JPH01157103A - 同調発振器 - Google Patents
同調発振器Info
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- JPH01157103A JPH01157103A JP62315650A JP31565087A JPH01157103A JP H01157103 A JPH01157103 A JP H01157103A JP 62315650 A JP62315650 A JP 62315650A JP 31565087 A JP31565087 A JP 31565087A JP H01157103 A JPH01157103 A JP H01157103A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1882—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a magnetic-field sensitive resonator, e.g. a Yttrium Iron Garnet or a magnetostatic surface wave resonator
- H03B5/1888—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a magnetic-field sensitive resonator, e.g. a Yttrium Iron Garnet or a magnetostatic surface wave resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1894—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a magnetic-field sensitive resonator, e.g. a Yttrium Iron Garnet or a magnetostatic surface wave resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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-
- H—ELECTRICITY
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- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0225—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being associated with an element comprising distributed inductances and capacitances
- H03B2201/0241—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being associated with an element comprising distributed inductances and capacitances the element being a magnetically variable element, e.g. an Yttrium Iron Garnet
-
- H—ELECTRICITY
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
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Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Waveguides (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、同調発振器に関し、例えばマイクロ波通信機
の局部発振器に用いて好適なものである。
の局部発振器に用いて好適なものである。
本発明の同調発振器は、発振用の能動素子と、この能動
素子の帰還の一部に接続されているフェリ磁性共鳴素子
と、上記能動素子に接続されている整合回路とを有し、
上記フェリ磁性共鳴素子及び上記能動素子により発振さ
れる基本波を反射し、かつ第２次高調波を透過するよう
に上記整合回路が構成されている。これによって、周波
数同調に必要な直流磁界をフェリ磁性共鳴素子に印加す
るための磁気回路の負担を軽減することができる。
素子の帰還の一部に接続されているフェリ磁性共鳴素子
と、上記能動素子に接続されている整合回路とを有し、
上記フェリ磁性共鳴素子及び上記能動素子により発振さ
れる基本波を反射し、かつ第２次高調波を透過するよう
に上記整合回路が構成されている。これによって、周波
数同調に必要な直流磁界をフェリ磁性共鳴素子に印加す
るための磁気回路の負担を軽減することができる。
本出願人は先にフェリ磁性体であるイツトリウム鉄ガー
ネット（Ｙ工Ｇ）薄膜のフェリ磁性共鳴を利用した同調
発振器を提案した（特開昭６０−２５７６０７号公報）
、このＹＩＧ薄膜同調発振器は、発振用の能動素子、Ｙ
ＩＧｉｌ膜共振器、ＹＩＧ！膜の膜面に垂直に直流磁界
を印加するための磁気回路、帰還素子及びインピーダン
ス整合回路により構成されている。このＹＩＧ薄膜同調
発振器の発振条件は、能動素子とインピーダンス整合回
路との間の参照面（規準面）でこの能動素子側を見た反
射係数を「１、負荷側を見た反射係数をｒ、とすると 「、 ・ｒ、≧１（１） で表される（等号は定常発振の時に成立する）。
ネット（Ｙ工Ｇ）薄膜のフェリ磁性共鳴を利用した同調
発振器を提案した（特開昭６０−２５７６０７号公報）
、このＹＩＧ薄膜同調発振器は、発振用の能動素子、Ｙ
