JP2646594B2 - 同調発振器 - Google Patents
同調発振器Info
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1882—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a magnetic-field sensitive resonator, e.g. a Yttrium Iron Garnet or a magnetostatic surface wave resonator
- H03B5/1888—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a magnetic-field sensitive resonator, e.g. a Yttrium Iron Garnet or a magnetostatic surface wave resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1894—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a magnetic-field sensitive resonator, e.g. a Yttrium Iron Garnet or a magnetostatic surface wave resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
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- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
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- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0225—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being associated with an element comprising distributed inductances and capacitances
- H03B2201/0241—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being associated with an element comprising distributed inductances and capacitances the element being a magnetically variable element, e.g. an Yttrium Iron Garnet
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- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Waveguides (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、同調発振器に関し、例えばマイクロ波通信
機の局部発振器に用いて好適なものである。
機の局部発振器に用いて好適なものである。
本発明の同調発振器は、発振用の能動素子と、この能
動素子の帰還の一部に接続されているフェリ磁性共鳴素
子と、上記能動素子に接続されている整合回路とを有
し、上記フェリ磁性共鳴素子及び上記能動素子により発
振される基本波を反射し、かつ第２次高調波を透過する
ように上記整合回路が構成されている。これによって、
周波数同調に必要な直流磁界をフェリ磁性共鳴素子に印
加するための磁気回路の負担を軽減することができる。
動素子の帰還の一部に接続されているフェリ磁性共鳴素
子と、上記能動素子に接続されている整合回路とを有
し、上記フェリ磁性共鳴素子及び上記能動素子により発
振される基本波を反射し、かつ第２次高調波を透過する
ように上記整合回路が構成されている。これによって、
周波数同調に必要な直流磁界をフェリ磁性共鳴素子に印
加するための磁気回路の負担を軽減することができる。
本出願人は先にフェリ磁性体であるイットリウム鉄ガ
ーネット（YIG）薄膜のフェリ磁性共鳴を利用した同調
発振器を提案した（特開昭60-257607号公報）。このYIG
薄膜同調発振器は、発振用の能動素子、YIG薄膜共振
器、YIG薄膜の膜面に垂直に直流に直流磁界を印加する
ための磁気回路、帰還素子及びインピーダンス整合回路
により構成されている。このYIG薄膜同調発振器の反射
条件は、能動素子とインピーダンス整合回路との間の参
照面（規準面）でこの能動素子側を見た反射係数を
Γａ、負荷側を見た反射係数をΓιとすると Γａ・Γι≧１ （１） で表される（等号は定常発振の時に成立する）。
ーネット（YIG）薄膜のフェリ磁性共鳴を利用した同調
発振器を提案した（特開昭60-257607号公報）。このYIG
薄膜同調発振器は、発振用の能動素子、YIG薄膜共振
器、YIG薄膜の膜面に垂直に直流に直流磁界を印加する
ための磁気回路、帰還素子及びインピーダンス整合回路
により構成されている。このYIG薄膜同調発振器の反射
条件は、能動素子とインピーダンス整合回路との間の参
照面（規準面）でこの能動素子側を見た反射係数を
Γａ、負荷側を見た反射係数をΓιとすると Γａ・Γι≧１ （１） で表される（等号は定常発振の時に成立する）。
このYIG薄膜同調発振器において、従来は（１）式を
満足させつつ、負荷側から取り出し得る基本波の出力が
最大かつ低位相雑音となるようにインピーダンス整合回
