス
ケーラの分周比の切換パルスのパターン例である。図１
に示す周波数シンセサイザのブロック図は、スプリアス
成分をできるだけ高域に移す手段を実現したもので、１
は所要周波数の信号を発振するＶＣＯ（電圧制御発振
器）、２は、ＶＣＯ１で発振した所要周波数の信号の分
周をするプリスケーラ、３は、プリスケーラ２で分周し
た信号を切換パルスによる選択により分周比を変え分周
するデュアルモデュラス・プリスケーラ、４は基準周波
数の信号を発振する基準発振器、５は、基準発振器４か
らの信号とデュアルモデュラス・プリスケーラ３からの
信号の位相比較をし誤差信号を出力する位相比較器、６
は、位相比較器５から出力された誤差信号を平滑するル
ープフィルタ、７は、基準発振器４からの信号をｍ進カ
ウントするｍ進カウンタ、８は、周波数シンセサイザと
してのチャネルを設定するチャネル設定部、９は、ｍ進
カウンタ７の計数値に対応して時間的に等間隔にまたは
できるだけほぼ等間隔になるように分周比を切換えるチ
ャネル設定部８からのデータを記憶するメモリを示す。
数シンセサイザおよびそれを使用した中継装置の実施の
形態を説明する。図１は本発明による周波数シンセサイ
ザのブロック図、図２は本発明による周波数シンセサイ
ザを使用した中継装置のブロック図、図３は周波数シン
セサイザに使用されているデュアルモデュラス・プリス
ケーラの分周比の切換パルスのパターン例である。図１
に示す周波数シンセサイザのブロック図は、スプリアス
成分をできるだけ高域に移す手段を実現したもので、１
は所要周波数の信号を発振するＶＣＯ（電圧制御発振
器）、２は、ＶＣＯ１で発振した所要周波数の信号の分
周をするプリスケーラ、３は、プリスケーラ２で分周し
た信号を切換パルスによる選択により分周比を変え分周
するデュアルモデュラス・プリスケーラ、４は基準周波
数の信号を発振する基準発振器、５は、基準発振器４か
らの信号とデュアルモデュラス・プリスケーラ３からの
信号の位相比較をし誤差信号を出力する位相比較器、６
は、位相比較器５から出力された誤差信号を平滑するル
ープフィルタ、７は、基準発振器４からの信号をｍ進カ
ウントするｍ進カウンタ、８は、周波数シンセサイザと
してのチャネルを設定するチャネル設定部、９は、ｍ進
カウンタ７の計数値に対応して時間的に等間隔にまたは
できるだけほぼ等間隔になるように分周比を切換えるチ
ャネル設定部８からのデータを記憶するメモリを示す。
【００２８】図３に周波数シンセサイザに使用されてい
るデュアルモデュラス・プリスケーラの分周比の切換信
号のパターン例を示しているが、図３（１）に示す分周
比切換パターンは、上述したｆREF ／ｍＨｚの周波数間
隔を持った分周比切換パターンで、発生したｆREF ／ｍ
Ｈｚ毎のスプリアスがそのままＶＣＯ出力にそのまま現
れてしまうものである。この図３（１）に示す分周比切
換パターンを用いずに、図３（２）に示す分周比切換パ
ターンのように、カウンタ値ｍの間にパルスを等間隔ま
たはほぼ等間隔で配置するパターンを用いることで、ｎ
×ｆREF ／ｍＨｚの周波数まで、すなわち、スプリアス
成分がより高域に持ち上げることが可能となる。このよ
うにスプリアス成分を十分に、信号成分の存在しない高
域に持ち上げ、このスプリアス成分だけをループフィル
タ６で抑圧して、信号成分はそのまま通過させるとする
ことが可能となる。
るデュアルモデュラス・プリスケーラの分周比の切換信
号のパターン例を示しているが、図３（１）に示す分周
比切換パターンは、上述したｆREF ／ｍＨｚの周波数間
隔を持った分周比切換パターンで、発生したｆREF ／ｍ
Ｈｚ毎のスプリアスがそのままＶＣＯ出力にそのまま現
れてしまうものである。この図３（１）に示す分周比切
換パターンを用いずに、図３（２）に示す分周比切換パ
ターンのように、カウンタ値ｍの間にパルスを等間隔ま
たはほぼ等間隔で配置するパターンを用いることで、ｎ
×ｆREF ／ｍＨｚの周波数まで、すなわち、スプリアス
成分がより高域に持ち上げることが可能となる。このよ
うにスプリアス成分を十分に、信号成分の存在しない高
域に持ち上げ、このスプリアス成分だけをループフィル
タ６で抑圧して、信号成分はそのまま通過させるとする
ことが可能となる。
【００２９】図１に示す周波数シンセサイザにより図３
（２）に示す分周比切換パターンを発生することができ
る。ＶＣＯ１で発振した所要周波数の発振出力信号ｆ
VCO は、周波数シンセサイザが出力するローカル発振信
号としてコンバータ等他の回路へ出力されるとともに、
周波数を分周するプリスケーラ２へ出力され、プリスケ
ーラ２において固定の分周比Ｐで分周（Ｐは正の整数）
される。プリスケーラ２において分周比Ｐで分周された
出力信号は、切換パルスにより２つの分周比、Ｎあるい
はＮ＋１（Ｎは正の整数）を選択できるデュアルモデュ