ＩＧｉｌ膜共振器、ＹＩＧ！膜の膜面に垂直に直流磁界
を印加するための磁気回路、帰還素子及びインピーダン
ス整合回路により構成されている。このＹＩＧ薄膜同調
発振器の発振条件は、能動素子とインピーダンス整合回
路との間の参照面（規準面）でこの能動素子側を見た反
射係数を「１、負荷側を見た反射係数をｒ、とすると 「、 ・ｒ、≧１（１） で表される（等号は定常発振の時に成立する）。
このＹＩＧ薄膜同調発振器において、従来は（１）式を
満足させつつ、負荷側から取り出し得る基本波の出力が
最大かつ低位相雑音となるようにインピーダンス整合回
路の調整が行われていた。
満足させつつ、負荷側から取り出し得る基本波の出力が
最大かつ低位相雑音となるようにインピーダンス整合回
路の調整が行われていた。
しかしながら、ＹＩＧ薄膜のフェリ磁性共鳴周波数はこ
のＹＩＧ薄膜に印加される直流磁界に比例するため、発
振周波数が例えば１０ＧＨｚを超えるような高周波の発
振出力が得られるように同調発振器の設計を行う場合に
は強い直流磁界を発生させることが必要となり、磁気回
路の負担がかなり大きくなる。これに対する対策として
は、磁気回路のギャップ長を極力小さくすることが考え
られるが、ギャップ長を小さくし過ぎるとＹＩＧ薄膜共
振器の特性に悪影響が生じたりその実装が難しくなった
りするおそれがある。
のＹＩＧ薄膜に印加される直流磁界に比例するため、発
振周波数が例えば１０ＧＨｚを超えるような高周波の発
振出力が得られるように同調発振器の設計を行う場合に
は強い直流磁界を発生させることが必要となり、磁気回
路の負担がかなり大きくなる。これに対する対策として
は、磁気回路のギャップ長を極力小さくすることが考え
られるが、ギャップ長を小さくし過ぎるとＹＩＧ薄膜共
振器の特性に悪影響が生じたりその実装が難しくなった
りするおそれがある。
従って本発明の目的は、周波数同調に必要な直流磁界を
フェリ磁性共鳴素子に印加するための磁気回路の負担を
軽減することができる同調発振器を提供することにある
。
フェリ磁性共鳴素子に印加するための磁気回路の負担を
軽減することができる同調発振器を提供することにある
。
本発明は、発振用の能動素子（例えばＧａＡｓ ＦＥ
ＴＩ）と、この能動素子の帰還の一部に接続されている
フェリ磁性共鳴素子（例えばＹ Ｉ Ｇ薄膜共振器２）
と、能動素子に接続されている整合回路（例えばインピ
ーダンス整合回路３）とを有し、フェリ磁性共鳴素子及
び能動素子により発振される基本波を反射し、かつ第２
次高調波を透過するように整合回路が構成されている同
調発振器である。
ＴＩ）と、この能動素子の帰還の一部に接続されている
フェリ磁性共鳴素子（例えばＹ Ｉ Ｇ薄膜共振器２）
と、能動素子に接続されている整合回路（例えばインピ
ーダンス整合回路３）とを有し、フェリ磁性共鳴素子及
び能動素子により発振される基本波を反射し、かつ第２
次高調波を透過するように整合回路が構成されている同
調発振器である。
本発明の好ましい一つの実施態様では、整合回 、路
側から発振用の能動素子にバイアスを印加するように同
調発振器が構成される。
側から発振用の能動素子にバイアスを印加するように同
調発振器が構成される。
上記した手段によれば、周波数が基本波の２倍である第
２次高調波を発振出力として利用することにより、同一
周波数の発振出力を得るために必要な直流磁界は基本波
を発振出力として利用する場合の半分の値になり、従っ
てその分だけ磁気回路の負担を軽減することができる。
２次高調波を発振出力として利用することにより、同一
周波数の発振出力を得るために必要な直流磁界は基本波
を発振出力として利用する場合の半分の値になり、従っ
てその分だけ磁気回路の負担を軽減することができる。
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。
する。
実施±土
第１図は、本発明の実施例ＩによるＹ Ｉ ＧＷ膜同調
発振器を示すブロック図である。
発振器を示すブロック図である。
第１図に示すように、この実施例ＩによるＹＩＧ薄膜同
調発振器は、発振用の能動素子としてのＧａＡｓ Ｆ
Ｅ Ｔ １と、ＹＩＧ薄膜共振器２と、インピーダン
ス整合回路３と、上記ＹＩＧｉ膜共振器２に直流磁界を
印加するための直流磁界印加手段４とにより主として構
成されている。なお、このＹＩＧ薄膜同調発振器の出力
に接続されている負荷インピーダンスをＺＬで表す。ま
た、このＹＩＧ薄膜同調発振器の発振条件は（１）式で
表される。
調発振器は、発振用の能動素子としてのＧａＡｓ Ｆ
Ｅ Ｔ １と、ＹＩＧ薄膜共振器２と、インピーダン
ス整合回路３と、上記ＹＩＧｉ膜共振器２に直流磁界を
印加するための直流磁界印加手段４とにより主として構
成されている。なお、このＹＩＧ薄膜同調発振器の出力
に接続されている負荷インピーダンスをＺＬで表す。ま
た、このＹＩＧ薄膜同調発振器の発振条件は（１）式で
表される。
上記ＹＩＧ薄膜共振器２は、特開昭６０−２５７６０７
号公報に詳述されているものと同様な構成を有し、例え
ばＧＧＧ （ガドリニウム・ガリウムガーネット）基板
（図示せず）の一方の主面に円形のＹ Ｉ Ｇ薄膜２ａ
を形成することにより構成されたものである。実際には
、このＹＩＧ薄膜共振器２は、マイクロストリップを構
成する接地導体及びストリップから成る主線路がその一
方の主面及び他方の主面にそれぞれ設けられた例えばア
ルミナのような誘電体基板の上に上記ＧａＡｓ ＦＥ
Ｔ１とともに設けられている。符号ＭＬは、このストリ
ップから成る主線路を模式的に示したものである。
号公報に詳述されているものと同様な構成を有し、例え
ばＧＧＧ （ガドリニウム・ガリウムガーネット）基板
（図示せず）の一方の主面に円形のＹ Ｉ Ｇ薄膜２ａ
を形成することにより構成されたものである。実際には
、このＹＩＧ薄膜共振器２は、マイクロストリップを構
成する接地導体及びストリップから成る主線路がその一
方の主面及び他方の主面にそれぞれ設けられた例えばア
