JP3258357B2 - Ｓ／ｎエンハンサ - Google Patents
Ｓ／ｎエンハンサInfo
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- JP3258357B2 JP3258357B2 JP04478892A JP4478892A JP3258357B2 JP 3258357 B2 JP3258357 B2 JP 3258357B2 JP 04478892 A JP04478892 A JP 04478892A JP 4478892 A JP4478892 A JP 4478892A JP 3258357 B2 JP3258357 B2 JP 3258357B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H2/00—Networks using elements or techniques not provided for in groups H03H3/00 - H03H21/00
- H03H2/001—Networks using elements or techniques not provided for in groups H03H3/00 - H03H21/00 comprising magnetostatic wave network elements
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波など高周波
電磁波信号の信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を、電磁波から
変換されてフェライトなどフェリ磁性材薄膜中を伝搬す
る静磁波の飽和を利用して増大させるようにした静磁波
デバイス利用のＳ／Ｎエンハンサに関し、特に、電磁波
信号の伝送路に対する挿入損失の増大を伴わずに効率よ
く原信号のＳ／Ｎを改善し得るようにしたものである。
電磁波信号の信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を、電磁波から
変換されてフェライトなどフェリ磁性材薄膜中を伝搬す
る静磁波の飽和を利用して増大させるようにした静磁波
デバイス利用のＳ／Ｎエンハンサに関し、特に、電磁波
信号の伝送路に対する挿入損失の増大を伴わずに効率よ
く原信号のＳ／Ｎを改善し得るようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】この種静磁波デバイスにおけるフェライ
ト薄膜中を伝搬する静磁波、特にフェライト薄膜の膜面
に沿って伝搬する表面静磁波は、小振幅領域においても
飽和し易く、したがって、電磁波から変換した静磁波の
電力が飽和閾値を超える程度の大きい電力の電磁波に対
しては非線形入出力特性を呈し、変換した静磁波の電力
が飽和閾値に満たない小電力の電磁波に対しては線形の
入出力特性を呈する。さて、かかる入出力特性を呈する
静磁波デバイスを利用し、入力電磁波のうち、飽和閾値
に達しないノイズ成分はすべて静磁波に変換されて消耗
し、飽和閾値を超えた信号成分はほとんどそのまま通過
するようにして信号対ノイズ比を増大させるＳ／Ｎエン
ハンサが従来開発されていたが、後に詳述するインピー
ダンスの変化などの故に十分なＳ／Ｎの増大が得られな
かった。そこで、静磁波デバイスと減衰器との直列接続
の順序を入れ替えてかかる非線形および線形の入出力特
性をそれぞれ呈するようにして２径路を構成し、かかる
２径路に電磁波を分けて供給するとともに、それぞれの
径路の出力におけるノイズ成分を相殺除去するようにし
て双方の出力を合成することによって電磁波信号の信号
対ノイズ比を増大させるようにした静磁波利用のＳ／Ｎ
エンハンサが従来開発されていた。
ト薄膜中を伝搬する静磁波、特にフェライト薄膜の膜面
に沿って伝搬する表面静磁波は、小振幅領域においても
飽和し易く、したがって、電磁波から変換した静磁波の
電力が飽和閾値を超える程度の大きい電力の電磁波に対
しては非線形入出力特性を呈し、変換した静磁波の電力
が飽和閾値に満たない小電力の電磁波に対しては線形の
入出力特性を呈する。さて、かかる入出力特性を呈する
静磁波デバイスを利用し、入力電磁波のうち、飽和閾値
に達しないノイズ成分はすべて静磁波に変換されて消耗
し、飽和閾値を超えた信号成分はほとんどそのまま通過
するようにして信号対ノイズ比を増大させるＳ／Ｎエン
ハンサが従来開発されていたが、後に詳述するインピー
ダンスの変化などの故に十分なＳ／Ｎの増大が得られな
かった。そこで、静磁波デバイスと減衰器との直列接続
の順序を入れ替えてかかる非線形および線形の入出力特
性をそれぞれ呈するようにして２径路を構成し、かかる
２径路に電磁波を分けて供給するとともに、それぞれの
径路の出力におけるノイズ成分を相殺除去するようにし
て双方の出力を合成することによって電磁波信号の信号
対ノイズ比を増大させるようにした静磁波利用のＳ／Ｎ
エンハンサが従来開発されていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、かかる
従来の静磁波利用のＳ／Ｎエンハンサにおいては、フェ
ライト薄膜中を伝搬する静磁波の著しく低い飽和閾値に
基づく非線形入出力特性を利用しているので、線形入出
力特性を呈する方の径路においては、静磁波デバイスを
飽和させないように減衰器を前置してあり、ノイズ成分
を相殺除去した合成出力の電磁波出力レベルがその減衰
器の故に著しく低くなり、その結果としてＳ／Ｎエンハ
ンサの挿入損失が著しく増大する。また、２径路中の静
磁波デバイスにそれぞれ供給する電磁波の電力が大幅に
相違すると、双方の位相特性にずれが生ずるので、電力
が余り大きい電磁波は供給し得ない、という問題もあっ
た。したがって、かかる挿入損失の増大を伴わず、位相
特性のずれの影響を受けないようにすることが、この種
静磁波利用のＳ／Ｎエンハンサについて解決すべき従来
の課題となっていた。
従来の静磁波利用のＳ／Ｎエンハンサにおいては、フェ
ライト薄膜中を伝搬する静磁波の著しく低い飽和閾値に
基づく非線形入出力特性を利用しているので、線形入出
力特性を呈する方の径路においては、静磁波デバイスを