ラス・プリスケーラ３で分周され、分周比ＮあるいはＮ
＋１で分周された出力信号が位相比較器５へ出力され
る。位相比較器５には、デュアルモデュラス・プリスケ
ーラ３から入力する分周比ＮあるいはＮ＋１で分周され
た出力信号のほかに、基準発振器４で発振された所定の
基準周波数の発振出力信号ｆREF が入力されており、分
周比ＮあるいはＮ＋１で分周された出力信号と基準周波
数の発振出力信号との位相を比較し、比較結果である位
相誤差信号をループフィルタ６へ出力している。ループ
フィルタ６は、位相比較器５から入力された位相誤差信
号を平滑化し、制御信号としてＶＣＯ１へ出力し、ＶＣ
Ｏ１の発振周波数を制御している。
（２）に示す分周比切換パターンを発生することができ
る。ＶＣＯ１で発振した所要周波数の発振出力信号ｆ
VCO は、周波数シンセサイザが出力するローカル発振信
号としてコンバータ等他の回路へ出力されるとともに、
周波数を分周するプリスケーラ２へ出力され、プリスケ
ーラ２において固定の分周比Ｐで分周（Ｐは正の整数）
される。プリスケーラ２において分周比Ｐで分周された
出力信号は、切換パルスにより２つの分周比、Ｎあるい
はＮ＋１（Ｎは正の整数）を選択できるデュアルモデュ
ラス・プリスケーラ３で分周され、分周比ＮあるいはＮ
＋１で分周された出力信号が位相比較器５へ出力され
る。位相比較器５には、デュアルモデュラス・プリスケ
ーラ３から入力する分周比ＮあるいはＮ＋１で分周され
た出力信号のほかに、基準発振器４で発振された所定の
基準周波数の発振出力信号ｆREF が入力されており、分
周比ＮあるいはＮ＋１で分周された出力信号と基準周波
数の発振出力信号との位相を比較し、比較結果である位
相誤差信号をループフィルタ６へ出力している。ループ
フィルタ６は、位相比較器５から入力された位相誤差信
号を平滑化し、制御信号としてＶＣＯ１へ出力し、ＶＣ
Ｏ１の発振周波数を制御している。
【００３０】一方、基準発振器４で発振された基準周波
数の発振出力信号は、クロック信号として、ｍ進カウン
タ７へも出力される。ｍ進カウンタ７は、基準発振器４
から入力されたクロック信号を０からｍまでカウントを
行ない、カウントした計数値をメモリ９へ出力する。チ
ャネル設定部８は、所定周波数帯における所要のチャネ
ル周波数を設定し、チャネル設定データをメモリ９へ出
力する。メモリ９は、ｍ進カウンタ７でカウントされた
計数値と、チャネル設定部８から入力される各チャネル
周波数に対応するチャネル設定データをアドレスとして
入力する。このようにメモリ９に、計数値に対応して、
時間的に等間隔にあるいはできるだけ等間隔になるよう
な周期でデュアルモデュラス・プリスケーラ３の分周比
が切り換えられるように動作させれば、スプリアス成分
を抑圧した周波数シンセサイザを実現することができ
る。
数の発振出力信号は、クロック信号として、ｍ進カウン
タ７へも出力される。ｍ進カウンタ７は、基準発振器４
から入力されたクロック信号を０からｍまでカウントを
行ない、カウントした計数値をメモリ９へ出力する。チ
ャネル設定部８は、所定周波数帯における所要のチャネ
ル周波数を設定し、チャネル設定データをメモリ９へ出
力する。メモリ９は、ｍ進カウンタ７でカウントされた
計数値と、チャネル設定部８から入力される各チャネル
周波数に対応するチャネル設定データをアドレスとして
入力する。このようにメモリ９に、計数値に対応して、
時間的に等間隔にあるいはできるだけ等間隔になるよう
な周期でデュアルモデュラス・プリスケーラ３の分周比
が切り換えられるように動作させれば、スプリアス成分
を抑圧した周波数シンセサイザを実現することができ
る。
【００３１】さらに、本発明の周波数シンセサイザにお
いて、チャネル設定部８で所要のチャネルを設定するこ
とにより、所定周波数帯における所要のチャネル周波数
を、全チャネルにわたり安定に出力するためには、ＶＣ
Ｏ１に、広帯域な制御が可能な静磁波デバイスを使用し
たＭＳＷ ＶＣＯを使用することで可能となる。
いて、チャネル設定部８で所要のチャネルを設定するこ
とにより、所定周波数帯における所要のチャネル周波数
を、全チャネルにわたり安定に出力するためには、ＶＣ
Ｏ１に、広帯域な制御が可能な静磁波デバイスを使用し
たＭＳＷ ＶＣＯを使用することで可能となる。
【００３２】〔実施例 ２〕上述の本発明による周波数
シンセサイザを使用した中継装置の実施の形態を、図２
を使用して説明するが、中継装置は、大別すると送信機
１０と受信機２０とで構成されている。送信機１０にお
いて、１１は伝送する映像信号や音声信号を入力してデ
ィジタル信号化し、ディジタル化した信号により所要周
波数の搬送波を所定の変調方式により変調し中間周波数
信号（ＩＦ信号）を生成する送信制御部、１３は送信制
御部１１から入力したＩＦ信号の周波数変換や送信信号