ルミナのような誘電体基板の上に上記ＧａＡｓ ＦＥ
Ｔ１とともに設けられている。符号ＭＬは、このストリ
ップから成る主線路を模式的に示したものである。
上記ＧａＡｓ Ｆ Ｅ Ｔ １のソースは上記主線路
ＭＬに接続され、ドレインは上記インピーダンス整合回
路３に接続されている。また、このＧａＡｓ ＦＥＴ
１のゲートは、帰還用のりアクタンスＬＦを介して接地
されている。すなわち、本実施例によるＹＩＧ薄膜同調
発振器は、コモンゲートの直列帰連盟の同調発振器であ
る。
ＭＬに接続され、ドレインは上記インピーダンス整合回
路３に接続されている。また、このＧａＡｓ ＦＥＴ
１のゲートは、帰還用のりアクタンスＬＦを介して接地
されている。すなわち、本実施例によるＹＩＧ薄膜同調
発振器は、コモンゲートの直列帰連盟の同調発振器であ
る。
上記直流磁界印加手段４は、磁気回路のヨークの一部を
構成するポールピース４ａに巻かれた同調用コイル４ｂ
と永久磁石４Ｃとにより構成されている。そして、この
永久磁石４Ｃにより発生される固定磁界と、同調用コイ
ル４ｂにより発生される可変磁界とを合わせた直流磁界
Ｈが上記ＹＩＧ薄膜共振器２に印加されるようになって
いる。
構成するポールピース４ａに巻かれた同調用コイル４ｂ
と永久磁石４Ｃとにより構成されている。そして、この
永久磁石４Ｃにより発生される固定磁界と、同調用コイ
ル４ｂにより発生される可変磁界とを合わせた直流磁界
Ｈが上記ＹＩＧ薄膜共振器２に印加されるようになって
いる。
なお、このＹＩＧ薄膜共振器２は、上記磁気回路のギャ
ップ中に挿入されている。この直流磁界Ｈは、同調用コ
イル４ｂに流す電流を変えることによって周波数同調に
必要な大きさに制御することができる。この場合、周波
数同調に必要な直流磁界Ｈのうち固定分は永久磁石４Ｃ
による固定磁界によりまかない、可変分は上記同調用コ
イル４ｂによる可変磁界によりまかなうようになってい
る。
ップ中に挿入されている。この直流磁界Ｈは、同調用コ
イル４ｂに流す電流を変えることによって周波数同調に
必要な大きさに制御することができる。この場合、周波
数同調に必要な直流磁界Ｈのうち固定分は永久磁石４Ｃ
による固定磁界によりまかない、可変分は上記同調用コ
イル４ｂによる可変磁界によりまかなうようになってい
る。
この実施例ＩによるＹＩＧ薄膜同調発振器においては、
発振出力として第２次高調波を利用するために、基本波
の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生させるよう
に上記インピーダンス整合回路３が構成されている。基
本波の出力を抑えるためには、基本波に対して第１図に
示す負荷側を見た反射係数ｒｔの絶対値がほぼ１になる
必要がある。このとき、基本波出力は負荷にはほとんど
現れず、能動素子側にほぼ全反射される。第２次高調波
に対しては反対に反射係数ｒＬの絶対値がほぼ０になる
必要がある。このとき、第２次高調波はほぼ全透過とな
り、負荷から出力が取り出される。以上により、発振条
件を示す（１）式は絶対値に関しては満足されるが、位
相条件θ、＋θ。
発振出力として第２次高調波を利用するために、基本波
の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生させるよう
に上記インピーダンス整合回路３が構成されている。基
本波の出力を抑えるためには、基本波に対して第１図に
示す負荷側を見た反射係数ｒｔの絶対値がほぼ１になる
必要がある。このとき、基本波出力は負荷にはほとんど
現れず、能動素子側にほぼ全反射される。第２次高調波
に対しては反対に反射係数ｒＬの絶対値がほぼ０になる
必要がある。このとき、第２次高調波はほぼ全透過とな
り、負荷から出力が取り出される。以上により、発振条
件を示す（１）式は絶対値に関しては満足されるが、位
相条件θ、＋θ。
−０（θ１、θ、はそれぞれｒ、 、ｒ’、の位相）は
、能動素子としてのＧａＡｓ ＦＥＴＩのドレインと
インピーダンス整合回路３との間の線路の長さを調整す
ることにより満足させることができる。
、能動素子としてのＧａＡｓ ＦＥＴＩのドレインと
インピーダンス整合回路３との間の線路の長さを調整す
ることにより満足させることができる。
上記インピーダンス整合回路３の具体的な構成を第２図
に示す。この第２図に示すように、このインピーダンス
整合回路３は、特性インピーダンスが例えば５０Ωの主
線路ＭＬに対して直角に、基本波の波長λの１／４の長
さを有する先端開放の線路ＬＩを設けたものにより構成
されている。
に示す。この第２図に示すように、このインピーダンス
整合回路３は、特性インピーダンスが例えば５０Ωの主
線路ＭＬに対して直角に、基本波の波長λの１／４の長
さを有する先端開放の線路ＬＩを設けたものにより構成
されている。
この基本波に対してλ／４長の線路Ｌ１を設けたことに
より、この線路Ｌ１の接点Ａにおいては、基本波に対し
ては短絡、第２次高調波に対しては開放となる。これに
よって、基本波の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に
発生させるという目的の特性が得られる。
より、この線路Ｌ１の接点Ａにおいては、基本波に対し
ては短絡、第２次高調波に対しては開放となる。これに
よって、基本波の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に
発生させるという目的の特性が得られる。
第３図は、第２図に示すインピーダンス整合回路を用い
た場合の反射係数ｒｔを測定した結果を示す。ここでは
、基本波は６．５ＧＨｚであると仮定した。また、測定
は低周波側から高周波側に発振周波数を変化させながら
行った。この第３図から明らかなように、基本波と仮定
した６、５ＧＨｚに対してはほぼ短絡、すなわちｒｔは
ほぼ−１であり、第２次高調波である１３ＧＩ（ｚに対
してはほぼ５０Ω、すなわちｒ、はほぼ０であることが