路の調整が行われていた。
満足させつつ、負荷側から取り出し得る基本波の出力が
最大かつ低位相雑音となるようにインピーダンス整合回
路の調整が行われていた。
しかしながら、YIG薄膜のフェリ磁性共鳴周波数はこ
のYIG薄膜に印加される直流磁界に比例するため、発振
周波数が例えば10GHzを超えるような高周波の発振出力
が得られるように同調発振器の設計を行う場合には強い
直流磁界を発生させることが必要となり、磁気回路の負
担がかなり大きくなる。これに対する対策としては、磁
気回路のギャップ長を極力小さくすることが考えられる
が、ギャップ長を小さくし過ぎるとYIG薄膜共振器の特
性に悪影響が生じたりその実装が難しくなったりするお
それがある。
のYIG薄膜に印加される直流磁界に比例するため、発振
周波数が例えば10GHzを超えるような高周波の発振出力
が得られるように同調発振器の設計を行う場合には強い
直流磁界を発生させることが必要となり、磁気回路の負
担がかなり大きくなる。これに対する対策としては、磁
気回路のギャップ長を極力小さくすることが考えられる
が、ギャップ長を小さくし過ぎるとYIG薄膜共振器の特
性に悪影響が生じたりその実装が難しくなったりするお
それがある。
従って本発明の目的は、周波数同調に必要な直流磁界
をフェリ磁性共鳴素子に印加するための磁気回路の負担
を軽減することができるとともに、整合回路側から発振
用の能動素子にバイアスを印加することができる同調発
振器を提供することにある。
をフェリ磁性共鳴素子に印加するための磁気回路の負担
を軽減することができるとともに、整合回路側から発振
用の能動素子にバイアスを印加することができる同調発
振器を提供することにある。
本発明は、発振用の能動素子（例えばGaAs FET1）
と、この能動素子の帰還の一部に接続されているフェリ
磁性共鳴素子（例えばYIG薄膜共振器２）と、能動素子
に接続されている整合回路（例えばインピーダンス整合
回路３）とを有し、整合回路は、能動素子の出力に接続
されている特性インピーダンス線路と、この特性インピ
ーダンス線路に対して直角に設けられ、かつ、基本波の
波長の1/4の長さを有する第１の線路と、この第１の線
路のほぼ中心部にこの第１の線路に対して直角に設けら
れ、かつ、基本波の波長の1/4の長さを有する第２の線
路とを備えている同調発振器である。
と、この能動素子の帰還の一部に接続されているフェリ
磁性共鳴素子（例えばYIG薄膜共振器２）と、能動素子
に接続されている整合回路（例えばインピーダンス整合
回路３）とを有し、整合回路は、能動素子の出力に接続
されている特性インピーダンス線路と、この特性インピ
ーダンス線路に対して直角に設けられ、かつ、基本波の
波長の1/4の長さを有する第１の線路と、この第１の線
路のほぼ中心部にこの第１の線路に対して直角に設けら
れ、かつ、基本波の波長の1/4の長さを有する第２の線
路とを備えている同調発振器である。
本発明の好ましい一つの実施態様では、整合回路側か
ら発振用の能動素子にバイアスを印加するように同調発
振器が構成される。
ら発振用の能動素子にバイアスを印加するように同調発
振器が構成される。
上記した手段によれば、周波数が基本波の２倍である
第２次高調波を発振出力として利用することにより、同
一周波数の発振出力を得るために必要な直流磁界は基本
波を発振出力として利用する場合の半分の値になり、従
ってその分だけ磁気回路の負担を軽減することができ
る。また、第２の線路の先端にバイアスを印加すること
により、整合回路側から発振用の能動素子にバイアスを
印加することができる。
第２次高調波を発振出力として利用することにより、同
一周波数の発振出力を得るために必要な直流磁界は基本
波を発振出力として利用する場合の半分の値になり、従
ってその分だけ磁気回路の負担を軽減することができ
る。また、第２の線路の先端にバイアスを印加すること
により、整合回路側から発振用の能動素子にバイアスを
印加することができる。
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説
明する。
明する。
実施例１ 第１図は、本発明の実施例ＩによるYIG薄膜同調発振
器を示すブロック図である。
器を示すブロック図である。
第１図に示すように、この実施例ＩによるYIG薄膜同
調発振器は、発振用の能動素子としてのGaAs FET1と、Y
IG薄膜共振器２と、インピーダンス整合回路３と、上記
YIG薄膜共振器２に直流磁界を印加するための直流磁界
印加手段４とにより主として構成されている。なお、こ
のYIG薄膜同調発振器の出力に接続されている負荷イン
ピーダンスZLで表す。また、このYIG薄膜同調発振器の
発振条件は（１）式で表される。
調発振器は、発振用の能動素子としてのGaAs FET1と、Y
IG薄膜共振器２と、インピーダンス整合回路３と、上記
YIG薄膜共振器２に直流磁界を印加するための直流磁界
印加手段４とにより主として構成されている。なお、こ
のYIG薄膜同調発振器の出力に接続されている負荷イン
ピーダンスZLで表す。また、このYIG薄膜同調発振器の
発振条件は（１）式で表される。
上記YIG薄膜共振器２は、特開昭60-257607号公報に詳
述されているものと同様な構成を有し、例えばGGG（ガ
ドリニウム・ガリウムガーネット）基板（（図示せず）
の一方の主面に円形のYIG薄膜2aを形成することにより
構成されたものである。実際には、このYIG薄膜共振器
２は、マイクロストリップを構成する接地導体及びスト
リップから成る主線路がその一方の主面及び他方の主面
にそれぞれ設けられた例えばアルミナのような誘電体基
板の上に上記GaAs FET1とともに設けられている。符号M
Lは、このストリップから成る主線路を模式的に示した
ものである。