飽和させないように減衰器を前置してあり、ノイズ成分
を相殺除去した合成出力の電磁波出力レベルがその減衰
器の故に著しく低くなり、その結果としてＳ／Ｎエンハ
ンサの挿入損失が著しく増大する。また、２径路中の静
磁波デバイスにそれぞれ供給する電磁波の電力が大幅に
相違すると、双方の位相特性にずれが生ずるので、電力
が余り大きい電磁波は供給し得ない、という問題もあっ
た。したがって、かかる挿入損失の増大を伴わず、位相
特性のずれの影響を受けないようにすることが、この種
静磁波利用のＳ／Ｎエンハンサについて解決すべき従来
の課題となっていた。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、上述し
た従来の課題を解決し、挿入損失の増大や位相特性のず
れを伴うことなく、電磁波信号の信号対ノイズ比を効率
よく向上させ得るようにした静磁波利用のＳ／Ｎエンハ
ンサを提供することにある。本発明Ｓ／Ｎエンハンサ
は、直流磁界を印加したフェライト薄膜に被着したスト
リップ電極に電磁波を供給してフェライト薄膜中を伝搬
する静磁波に変換したときに生ずる静磁波の飽和を利用
するものではあるが、従来のように静磁波の飽和に基づ
く非線形入出力特性を利用するのとは異なり、電磁波か
ら変換した静磁波の飽和に基づく変換用電極のインピー
ダンスの飽和閾値の上下における大幅の変化による入力
電磁波の反射を利用するものである。
た従来の課題を解決し、挿入損失の増大や位相特性のず
れを伴うことなく、電磁波信号の信号対ノイズ比を効率
よく向上させ得るようにした静磁波利用のＳ／Ｎエンハ
ンサを提供することにある。本発明Ｓ／Ｎエンハンサ
は、直流磁界を印加したフェライト薄膜に被着したスト
リップ電極に電磁波を供給してフェライト薄膜中を伝搬
する静磁波に変換したときに生ずる静磁波の飽和を利用
するものではあるが、従来のように静磁波の飽和に基づ
く非線形入出力特性を利用するのとは異なり、電磁波か
ら変換した静磁波の飽和に基づく変換用電極のインピー
ダンスの飽和閾値の上下における大幅の変化による入力
電磁波の反射を利用するものである。
【０００５】すなわち、本発明のＳ／Ｎエンハンサは、
誘電体基板上に設けたフェリ磁性材薄膜に、膜面に平行
に直流磁界を印加したときに両方の膜面にそれぞれ沿っ
て前記直流磁界に垂直に伝搬する表面静磁波に結合する
ストリップ線路を前記フェリ磁性材薄膜の膜面に備え、
そのストリップ線路の一端に電磁波を供給する装置にお
いて、飽和電力を超えない電力の静磁波が伝搬している
状態における前記ストリップ線路のインピーダンスを内
部抵抗とする電磁波供給源から飽和電力を超える電力の
静磁波を発生させる電磁波をそのストリップ線路の前記
一端に供給したときに、そのストリップ線路の当該一端
から反射する電磁波を選択的に取出すことにより、前記
電磁波供給源から供給する電磁波の信号対ノイズ比（Ｓ
／Ｎ）を前記ストリップ線路のインピーダンスの変化に
応じて増大させるようにしたことを特徴とするものであ
る。
誘電体基板上に設けたフェリ磁性材薄膜に、膜面に平行
に直流磁界を印加したときに両方の膜面にそれぞれ沿っ
て前記直流磁界に垂直に伝搬する表面静磁波に結合する
ストリップ線路を前記フェリ磁性材薄膜の膜面に備え、
そのストリップ線路の一端に電磁波を供給する装置にお
いて、飽和電力を超えない電力の静磁波が伝搬している
状態における前記ストリップ線路のインピーダンスを内
部抵抗とする電磁波供給源から飽和電力を超える電力の
静磁波を発生させる電磁波をそのストリップ線路の前記
一端に供給したときに、そのストリップ線路の当該一端
から反射する電磁波を選択的に取出すことにより、前記
電磁波供給源から供給する電磁波の信号対ノイズ比（Ｓ
／Ｎ）を前記ストリップ線路のインピーダンスの変化に
応じて増大させるようにしたことを特徴とするものであ
る。
【０００６】
【作用】したがって、本発明Ｓ／Ｎエンハンサにおいて
は、挿入損失の増大や位相特性のずれの影響を伴うこと
なく、効率よく電磁波信号の信号対ノイズ比を大幅に増
大させることができる。
は、挿入損失の増大や位相特性のずれの影響を伴うこと
なく、効率よく電磁波信号の信号対ノイズ比を大幅に増
大させることができる。
【０００７】
【実施例】以下に図面を参照して実施例につき本発明を
詳細に説明する。さて、静磁波利用のＳ／Ｎエンハンサ
の動作原理から始めて本発明を詳細に説明するに、フェ
ライトなどフェリ磁性材の薄膜に直流磁界を印加して、
その薄膜に被着したストリップ線路を介し、電磁波と静
磁波とを結合させた場合、電極に供給する電磁波の電力
が飽和電力閾値を超えると、静磁波の電力が飽和してそ
の振幅が一定となる。フェリ磁性材薄膜中を伝搬する静
磁波電力のかかる飽和は、直流磁界を膜面に垂直に印加
したときにフェリ磁性材薄膜の内部を拡がって伝搬する
体積前進静磁波、あるいは、直流磁界を膜面に平行に印
加したときに薄膜の内部を拡がって磁界印加方向に伝搬
する体積後退静磁波よりも、直流磁界を膜面に平行に印
加したときに磁界印加方向に垂直に膜面に沿って集中的
に伝搬する表面静磁波に最も低い飽和閾値電力で生ず
る。
詳細に説明する。さて、静磁波利用のＳ／Ｎエンハンサ
の動作原理から始めて本発明を詳細に説明するに、フェ
ライトなどフェリ磁性材の薄膜に直流磁界を印加して、
その薄膜に被着したストリップ線路を介し、電磁波と静
磁波とを結合させた場合、電極に供給する電磁波の電力
が飽和電力閾値を超えると、静磁波の電力が飽和してそ
の振幅が一定となる。フェリ磁性材薄膜中を伝搬する静
磁波電力のかかる飽和は、直流磁界を膜面に垂直に印加
したときにフェリ磁性材薄膜の内部を拡がって伝搬する
体積前進静磁波、あるいは、直流磁界を膜面に平行に印
加したときに薄膜の内部を拡がって磁界印加方向に伝搬
する体積後退静磁波よりも、直流磁界を膜面に平行に印
加したときに磁界印加方向に垂直に膜面に沿って集中的
に伝搬する表面静磁波に最も低い飽和閾値電力で生ず
る。
【０００８】この表面静磁波が最低の閾値電力で飽和す
るのは、印加磁界強度と周波数との相対関係を表わした
図１に示す各種静磁波のΩ−ΩH 特性曲線から判るよう
に、表面静磁波の発生領域が、低い電力で飽和を起す主