わかる。
た場合の反射係数ｒｔを測定した結果を示す。ここでは
、基本波は６．５ＧＨｚであると仮定した。また、測定
は低周波側から高周波側に発振周波数を変化させながら
行った。この第３図から明らかなように、基本波と仮定
した６、５ＧＨｚに対してはほぼ短絡、すなわちｒｔは
ほぼ−１であり、第２次高調波である１３ＧＩ（ｚに対
してはほぼ５０Ω、すなわちｒ、はほぼ０であることが
わかる。
このように、この実施例Ｉによれば、主線路ＭＬに基本
波に対するλ／４長線路ＬＩを設けたものによりインピ
ーダンス整合回路３が構成されているので、基本波の出
力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生させることがで
きる。このため、この第２次高調波を発振出力として利
用することにより、同一の発振周波数の出力を得るため
に必要な直流磁界は基本波を発振出力として利用する場
合の半分の値になり、゛従ってこの分だけ磁気回路に対
する負担を軽減することができる。具体的には、同調用
コイル４ｂによる同調感度が２倍となるので、同一帯域
幅に対してこの同調用コイル４ｂに流す電流値を１／２
に低減することができる。
波に対するλ／４長線路ＬＩを設けたものによりインピ
ーダンス整合回路３が構成されているので、基本波の出
力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生させることがで
きる。このため、この第２次高調波を発振出力として利
用することにより、同一の発振周波数の出力を得るため
に必要な直流磁界は基本波を発振出力として利用する場
合の半分の値になり、゛従ってこの分だけ磁気回路に対
する負担を軽減することができる。具体的には、同調用
コイル４ｂによる同調感度が２倍となるので、同一帯域
幅に対してこの同調用コイル４ｂに流す電流値を１／２
に低減することができる。
また、磁気回路のギャップ長を小さくすることなく例え
ば１０ＧＨｚ以上の高周波の発振出力を得ることができ
るので、ギャップ中へのＹＩＧｉ膜共振器２の実装が容
易であり、このＹＩＧ薄膜共振器２の特性に悪影響が生
じることもない。さらに、例えばｌ０ＧＨ２以上の高周
波を発振させる場合においても、位相雑音の小さいバイ
ポーラトランジスタをＧａＡｓ Ｆ Ｅ Ｔ １の代
わりに能動素子として用いることが可能となる。
ば１０ＧＨｚ以上の高周波の発振出力を得ることができ
るので、ギャップ中へのＹＩＧｉ膜共振器２の実装が容
易であり、このＹＩＧ薄膜共振器２の特性に悪影響が生
じることもない。さらに、例えばｌ０ＧＨ２以上の高周
波を発振させる場合においても、位相雑音の小さいバイ
ポーラトランジスタをＧａＡｓ Ｆ Ｅ Ｔ １の代
わりに能動素子として用いることが可能となる。
また、ＹＩＧ薄膜共振器２のＱ値は高いために本実施例
によるＹ Ｉ Ｇｉ膜同調発振器は低位相雑音であり、
しかも磁気共鳴を利用しているためにこのＹＩＧ薄膜同
調発振器は良好な線形同調性を有する。従って、二〇Ｙ
ＩＧ薄膜同調発振器を例えばマイクロ波通信機の局部発
振器として用いることにより、高品質の通信を行うこと
ができる。
によるＹ Ｉ Ｇｉ膜同調発振器は低位相雑音であり、
しかも磁気共鳴を利用しているためにこのＹＩＧ薄膜同
調発振器は良好な線形同調性を有する。従って、二〇Ｙ
ＩＧ薄膜同調発振器を例えばマイクロ波通信機の局部発
振器として用いることにより、高品質の通信を行うこと
ができる。
ところで、基本波の出力は上述のようにほとんど抑えら
れるが、わずかではあるがその一部は出力される。この
低周波の基本波は、例えば発振器をＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈ
ａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ）でロックする際に
分周器へ入力する信号として利用することが可能である
。
れるが、わずかではあるがその一部は出力される。この
低周波の基本波は、例えば発振器をＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈ
ａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ）でロックする際に
分周器へ入力する信号として利用することが可能である
。
なお、上記インピーダンス整合回路３０線路Ｌ１の長さ
はある特定の周波数の基本波のλ／４に固定されている
ため、この特定の周波数以外の基本波に対しては線路Ｌ
＋の長さは厳密にはλ／４とならないが、この特定の周
波数の基本波を中心とする例えば数百ＭＨｚの周波数帯
域内ではこの線路Ｌｌの長さはほぼλ／４と考えること
ができるので、基本波の出力を抑えつつこの数百ＭＨｚ
の周波数帯域内での同調が可能である。
はある特定の周波数の基本波のλ／４に固定されている
ため、この特定の周波数以外の基本波に対しては線路Ｌ
＋の長さは厳密にはλ／４とならないが、この特定の周
波数の基本波を中心とする例えば数百ＭＨｚの周波数帯
域内ではこの線路Ｌｌの長さはほぼλ／４と考えること
ができるので、基本波の出力を抑えつつこの数百ＭＨｚ
の周波数帯域内での同調が可能である。
上記の実施例■は、能動素子としてのＧａＡｓ ＦＥ
ＴＩのゲートへのバイアスを考慮に入れていない例であ
るが、次にこのバイアスを考慮に入れた実施例について
説明する。
ＴＩのゲートへのバイアスを考慮に入れていない例であ
るが、次にこのバイアスを考慮に入れた実施例について
説明する。
実施■工
この実施例■によるＹ Ｉ Ｇ＠膜同調発振器において
は、第４図に示すようなインピーダンス整合回路を用い
る。この第４図に示すように、この実施例Ｈのインピー
ダンス整合回路３は、実施例Ｉと同様な基本波に対する
λ／４長線路Ｌ１の中心部にこの線路Ｌ＋に対して直角
方向に延びるλ／４長線路Ｌ２を付加したものである。
は、第４図に示すようなインピーダンス整合回路を用い
る。この第４図に示すように、この実施例Ｈのインピー
ダンス整合回路３は、実施例Ｉと同様な基本波に対する
λ／４長線路Ｌ１の中心部にこの線路Ｌ＋に対して直角
方向に延びるλ／４長線路Ｌ２を付加したものである。
このλ／４長線路Ｌｔの先端がＧａＡｓ Ｆ Ｅ Ｔ
１のゲートへのバイアス印加端子Ｐに接続されている
。このλ／４長線路Ｌ２の先端はＲＦ短絡用コンデンサ
Ｃ！を介して接地されており、これによってＲＦ的に短
絡されている。また、主線路ＭＬの先端にはＤＣカット
用コンデンサＣＩが設けられている。これによって、バ
イアスがＧａＡｓ Ｆ Ｅ Ｔ １のゲートにのみ印
加され、外部にもれるのを防止することができる。
１のゲートへのバイアス印加端子Ｐに接続されている
。このλ／４長線路Ｌ２の先端はＲＦ短絡用コンデンサ
Ｃ！を介して接地されており、これによってＲＦ的に短
絡されている。また、主線路ＭＬの先端にはＤＣカット
用コンデンサＣＩが設けられている。これによって、バ
イアスがＧａＡｓ Ｆ Ｅ Ｔ １のゲートにのみ印
加され、外部にもれるのを防止することができる。
この実施例■においては、λ／４長線路Ｌｔの接点Ｂに
おいては基本波に対しては開放となるためにこのλ／４
長線路Ｌ２はλ／４長線路ＬＩには影響を与えず、結果
として実施例Ｉと同じ条件となる。一方、第２次高調波
に対しては、接点Ｂにおいては基本波に対して短絡とな
るが、λ／４長線路Ｌｌの中心がやはり短絡となるため
、このλ／４長線路Ｌ２はλ／４長線路Ｌ１には影響を
・与えない。
おいては基本波に対しては開放となるためにこのλ／４
長線路Ｌ２はλ／４長線路ＬＩには影響を与えず、結果
として実施例Ｉと同じ条件となる。一方、第２次高調波
に対しては、接点Ｂにおいては基本波に対して短絡とな
るが、λ／４長線路Ｌｌの中心がやはり短絡となるため
、このλ／４長線路Ｌ２はλ／４長線路Ｌ１には影響を
・与えない。
第５図は、第４図に示すインピーダンス整合回路３を用
いた場合の反射係数Ｆ、を測定した結果を示す。この第
５図から明らかなように、基本波と仮定した６、５０）
Ｉｚに対してはｒ、はほぼ−１であり、第２次高調波で
ある１３ＧＨ２に対してはｒ、はほぼ０である。
いた場合の反射係数Ｆ、を測定した結果を示す。この第
５図から明らかなように、基本波と仮定した６、５０）
Ｉｚに対してはｒ、はほぼ−１であり、第２次高調波で
ある１３ＧＨ２に対してはｒ、はほぼ０である。
このように、この実施例■によれば、実施例■と同様に
、基本波の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生さ
せることができるので、この第２次高調波を発振出力と
して利用することにより、実施例Ｉと同様な利点がある
。これに加えて、ＧａＡｓ ＦＥＴＩのゲートへのバ
イアスをインピーダンス整合回路３から与えることがで
きる。
、基本波の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生さ
せることができるので、この第２次高調波を発振出力と
して利用することにより、実施例Ｉと同様な利点がある
。これに加えて、ＧａＡｓ ＦＥＴＩのゲートへのバ
イアスをインピーダンス整合回路３から与えることがで
きる。
１施［Ｌ
この実施例■によるＹＩＧ薄膜同調発振器においては、
第６図に示すようなインピーダンス整合回路を用いる。
第６図に示すようなインピーダンス整合回路を用いる。
この第６図に示すように、この実施例■のインピーダン
ス整合回路３は、先端を短絡した第２次高調波に対する
λ／４長線路ｈ〜１ｆｉを主線路ＭＬに多段に接続した
ものである。
ス整合回路３は、先端を短絡した第２次高調波に対する
λ／４長線路ｈ〜１ｆｉを主線路ＭＬに多段に接続した
ものである。
ＧａＡｓ ＦＥＴＩのゲートへのバイアスを考慮する
ため、λ／４長線路１７−１とλ／４長線路１．、との
間にＤＣカット用コンデンサＣ，が設けられ、またλ／
４長線路１７はＲＦ短絡用コンデンサＣ２を介して接地
されている。
ため、λ／４長線路１７−１とλ／４長線路１．、との
間にＤＣカット用コンデンサＣ，が設けられ、またλ／
４長線路１７はＲＦ短絡用コンデンサＣ２を介して接地
されている。
ｎ−１、すなわちλ／４長線路が一本だけ設けられてい
る場合には、第２次高調波に対しては接点Ｃにおいて開
放となりｒｔはほぼＯとなるが、基本波に対しては短絡
とはならないため１ｒｔｌ＝１の条件は満足されない。
る場合には、第２次高調波に対しては接点Ｃにおいて開
放となりｒｔはほぼＯとなるが、基本波に対しては短絡
とはならないため１ｒｔｌ＝１の条件は満足されない。
すなわち、第７図に示すシミュレーション結果から明ら
かなように、ｎ−１の場合のｒ、は第２次高調波（１３
ＧＨ２）に対する基本波の周波数（６，５ＧＨｚ ）付
近でＩｒＬＩが０．２５程度と小さな値になってしまう
。
かなように、ｎ−１の場合のｒ、は第２次高調波（１３
ＧＨ２）に対する基本波の周波数（６，５ＧＨｚ ）付
近でＩｒＬＩが０．２５程度と小さな値になってしまう
。
この問題は、上述のように免端短絡の第２次高調波に対
するλ／４長線路！、−１，を主線路ＭＬに多段に接続
し、基本波の反射を大きくする。ことにより解決するこ
とができる。すなわち、それぞれｎ＝２．５．１０の場
合のシミュレーション結果を示す第８図〜第１０図から
明らかなように、λ／４長線路１＋”’ｌｆｉの段数が
多くなるほど（ｎが大きくなるほど）ｌｒｔｌは１に近
づき、ｎ＝１０の場合にはＩｒｔ ｌ＞０．９５とな
る。
するλ／４長線路！、−１，を主線路ＭＬに多段に接続
し、基本波の反射を大きくする。ことにより解決するこ
とができる。すなわち、それぞれｎ＝２．５．１０の場
合のシミュレーション結果を示す第８図〜第１０図から
明らかなように、λ／４長線路１＋”’ｌｆｉの段数が
多くなるほど（ｎが大きくなるほど）ｌｒｔｌは１に近