述されているものと同様な構成を有し、例えばGGG（ガ
ドリニウム・ガリウムガーネット）基板（（図示せず）
の一方の主面に円形のYIG薄膜2aを形成することにより
構成されたものである。実際には、このYIG薄膜共振器
２は、マイクロストリップを構成する接地導体及びスト
リップから成る主線路がその一方の主面及び他方の主面
にそれぞれ設けられた例えばアルミナのような誘電体基
板の上に上記GaAs FET1とともに設けられている。符号M
Lは、このストリップから成る主線路を模式的に示した
ものである。
上記GaAs FET1のソースは上記主線路MLに接続され、
ドレインは上記インピーダンス整合回路３に接続されて
いる。また、このGaAs FET1のゲートは、帰還用のリア
クタンスLFを介して接地されている。すなわち、本実施
例によるYIG薄膜同調発振器は、コモンゲートの直列帰
還型の同調発振器である。
ドレインは上記インピーダンス整合回路３に接続されて
いる。また、このGaAs FET1のゲートは、帰還用のリア
クタンスLFを介して接地されている。すなわち、本実施
例によるYIG薄膜同調発振器は、コモンゲートの直列帰
還型の同調発振器である。
上記直流磁界印加手段４は、磁気回路のヨークの一部
を構成するポールピース4aに巻かれた同調用コイル4bと
永久磁石4cとにより構成されている。そして、この永久
磁石4cにより発生される固定磁界と、同調用コイル4bに
より発生される可変磁界とを合わせた直流磁界Ｈが上記
YIG薄膜共振器２に印加されるようになっている。な
お、このYIG薄膜共振器２は、上記磁気回路のギャップ
中に挿入されている。この直流磁界Ｈは、同調用コイル
4bに流す電流を変えることによって周波数同調に必要な
大きさに制御することができる。この場合、周波数同調
に必要な直流磁界Ｈのうち固定分は永久磁石4cによる固
定磁界によりまかない、可変分は上記同調用コイル4bに
よる可変磁界によりまかなうようになっている。
を構成するポールピース4aに巻かれた同調用コイル4bと
永久磁石4cとにより構成されている。そして、この永久
磁石4cにより発生される固定磁界と、同調用コイル4bに
より発生される可変磁界とを合わせた直流磁界Ｈが上記
YIG薄膜共振器２に印加されるようになっている。な
お、このYIG薄膜共振器２は、上記磁気回路のギャップ
中に挿入されている。この直流磁界Ｈは、同調用コイル
4bに流す電流を変えることによって周波数同調に必要な
大きさに制御することができる。この場合、周波数同調
に必要な直流磁界Ｈのうち固定分は永久磁石4cによる固
定磁界によりまかない、可変分は上記同調用コイル4bに
よる可変磁界によりまかなうようになっている。
この実施例ＩによるYIG薄膜同調発振器においては、
発振出力として第２次高調波を利用するために、基本波
の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生させるよう
に上記インピーダンス整合回路３が構成されている。基
本波の出力を抑えるためには、基本波に対して第１図に
示す負荷側を見た反射係数Γιの絶対値がほぼ１になる
必要がある。このとき、基本波出力は負荷にはほとんど
現れず、能動素子側にほぼ全反射される。第２次高調波
に対しては反対に反射係数Γιの絶対値がほぼ０になる
必要がある。このとき、第２次高調波はほぼ全透過とな
り、負荷から出力が取り出される。以上により、発振条
件を示す（１）式は絶対値に関しては満足されるが、位
相条件θａ＋θι＝０（θａ、θιはそれぞれΓａ、Γ
ιの位相）は、能動素子としてのGaAs FET1のドレイン
とインピーダンス整合回路３との間の線路の長さを調整
することにより満足させることができる。
発振出力として第２次高調波を利用するために、基本波
の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生させるよう
に上記インピーダンス整合回路３が構成されている。基
本波の出力を抑えるためには、基本波に対して第１図に
示す負荷側を見た反射係数Γιの絶対値がほぼ１になる
必要がある。このとき、基本波出力は負荷にはほとんど
現れず、能動素子側にほぼ全反射される。第２次高調波
に対しては反対に反射係数Γιの絶対値がほぼ０になる
必要がある。このとき、第２次高調波はほぼ全透過とな
り、負荷から出力が取り出される。以上により、発振条
件を示す（１）式は絶対値に関しては満足されるが、位
相条件θａ＋θι＝０（θａ、θιはそれぞれΓａ、Γ
ιの位相）は、能動素子としてのGaAs FET1のドレイン
とインピーダンス整合回路３との間の線路の長さを調整
することにより満足させることができる。
上記インピーダンス整合回路３の具体的な構成を第２
図に示す。この第２図に示すように、このインピーダン
ス整合回路３は、特性インピーダンスが例えば50Ωの主
線路MLに対して直角に、基本波の波長λの1/4の長さを
有する先端開放の線路L1を設けたものにより構成されて
いる。この基本波に対してλ/4長の線路L1を設けたこと
により、この線路L1の接点Ａにおいては、基本波に対し
ては短絡、第２次高調波に対しては開放となる。これに
よって、基本波の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に
発生させるという目的の特性が得られる。
図に示す。この第２図に示すように、このインピーダン
ス整合回路３は、特性インピーダンスが例えば50Ωの主
線路MLに対して直角に、基本波の波長λの1/4の長さを
有する先端開放の線路L1を設けたものにより構成されて
いる。この基本波に対してλ/4長の線路L1を設けたこと
により、この線路L1の接点Ａにおいては、基本波に対し
ては短絡、第２次高調波に対しては開放となる。これに