の電力増幅を行なう送信高周波部、１２は、送信制御部
１１と送信高周波部１３とを接続する同軸ケーブル、１
４は、送信高周波部１３と接続され電力増幅されたマイ
クロ波送信信号を送信する送信アンテナを示し、さら
に、前記送信高周波部１３の内部において、１５はＩＦ
信号の増幅および周波数の変換を行なうＴＸコンバー
タ、１６は局部発振器、１７はＶＣＯ、１８は、本発明
によるフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザ、
１９は電力増幅部を示す。また、受信機２０において、
２４は、送信機１０から送信されてきたマイクロ波を受
信する受信アンテナ、２３は、受信アンテナ２４が接続
され受信信号の高周波増幅や周波数変換を行なう受信高
周波部、２１はＩＦ信号に周波数変換された受信信号を
復調しアナログ信号化して映像信号や音声信号を出力す
る受信制御部、２２は、受信高周波部２３と受信制御部
２１とを接続する同軸ケーブルを示し、さらに、前記受
信高周波部２３の内部において、２９は高周波増幅部、
２５は周波数の変換およびＡＧＣ制御を行なうＲＸコン
バータ、２７はＶＣＯ、２８は、本発明によるフラクシ
ョナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザ、２６は局部発振
器を示す。
シンセサイザを使用した中継装置の実施の形態を、図２
を使用して説明するが、中継装置は、大別すると送信機
１０と受信機２０とで構成されている。送信機１０にお
いて、１１は伝送する映像信号や音声信号を入力してデ
ィジタル信号化し、ディジタル化した信号により所要周
波数の搬送波を所定の変調方式により変調し中間周波数
信号（ＩＦ信号）を生成する送信制御部、１３は送信制
御部１１から入力したＩＦ信号の周波数変換や送信信号
の電力増幅を行なう送信高周波部、１２は、送信制御部
１１と送信高周波部１３とを接続する同軸ケーブル、１
４は、送信高周波部１３と接続され電力増幅されたマイ
クロ波送信信号を送信する送信アンテナを示し、さら
に、前記送信高周波部１３の内部において、１５はＩＦ
信号の増幅および周波数の変換を行なうＴＸコンバー
タ、１６は局部発振器、１７はＶＣＯ、１８は、本発明
によるフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザ、
１９は電力増幅部を示す。また、受信機２０において、
２４は、送信機１０から送信されてきたマイクロ波を受
信する受信アンテナ、２３は、受信アンテナ２４が接続
され受信信号の高周波増幅や周波数変換を行なう受信高
周波部、２１はＩＦ信号に周波数変換された受信信号を
復調しアナログ信号化して映像信号や音声信号を出力す
る受信制御部、２２は、受信高周波部２３と受信制御部
２１とを接続する同軸ケーブルを示し、さらに、前記受
信高周波部２３の内部において、２９は高周波増幅部、
２５は周波数の変換およびＡＧＣ制御を行なうＲＸコン
バータ、２７はＶＣＯ、２８は、本発明によるフラクシ
ョナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザ、２６は局部発振
器を示す。
【００３３】以下、動作について説明をする。ＦＰＵを
使用して伝送される、例えばテレビジョンカメラで撮像
された映像信号およびマイクロホンで集音された音声信
号は、送信機１０の送信制御部１１に入力される。送信
制御部１１は、Ａ／Ｄ変換器と所要周波数の搬送波発振
器と所定の変調方式の変調器とを備えており（図示して
いない）、入力した映像信号および音声信号をＡ／Ｄ変
換器でディジタル信号化し、ディジタル信号化した映像
信号および音声信号でもって、搬送波発振器で発振した
所要周波数、例えば１３０ＭＨｚの搬送波信号を変調器
で所定の変調方式により変調してＩＦ信号とし、その搬
送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を、周波数変換およ
び電力増幅をする送信高周波部１３へ同軸ケーブル１２
を介して送出する。なお、このとき、同軸ケーブル１２
を介して送信高周波部１３を制御する制御信号、送信高
周波部１３で使用される電力等も重畳され送信制御部５
１から送出される。
使用して伝送される、例えばテレビジョンカメラで撮像
された映像信号およびマイクロホンで集音された音声信
号は、送信機１０の送信制御部１１に入力される。送信
制御部１１は、Ａ／Ｄ変換器と所要周波数の搬送波発振
器と所定の変調方式の変調器とを備えており（図示して
いない）、入力した映像信号および音声信号をＡ／Ｄ変
換器でディジタル信号化し、ディジタル信号化した映像
信号および音声信号でもって、搬送波発振器で発振した
所要周波数、例えば１３０ＭＨｚの搬送波信号を変調器
で所定の変調方式により変調してＩＦ信号とし、その搬