づき、ｎ＝１０の場合にはＩｒｔ ｌ＞０．９５とな
る。
従って、基本波に対してはｌｒ、ｌがほぼ１、第２次高
調波に対してはｒ、がほぼＯの条件を満足することがで
きる。
調波に対してはｒ、がほぼＯの条件を満足することがで
きる。
この実施例■によっても、実施例Ｉ、■と同様な利点が
ある。
ある。
以上、本発明の実施例につき具体的に説明したが、本発
明は、上述の実施例に限定されるものではなく、本発明
の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
明は、上述の実施例に限定されるものではなく、本発明
の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
例えば、基本波に対するλ／４長線路ＬＩ、Ｌｘや第２
次高調波に対するλ／４長線路１．〜１７の幅は必要に
応じて選定し得るものである。また、磁気回路を含む共
振器部の構成は上述の実施例Ｉ〜■で用いたものに限定
されるものではない。
次高調波に対するλ／４長線路１．〜１７の幅は必要に
応じて選定し得るものである。また、磁気回路を含む共
振器部の構成は上述の実施例Ｉ〜■で用いたものに限定
されるものではない。
本発明によれば、フェリ磁性共鳴素子及び能動素子によ
り発振される基本波を反射し、がっ第２次高調波を透過
するように整合回路が構成されているので、周波数同調
に必要な直流磁界をフェリ磁性共鳴素子に印加するため
の磁気回路の負担を軽減することができる。
り発振される基本波を反射し、がっ第２次高調波を透過
するように整合回路が構成されているので、周波数同調
に必要な直流磁界をフェリ磁性共鳴素子に印加するため
の磁気回路の負担を軽減することができる。
第１回は本発明の実施例ＩによるＹＩＧ薄膜同調発振器
を示すブロック図、第２図は第１図に示すＹ Ｉ ＣＢ
ＩＩ膜同調発振器で用いるインピーダンス整合回路の具
体的構成を示す平面図、第３図は第２図に示すインピー
ダンス整合回路を用いた場合の反射係数Ｆ、の測定結果
の一例を示すスミス図、第４図は本発明の実施例■によ
るＹＩＧ薄膜同調° 発振器で用いるインピーダン
ス整合回路の具体的構成を示す平面図、第５図は第４図
に示すインピーダンス整合回路を用いた場合の反射係数
Ｆ、の測定結果の一例を示すスミス図、第６図は本発明
の実施例■によるＹＩＧ薄膜同調発振器で用いるインピ
ーダンス整合回路の具体的構成を示す平面図、第７図は
第６図においてｎ＝１の場合の反射係数Ｆ、のシミュレ
ーション結果の一例を示すスミス図、第８図は第６図に
おいてｎ−２の場合の反射係数Ｆ、のシミュレーション
結果の一例を示すスミス図、第９図は第６図においてｎ
−５の場合の反射係数ｒｔのシミュレーション結果の一
例を示すスミス図、第１０図は第６図においてｎ＝１０
の場合の反射係数Ｆ、のシミュレーション結果の一例を
示すスミス図である。 図面における主要な符号の説明 １ ：ＧａＡｓ ＦＥＴ （発振用の能動素子）、
２：ＹＩＧ薄膜共振器（フェリ磁性共鳴素子）、３：イ
ンピーダンス整合回路、 ４：直流磁界印加手段、 ４
ｂ二同調用コイル、 ４ｃ：永久磁石、 Ｌｒ 、Ｌｘ
：基本波に対するλ／４長１ｆＪＡ路、１、−ｉ、
：第２次高調波に対するλ／４長線路。 代理人 弁理士 杉 浦 正 知 実庇イク’ｉｔのザ合回路 第２図 スミス図 第３図 し１ 実施例りのＲ１令回路 第４図 スミス圓 第５図 ｎ：１か１今９スミス図 ｎ二２のｌ［）のスミス１辺 ｎ＝５のｒ易今の又ミス図 第９図 ｎ 二１Ｑ’）４ｏ ’）スミ又ＩＮ 第１０図 特許庁長官 小 川 邦 夫 殿 １．事件の表示 昭和６２年特許願第３１５６５０号 ２、発明の名称 同調発振器 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８）ソニー株式会社 代表取締役 大 賀 典 雄 ４、代理人 〒１７０ 住所 東京都豊島区東池袋１丁目４８番１０号６、補正
の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ７、補正の内容 明細書筒１２頁２行目、第１２頁１３行目、第１２頁下
から２行目、第１４頁２行目及び第１４頁１１行目のそ
れぞれの「ゲート」を「ドレイン」と補正します。 以上
を示すブロック図、第２図は第１図に示すＹ Ｉ ＣＢ
ＩＩ膜同調発振器で用いるインピーダンス整合回路の具
体的構成を示す平面図、第３図は第２図に示すインピー
ダンス整合回路を用いた場合の反射係数Ｆ、の測定結果
の一例を示すスミス図、第４図は本発明の実施例■によ
るＹＩＧ薄膜同調° 発振器で用いるインピーダン
ス整合回路の具体的構成を示す平面図、第５図は第４図
に示すインピーダンス整合回路を用いた場合の反射係数
Ｆ、の測定結果の一例を示すスミス図、第６図は本発明
の実施例■によるＹＩＧ薄膜同調発振器で用いるインピ
ーダンス整合回路の具体的構成を示す平面図、第７図は
第６図においてｎ＝１の場合の反射係数Ｆ、のシミュレ
ーション結果の一例を示すスミス図、第８図は第６図に
おいてｎ−２の場合の反射係数Ｆ、のシミュレーション
結果の一例を示すスミス図、第９図は第６図においてｎ
−５の場合の反射係数ｒｔのシミュレーション結果の一
例を示すスミス図、第１０図は第６図においてｎ＝１０
の場合の反射係数Ｆ、のシミュレーション結果の一例を
示すスミス図である。 図面における主要な符号の説明 １ ：ＧａＡｓ ＦＥＴ （発振用の能動素子）、
２：ＹＩＧ薄膜共振器（フェリ磁性共鳴素子）、３：イ
ンピーダンス整合回路、 ４：直流磁界印加手段、 ４
ｂ二同調用コイル、 ４ｃ：永久磁石、 Ｌｒ 、Ｌｘ
：基本波に対するλ／４長１ｆＪＡ路、１、−ｉ、