因をなすω/2スピン波の発生領域と大幅に重複している
ことと、表面静磁波が前述したように膜面近傍にエネル
ギーが密集した状態で伝搬するので、同じ静磁波電力で
あっても発生磁界が強くなることとに基づくものであ
る。
るのは、印加磁界強度と周波数との相対関係を表わした
図１に示す各種静磁波のΩ−ΩH 特性曲線から判るよう
に、表面静磁波の発生領域が、低い電力で飽和を起す主
因をなすω/2スピン波の発生領域と大幅に重複している
ことと、表面静磁波が前述したように膜面近傍にエネル
ギーが密集した状態で伝搬するので、同じ静磁波電力で
あっても発生磁界が強くなることとに基づくものであ
る。
【０００９】ここで、Ｓ／Ｎエンハンサなど、フェリ磁
性材薄膜中を伝搬する静磁波に電磁波を変換する静磁波
デバイス一般の概略構成を模式的に図２に示す。図示の
静磁波デバイスにおいては、電磁波を供給して静磁波に
変換させる結合ストリップ線路１を裏面に接地板３を被
着した誘電体基板４上に設けて、ガドリニウム・ガリウ
ム・ガーネット（ＧＧＧ）などの基板５上に被着したイ
ットリウム・鉄・ガーネット（ＹＩＧ）などのフェリ磁
性材の薄膜６を結合させて直流磁界Ｈ0 を印加してあ
る。入力端子から出力端子まで結合ストリップ線路
１を伝搬する電磁波は、途中で静磁波に変換されてフェ
リ磁性材薄膜６中を伝搬し、その終端に設けた終端スト
リップ線路に結合してその線路に接続した負荷抵抗に吸
収され、あるいは、静磁波伝搬路が長い場合にはその伝
搬損失として吸収される。
性材薄膜中を伝搬する静磁波に電磁波を変換する静磁波
デバイス一般の概略構成を模式的に図２に示す。図示の
静磁波デバイスにおいては、電磁波を供給して静磁波に
変換させる結合ストリップ線路１を裏面に接地板３を被
着した誘電体基板４上に設けて、ガドリニウム・ガリウ
ム・ガーネット（ＧＧＧ）などの基板５上に被着したイ
ットリウム・鉄・ガーネット（ＹＩＧ）などのフェリ磁
性材の薄膜６を結合させて直流磁界Ｈ0 を印加してあ
る。入力端子から出力端子まで結合ストリップ線路
１を伝搬する電磁波は、途中で静磁波に変換されてフェ
リ磁性材薄膜６中を伝搬し、その終端に設けた終端スト
リップ線路に結合してその線路に接続した負荷抵抗に吸
収され、あるいは、静磁波伝搬路が長い場合にはその伝
搬損失として吸収される。
【００１０】さて、後に詳述するように、図２に示した
静磁波デバイスにおける入力電極線路１の入力端子と
出力端子との間から磁性材薄膜６側を見たインピーダ
ンスＺを考えると、供給する電磁波電力Ｐが飽和閾値電
力 PC より小さいときには,非線形を呈しない状態にお
ける静磁波への放射インピーダンス ZMSW に対してZ=Z
MSW となる。つぎに、電磁波電力Ｐが飽和閾値電力 PC
よりも大きい状態においてはＺ＜｜ ZMSW ｜となる。し
たがって、図２に示した静磁波デバイスにおける結合ス
トリッス線路１の出力端子に負荷 RL を接続すると、
Ｐ＞ PC のときには結合ストリップ線路１における入力
端子から出力端子までの減衰量は、両者間が短絡さ
れる方向になるので減少し、電力の大きい信号の方は強
められるが、電力が小さい方のノイズは強められないの
で、信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）が改善されることにな
る。
静磁波デバイスにおける入力電極線路１の入力端子と
出力端子との間から磁性材薄膜６側を見たインピーダ
ンスＺを考えると、供給する電磁波電力Ｐが飽和閾値電
力 PC より小さいときには,非線形を呈しない状態にお
ける静磁波への放射インピーダンス ZMSW に対してZ=Z
MSW となる。つぎに、電磁波電力Ｐが飽和閾値電力 PC
よりも大きい状態においてはＺ＜｜ ZMSW ｜となる。し
たがって、図２に示した静磁波デバイスにおける結合ス
トリッス線路１の出力端子に負荷 RL を接続すると、
Ｐ＞ PC のときには結合ストリップ線路１における入力
端子から出力端子までの減衰量は、両者間が短絡さ
れる方向になるので減少し、電力の大きい信号の方は強
められるが、電力が小さい方のノイズは強められないの
で、信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）が改善されることにな
る。
【００１１】いま、静磁波デバイスによる電磁波−静磁
波変換器に供給する電磁波が、角周波数ωO で電力P(ω
0)の信号搬送波と、その電力P(ω0)より弱い電力 PS (
ω0+△ω) を有するスペクトラムω0+△ωの例えばノイ
ズの成分からなるものとする。静磁波デバイスに供給す
る搬送波電力P(ω0)（太い実線で表わす）とノイズなど
を含む側帯波電力およびスペクトラム成分電力 PS ( ω
0+△ω) とを示す図３のうち、(a) に示すように、入力
搬送波電力 P1(ω0)が飽和閾値電力 PC に達しない状態
においては、搬送波電力P(ω0)がすべて静磁波に変換さ
れ、かかる状態では、静磁波デバイスからの放射インピ
ーダンスが電磁波供給源の端子インピーダンスＷに整合
されているものとする。なお、側波帯のスペクトラム成
分電力Ps ( ω0+△ω) は図示の PS1とする。
波変換器に供給する電磁波が、角周波数ωO で電力P(ω
0)の信号搬送波と、その電力P(ω0)より弱い電力 PS (
ω0+△ω) を有するスペクトラムω0+△ωの例えばノイ
ズの成分からなるものとする。静磁波デバイスに供給す
る搬送波電力P(ω0)（太い実線で表わす）とノイズなど
を含む側帯波電力およびスペクトラム成分電力 PS ( ω
0+△ω) とを示す図３のうち、(a) に示すように、入力
搬送波電力 P1(ω0)が飽和閾値電力 PC に達しない状態
においては、搬送波電力P(ω0)がすべて静磁波に変換さ
れ、かかる状態では、静磁波デバイスからの放射インピ
ーダンスが電磁波供給源の端子インピーダンスＷに整合
されているものとする。なお、側波帯のスペクトラム成
分電力Ps ( ω0+△ω) は図示の PS1とする。
【００１２】つぎに、図３の(b) に示すように、入力搬
送波電力 P2(ω0)が飽和閾値電力PC を超えた状態にお
いては、図４に示すように、静磁波に変換される電力は