送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を、周波数変換およ
び電力増幅をする送信高周波部１３へ同軸ケーブル１２
を介して送出する。なお、このとき、同軸ケーブル１２
を介して送信高周波部１３を制御する制御信号、送信高
周波部１３で使用される電力等も重畳され送信制御部５
１から送出される。
【００３４】上記送出された搬送波周波数１３０ＭＨｚ
のＩＦ信号は、送信高周波部１３のＴＸコンバータ１５
に入力する。ＴＸコンバータ１５は、送信制御部１１か
ら入力した搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を、局
部発振器１６から入力する所要周波数の発振信号を第一
ローカル発振信号として使用することで、例えば搬送波
周波数１．５ＧＨｚの第二中間周波数信号に変換する。
さらに、ＴＸコンバータ１５は、搬送波周波数１．５Ｇ
Ｈｚの第二ＩＦ信号を、本発明によるフラクショナル−
Ｎ方式の周波数シンセサイザで制御されるＶＣＯ１７か
ら入力する所要周波数の発振信号を第二ローカル発振信
号として使用することで、送信アンテナ１４から送信す
る送信周波数帯域であるマイクロ波（７ＧＨｚ／１０Ｇ
Ｈｚ）帯の信号とするための周波数変換を行ない、この
マイクロ波帯の信号を電力増幅部１９へ出力する。電力
増幅部１９は、入力したマイクロ波帯の信号を所定送信
電力まで増幅し、送信アンテナ１４へ出力し、送信アン
テナ１４から受信機２０へ送信する。
のＩＦ信号は、送信高周波部１３のＴＸコンバータ１５
に入力する。ＴＸコンバータ１５は、送信制御部１１か
ら入力した搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号を、局
部発振器１６から入力する所要周波数の発振信号を第一
ローカル発振信号として使用することで、例えば搬送波
周波数１．５ＧＨｚの第二中間周波数信号に変換する。
さらに、ＴＸコンバータ１５は、搬送波周波数１．５Ｇ
Ｈｚの第二ＩＦ信号を、本発明によるフラクショナル−
Ｎ方式の周波数シンセサイザで制御されるＶＣＯ１７か
ら入力する所要周波数の発振信号を第二ローカル発振信
号として使用することで、送信アンテナ１４から送信す
る送信周波数帯域であるマイクロ波（７ＧＨｚ／１０Ｇ
Ｈｚ）帯の信号とするための周波数変換を行ない、この
マイクロ波帯の信号を電力増幅部１９へ出力する。電力
増幅部１９は、入力したマイクロ波帯の信号を所定送信
電力まで増幅し、送信アンテナ１４へ出力し、送信アン
テナ１４から受信機２０へ送信する。
【００３５】受信機２０は、送信機１０から送信された
マイクロ波帯の信号を受信アンテナ２４で受信し、受信
高周波部２３へ出力する。受信したマイクロ波帯の信号
は、受信高周波部２３の高周波増幅部２９に入力する。
高周波増幅部２９は、受信アンテナ２４から入力したマ
イクロ波帯の信号を所要レベルまで増幅し、ＲＸコンバ
ータ２５へ出力する。ＲＸコンバータ２５は、所要レベ
ルまで増幅したマイクロ波帯の信号を、本発明によるフ
ラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザ２８で制御
されるＶＣＯ２７から入力する発振信号を第一ローカル
発振信号として使用することで、搬送波周波数１．５Ｇ
Ｈｚの第二ＩＦ信号に周波数変換する。さらに、ＲＸコ
ンバータ２５は、搬送波周波数１．５ＧＨｚの第二ＩＦ
信号を、局部発振器２６から入力する発振信号を第二ロ
ーカル発振信号として使用することで、搬送波周波数１
３０ＭＨｚのＩＦ信号に周波数変換を行ない、１３０Ｍ
ＨｚのＩＦ信号を同軸ケーブル２２を介して受信制御部
２１へ送出する。受信制御部２１は、所要周波数の搬送
波発振器と所定の復調方式の復調器とＤ／Ａ変換器とを
備えており（図示していない）、ＲＸコンバータ２５か
ら入力された搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号が所
定の復調方式で復調され、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号
化され、アナログ化された映像信号と音声信号とが他の
機器（図示していない）へ出力される。なお、このと
き、同軸ケーブル２２を介して受信高周波部２３を制御
する制御信号、受信高周波部２３で使用される電力等を
受信制御部２１から受信高周波部２３へ送出する。
マイクロ波帯の信号を受信アンテナ２４で受信し、受信
高周波部２３へ出力する。受信したマイクロ波帯の信号
は、受信高周波部２３の高周波増幅部２９に入力する。
高周波増幅部２９は、受信アンテナ２４から入力したマ
イクロ波帯の信号を所要レベルまで増幅し、ＲＸコンバ
ータ２５へ出力する。ＲＸコンバータ２５は、所要レベ