：第２次高調波に対するλ／４長線路。 代理人 弁理士 杉 浦 正 知 実庇イク’ｉｔのザ合回路 第２図 スミス図 第３図 し１ 実施例りのＲ１令回路 第４図 スミス圓 第５図 ｎ：１か１今９スミス図 ｎ二２のｌ［）のスミス１辺 ｎ＝５のｒ易今の又ミス図 第９図 ｎ 二１Ｑ’）４ｏ ’）スミ又ＩＮ 第１０図 特許庁長官 小 川 邦 夫 殿 １．事件の表示 昭和６２年特許願第３１５６５０号 ２、発明の名称 同調発振器 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８）ソニー株式会社 代表取締役 大 賀 典 雄 ４、代理人 〒１７０ 住所 東京都豊島区東池袋１丁目４８番１０号６、補正
の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ７、補正の内容 明細書筒１２頁２行目、第１２頁１３行目、第１２頁下
から２行目、第１４頁２行目及び第１４頁１１行目のそ
れぞれの「ゲート」を「ドレイン」と補正します。 以上
Claims (1)
- 発振用の能動素子と、この能動素子の帰還の一部に接続
されているフェリ磁性共鳴素子と、上記能動素子に接続
されている整合回路とを有し、上記フェリ磁性共鳴素子
及び上記能動素子により発振される基本波を反射し、か
つ第２次高調波を透過するように上記整合回路が構成さ
れていることを特徴とする同調発振器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62315650A JP2646594B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | 同調発振器 |
| US07/281,289 US4873496A (en) | 1987-12-14 | 1988-12-08 | Tuned oscillator |
| CA000585313A CA1312658C (en) | 1987-12-14 | 1988-12-08 | Tuned oscillator |
| DE3853055T DE3853055D1 (de) | 1987-12-14 | 1988-12-09 | Oszillator mit YIG-Abstimmung. |
| EP88120660A EP0320825B1 (en) | 1987-12-14 | 1988-12-09 | Yig tuned oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62315650A JP2646594B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | 同調発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01157103A true JPH01157103A (ja) | 1989-06-20 |
| JP2646594B2 JP2646594B2 (ja) | 1997-08-27 |
Family
ID=18067921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62315650A Expired - Fee Related JP2646594B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | 同調発振器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4873496A (ja) |
| EP (1) | EP0320825B1 (ja) |
| JP (1) | JP2646594B2 (ja) |
| CA (1) | CA1312658C (ja) |
| DE (1) | DE3853055D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008514060A (ja) * | 2004-09-15 | 2008-05-01 | コミサリア、ア、レネルジ、アトミク | 強磁性薄膜同調マイクロ波発振器 |
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|---|---|---|---|---|
| JPH0715236A (ja) * | 1993-06-18 | 1995-01-17 | Mitsubishi Electric Corp | 周波数シンセサイザ |
| EP0766537A1 (en) * | 1994-06-06 | 1997-04-09 | Teledyne Water Pik Division Of Teledyne Industries, Inc. | High frequency electric toothbrush |
| US6078223A (en) * | 1998-08-14 | 2000-06-20 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Discriminator stabilized superconductor/ferroelectric thin film local oscillator |
| USD484311S1 (en) | 2001-01-12 | 2003-12-30 | Water Pik, Inc. | Disposable toothbrush |
| WO2003005924A2 (en) | 2001-07-12 | 2003-01-23 | Water Pik, Inc. | Dual motor oral hygiene device |
| USD487349S1 (en) | 2002-02-01 | 2004-03-09 | Water Pik, Inc. | Dental device |
| US6967540B2 (en) * | 2003-03-06 | 2005-11-22 | Paratek Microwave, Inc. | Synthesizers incorporating parascan TM varactors |