よって、基本波の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に
発生させるという目的の特性が得られる。
第３図は、第２図に示すインピーダンス整合回路を用
いた場合の反射係数Γιを測定した結果を示す。ここで
は、基本波は6.5GHzであると仮定した。また、測定は低
周波側から高周波側に発振周波数を変化させながら行っ
た。この第３図から明らかなように、基本波と仮定した
6.5GHzに対してはほぼ短絡、すなわちΓιはほぼ−１で
あり、第２次高調波である13GHzに対してはほぼ50Ω、
すなわちΓιはほぼ０であることがわかる。
いた場合の反射係数Γιを測定した結果を示す。ここで
は、基本波は6.5GHzであると仮定した。また、測定は低
周波側から高周波側に発振周波数を変化させながら行っ
た。この第３図から明らかなように、基本波と仮定した
6.5GHzに対してはほぼ短絡、すなわちΓιはほぼ−１で
あり、第２次高調波である13GHzに対してはほぼ50Ω、
すなわちΓιはほぼ０であることがわかる。
このように、この実施例Ｉによれば、主線路MLに基本
波に対するλ/4長線路L1を設けたものによりインピーダ
ンス整合回路３が構成されているので、基本波の出力を
抑え、第２次高調波を優勢的に発生させることができ
る。このため、この第２次高調波を発振出力として利用
することにより、同一の発振周波数の出力を得るために
必要な直流磁界は基本波を発振出力として利用する場合
の半分の値になり、従ってこの分だけ磁気回路に対する
負担を軽減することができる。具体的には、同調用コイ
ル4bによる同調感度が２倍となるので、同一帯域幅に対
してこの同調用コイル4bに流す電流値を1/2に低減する
ことができる。また、磁気回路のギャップ長を小さくす
ることなく例えば10GHz以上の高周波の発振出力を得る
ことができるので、ギャップ中へのYIG薄膜共振器２の
実装が容易であり、このYIG薄膜共振器２の特性に悪影
響が生じることもない。さらに、例えば10GHz以上の高
周波を発振させる場合においても、位相雑音の小さいバ
イポーラトランジスタをGaAs FET1の代わりに能動素子
として用いることが可能となる。
波に対するλ/4長線路L1を設けたものによりインピーダ
ンス整合回路３が構成されているので、基本波の出力を
抑え、第２次高調波を優勢的に発生させることができ
る。このため、この第２次高調波を発振出力として利用
することにより、同一の発振周波数の出力を得るために
必要な直流磁界は基本波を発振出力として利用する場合
の半分の値になり、従ってこの分だけ磁気回路に対する
負担を軽減することができる。具体的には、同調用コイ
ル4bによる同調感度が２倍となるので、同一帯域幅に対
してこの同調用コイル4bに流す電流値を1/2に低減する
ことができる。また、磁気回路のギャップ長を小さくす
ることなく例えば10GHz以上の高周波の発振出力を得る
ことができるので、ギャップ中へのYIG薄膜共振器２の
実装が容易であり、このYIG薄膜共振器２の特性に悪影
響が生じることもない。さらに、例えば10GHz以上の高
周波を発振させる場合においても、位相雑音の小さいバ
イポーラトランジスタをGaAs FET1の代わりに能動素子
として用いることが可能となる。
また、YIG薄膜共振器２のＱ値は高いために本実施例
によるYIG薄膜同調発振器は低位相雑音であり、しかも
磁気共鳴を利用しているためにこのYIG薄膜同調発振器
は良好な線形同調性を有する。従って、このYIG薄膜同
調発振器を例えばマイクロ波通信機の局部発振器として
用いることにより、高品質の通信を行うことができる。
によるYIG薄膜同調発振器は低位相雑音であり、しかも
磁気共鳴を利用しているためにこのYIG薄膜同調発振器
は良好な線形同調性を有する。従って、このYIG薄膜同
調発振器を例えばマイクロ波通信機の局部発振器として
用いることにより、高品質の通信を行うことができる。
ところで、基本波の出力は上述のようにほとんど抑え
られるが、わずかではあるがその一部は出力される。こ
の低周波の基本波は、例えば発振器をPLL（phase Locke
d Loop）でロックする際に分周器へ入力する信号として
利用することが可能である。
られるが、わずかではあるがその一部は出力される。こ
の低周波の基本波は、例えば発振器をPLL（phase Locke
d Loop）でロックする際に分周器へ入力する信号として
利用することが可能である。
なお、上記インピーダンス整合回路３の線路L1の長さ
はある特定の周波数の基本波のλ/4に固定されているた
め、この特定の周波数以外の基本波に対しては線路L1の
長さは厳密にはλ/4とならないが、この特定の周波数の
基本波を中心とする例えば数百MHzの周波数帯域内では
この線路L1の長さはほぼλ/4と考えることができるの
で、基本波の出力を抑えつつこの数百MHzの周波数帯域
内での同調が可能である。
はある特定の周波数の基本波のλ/4に固定されているた
め、この特定の周波数以外の基本波に対しては線路L1の
長さは厳密にはλ/4とならないが、この特定の周波数の
基本波を中心とする例えば数百MHzの周波数帯域内では
この線路L1の長さはほぼλ/4と考えることができるの
で、基本波の出力を抑えつつこの数百MHzの周波数帯域
内での同調が可能である。
上記の実施例Ｉは、能動素子としてのGaAs FET1のド
レインへのバイアスを考慮に入れていない例であるが、
次にこのバイアスを考慮に入れた実施例について説明す
る。
レインへのバイアスを考慮に入れていない例であるが、
次にこのバイアスを考慮に入れた実施例について説明す
る。
実施例II この実施例IIによるYIG薄膜同調発振器においては、
第４図に示すようなインピーダンス整合回路を用いる。
この第４図に示すように、この実施例IIのインピーダン