ルまで増幅したマイクロ波帯の信号を、本発明によるフ
ラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザ２８で制御
されるＶＣＯ２７から入力する発振信号を第一ローカル
発振信号として使用することで、搬送波周波数１．５Ｇ
Ｈｚの第二ＩＦ信号に周波数変換する。さらに、ＲＸコ
ンバータ２５は、搬送波周波数１．５ＧＨｚの第二ＩＦ
信号を、局部発振器２６から入力する発振信号を第二ロ
ーカル発振信号として使用することで、搬送波周波数１
３０ＭＨｚのＩＦ信号に周波数変換を行ない、１３０Ｍ
ＨｚのＩＦ信号を同軸ケーブル２２を介して受信制御部
２１へ送出する。受信制御部２１は、所要周波数の搬送
波発振器と所定の復調方式の復調器とＤ／Ａ変換器とを
備えており（図示していない）、ＲＸコンバータ２５か
ら入力された搬送波周波数１３０ＭＨｚのＩＦ信号が所
定の復調方式で復調され、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号
化され、アナログ化された映像信号と音声信号とが他の
機器（図示していない）へ出力される。なお、このと
き、同軸ケーブル２２を介して受信高周波部２３を制御
する制御信号、受信高周波部２３で使用される電力等を
受信制御部２１から受信高周波部２３へ送出する。
【００３６】
【発明の効果】本発明によれば、位相雑音を低減し、比
較的容易な構成で不要なスプリアス成分を低減したマイ
クロ波帯の周波数シンセサイザを使用することで、複数
のマイクロ波帯のチャネル周波数に対応可能で、かつ高
効率、高品質なディジタル伝送が可能となるフラクショ
ナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザおよびそれを使用し
た中継装置を提供することができる。
較的容易な構成で不要なスプリアス成分を低減したマイ
クロ波帯の周波数シンセサイザを使用することで、複数
のマイクロ波帯のチャネル周波数に対応可能で、かつ高
効率、高品質なディジタル伝送が可能となるフラクショ
ナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザおよびそれを使用し
た中継装置を提供することができる。
【図１】本発明の周波数シンセサイザを示すブロック
図。
図。
【図２】本発明の周波数シンセサイザを使用した中継装
置を示すブロック図。
置を示すブロック図。
【図３】デュアルモデュラス・プリスケーラの切替パル
スパターンを示す図。
スパターンを示す図。
【図４】従来技術の中継装置を示すブロック図。
【図５】従来技術の中継装置を示すブロック図。
【図６】フラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザ
のブロック図。
のブロック図。
１、１７、２７、４１、５７、６７…電圧制御発振器、
２、４２…プリスケーラ、３、４３…デュアルモデュラ
ス・プリスケーラ、４、４６…基準発振器、５、４５…
位相比較器、６、４４…ループフィルタ、７…ｍ進カウ
ンタ、８…チャネル設定部、９…メモリ、１０、５０、
７０…送信機、１１、５１、７１…送信制御部、１２、
２２、５２、６２、７２、８２…同軸ケーブル、１３、
５３、７３…送信高周波部、１４、５４、７４…送信ア
ンテナ、１５、５５、７５…ＴＸコンバータ、１６、２
６、５６、６６…局部発振器、１８、２８…フラクショ
ナル−Ｎ周波数シンセサイザ、１９、５９、７８…電力
増幅部、２０、６０、８０…受信機、２１、６１、８１
…受信制御部、２３、６３、８３…受信高周波部、２
４、６４、８４…受信アンテナ、２５、６５、８５…Ｒ
Ｘコンバータ、２９、６９、８８…高周波増幅部、４７
…フラクショナル制御部、５８、６８…ＰＬＬ周波数シ
ンセサイザ、７６、８６…逓倍器、７７、８７…水晶発
振器。
２、４２…プリスケーラ、３、４３…デュアルモデュラ
ス・プリスケーラ、４、４６…基準発振器、５、４５…
位相比較器、６、４４…ループフィルタ、７…ｍ進カウ
ンタ、８…チャネル設定部、９…メモリ、１０、５０、
７０…送信機、１１、５１、７１…送信制御部、１２、
２２、５２、６２、７２、８２…同軸ケーブル、１３、
５３、７３…送信高周波部、１４、５４、７４…送信ア
ンテナ、１５、５５、７５…ＴＸコンバータ、１６、２
６、５６、６６…局部発振器、１８、２８…フラクショ
ナル−Ｎ周波数シンセサイザ、１９、５９、７８…電力
増幅部、２０、６０、８０…受信機、２１、６１、８１
…受信制御部、２３、６３、８３…受信高周波部、２
４、６４、８４…受信アンテナ、２５、６５、８５…Ｒ
Ｘコンバータ、２９、６９、８８…高周波増幅部、４７
…フラクショナル制御部、５８、６８…ＰＬＬ周波数シ
ンセサイザ、７６、８６…逓倍器、７７、８７…水晶発
振器。
