JP2646594B2 - 同調発振器 - Google Patents

同調発振器

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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、同調発振器に関し、例えばマイクロ波通信
機の局部発振器に用いて好適なものである。
〔発明の概要〕
本発明の同調発振器は、発振用の能動素子と、この能
動素子の帰還の一部に接続されているフェリ磁性共鳴素
子と、上記能動素子に接続されている整合回路とを有
し、上記フェリ磁性共鳴素子及び上記能動素子により発
振される基本波を反射し、かつ第2次高調波を透過する
ように上記整合回路が構成されている。これによって、
周波数同調に必要な直流磁界をフェリ磁性共鳴素子に印
加するための磁気回路の負担を軽減することができる。
〔従来の技術〕
本出願人は先にフェリ磁性体であるイットリウム鉄ガ
ーネット(YIG)薄膜のフェリ磁性共鳴を利用した同調
発振器を提案した(特開昭60-257607号公報)。このYIG
薄膜同調発振器は、発振用の能動素子、YIG薄膜共振
器、YIG薄膜の膜面に垂直に直流に直流磁界を印加する
ための磁気回路、帰還素子及びインピーダンス整合回路
により構成されている。このYIG薄膜同調発振器の反射
条件は、能動素子とインピーダンス整合回路との間の参
照面(規準面)でこの能動素子側を見た反射係数を
Γ、負荷側を見た反射係数をΓιとすると Γ・Γι≧1 (1) で表される(等号は定常発振の時に成立する)。
このYIG薄膜同調発振器において、従来は(1)式を
満足させつつ、負荷側から取り出し得る基本波の出力が
最大かつ低位相雑音となるようにインピーダンス整合回
路の調整が行われていた。
〔発明が解決しようとする問題点〕
しかしながら、YIG薄膜のフェリ磁性共鳴周波数はこ
のYIG薄膜に印加される直流磁界に比例するため、発振
周波数が例えば10GHzを超えるような高周波の発振出力
が得られるように同調発振器の設計を行う場合には強い
直流磁界を発生させることが必要となり、磁気回路の負
担がかなり大きくなる。これに対する対策としては、磁
気回路のギャップ長を極力小さくすることが考えられる
が、ギャップ長を小さくし過ぎるとYIG薄膜共振器の特
性に悪影響が生じたりその実装が難しくなったりするお
それがある。
従って本発明の目的は、周波数同調に必要な直流磁界
をフェリ磁性共鳴素子に印加するための磁気回路の負担
を軽減することができるとともに、整合回路側から発振
用の能動素子にバイアスを印加することができる同調発
振器を提供することにある。
〔問題点を解決するための手段〕
本発明は、発振用の能動素子(例えばGaAs FET1)
と、この能動素子の帰還の一部に接続されているフェリ
磁性共鳴素子(例えばYIG薄膜共振器2)と、能動素子
に接続されている整合回路(例えばインピーダンス整合
回路3)とを有し、整合回路は、能動素子の出力に接続
されている特性インピーダンス線路と、この特性インピ
ーダンス線路に対して直角に設けられ、かつ、基本波の
波長の1/4の長さを有する第1の線路と、この第1の線
路のほぼ中心部にこの第1の線路に対して直角に設けら
れ、かつ、基本波の波長の1/4の長さを有する第2の線
路とを備えている同調発振器である。
本発明の好ましい一つの実施態様では、整合回路側か
ら発振用の能動素子にバイアスを印加するように同調発
振器が構成される。
〔作用〕
上記した手段によれば、周波数が基本波の2倍である
第2次高調波を発振出力として利用することにより、同
一周波数の発振出力を得るために必要な直流磁界は基本
波を発振出力として利用する場合の半分の値になり、従
ってその分だけ磁気回路の負担を軽減することができ
る。また、第2の線路の先端にバイアスを印加すること
により、整合回路側から発振用の能動素子にバイアスを
印加することができる。
〔実施例〕
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説
明する。
実施例1 第1図は、本発明の実施例IによるYIG薄膜同調発振
器を示すブロック図である。
第1図に示すように、この実施例IによるYIG薄膜同
調発振器は、発振用の能動素子としてのGaAs FET1と、Y
IG薄膜共振器2と、インピーダンス整合回路3と、上記
YIG薄膜共振器2に直流磁界を印加するための直流磁界
印加手段4とにより主として構成されている。なお、こ
のYIG薄膜同調発振器の出力に接続されている負荷イン
ピーダンスZLで表す。また、このYIG薄膜同調発振器の
発振条件は(1)式で表される。
上記YIG薄膜共振器2は、特開昭60-257607号公報に詳