ス整合回路３は、実施例Ｉと同様な基本波に対するλ/4
長線路L1の中心部にこの線路L1に対して直角方向に延び
るλ/4長線路L2を付加したものである。このλ/4長線路
L2の先端がGaAs FET1のドレインへのバイアス印加端子
Ｐに接続されている。このλ/4長線路L2の先端はRF短絡
用コンデンサC2を介して接地されており、これによって
RF的に短絡されている。また、主線路MLの先端にはDCカ
ット用コンデンサC1が設けられている。これによって、
バイアスがGaAs FET1のドレインにのみ印加され、外部
にもれるのを防止することができる。
第４図に示すようなインピーダンス整合回路を用いる。
この第４図に示すように、この実施例IIのインピーダン
ス整合回路３は、実施例Ｉと同様な基本波に対するλ/4
長線路L1の中心部にこの線路L1に対して直角方向に延び
るλ/4長線路L2を付加したものである。このλ/4長線路
L2の先端がGaAs FET1のドレインへのバイアス印加端子
Ｐに接続されている。このλ/4長線路L2の先端はRF短絡
用コンデンサC2を介して接地されており、これによって
RF的に短絡されている。また、主線路MLの先端にはDCカ
ット用コンデンサC1が設けられている。これによって、
バイアスがGaAs FET1のドレインにのみ印加され、外部
にもれるのを防止することができる。
この実施例IIにおいては、λ/4長線路L2の接点Ｂにお
いては基本波に対しては開放となるためにこのλ/4長線
路L2はλ/4長線路L1には影響を与えず、結果として実施
例Ｉと同じ条件となる。一方、第２次高調波に対して
は、接点Ｂにおいては基本波に対して短絡となるが、λ
/4長線路L1の中心がやはり短絡となるため、このλ/4長
線路L2はλ/4長線路L1には影響を与えない。
いては基本波に対しては開放となるためにこのλ/4長線
路L2はλ/4長線路L1には影響を与えず、結果として実施
例Ｉと同じ条件となる。一方、第２次高調波に対して
は、接点Ｂにおいては基本波に対して短絡となるが、λ
/4長線路L1の中心がやはり短絡となるため、このλ/4長
線路L2はλ/4長線路L1には影響を与えない。
第５図は、第４図に示すインピーダンス整合回路３を
用いた場合の反射係数Γιを測定した結果を示す。この
第５図から明らかなように、基本波と仮定した6.5GHzに
対してはΓιはほぼ−１であり、第２次高調波である13
GHzに対してはΓιはほぼ０である。
用いた場合の反射係数Γιを測定した結果を示す。この
第５図から明らかなように、基本波と仮定した6.5GHzに
対してはΓιはほぼ−１であり、第２次高調波である13
GHzに対してはΓιはほぼ０である。
このように、この実施例IIによれば、実施例Ｉと同様
に、基本波の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生
させることができるので、この第２次高調波を発振出力
として利用することにより、実施例Ｉと同様な利点があ
る。これに加えて、GaAs FET1のドレインへのバイアス
をインピーダンス整合回路３から与えることができる。
に、基本波の出力を抑え、第２次高調波を優勢的に発生
させることができるので、この第２次高調波を発振出力
として利用することにより、実施例Ｉと同様な利点があ
る。これに加えて、GaAs FET1のドレインへのバイアス
をインピーダンス整合回路３から与えることができる。
実施例III この実施例IIIによるYIG薄膜同調発振器においては、
第６図に示すようなインピーダンス整合回路を用いる。
この第６図に示すように、この実施例IIIのインピーダ
ンス整合回路３は、先端を短絡した第２次高調波に対す
るλ/4長線路l1〜lnを主線路MLに多段に接続したもので
ある。GaAs FET1のドレインへのバイアスを考慮するた
め、λ/4長線路ln-1とλ/4長線路lnとの間にDCカット用
コンデンサC1が設けられ、またλ/4長線路lnはRF短絡用
コンデンサC2を介して接地されている。
第６図に示すようなインピーダンス整合回路を用いる。
この第６図に示すように、この実施例IIIのインピーダ
ンス整合回路３は、先端を短絡した第２次高調波に対す
るλ/4長線路l1〜lnを主線路MLに多段に接続したもので
ある。GaAs FET1のドレインへのバイアスを考慮するた
め、λ/4長線路ln-1とλ/4長線路lnとの間にDCカット用
コンデンサC1が設けられ、またλ/4長線路lnはRF短絡用
コンデンサC2を介して接地されている。
ｎ＝１、すなわちλ/4長線路が一本だけ設けられてい
る場合には、第２次高調波に対しては接点Ｃにおいて開
放となりΓιはほぼ０となるが、基本波に対しては短絡
とはならないため｜Γι｜＝１の条件は満足されない。
すなわち、第７図に示すシミュレーション結果から明ら
かなように、ｎ＝１の場合のΓιは第２次高調波（13GH
z）に対する基本波の周波数（6.5GHz）付近で｜Γι｜
が0.25程度と小さな値になってしまう。
る場合には、第２次高調波に対しては接点Ｃにおいて開
放となりΓιはほぼ０となるが、基本波に対しては短絡
とはならないため｜Γι｜＝１の条件は満足されない。
すなわち、第７図に示すシミュレーション結果から明ら
かなように、ｎ＝１の場合のΓιは第２次高調波（13GH
z）に対する基本波の周波数（6.5GHz）付近で｜Γι｜
が0.25程度と小さな値になってしまう。
この問題は、上述のように先端短絡の第２次高調波に
対するλ/4長線路l1〜lnを主線路MLに多段に接続し、基
本波の反射を大きくすることにより解決することができ
る。すなわち、それぞれｎ＝2,5,10の場合のシミュレー
ション結果を示す第８図〜第10図から明らかなように、
λ/4長線路l1〜lnの段数が多くなるほど（ｎが大きくな
るほど）｜Γι｜は１に近づき、ｎ＝10の場合には｜Γ