飽和閾値電力 PC を超えず、 PC に等しい一定値とな
る。すなわち、入力搬送波電力が飽和閾値電力 PC を超
え、変換された静磁波の発生磁界が飽和閾値電力 PCに
対応する磁界の強さ hc を超えると、フェライトなどフ
ェリ磁性材の非線形特性に基づくパラメトリック効果に
よって角周波数ω0/2 のスピン波が発生し、そのスピン
波発生に入力搬送波のエネルギーが吸収されるので、静
磁波の発生磁界およびその磁界発生に伴う磁化が、磁化
の運動方程式の減衰項に従って減少し、スピン波の円運
動が小さくなろうとする。そこで、かかる減衰傾向に打
勝って増大するためのエネルギーが入力搬送波電力Ｐか
ら供給されてバランスするので、静磁波に変換される電
力は一定値となる。なお、上述のようにして発生するス
ピン波のエネルギーは熱として消耗される。したがっ
て、入力搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 PC を超えると、
飽和閾値電力 PC を超えた分の入力搬送波電力は、図4
に示すように、すべてスピン波の発生に供給されること
になり、入力搬送波電力Ｐが増大するほど、スピン波の
発生に供給されるエネルギーがP- PC に従って増大し、
熱となって消耗されることになる。
送波電力 P2(ω0)が飽和閾値電力PC を超えた状態にお
いては、図４に示すように、静磁波に変換される電力は
飽和閾値電力 PC を超えず、 PC に等しい一定値とな
る。すなわち、入力搬送波電力が飽和閾値電力 PC を超
え、変換された静磁波の発生磁界が飽和閾値電力 PCに
対応する磁界の強さ hc を超えると、フェライトなどフ
ェリ磁性材の非線形特性に基づくパラメトリック効果に
よって角周波数ω0/2 のスピン波が発生し、そのスピン
波発生に入力搬送波のエネルギーが吸収されるので、静
磁波の発生磁界およびその磁界発生に伴う磁化が、磁化
の運動方程式の減衰項に従って減少し、スピン波の円運
動が小さくなろうとする。そこで、かかる減衰傾向に打
勝って増大するためのエネルギーが入力搬送波電力Ｐか
ら供給されてバランスするので、静磁波に変換される電
力は一定値となる。なお、上述のようにして発生するス
ピン波のエネルギーは熱として消耗される。したがっ
て、入力搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 PC を超えると、
飽和閾値電力 PC を超えた分の入力搬送波電力は、図4
に示すように、すべてスピン波の発生に供給されること
になり、入力搬送波電力Ｐが増大するほど、スピン波の
発生に供給されるエネルギーがP- PC に従って増大し、
熱となって消耗されることになる。
【００１３】いま、図２に示した静磁波デバイスにおい
て、出力端子を接地板３に接続したときのストリップ
線路１の入力端子と接地板３との間の端子電圧をＶと
すると、搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 PC を超えても、
上述した理由で磁化の大きさは一定で変らないのである
から、端子電圧Ｖは飽和時の電圧 VC 以上にはならな
い。したがって、結合ストリップ線路１からスピン波に
変換される搬送波電力に基づくコンダクタンスを Gspin
とすると、つぎの(1) 式となる。
て、出力端子を接地板３に接続したときのストリップ
線路１の入力端子と接地板３との間の端子電圧をＶと
すると、搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 PC を超えても、
上述した理由で磁化の大きさは一定で変らないのである
から、端子電圧Ｖは飽和時の電圧 VC 以上にはならな
い。したがって、結合ストリップ線路１からスピン波に
変換される搬送波電力に基づくコンダクタンスを Gspin
とすると、つぎの(1) 式となる。
【数１】 さて、端子電圧Ｖは、飽和閾値電力 PC を超えても、つ
ねに飽和閾値電圧 VCに等しい一定値に保たれるのであ
るから、スピン波変換コンダクタンス Gspinは、図５
(a) に示すように、搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 PC を
超えてＰ＞ PC となったときに等価回路のスイッチ SW
が閉じて静磁波変換コンダクタンス GMSWに並列に接続
されることにならなければならない。したがって、静磁
波デバイスの入力端子コンダクタンスＧは、つぎの(2)
式のようになる。
ねに飽和閾値電圧 VCに等しい一定値に保たれるのであ
るから、スピン波変換コンダクタンス Gspinは、図５
(a) に示すように、搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 PC を
超えてＰ＞ PC となったときに等価回路のスイッチ SW
が閉じて静磁波変換コンダクタンス GMSWに並列に接続
されることにならなければならない。したがって、静磁
波デバイスの入力端子コンダクタンスＧは、つぎの(2)
式のようになる。
【数２】
【００１４】したがって、入力端子コンダクタンスＧ
は、Ｐ＞ PC の状態では搬送波電力Ｐの増加とともに、
図６に示 ように、増加する。なお、静磁波デバイスに
直列に負荷抵抗 RL を接続すると、その等価回路は図５
(b) に示すようになる。したがって、負荷抵抗 RL に供
給される搬送波信号電力を PL とすると、その負荷電力
PL は、搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 Pc を超えると急
に増加し始める。かかる負荷電力と入力電力 Pinとの比
を求めると、つぎの(3) 式のようになる。
は、Ｐ＞ PC の状態では搬送波電力Ｐの増加とともに、
図６に示 ように、増加する。なお、静磁波デバイスに
直列に負荷抵抗 RL を接続すると、その等価回路は図５
(b) に示すようになる。したがって、負荷抵抗 RL に供
給される搬送波信号電力を PL とすると、その負荷電力
PL は、搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 Pc を超えると急