Claims (5)
- 【請求項１】 基準発振器から出力された所定周波数の
信号と、電圧制御発振器から出力された所要周波数の信
号をプログラマブル・カウンタで選択により分周比を切
り換え分周した信号とを位相比較器で比較し、該位相比
較器から出力された位相誤差信号により前記電圧制御発
振器の発振周波数を制御するフラクショナル−Ｎ方式の
周波数シンセサイザにおいて、 前記プログラマブル・カウンタの分周比を切り換える選
択の切換パルスをｍ進カウンタ（ｍは正の整数）のカウ
ント周期内に等間隔あるいはほぼ等間隔に配置する手段
を有することを特徴とするフラクショナル−Ｎ方式の周
波数シンセサイザ。 - 【請求項２】 基準とする所定周波数の信号を発振し出
力する基準発振器と、 該基準発振器から入力された所定周波数の信号から切換
パルスを生成し出力するフラクショナル制御部と、 制御電圧に応じて所要周波数の信号を発振し出力する電
圧制御発振器と、 該電圧制御発振器から入力された所要周波数の信号を分
周するプリスケーラと、 該プリスケーラから入力された所要周波数の信号を分周
した信号を、前記フラクショナル制御部から入力された
切換パルスにより、分周比を選択し分周するデュアルモ
デュラス・プリスケーラと、 前記基準発振器から出力された信号と前記デュアルモデ
ュラス・プリスケーラから出力された信号との位相を比
較し、位相誤差信号に応じた制御電圧を出力する位相比
較器とを有するフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセ
サイザにおいて、 前記基準発振器から入力された所定周波数の信号をｍ進
カウント（ｍは正の整数）するｍ進カウンタと、 所定周波数帯における所要のチャネル周波数を設定し、
設定データを出力するチャネル設定部と、 前記ｍ進カウンタから入力された計数値を、前記チャネ
ル設定部から入力された各チャネル周波数に対応する設
定データをアドレスとして記憶するメモリとを有するフ
ラクショナル制御部を有し、 前記デュアルモデュラス・プリスケーラの分周比を選択
する切換パルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の内に
等間隔あるいはほぼ等間隔に配置するようにしたことを
特徴とするフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイ
ザ。 - 【請求項３】 制御電圧に応じて所要周波数の信号を発
振し出力する電圧制御発振器と、 該電圧制御発振器から入力された所要周波数の信号を分
周するプリスケーラと、 該プリスケーラから入力された所要周波数の信号を分周
した信号を、切換パルスにより、分周比を選択し分周す
るデュアルモデュラス・プリスケーラと、 基準とする所定周波数の信号を発振し出力する基準発振
器と、 該基準発振器から入力された所定周波数の信号をｍ進カ
ウントするｍ進カウンタと、 所定周波数帯における所要のチャネル周波数を設定し、
設定データを出力するチャネル設定部と、 前記ｍ進カウンタから入力された計数値を、前記チャネ
ル設定部から入力された各チャネル周波数に対応する設
定データをアドレスとして記憶し、設定に応じた切換パ
ルスを前記デュアルモデュラス・プリスケーラへ出力す
るメモリと、 前記基準発振器から出力された信号と前記デュアルモデ
ュラス・プリスケーラから出力された信号との位相を比
較し、位相誤差信号に応じた制御電圧を出力する位相比
較器と、 該位相比較器から入力された制御電圧を平滑し、平滑し
た制御電圧を前記電圧制御発振器へ出力するループフィ
ルタとを有し、 前記デュアルモデュラス・プリスケーラの分周比を選択
する切換パルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の内に
等間隔あるいはほぼ等間隔に配置するようにしたことを
特徴とするフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイ
ザ。 - 【請求項４】制御電圧に応じて所要周波数の信号を発振
し出力する静磁波デバイスを使用した静磁波電圧制御発
振器と、 該静磁波電圧制御発振器から入力された所要周波数の信
号を分周するプリスケーラと、 該プリスケーラから入力された所要周波数の信号を分周
した信号を、切換パルスにより、分周比を選択し分周す
るデュアルモデュラス・プリスケーラと、 基準とする所定周波数の信号を発振し出力する基準発振
器と、 該基準発振器から入力された所定周波数の信号をｍ進カ
ウントするｍ進カウンタと、 所定周波数帯における所要のチャネル周波数を設定し、
設定データを出力するチャネル設定部と、 前記ｍ進カウンタから入力された計数値を、前記チャネ
ル設定部から入力された各チャネル周波数に対応する設