| KR101571951B1 (ko) | 2011-05-02 | 2015-11-25 | 워터 피크 인코포레이티드 | 기계적으로-구동되는 음파 칫솔 |
| US9468511B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-10-18 | Water Pik, Inc. | Electronic toothbrush with vibration dampening |
| AU2014232399C1 (en) | 2013-03-15 | 2017-11-02 | Water Pik, Inc. | Mechanically driven, sonic toothbrush and water flosser |
| CN205568226U (zh) | 2015-07-08 | 2016-09-14 | 洁碧有限公司 | 刷牙装置 |
| US10561480B2 (en) | 2016-05-09 | 2020-02-18 | Water Pik, Inc. | Load sensing for oral devices |
| AU2017378474B2 (en) | 2016-12-15 | 2022-06-02 | Water Pik, Inc. | Brushing device with illumination features |
| USD844997S1 (en) | 2016-12-15 | 2019-04-09 | Water Pik, Inc. | Toothbrush handle |
| USD845636S1 (en) | 2016-12-15 | 2019-04-16 | Water Pik, Inc. | Toothbrush handle |
Citations (4)
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|---|---|---|---|---|
| JPS55121513U (ja) * | 1979-02-16 | 1980-08-28 | ||
| JPS58177011A (ja) * | 1982-04-10 | 1983-10-17 | Fujitsu Ltd | 発振逓倍器 |
| JPS60257607A (ja) * | 1984-06-05 | 1985-12-19 | Sony Corp | 同調発振器 |
| JPS6157102A (ja) * | 1984-08-29 | 1986-03-24 | Fujitsu Ltd | 発振逓倍器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3343069A (en) * | 1963-12-19 | 1967-09-19 | Hughes Aircraft Co | Parametric frequency doubler-limiter |
| AU470870B2 (en) * | 1973-10-29 | 1976-04-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Filters employing elements with distributed constants |
| FR2509533B1 (fr) * | 1981-05-27 | 1986-01-03 | Labo Electronique Physique | Dispositif de polarisation d'elements actifs hyperfrequences |
-
1987
- 1987-12-14 JP JP62315650A patent/JP2646594B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-12-08 CA CA000585313A patent/CA1312658C/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-12-08 US US07/281,289 patent/US4873496A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-12-09 DE DE3853055T patent/DE3853055D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-12-09 EP EP88120660A patent/EP0320825B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55121513U (ja) * | 1979-02-16 | 1980-08-28 | ||
| JPS58177011A (ja) * | 1982-04-10 | 1983-10-17 | Fujitsu Ltd | 発振逓倍器 |
| JPS60257607A (ja) * | 1984-06-05 | 1985-12-19 | Sony Corp | 同調発振器 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0320825A2 (en) | 1989-06-21 |
| CA1312658C (en) | 1993-01-12 |
| EP0320825B1 (en) | 1995-02-15 |
| EP0320825A3 (en) | 1989-08-23 |
| US4873496A (en) | 1989-10-10 |
| DE3853055D1 (de) | 1995-03-23 |
| JP2646594B2 (ja) | 1997-08-27 |
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