述されているものと同様な構成を有し、例えばGGG(ガ
ドリニウム・ガリウムガーネット)基板((図示せず)
の一方の主面に円形のYIG薄膜2aを形成することにより
構成されたものである。実際には、このYIG薄膜共振器
2は、マイクロストリップを構成する接地導体及びスト
リップから成る主線路がその一方の主面及び他方の主面
にそれぞれ設けられた例えばアルミナのような誘電体基
板の上に上記GaAs FET1とともに設けられている。符号M
Lは、このストリップから成る主線路を模式的に示した
ものである。
上記GaAs FET1のソースは上記主線路MLに接続され、
ドレインは上記インピーダンス整合回路3に接続されて
いる。また、このGaAs FET1のゲートは、帰還用のリア
クタンスLFを介して接地されている。すなわち、本実施
例によるYIG薄膜同調発振器は、コモンゲートの直列帰
還型の同調発振器である。
上記直流磁界印加手段4は、磁気回路のヨークの一部
を構成するポールピース4aに巻かれた同調用コイル4bと
永久磁石4cとにより構成されている。そして、この永久
磁石4cにより発生される固定磁界と、同調用コイル4bに
より発生される可変磁界とを合わせた直流磁界Hが上記
YIG薄膜共振器2に印加されるようになっている。な
お、このYIG薄膜共振器2は、上記磁気回路のギャップ
中に挿入されている。この直流磁界Hは、同調用コイル
4bに流す電流を変えることによって周波数同調に必要な
大きさに制御することができる。この場合、周波数同調
に必要な直流磁界Hのうち固定分は永久磁石4cによる固
定磁界によりまかない、可変分は上記同調用コイル4bに
よる可変磁界によりまかなうようになっている。
この実施例IによるYIG薄膜同調発振器においては、
発振出力として第2次高調波を利用するために、基本波
の出力を抑え、第2次高調波を優勢的に発生させるよう
に上記インピーダンス整合回路3が構成されている。基
本波の出力を抑えるためには、基本波に対して第1図に
示す負荷側を見た反射係数Γιの絶対値がほぼ1になる
必要がある。このとき、基本波出力は負荷にはほとんど
現れず、能動素子側にほぼ全反射される。第2次高調波
に対しては反対に反射係数Γιの絶対値がほぼ0になる
必要がある。このとき、第2次高調波はほぼ全透過とな
り、負荷から出力が取り出される。以上により、発振条
件を示す(1)式は絶対値に関しては満足されるが、位
相条件θ+θι=0(θ、θιはそれぞれΓ、Γ
ιの位相)は、能動素子としてのGaAs FET1のドレイン
とインピーダンス整合回路3との間の線路の長さを調整
することにより満足させることができる。
上記インピーダンス整合回路3の具体的な構成を第2
図に示す。この第2図に示すように、このインピーダン
ス整合回路3は、特性インピーダンスが例えば50Ωの主
線路MLに対して直角に、基本波の波長λの1/4の長さを
有する先端開放の線路L1を設けたものにより構成されて
いる。この基本波に対してλ/4長の線路L1を設けたこと
により、この線路L1の接点Aにおいては、基本波に対し
ては短絡、第2次高調波に対しては開放となる。これに
よって、基本波の出力を抑え、第2次高調波を優勢的に
発生させるという目的の特性が得られる。
第3図は、第2図に示すインピーダンス整合回路を用
いた場合の反射係数Γιを測定した結果を示す。ここで
は、基本波は6.5GHzであると仮定した。また、測定は低
周波側から高周波側に発振周波数を変化させながら行っ
た。この第3図から明らかなように、基本波と仮定した
6.5GHzに対してはほぼ短絡、すなわちΓιはほぼ−1で
あり、第2次高調波である13GHzに対してはほぼ50Ω、
すなわちΓιはほぼ0であることがわかる。
このように、この実施例Iによれば、主線路MLに基本
波に対するλ/4長線路L1を設けたものによりインピーダ
ンス整合回路3が構成されているので、基本波の出力を
抑え、第2次高調波を優勢的に発生させることができ
る。このため、この第2次高調波を発振出力として利用
することにより、同一の発振周波数の出力を得るために
必要な直流磁界は基本波を発振出力として利用する場合
の半分の値になり、従ってこの分だけ磁気回路に対する
負担を軽減することができる。具体的には、同調用コイ
ル4bによる同調感度が2倍となるので、同一帯域幅に対
してこの同調用コイル4bに流す電流値を1/2に低減する
ことができる。また、磁気回路のギャップ長を小さくす
ることなく例えば10GHz以上の高周波の発振出力を得る
ことができるので、ギャップ中へのYIG薄膜共振器2の
実装が容易であり、このYIG薄膜共振器2の特性に悪影
響が生じることもない。さらに、例えば10GHz以上の高