ι｜＞0.95となる。従って、基本波に対しては｜Γι｜
がほぼ１、第２次高調波に対してはΓιがほぼ０の条件
を満足することができる。
対するλ/4長線路l1〜lnを主線路MLに多段に接続し、基
本波の反射を大きくすることにより解決することができ
る。すなわち、それぞれｎ＝2,5,10の場合のシミュレー
ション結果を示す第８図〜第10図から明らかなように、
λ/4長線路l1〜lnの段数が多くなるほど（ｎが大きくな
るほど）｜Γι｜は１に近づき、ｎ＝10の場合には｜Γ
ι｜＞0.95となる。従って、基本波に対しては｜Γι｜
がほぼ１、第２次高調波に対してはΓιがほぼ０の条件
を満足することができる。
この実施例IIIによっても、実施例Ｉ、IIと同様な利
点がある。
点がある。
以上、本発明の実施例につき具体的に説明したが、本
発明は、上述の実施例に限定されるものではなく、本発
明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
発明は、上述の実施例に限定されるものではなく、本発
明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。
例えば、基本波に対するλ/4長線路L1、L2や第２次高
調波に対するλ/4長線路l1〜lnの幅は必要に応じて選定
し得るものである。また、磁気回路を含む共振器部の構
成は上述の実施例Ｉ〜IIIで用いたものに限定されるも
のではない。
調波に対するλ/4長線路l1〜lnの幅は必要に応じて選定
し得るものである。また、磁気回路を含む共振器部の構
成は上述の実施例Ｉ〜IIIで用いたものに限定されるも
のではない。
本発明によれば、整合回路が、能動素子の出力に接続
されている特性インピーダンス線路と、この特性インピ
ーダンス線路に対して直角に設けられ、かつ、基本波の
波長の1/4の長さを有する第１の線路と、この第１の線
路のほぼ中心部にこの第１の線路に対して直角に設けら
れ、かつ、基本波の波長の1/4の長さを有する第２の線
路とを備えているので、周波数同調に必要な直流磁界を
フェリ磁性共鳴素子に印加するための磁気回路の負担を
軽減することができる。また、第２の線路の先端にバイ
アスを印加することにより、整合回路側から発振用の能
動素子にバイアスを印加することができる。
されている特性インピーダンス線路と、この特性インピ
ーダンス線路に対して直角に設けられ、かつ、基本波の
波長の1/4の長さを有する第１の線路と、この第１の線
路のほぼ中心部にこの第１の線路に対して直角に設けら
れ、かつ、基本波の波長の1/4の長さを有する第２の線
路とを備えているので、周波数同調に必要な直流磁界を
フェリ磁性共鳴素子に印加するための磁気回路の負担を
軽減することができる。また、第２の線路の先端にバイ
アスを印加することにより、整合回路側から発振用の能
動素子にバイアスを印加することができる。
第１図は本発明の実施例ＩによるYIG薄膜同調発振器を
示すブロック図、第２図は第１図に示すYIG薄膜同調発
振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的構成を示
す平面図、第３図は第２図に示すインピーダンス整合回
路を用いた場合の反射係数Γιの測定結果の一例を示す
スミス図、第４図は本発明の実施例IIによるYIG薄膜同
調発振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的構成
を示す平面図、第５図は第４図に示すインピーダンス整
合回路を用いた場合の反射係数Γιの測定結果の一例を
示すスミス図、第６図は本発明の実施例IIIによるYIG薄
膜同調発振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的
構成を示す平面図、第７図は第６図においてｎ＝１の場
合の反射係数Γιのシミュレーション結果の一例を示す
スミス図、第８図は第６図においてｎ＝２の場合の反射
係数Γιのシミュレーション結果の一例を示すスミス
図、第９図は第６図においてｎ＝５の場合の反射係数Γ
ιのシミュレーション結果の一例を示すスミス図、第10
図は第６図においてｎ＝10の場合の反射係数Γιのシミ
ュレーション結果の一例を示すスミス図である。 図面における主要な符号の説明 1:GaAs FET（発振用の能動素子）、2:YIG薄膜共振器
（フェリ磁性共鳴素子）、3:インピーダンス整合回路、
4:直流磁界印加手段、4b:同調用コイル、4c:永久磁石、
L1、L2：基本波に対するλ/4長線路、l1〜ln：第２次高
調波に対するλ/4長線路。
示すブロック図、第２図は第１図に示すYIG薄膜同調発
振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的構成を示
す平面図、第３図は第２図に示すインピーダンス整合回
路を用いた場合の反射係数Γιの測定結果の一例を示す
スミス図、第４図は本発明の実施例IIによるYIG薄膜同
調発振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的構成
を示す平面図、第５図は第４図に示すインピーダンス整
合回路を用いた場合の反射係数Γιの測定結果の一例を
示すスミス図、第６図は本発明の実施例IIIによるYIG薄
膜同調発振器で用いるインピーダンス整合回路の具体的
構成を示す平面図、第７図は第６図においてｎ＝１の場
合の反射係数Γιのシミュレーション結果の一例を示す
スミス図、第８図は第６図においてｎ＝２の場合の反射
係数Γιのシミュレーション結果の一例を示すスミス
図、第９図は第６図においてｎ＝５の場合の反射係数Γ
ιのシミュレーション結果の一例を示すスミス図、第10
図は第６図においてｎ＝10の場合の反射係数Γιのシミ