定データをアドレスとして記憶し、設定に応じた切換パ
ルスを前記デュアルモデュラス・プリスケーラへ出力す
るメモリと、 前記基準発振器から出力された信号と前記デュアルモデ
ュラス・プリスケーラから出力された信号との位相を比
較し、位相誤差信号に応じた制御電圧を出力する位相比
較器と、 該位相比較器から入力された制御電圧を平滑し、平滑し
た制御電圧を前記静磁波電圧制御発振器へ出力するルー
プフィルタとを有し、 前記デュアルモデュラス・プリスケーラの分周比を選択
する切換パルスを、ｍ進カウンタのカウント周期の内に
等間隔あるいはほぼ等間隔に配置するようにしたことを
特徴とするフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイ
ザ。 - 【請求項５】 請求項１乃至請求項４記載のフラクショ
ナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザを、送信機の送信高
周波部および受信機の受信高周波部の少なくともいずれ
か一方のフラクショナル−Ｎ方式の周波数シンセサイザ
として使用したことを特徴とするディジタル伝送用の中
継装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9048729A JPH10247851A (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | フラクショナル−ｎ方式の周波数シンセサイザおよびそれを使用した中継装置 |
| US09/034,295 US6188740B1 (en) | 1997-03-04 | 1998-03-04 | Fractional-N system frequency synthesizer and synthesizing method and field pickup unit using the method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9048729A JPH10247851A (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | フラクショナル−ｎ方式の周波数シンセサイザおよびそれを使用した中継装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10247851A true JPH10247851A (ja) | 1998-09-14 |
Family
ID=12811388
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9048729A Pending JPH10247851A (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | フラクショナル−ｎ方式の周波数シンセサイザおよびそれを使用した中継装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6188740B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10247851A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006504352A (ja) * | 2002-10-25 | 2006-02-02 | ジーシーティー セミコンダクター インコーポレイテッド | Ｐｌｌ回路のノイズを抑制するシステム及び方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US7012984B2 (en) * | 1999-07-29 | 2006-03-14 | Tropian, Inc. | PLL noise smoothing using dual-modulus interleaving |
| JP3501778B2 (ja) * | 2001-05-30 | 2004-03-02 | 日本電気株式会社 | Ｐｌｌ回路 |
| US20040125239A1 (en) * | 2002-12-26 | 2004-07-01 | David Rahn | Television tuner supporting channel hopping |
| JP2005278098A (ja) * | 2004-03-26 | 2005-10-06 | Alps Electric Co Ltd | テレビジョン信号送信機 |
| JP2006186718A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線受信装置および無線送受信装置ならびに移動体端末装置 |
| DE102007042979B4 (de) * | 2007-09-10 | 2017-07-20 | Intel Deutschland Gmbh | Integrierte Schaltung für Mobilfunk-Sendeempfänger |
| US7701299B2 (en) * | 2008-06-16 | 2010-04-20 | Phase Matrix, Inc. | Low phase noise PLL synthesizer |
| US8373463B1 (en) | 2011-09-23 | 2013-02-12 | Phase Matrix, Inc. | Low phase-noise PLL synthesizer with frequency accuracy indicator |
| US20140334635A1 (en) * | 2013-05-09 | 2014-11-13 | Broadcast Sports Incorporated | 7GHz Professional Wireless Microphone System |
| US9628066B1 (en) | 2015-09-19 | 2017-04-18 | Oleksandr Chenakin | Fast switching, low phase noise frequency synthesizer |
| US11012079B1 (en) * | 2019-12-19 | 2021-05-18 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Continuous tuning of digitally switched voltage-controlled oscillator frequency bands |
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|---|---|---|---|---|
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| US4199737A (en) * | 1978-10-18 | 1980-04-22 | Westinghouse Electric Corp. | Magnetostatic wave device |
| FR2480509A1 (fr) * | 1980-04-14 | 1981-10-16 | Thomson Csf | Dispositif a ondes magnetostatiques de volume |
| US4375693A (en) * | 1981-04-23 | 1983-03-01 | Ford Aerospace & Communications Corporation | Adaptive sweep bit synchronizer |
| US5168248A (en) * | 1992-02-07 | 1992-12-01 | Uniden Corporation | Ferri-magnetic film frequency modulator |
| JP3258357B2 (ja) * | 1992-03-02 | 2002-02-18 | ユニデン株式会社 | Ｓ／ｎエンハンサ |
| FR2763196B1 (fr) * | 1997-05-07 | 1999-07-30 | Thomson Csf | Synthetiseur de frequence coherent a boucle de phase et pas fractionnaires |
-
1997
- 1997-03-04 JP JP9048729A patent/JPH10247851A/ja active Pending
-
1998
- 1998-03-04 US US09/034,295 patent/US6188740B1/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006504352A (ja) * | 2002-10-25 | 2006-02-02 | ジーシーティー セミコンダクター インコーポレイテッド | Ｐｌｌ回路のノイズを抑制するシステム及び方法 |
| JP4754825B2 (ja) * | 2002-10-25 | 2011-08-24 | ジーシーティー セミコンダクター インコーポレイテッド | Ｐｌｌ回路のノイズを抑制するシステム及び方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6188740B1 (en) | 2001-02-13 |
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