に増加し始める。かかる負荷電力と入力電力 Pinとの比
を求めると、つぎの(3) 式のようになる。
【数３】 また、Ｐ＜ PC のときには、当然につぎの(4) 式のよう
なる。
なる。
【数４】
【００１５】したがって、信号電力をＳとし、ノイズ電
力をＮとして、つぎの(5) 式の条件を用いると、
力をＮとして、つぎの(5) 式の条件を用いると、
【数５】 (3) 式および(4) 式から、Ｓ／Ｎ改善度Ｉは、エンハン
サを用いたときのＳ／Ｎを（Ｓ／Ｎ）E とし、エンハン
サを用いないときのもとのＳ／Ｎを（Ｓ／Ｎ）Oとした
ときに、つぎの(6) 式のようになる。
サを用いたときのＳ／Ｎを（Ｓ／Ｎ）E とし、エンハン
サを用いないときのもとのＳ／Ｎを（Ｓ／Ｎ）Oとした
ときに、つぎの(6) 式のようになる。
【数６】 さらに Pin→∞のときには、つぎの(7) 式のようにな
る。
る。
【数７】 したがって、Ｓ／Ｎ改善度を増大させるためには、 ＲMSW ＞＞ＲL としなければならないことになるが、かかる条件を保持
することには、実際の回路を構成するうえで問題があ
る。
することには、実際の回路を構成するうえで問題があ
る。
【００１６】したがって、かかる実際回路構成上の問題
を回避するには、電力の小さいノイズの方だけをさらに
減少させればよいことになり、そのために、従来の技術
として冒頭に前述したＳ／Ｎエンハンサが従来開発され
ていた。すなわち、入力搬送波信号を第１および第２の
２径路に分岐し、第１の径路には静磁波デバイスと減衰
器とをその順に介挿し、第２の径路には第１の径路の減
衰器と同じ減衰量の減衰器と静磁波デバイスとをその順
に介挿し、双方の径路におけるノイズ成分などの小信号
が相殺されるように互いに逆位相にして双方の出力を合
成していた。したがって、第１の径路においては、大電
力の信号がまず静磁波デバイスで一定の飽和閾値電力レ
ベルに抑えられた後に減衰器でさらに小電力に減少する
が、第２の径路においては、大電力の信号がまず減衰器
で減少した後に静磁波デバイスに供給されるので飽和閾
値電力レベルに達せず、そのまま出力される。その結
果、第１の径路の出力においては信号が飽和して一定に
抑えられただけ第２の径路の出力より信号レベルが低く
なる。一方、図３(b) に示すように側波帯成分の角周波
数が搬送波からΔω′以上離れた帯域では飽和現象が全
く起らないので、ノイズ成分は相殺されて合成出力には
現われず、一方、上述したように、信号成分について
は、飽和減衰量に相当する電力の信号出力が合成出力に
現われるのであるから、Ｓ／Ｎが大幅に改善されるよう
になっていた。なお、図３(b) における帯域幅Δω′
は、磁気共鳴半値幅ΔＨと入力搬送波電力Ｐとに比例
し、通例、ΔＨ＝１エルステッドのときにΔω′／２π
が数MHz となる。
を回避するには、電力の小さいノイズの方だけをさらに
減少させればよいことになり、そのために、従来の技術
として冒頭に前述したＳ／Ｎエンハンサが従来開発され
ていた。すなわち、入力搬送波信号を第１および第２の
２径路に分岐し、第１の径路には静磁波デバイスと減衰
器とをその順に介挿し、第２の径路には第１の径路の減
衰器と同じ減衰量の減衰器と静磁波デバイスとをその順
に介挿し、双方の径路におけるノイズ成分などの小信号
が相殺されるように互いに逆位相にして双方の出力を合
成していた。したがって、第１の径路においては、大電
力の信号がまず静磁波デバイスで一定の飽和閾値電力レ
ベルに抑えられた後に減衰器でさらに小電力に減少する
が、第２の径路においては、大電力の信号がまず減衰器
で減少した後に静磁波デバイスに供給されるので飽和閾
値電力レベルに達せず、そのまま出力される。その結
果、第１の径路の出力においては信号が飽和して一定に
抑えられただけ第２の径路の出力より信号レベルが低く
なる。一方、図３(b) に示すように側波帯成分の角周波
数が搬送波からΔω′以上離れた帯域では飽和現象が全
く起らないので、ノイズ成分は相殺されて合成出力には
現われず、一方、上述したように、信号成分について
は、飽和減衰量に相当する電力の信号出力が合成出力に
現われるのであるから、Ｓ／Ｎが大幅に改善されるよう
になっていた。なお、図３(b) における帯域幅Δω′
は、磁気共鳴半値幅ΔＨと入力搬送波電力Ｐとに比例
し、通例、ΔＨ＝１エルステッドのときにΔω′／２π
が数MHz となる。
【００１７】従来のＳ／Ｎエンハンサにおけるかかる大
幅の挿入損失を回避するために、本発明においては、静
磁波デバイスによる電磁波−静磁波変換器の入力端子イ
ンピーダンスが、入力搬送波電力Ｐと飽和閾値電力 PC
との大小関係によって、すなわち、(2) 式に示したよう
にＰ＜ PC のときとＰ＞ PC のときとによって変化する
ことに着目し、入力搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 PC を
超えた状態においては、飽和閾値電力 PC を超えない状
態における入力端子インピーダンスに整合させた搬送波
供給源から供給する搬送波信号が入力端子インピーダン
スの非整合により反射されたものを出力搬送波信号とし
て、図７(a) 〜(d) に示すように、サーキュレータや方
向性結合器を介して取出すことにより、挿入損失の少な
い静磁波利用のＳ／Ｎエンハンサを実現している。
幅の挿入損失を回避するために、本発明においては、静
磁波デバイスによる電磁波−静磁波変換器の入力端子イ
ンピーダンスが、入力搬送波電力Ｐと飽和閾値電力 PC
との大小関係によって、すなわち、(2) 式に示したよう
にＰ＜ PC のときとＰ＞ PC のときとによって変化する
ことに着目し、入力搬送波電力Ｐが飽和閾値電力 PC を
超えた状態においては、飽和閾値電力 PC を超えない状
態における入力端子インピーダンスに整合させた搬送波
供給源から供給する搬送波信号が入力端子インピーダン
スの非整合により反射されたものを出力搬送波信号とし
て、図７(a) 〜(d) に示すように、サーキュレータや方
向性結合器を介して取出すことにより、挿入損失の少な
い静磁波利用のＳ／Ｎエンハンサを実現している。
【００１８】すなわち、図７(a) に示す本発明Ｓ／Ｎエ
ンハンサの構成例においては、サーキュレータ７の端子
に供給した高周波信号を端子から取出して、インピ
ーダンス整合回路（Ｎ）８を介し、静磁波デバイス９に
供給する。かかる構成において、入力搬送波信号の電力
が小さいときに静磁波デバイス９の結合ストリップ線路
１から当該デバイス９側を見たインピーダンスＺをサー
キュレータ７のインピーダンスＷに等しくする整合回路
（Ｎ）８を介挿してあるので、入力搬送波信号電力が小
さいときには、入力信号電力のすべてが静磁波デバイス
９内および終端ストリップ線路２に整合回路（Ｎ′）10
を介して接続した負荷抵抗Ｗ′内に吸収されるために、
サーキュレータ７の出力端子には信号電力は現われな
い。
ンハンサの構成例においては、サーキュレータ７の端子
に供給した高周波信号を端子から取出して、インピ
ーダンス整合回路（Ｎ）８を介し、静磁波デバイス９に
供給する。かかる構成において、入力搬送波信号の電力
が小さいときに静磁波デバイス９の結合ストリップ線路
１から当該デバイス９側を見たインピーダンスＺをサー
キュレータ７のインピーダンスＷに等しくする整合回路
（Ｎ）８を介挿してあるので、入力搬送波信号電力が小
さいときには、入力信号電力のすべてが静磁波デバイス
９内および終端ストリップ線路２に整合回路（Ｎ′）10
を介して接続した負荷抵抗Ｗ′内に吸収されるために、
サーキュレータ７の出力端子には信号電力は現われな
い。
【００１９】一方、入力搬送波信号電力が大きいときに
は，結合ストリップ線路１の入力端子に供給された電
磁波から静磁波に変換された電力が飽和するので、飽和
閾値を超えた電力はそのときの入力端子インピーダンス
の不整合によって反射され，サーキャレータ７の出力端
子に出力として現われる。その出力信号電力 Soutは
つぎの(8) 式のようになる。
は，結合ストリップ線路１の入力端子に供給された電
磁波から静磁波に変換された電力が飽和するので、飽和
閾値を超えた電力はそのときの入力端子インピーダンス
の不整合によって反射され，サーキャレータ７の出力端
子に出力として現われる。その出力信号電力 Soutは
つぎの(8) 式のようになる。
【数８】 さらに、そのときの出力ノイズ電力 Nout は、サーキュ
レータや方向性結合器のアイソレーション LIso だけ減
衰してつぎの(9) 式のようになる。
レータや方向性結合器のアイソレーション LIso だけ減
衰してつぎの(9) 式のようになる。
【数９】 サーキュレータや方向性結合器のアイソレーション L
ISO は、通例、容易に25dBとなり、｜Γ｜2 は数dBとな
るので、信号対ノイズ比Ｓ／Ｎの20dB以上の改善が容易
に行なわれることになる。
ISO は、通例、容易に25dBとなり、｜Γ｜2 は数dBとな
るので、信号対ノイズ比Ｓ／Ｎの20dB以上の改善が容易
に行なわれることになる。
【００２０】なお、図７(b) に示す構成例においては、
方向性結合回路として３dB結合器11を用い、その入力端
子に対向する端子に整合回路（Ｎ）８を介して負荷
抵抗Ｗを接続するとともに、端子と共軛の端子に図
７(a) におけると同様の静磁波デバイス９を接続して、
入力端子と共軛の端子から出力を取出す。また、図
７(c) に示す構成例においては、図７(b) におけると同
様の接続にした３dB結合器またはハイブリッドリング11
において互いに共軛の端子およびに図７(a) におけ
ると同様の静磁波デバイス９をそれぞれ接続してある。
さらに、図７(d) に示す構成例においては、図７(C) に
示した構成例における３dB結合器またはハイブリッドリ
ング11において互いに共軛の端子およびにそれぞれ
接続した別個の同様の構成による静磁波デバイス９の替
わりに、図に示すように、単一のフェリ磁性材薄膜13の
表裏両面にそれぞれ図７(a) におけると同様の静磁波デ
バイスを構成してあり、直流磁界を印加したフェリ磁性
材薄膜の上下両膜面には互いに逆方向に伝搬する表面静
磁波が生ずることを利用して、装置の小型化を図ったも
のである。
方向性結合回路として３dB結合器11を用い、その入力端
子に対向する端子に整合回路（Ｎ）８を介して負荷
抵抗Ｗを接続するとともに、端子と共軛の端子に図
７(a) におけると同様の静磁波デバイス９を接続して、
入力端子と共軛の端子から出力を取出す。また、図
７(c) に示す構成例においては、図７(b) におけると同
様の接続にした３dB結合器またはハイブリッドリング11
において互いに共軛の端子およびに図７(a) におけ
ると同様の静磁波デバイス９をそれぞれ接続してある。
さらに、図７(d) に示す構成例においては、図７(C) に
示した構成例における３dB結合器またはハイブリッドリ
ング11において互いに共軛の端子およびにそれぞれ
接続した別個の同様の構成による静磁波デバイス９の替
わりに、図に示すように、単一のフェリ磁性材薄膜13の
表裏両面にそれぞれ図７(a) におけると同様の静磁波デ
バイスを構成してあり、直流磁界を印加したフェリ磁性
材薄膜の上下両膜面には互いに逆方向に伝搬する表面静
磁波が生ずることを利用して、装置の小型化を図ったも
のである。
【００２１】さて、本発明による静磁波利用のＳ／Ｎエ
ンハンサにおいては、図３(b) に示して前述したよう
に、ノイズ成分など搬送波信号以外のスペクトラム成分
のうち、角周波数ω0 を中心としたその極く近傍の±△
ω′の範囲の成分は、スピン波に吸収されて熱となって
消耗し、その周波数帯域幅は、上述のように通例数MHz
程度であり、磁気共鳴半値幅△Ｈが小さい程狭くなり、
搬送波電力Ｐが大きい程広くなる。しかして、この角周
波数帯域幅△ω′内では、前述したように、搬送波電力
のエネルギーがスピン波の発生に消耗されるが故に、静
磁波デバイスの入力端から見たアドミタンスが静磁波変
換時の値 GMSW からずれて、図８に示すように変化す
る。したがって、いま、図８に示すように、搬送波を中
心にしてスペクトラム成分が帯域幅Ｂを占める信号、例
えば、広帯域ＦＭ変調を施した信号においては、つぎの
(10)式が成立つ。
ンハンサにおいては、図３(b) に示して前述したよう
に、ノイズ成分など搬送波信号以外のスペクトラム成分
のうち、角周波数ω0 を中心としたその極く近傍の±△
ω′の範囲の成分は、スピン波に吸収されて熱となって
消耗し、その周波数帯域幅は、上述のように通例数MHz
程度であり、磁気共鳴半値幅△Ｈが小さい程狭くなり、
搬送波電力Ｐが大きい程広くなる。しかして、この角周
波数帯域幅△ω′内では、前述したように、搬送波電力
のエネルギーがスピン波の発生に消耗されるが故に、静
磁波デバイスの入力端から見たアドミタンスが静磁波変
換時の値 GMSW からずれて、図８に示すように変化す
る。したがって、いま、図８に示すように、搬送波を中
心にしてスペクトラム成分が帯域幅Ｂを占める信号、例
えば、広帯域ＦＭ変調を施した信号においては、つぎの
(10)式が成立つ。
【数１０】 その結果、搬送波近傍の２△ω′帯域におけるアドミタ
ンスの変化は、スペクトラム成分帯域幅Ｂから見ると無
視し得る程度となり、静磁波デバイスの入力アドミタン
スの変化に基づく反射の有無を利用した本発明Ｓ／Ｎエ
ンハンサの搬送波近傍帯域２△ω′におけるアドミタン
ス変化によるＳ／Ｎ改善度の低下はほとんど考慮する必
要がないものと認められる。特に、例えば衛星放送など
広帯域ＦＭ変調によって長距離伝送を行なう高周波信号
については、スペクトラム分布帯域幅Ｂ＝27MHz が用い
られているので、△Ｈ＜0.5 〜１エルステッド程度のフ
ェライト薄膜を用いればよいことになる。
ンスの変化は、スペクトラム成分帯域幅Ｂから見ると無
視し得る程度となり、静磁波デバイスの入力アドミタン
スの変化に基づく反射の有無を利用した本発明Ｓ／Ｎエ
ンハンサの搬送波近傍帯域２△ω′におけるアドミタン
ス変化によるＳ／Ｎ改善度の低下はほとんど考慮する必
要がないものと認められる。特に、例えば衛星放送など
広帯域ＦＭ変調によって長距離伝送を行なう高周波信号
については、スペクトラム分布帯域幅Ｂ＝27MHz が用い
られているので、△Ｈ＜0.5 〜１エルステッド程度のフ
ェライト薄膜を用いればよいことになる。
【００２２】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、フェライトなどフェエ磁性材の薄膜の膜面近
傍を密集して伝搬する表面静磁波に高周波信号、特に、
広い帯域にスペクトラム成分が分布したＦＭ変調高周波
信号のＳ／Ｎをほとんど挿入損失を伴うことなく、ま
た、位相特性のずれの影響を受けることなく、大幅に改
善し得るという格別顕著な効果を奏することができる。
によれば、フェライトなどフェエ磁性材の薄膜の膜面近
傍を密集して伝搬する表面静磁波に高周波信号、特に、
広い帯域にスペクトラム成分が分布したＦＭ変調高周波
信号のＳ／Ｎをほとんど挿入損失を伴うことなく、ま
た、位相特性のずれの影響を受けることなく、大幅に改
善し得るという格別顕著な効果を奏することができる。
【図１】各種静磁波の周波数−磁界特性（Ω−ΩH 特
性）を示す特性曲線図である。
性）を示す特性曲線図である。
【図２】静磁波デバイス一般の概略構成を模式的に示す
斜視図である。
斜視図である。
【図３】(a) および(b) は入力搬送波電力が飽和閾値を
超えないときおよび超えたときの電力−周波数特性をそ
れぞれ示す特性曲線図である。
超えないときおよび超えたときの電力−周波数特性をそ
れぞれ示す特性曲線図である。
【図４】入力電磁波電力と変換出力静磁波電力との入出
力特性を示す特性曲線図である。
力特性を示す特性曲線図である。
【図５】(a) および(b) は入力電磁波電力が飽和閾値に
達しないとき、および、飽和閾値を超えたときにおける
静磁波デバイスの等価回路をそれぞれ示す回路図であ
る。
達しないとき、および、飽和閾値を超えたときにおける
静磁波デバイスの等価回路をそれぞれ示す回路図であ
る。
【図６】静磁波デバイスにおける入力コンダクタンスと
入力搬送波電力との関係を示す特性曲線図である。
入力搬送波電力との関係を示す特性曲線図である。
【図７】(a), (b), (C) および(d) は本発明Ｓ／Ｎエン
ハンサの概略構成の例をそれぞれ模式的に示すブロック
線図である。
ハンサの概略構成の例をそれぞれ模式的に示すブロック
線図である。
【図８】静磁波デバイスにおける入力アドミタンスの周
波数特性の例を示す特性曲線図である。 1, 1s , 1r 結合ストリップ線路 2, 2s , 2r 終端ストリップ線路 3 接地板 4 誘電体基板 5 誘電体(GGG) 基板 6 フェリ磁性材(YIG) 基板 7 サーキュレータ 8, 10 整合回路 9, 12 静磁波デバイス 11 3dB 結合器またはハイブリッドリング 13 フェリ磁性材薄膜
波数特性の例を示す特性曲線図である。 1, 1s , 1r 結合ストリップ線路 2, 2s , 2r 終端ストリップ線路 3 接地板 4 誘電体基板 5 誘電体(GGG) 基板 6 フェリ磁性材(YIG) 基板 7 サーキュレータ 8, 10 整合回路 9, 12 静磁波デバイス 11 3dB 結合器またはハイブリッドリング 13 フェリ磁性材薄膜
Claims (5)
- 【請求項１】 誘電体基板上に設けたフェリ磁性材薄膜
に、膜面に平行に直流磁界を印加したときに両方の膜面
にそれぞれ沿って前記直流磁界に垂直に伝搬する表面静
磁波に結合するストリップ線路を前記フェリ磁性材薄膜
の膜面に備え、そのストリップ線路の一端に電磁波を供
給する装置において、 飽和電力を超えない電力の静磁波が伝搬している状態に
おける前記ストリップ線路のインピーダンスを内部抵抗
とする電磁波供給源から飽和電力を超える電力の静磁波
を発生させる電磁波をそのストリップ線路の前記一端に
供給したときに、そのストリップ線路の当該一端から反
射する電磁波を選択的に取出すことにより、前記電磁波
供給源から供給する電磁波の信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ）
を前記ストリップ線路のインピーダンスの変化に応じて
増大させるようにしたことを特徴とするＳ／Ｎエンハン
サ。 - 【請求項２】 電磁波を供給する前記ストリップ線路か
ら平行に離隔して他のストリップ線路を備え、前記スト
リップ線路から伝搬する表面静磁波を当該他のストリッ
プ線路により電磁波に変換して吸収抵抗素子に供給する