ュレーション結果の一例を示すスミス図である。 図面における主要な符号の説明 1:GaAs FET（発振用の能動素子）、2:YIG薄膜共振器
（フェリ磁性共鳴素子）、3:インピーダンス整合回路、
4:直流磁界印加手段、4b:同調用コイル、4c:永久磁石、
L1、L2：基本波に対するλ/4長線路、l1〜ln：第２次高
調波に対するλ/4長線路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中野 浩幸 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−257607（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−177011（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−57102（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−271506（ＪＰ，Ａ) 実開 昭55−121513（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】発振用の能動素子と、この能動素子の帰還
の一部に接続されているフェリ磁性共鳴素子と、上記能
動素子に接続されている整合回路とを有し、 上記整合回路は、上記能動素子の出力に接続されている
特性インピーダンス線路と、この特性インピーダンス線
路に対して直角に設けられ、かつ、基本波の波長の1/4
の長さを有する第１の線路と、この第１の線路のほぼ中
心部にこの第１の線路に対して直角に設けられ、かつ、
基本波の波長の1/4の長さを有する第２の線路とを備え
ていることを特徴とする同調発振器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62315650A JP2646594B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | 同調発振器 |
| CA000585313A CA1312658C (en) | 1987-12-14 | 1988-12-08 | Tuned oscillator |
| US07/281,289 US4873496A (en) | 1987-12-14 | 1988-12-08 | Tuned oscillator |
| EP88120660A EP0320825B1 (en) | 1987-12-14 | 1988-12-09 | Yig tuned oscillator |
| DE3853055T DE3853055D1 (de) | 1987-12-14 | 1988-12-09 | Oszillator mit YIG-Abstimmung. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62315650A JP2646594B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | 同調発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01157103A JPH01157103A (ja) | 1989-06-20 |
| JP2646594B2 true JP2646594B2 (ja) | 1997-08-27 |
Family
ID=18067921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62315650A Expired - Fee Related JP2646594B2 (ja) | 1987-12-14 | 1987-12-14 | 同調発振器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4873496A (ja) |
| EP (1) | EP0320825B1 (ja) |
| JP (1) | JP2646594B2 (ja) |
| CA (1) | CA1312658C (ja) |
| DE (1) | DE3853055D1 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0715236A (ja) * | 1993-06-18 | 1995-01-17 | Mitsubishi Electric Corp | 周波数シンセサイザ |
| JP2854983B2 (ja) * | 1994-06-06 | 1999-02-10 | テレダイン・ウォーター・ピック・ディビジョン・オブ・テレダイン・インダストリーズ・インコーポレーテッド | 高周波数電動歯ブラシ |
| US6078223A (en) * | 1998-08-14 | 2000-06-20 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Discriminator stabilized superconductor/ferroelectric thin film local oscillator |
| USD484311S1 (en) | 2001-01-12 | 2003-12-30 | Water Pik, Inc. | Disposable toothbrush |
| AU2002320505A1 (en) | 2001-07-12 | 2003-01-29 | Water Pik, Inc. | Dual motor oral hygiene device |
| USD487349S1 (en) | 2002-02-01 | 2004-03-09 | Water Pik, Inc. | Dental device |