周波を発振させる場合においても、位相雑音の小さいバ
イポーラトランジスタをGaAs FET1の代わりに能動素子
として用いることが可能となる。
また、YIG薄膜共振器2のQ値は高いために本実施例
によるYIG薄膜同調発振器は低位相雑音であり、しかも
磁気共鳴を利用しているためにこのYIG薄膜同調発振器
は良好な線形同調性を有する。従って、このYIG薄膜同
調発振器を例えばマイクロ波通信機の局部発振器として
用いることにより、高品質の通信を行うことができる。
ところで、基本波の出力は上述のようにほとんど抑え
られるが、わずかではあるがその一部は出力される。こ
の低周波の基本波は、例えば発振器をPLL(phase Locke
d Loop)でロックする際に分周器へ入力する信号として
利用することが可能である。
なお、上記インピーダンス整合回路3の線路L1の長さ
はある特定の周波数の基本波のλ/4に固定されているた
め、この特定の周波数以外の基本波に対しては線路L1
長さは厳密にはλ/4とならないが、この特定の周波数の
基本波を中心とする例えば数百MHzの周波数帯域内では
この線路L1の長さはほぼλ/4と考えることができるの
で、基本波の出力を抑えつつこの数百MHzの周波数帯域
内での同調が可能である。
上記の実施例Iは、能動素子としてのGaAs FET1のド
レインへのバイアスを考慮に入れていない例であるが、
次にこのバイアスを考慮に入れた実施例について説明す
る。
実施例II この実施例IIによるYIG薄膜同調発振器においては、
第4図に示すようなインピーダンス整合回路を用いる。
この第4図に示すように、この実施例IIのインピーダン
ス整合回路3は、実施例Iと同様な基本波に対するλ/4
長線路L1の中心部にこの線路L1に対して直角方向に延び
るλ/4長線路L2を付加したものである。このλ/4長線路
L2の先端がGaAs FET1のドレインへのバイアス印加端子
Pに接続されている。このλ/4長線路L2の先端はRF短絡
用コンデンサC2を介して接地されており、これによって
RF的に短絡されている。また、主線路MLの先端にはDCカ
ット用コンデンサC1が設けられている。これによって、
バイアスがGaAs FET1のドレインにのみ印加され、外部
にもれるのを防止することができる。
この実施例IIにおいては、λ/4長線路L2の接点Bにお
いては基本波に対しては開放となるためにこのλ/4長線
路L2はλ/4長線路L1には影響を与えず、結果として実施
例Iと同じ条件となる。一方、第2次高調波に対して
は、接点Bにおいては基本波に対して短絡となるが、λ
/4長線路L1の中心がやはり短絡となるため、このλ/4長
線路L2はλ/4長線路L1には影響を与えない。
第5図は、第4図に示すインピーダンス整合回路3を
用いた場合の反射係数Γιを測定した結果を示す。この
第5図から明らかなように、基本波と仮定した6.5GHzに
対してはΓιはほぼ−1であり、第2次高調波である13
GHzに対してはΓιはほぼ0である。
このように、この実施例IIによれば、実施例Iと同様
に、基本波の出力を抑え、第2次高調波を優勢的に発生
させることができるので、この第2次高調波を発振出力
として利用することにより、実施例Iと同様な利点があ
る。これに加えて、GaAs FET1のドレインへのバイアス
をインピーダンス整合回路3から与えることができる。
実施例III この実施例IIIによるYIG薄膜同調発振器においては、
第6図に示すようなインピーダンス整合回路を用いる。
この第6図に示すように、この実施例IIIのインピーダ
ンス整合回路3は、先端を短絡した第2次高調波に対す
るλ/4長線路l1〜lnを主線路MLに多段に接続したもので
ある。GaAs FET1のドレインへのバイアスを考慮するた
め、λ/4長線路ln-1とλ/4長線路lnとの間にDCカット用
コンデンサC1が設けられ、またλ/4長線路lnはRF短絡用
コンデンサC2を介して接地されている。
n=1、すなわちλ/4長線路が一本だけ設けられてい
る場合には、第2次高調波に対しては接点Cにおいて開
放となりΓιはほぼ0となるが、基本波に対しては短絡
とはならないため|Γι|=1の条件は満足されない。
すなわち、第7図に示すシミュレーション結果から明ら
かなように、n=1の場合のΓιは第2次高調波(13GH
z)に対する基本波の周波数(6.5GHz)付近で|Γι
が0.25程度と小さな値になってしまう。
この問題は、上述のように先端短絡の第2次高調波に
対するλ/4長線路l1〜lnを主線路MLに多段に接続し、基
本波の反射を大きくすることにより解決することができ
る。すなわち、それぞれn=2,5,10の場合のシミュレー
ション結果を示す第8図〜第10図から明らかなように、
λ/4長線路l1〜lnの段数が多くなるほど(nが大きくな
るほど)|Γι|は1に近づき、n=10の場合には|Γ
ι|>0.95となる。従って、基本波に対しては|Γι
がほぼ1、第2次高調波に対してはΓιがほぼ0の条件
を満足することができる。
この実施例IIIによっても、実施例I、IIと同様な利
点がある。
以上、本発明の実施例につき具体的に説明したが、本
発明は、上述の実施例に限定されるものではなく、本発
明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
例えば、基本波に対するλ/4長線路L1、L2や第2次高
調波に対するλ/4長線路l1〜lnの幅は必要に応じて選定
し得るものである。また、磁気回路を含む共振器部の構
成は上述の実施例I〜IIIで用いたものに限定されるも
のではない。
〔発明の効果〕
本発明によれば、整合回路が、能動素子の出力に接続
されている特性インピーダンス線路と、この特性インピ
ーダンス線路に対して直角に設けられ、かつ、基本波の
波長の1/4の長さを有する第1の線路と、この第1の線
路のほぼ中心部にこの第1の線路に対して直角に設けら
れ、かつ、基本波の波長の1/4の長さを有する第2の線
路とを備えているので、周波数同調に必要な直流磁界を
フェリ磁性共鳴素子に印加するための磁気回路の負担を
軽減することができる。また、第2の線路の先端にバイ
アスを印加することにより、整合回路側から発振用の能
動素子にバイアスを印加することができる。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の実施例IによるYIG薄膜同調発振器を
示すブロック図、第2図は第1図に示すYIG薄膜同調発
振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的構成を示
す平面図、第3図は第2図に示すインピーダンス整合回
路を用いた場合の反射係数Γιの測定結果の一例を示す
スミス図、第4図は本発明の実施例IIによるYIG薄膜同
調発振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的構成
を示す平面図、第5図は第4図に示すインピーダンス整
合回路を用いた場合の反射係数Γιの測定結果の一例を
示すスミス図、第6図は本発明の実施例IIIによるYIG薄
膜同調発振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的
構成を示す平面図、第7図は第6図においてn=1の場
合の反射係数Γιのシミュレーション結果の一例を示す
スミス図、第8図は第6図においてn=2の場合の反射
係数Γιのシミュレーション結果の一例を示すスミス
図、第9図は第6図においてn=5の場合の反射係数Γ
ιのシミュレーション結果の一例を示すスミス図、第10
図は第6図においてn=10の場合の反射係数Γιのシミ
ュレーション結果の一例を示すスミス図である。 図面における主要な符号の説明 1:GaAs FET(発振用の能動素子)、2:YIG薄膜共振器
(フェリ磁性共鳴素子)、3:インピーダンス整合回路、
4:直流磁界印加手段、4b:同調用コイル、4c:永久磁石、
L1、L2:基本波に対するλ/4長線路、l1〜ln:第2次高
調波に対するλ/4長線路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中野 浩幸 東京都品川区北品川6丁目7番35号 ソ ニー株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−257607(JP,A) 特開 昭58−177011(JP,A) 特開 昭61−57102(JP,A) 特開 昭62−271506(JP,A) 実開 昭55−121513(JP,U)

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】発振用の能動素子と、この能動素子の帰還
    の一部に接続されているフェリ磁性共鳴素子と、上記能
    動素子に接続されている整合回路とを有し、 上記整合回路は、上記能動素子の出力に接続されている
    特性インピーダンス線路と、この特性インピーダンス線
    路に対して直角に設けられ、かつ、基本波の波長の1/4
    の長さを有する第1の線路と、この第1の線路のほぼ中
    心部にこの第1の線路に対して直角に設けられ、かつ、
    基本波の波長の1/4の長さを有する第2の線路とを備え
    ていることを特徴とする同調発振器。
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