ようにした請求項１記載のＳ／Ｎエンハンサ。 - 【請求項３】 前記電磁波供給源からの電磁波を方向性
結合回路手段を介して前記ストリップ線路の前記一端に
供給するとともに、当該ストリップ線路の当該一端から
反射する電磁波を当該方向性結合回路手段を介して取出
すようにした請求項１または２記載のＳ／Ｎエンハン
サ。 - 【請求項４】 前記電磁波供給源からの電磁波を前記方
向性結合回路手段における一方の一対の共軛端子の一方
の端子に供給するとともに、他方の一対の共軛端子にそ
れぞれ現われる電磁波を２個の前記フェリ磁性材薄膜の
膜面にそれぞれ備えた前記ストリップ線路にそれぞれ供
給し、前記方向結合回路手段における前記一方の一対の
共軛端子の他方の端子に現われる電磁波を出力として取
出すようにした請求項１乃至３のいずれかに記載のＳ／
Ｎエンハンサ。 - 【請求項５】 前記２個の前記フェリ磁性材薄膜の膜面
にそれぞれ備えた前記ストリップ線路を、単一の前記フ
ェリ磁性材薄膜の両方の膜面にそれぞれ備えた前記スト
リップ線路とした請求項４記載のＳ／Ｎエンハンサ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04478892A JP3258357B2 (ja) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | Ｓ／ｎエンハンサ |
| US08/022,293 US5319325A (en) | 1992-03-02 | 1993-02-25 | S/M enhancer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04478892A JP3258357B2 (ja) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | Ｓ／ｎエンハンサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149092A JPH08149092A (ja) | 1996-06-07 |
| JP3258357B2 true JP3258357B2 (ja) | 2002-02-18 |
Family
ID=12701150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04478892A Expired - Fee Related JP3258357B2 (ja) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | Ｓ／ｎエンハンサ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5319325A (ja) |
| JP (1) | JP3258357B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5523725A (en) * | 1994-03-03 | 1996-06-04 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Signal-to-noise enhancer |
| JPH08204407A (ja) * | 1995-01-24 | 1996-08-09 | Murata Mfg Co Ltd | Ｓ／ｎエンハンサ |
| JP3063054B2 (ja) * | 1996-03-08 | 2000-07-12 | 株式会社村田製作所 | 分配器、合成器およびｓ／ｎエンハンサ |
| JPH10247851A (ja) * | 1997-03-04 | 1998-09-14 | Hitachi Denshi Ltd | フラクショナル−ｎ方式の周波数シンセサイザおよびそれを使用した中継装置 |
| RU2686584C1 (ru) * | 2018-07-25 | 2019-04-29 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт радиотехники и электроники им. В.А. Котельникова Российской академии наук | Управляемый ответвитель СВЧ сигнала на магнитостатических волнах |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4283692A (en) * | 1979-07-27 | 1981-08-11 | Westinghouse Electric Corp. | Magnetostatic wave signal-to-noise-enhancer |
| FR2480509A1 (fr) * | 1980-04-14 | 1981-10-16 | Thomson Csf | Dispositif a ondes magnetostatiques de volume |
| JPH02189002A (ja) * | 1989-01-17 | 1990-07-25 | Murata Mfg Co Ltd | 静磁波装置 |
| JP2570675B2 (ja) * | 1990-01-19 | 1997-01-08 | 株式会社村田製作所 | 静磁波装置 |
-
1992
- 1992-03-02 JP JP04478892A patent/JP3258357B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-02-25 US US08/022,293 patent/US5319325A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5319325A (en) | 1994-06-07 |
| JPH08149092A (ja) | 1996-06-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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