| US6967540B2 (en) * | 2003-03-06 | 2005-11-22 | Paratek Microwave, Inc. | Synthesizers incorporating parascan TM varactors |
| US7528663B2 (en) * | 2004-09-15 | 2009-05-05 | Commissariat A L'energie Atomique | Microwave oscillator tuned with a ferromagnetic thin film |
| WO2012151259A1 (en) | 2011-05-02 | 2012-11-08 | Water Pik, Inc. | Mechanically-driven, sonic toothbrush |
| AU2014232399C1 (en) | 2013-03-15 | 2017-11-02 | Water Pik, Inc. | Mechanically driven, sonic toothbrush and water flosser |
| US9468511B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-10-18 | Water Pik, Inc. | Electronic toothbrush with vibration dampening |
| CN205568226U (zh) | 2015-07-08 | 2016-09-14 | 洁碧有限公司 | 刷牙装置 |
| US10561480B2 (en) | 2016-05-09 | 2020-02-18 | Water Pik, Inc. | Load sensing for oral devices |
| JP7229920B2 (ja) | 2016-12-15 | 2023-02-28 | ウォーター ピック インコーポレイテッド | 照明特徴部を有する歯磨きデバイス |
| USD844997S1 (en) | 2016-12-15 | 2019-04-09 | Water Pik, Inc. | Toothbrush handle |
| USD845636S1 (en) | 2016-12-15 | 2019-04-16 | Water Pik, Inc. | Toothbrush handle |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3343069A (en) * | 1963-12-19 | 1967-09-19 | Hughes Aircraft Co | Parametric frequency doubler-limiter |
| AU470870B2 (en) * | 1973-10-29 | 1976-04-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Filters employing elements with distributed constants |
| JPS6141291Y2 (ja) * | 1979-02-16 | 1986-11-25 | ||
| FR2509533B1 (fr) * | 1981-05-27 | 1986-01-03 | Labo Electronique Physique | Dispositif de polarisation d'elements actifs hyperfrequences |
| JPS58177011A (ja) * | 1982-04-10 | 1983-10-17 | Fujitsu Ltd | 発振逓倍器 |
| JPH0770918B2 (ja) * | 1984-06-05 | 1995-07-31 | ソニー株式会社 | 同調発振器 |
| JPS6157102A (ja) * | 1984-08-29 | 1986-03-24 | Fujitsu Ltd | 発振逓倍器 |
-
1987
- 1987-12-14 JP JP62315650A patent/JP2646594B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-12-08 CA CA000585313A patent/CA1312658C/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-12-08 US US07/281,289 patent/US4873496A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-12-09 EP EP88120660A patent/EP0320825B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-12-09 DE DE3853055T patent/DE3853055D1/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0320825B1 (en) | 1995-02-15 |
| EP0320825A3 (en) | 1989-08-23 |
| DE3853055D1 (de) | 1995-03-23 |
| JPH01157103A (ja) | 1989-06-20 |
| US4873496A (en) | 1989-10-10 |
| EP0320825A2 (en) | 1989-06-21 |
| CA1312658C (en) | 1993-01-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |