JPH10225106A

JPH10225106A - 安定化電源回路

Info

Publication number: JPH10225106A
Application number: JP1801197A
Authority: JP
Inventors: Hironobu Izumi; 啓修出水
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1997-01-31
Filing date: 1997-01-31
Publication date: 1998-08-21
Anticipated expiration: 2017-01-31
Also published as: JP3111172B2

Abstract

(57)【要約】【課題】出力電圧の値が選択可能な安定化電源回路に
おいて、出力電圧が小さい時にはシリーズレギュレータ
での損失が大きくなり、効率が悪かった。【解決手段】チョッパレギュレータと、シリーズレギ
ュレータとを有する出力電圧可変型の安定化電源回路に
おいて、該チョッパレギュレータの出力電圧を該シリー
ズレギュレータの入力電圧とし、且つ負荷に供給する該
シリーズレギュレータの出力電圧の値に対応して、チョ
ッパレギュレータの出力電圧を調整することを特徴とす
るものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパレギュレ
ータとシリーズレギュレータとを組み合わせた安定化電
源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は従来例の安定化電源回路を示すブ
ロック回路図である。この構成はおもにバッテリー機器
などの電源部によく使用されるもので、電源電圧を一旦
前段のチョッパレギュレータで昇圧した後、シリーズレ
ギュレータを通すことにより、ノイズのない任意の定電
圧を得たいときに用いる。特に、音声、映像、回路など
のノイズの影響を受けやすい回路へ電源供給する時によ
く使用される。

【０００３】図４において、従来例の安定化電源回路５
０は、チョッパレギュレータ５１、分圧回路５６、シリ
ーズレギュレータ５２、分圧回路５５から構成され、５
７は電池などの電源から入力端子、５８は出力端子であ
り、５９は負荷である。電池などの電源から入力端子５
７に入力される供給電圧をチョッパレギュレータ５１で
昇圧し、シリーズレギュレータ５２に供給する。シリー
ズレギュレータ５２において、電圧を変化および安定さ
せ、出力端子５８より、負荷５９に電源を供給する。

【０００４】チョッパレギュレータ５１は、端子５１ｉ
ｎ、５１ｏｕｔ、５１ｇｎｄ、５１ｆｂを有しており、
端子５１ｉｎからの入力電圧を昇圧して５１ｏｕｔより
シリーズレギュレータ５２に供給する。端子５１ｇｎｄ
は接地端子である。端子５１ｆｂはフィードバック端子
であり、分圧回路５６の抵抗５６ａと抵抗５６ｂとの間
の点５６ｃに接続されている。この端子５１ｆｂの電圧
Ｖｆｂｃがチョッパレギュレータ５１に内蔵されている
基準電圧Ｖｒｃより高くなると、出力電圧Ｖ_Aが低くな
るようにチョッパレギュレータ５１が動作し、基準電圧
Ｖｒｃより低くなるとＶ_Aが高くなるようにチョッパレ
ギュレータ５１が動作する。抵抗５６ａ、５６ｂの抵抗
値をそれぞれＲ１、Ｒ２とすると、チョッパレギュレー
タの出力電圧Ｖ_Aは式（６）で与えられる。

【０００５】Ｖ_A＝（（Ｒ_A＋Ｒ_B）／Ｒ_B）×Ｖｒｃ（６）いま、基準電圧Ｖｒｃの値を１．２５Ｖ、抵抗Ｒ_Aの値
を９ｋΩ、抵抗Ｒ_Bの値を１ｋΩとすると、Ｖ_Aの値は、
１２．５Ｖになる。従って、シリーズレギュレータ５２
には、１２．５Ｖの電圧Ｖ_Aが供給される。

【０００６】シリーズレギュレータ５２のフィードバッ
ク端子５２ｆｂの電圧Ｖｆｂｓがシリーズレギュレータ
５２に内蔵されている基準電圧Ｖｒｓより高くなると、
シリーズレギュレータ５２の出力電圧Ｖ_Bが低くなるよ
うにシリーズレギュレータ５２は動作し、電圧Ｖｆｂｓ
がシリーズレギュレータの基準電圧Ｖｒｓより低くなる
とＶ_Bが高くなるようにシリーズレギュレータ５２は動
作する。Ｖ_Bは分圧回路５５の可変抵抗５５ａと抵抗５
５ｂとの抵抗値の比によって定まる。可変抵抗５５ａの
抵抗値を変化させることにより、出力電圧Ｖ_Bを変化さ
せることができる。ここで可変抵抗５５ａおよび抵抗５
５ｂの抵抗値をそれぞれＲ_C、Ｒ_Dとすると、シリーズレ
ギュレータの出力電圧Ｖ_Bは式（７）で与えられる。

【０００７】Ｖ_B＝（（Ｒ_C＋Ｒ_D）／Ｒ_D）×Ｖｒｓ（７）いま、抵抗Ｒ_Dの値が１ｋΩであり、Ｒ_Cの値が１．４ｋ
Ω〜７ｋΩまで変化可能なとき、シリーズレギュレータ
１２の出力電圧Ｖ_Bは３Ｖ〜１０Ｖまで変化させること
ができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】シリーズレギュレータ
５２での損失Ｐ２は式（８）で表される。なお、Ｉ₀₂は
シリーズレギュレータを流れる電流である。

【０００９】Ｐ２＝（Ｖ_A−Ｖ_B）×Ｉ₀₂ （８）シリーズレギュレータ５２を動作させるためは、その入
力電圧Ｖ_Aを出力電圧Ｖ_Bよりも一定電圧以上大きくする
必要があり、動作可能なシリーズレギュレータの入出力
間の電位差を最低動作電圧をＶｍｉｎとすと、式（８）
より、シリーズレギュレータの入出力間の電位差Ｖ_A−
Ｖ_Bが最低動作電圧Ｖｍｉｎに近いほどシリーズレギュ
レータの損失は少なくなり、安定化電源回路の消費電力
は小さくなる。表４に従来例の安定化電源回路の出力と
シリーズレギュレータの損失との関係を示す。

【００１０】

【表４】

【００１１】表４の各欄において、シリーズレギュレー
タ５２を流れる電流Ｉ₀₂は１Ａ一定であり、チョッパレ
ギュレータの出力電圧Ｖ_Aが１２．５Ｖの時、シリーズ
レギュレータの出力電圧Ｖ_Bは１０Ｖであり、同様に、
Ｖ_A＝１２．５Ｖの時、Ｖ_B＝７．５Ｖであり、Ｖ_A＝１
２．５Ｖの時、Ｖ_B＝５Ｖであり、Ｖ_A＝１２．５Ｖの
時、Ｖ_B＝３Ｖである。これに対応するシリーズレギュ
レータの損失Ｐ２はそれぞれ、２．５Ｗ、５．０Ｗ、
７．５Ｗ、９．５Ｗとなる。表４から示されるように、
シリーズレギュレータの最低動作電圧Ｖｍｉｎは２．５
Ｖであり、電圧差（Ｖ_A−Ｖ_B）が小さい程シリーズレギ
ュレータの損失Ｐ２は小さくなり、電圧差（Ｖ_A−Ｖ_B）
が大きい程シリーズレギュレータの損失Ｐ２は大きくな
る。

【００１２】従って、従来例の安定化電源回路において
はチョッパレギュレータ５１の出力電圧が一定のため、
シリーズレギュレータ５２が最大出力電圧で動作してい
るときは損失が少ないが、出力電圧Ｖ_Bが小さいときに
は、シリーズレギュレータ５２での損失が大きくなる。
このため、出力電圧Ｖ_Bが小さいときには安定化電源回
路で消費される電力が大きくなり、効率が悪かった。

【００１３】本発明は上記の問題を鑑みて提案されたも
のであり、出力可変型の安定化電源回路において、出力
電圧が小さい時の安定化電源回路の消費電力を小さくす
ることを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
安定化電源回路は、チョッパレギュレータと、シリーズ
レギュレータとを有する出力電圧可変型の安定化電源回
路であり、該チョッパレギュレータの出力電圧を該シリ
ーズレギュレータの入力電圧とし、且つ負荷に供給する
該シリーズレギュレータの出力電圧の値に対応して、チ
ョッパレギュレータの出力電圧を調整することを特徴と
するものである。

【００１５】また、本発明の請求項２記載の安定化電源
回路は、前記チョッパレギュレータの出力電圧を定める
分圧回路と、前記チョッパレギュレータの出力電圧を制
御する電圧制御回路と、シリーズレギュレータの出力電
圧を定める分圧回路と、前記シリーズレギュレータの入
力電圧と出力電圧との電圧差を検出する入出力間の電圧
検出回路とを有し、該電圧検出回路から電圧差の信号を
前記チョッパレギュレータの電圧制御回路にフィードバ
ックして前記チョッパレギュレータの出力電圧を制御す
ることを特徴とするものである。

【００１６】さらに、本発明の請求項３記載の安定化電
源回路は、前記電圧制御回路がＡ−Ｄコンバータと複数
のアナログスイッチから構成されており、該電圧検出回
路から電圧差の信号を前記Ａ−Ｄコンバータによりデジ
タルの電圧差の信号に変換し、該デジタルの電圧差の信
号に基づき、該アナログスイッチを切り替えて前記チョ
ッパレギュレータの分圧回路を制御し、該チョッパレギ
ュレータの出力電圧を制御することを特徴とするもので
ある。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施の形態であ
る安定化電源回路を示すブロック回路図である。図１に
おいて、安定化電源回路１０は、チョッパレギュレータ
１１、シリーズレギュレータ１２、入出力間の電圧検出
回路１３、電圧制御回路１４、シリーズレギュレータの
１２の出力電圧を定める分圧回路１５、チョッパレギュ
レータ１１の出力電圧を定める分圧回路１６、及び入力
端子１７、出力端子１８から構成される。電源より入力
端子１７を介して入力した電圧はチョッパレギュレータ
１１で昇圧され、チョッパレギュレータの出力電圧Ｖ₀₁
となる。出力電圧Ｖ₀₁はシリーズレギュレータ１２に入
力され、安定化された電圧Ｖ₀₂を出力端子１８を通じて
負荷１９に供給する。１６はチョッパレギュレータ１１
の出力電圧を定める分圧回路であり、１５はシリーズレ
ギュレータの１２の出力電圧を定める分圧回路である。

【００１８】チョッパレギュレータ１１は、端子１１ｉ
ｎ、１１ｏｕｔ、１１ｇｎｄ、１１ｆｂを有しており、
端子１１ｉｎからの入力電圧を昇圧して１１ｏｕｔより
シリーズレギュレータ１２に供給する。端子１１ｇｎｄ
は接地端子である。端子１１ｆｂはフィードバック端子
であり、チョッパレギュレータの分圧回路１６の抵抗１
６ａと抵抗１６ｂとの間の点１６ｃに接続されている。
この端子１１ｆｂの電圧Ｖｆｂｃがチョッパレギュレー
タ１１の基準電圧Ｖｒｃより高くなると出力電圧Ｖ₀₁は
低くなるようにチョッパレギュレータ１１が動作し、基
準電圧Ｖｒｃより低くなると出力電圧Ｖ₀₁を高くなるよ
うにチョッパレギュレータ１１が動作する。

【００１９】シリーズレギュレータ１２は１２ｉｎ、１
２ｏｕｔ、１２ｇｎｄ、１２ｆｂを有しており、端子１
２ｉｎに電圧Ｖ₀₁が入力（供給）される。シリーズレギ
ュレータ１２のフィードバック端子１２ｆｂは分圧回路
１５の可変抵抗１５ａと抵抗１５ｂの間の点１５ｃに接
続されている。点１５ｃの電圧Ｖｆｂｓがシリーズレギ
ュレータ１２の基準電圧Ｖｒｓより高くなると、シリー
ズレギュレータの出力電圧Ｖ₀₂が低くなるようにシリー
ズレギュレータ１２は動作し、ＶｆｂｓがＶｒｓより低
くなると、Ｖ₀₂が高くなるようにシリーズレギュレータ
１２は動作する。Ｖ₀₂は分圧回路１５の可変抵抗１５ａ
と抵抗１５ｂとの抵抗値の比によって定まる。つまり、
可変抵抗Ｒ３の値を変化させることにより、出力電圧Ｖ
₀₂を変化させることができる。出力電圧Ｖ₀₂は、シリー
ズレギュレータの基準電圧Ｖｒｓとし、可変抵抗１５
ａ、および抵抗１５ｂの抵抗値をそれぞれＲ３、Ｒ４と
すると次式（１）で与えられる。

【００２０】Ｖ₀₂＝（（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４）×Ｖｒｓ（１）シリーズレギュレータ１２の両端の１２ｉｎと１２ｏｕ
ｔと間には、シリーズレギュレータ１２の電圧を検出す
るための入出力間の電圧検出回路１３が接続されてい
る。入出力間の電圧検出回路１３は、シリーズレギュレ
ータの入出力間の電圧差Ｖ₀₃＝Ｖ₀₁−Ｖ₀₂が所定の電圧
Ｖａ以上になると電圧制御回路１４に電圧信号を動作を
する。電圧制御回路１４はこの電圧信号により電流Ｉｓ
を発生させる。電流Ｉｓによって、チョッパレギュレー
タ１１の出力電圧Ｖ₀₁は次式（２）に示すように低下す
る。ここで、Ｖｒｃはチョッパレギュレータの基準電
圧、Ｉｓは電圧信号による電流とし、抵抗１６ａ、１６
ｂの抵抗値をそれぞれＲ１、Ｒ２とすると、Ｖ₀₁＝（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）×Ｖｒｃ−Ｒ１×Ｉｓ（２）以上のようにして、シリーズレギュレータ１２の入出力
間の電圧差Ｖ₀₃が所定の電圧Ｖａと等しくなるように昇
圧チョッパレギュレータ１１の出力電圧Ｖ₀₁が調整され
る。このとき、所定の電圧Ｖａをシリーズレギュレータ
の最低動作電圧Ｖｍｉｎに設定することにより、チョッ
パレギュレータの出力電圧Ｖ₀₁を必要最小限の電圧に抑
えることができる。

【００２１】シリーズレギュレータ１２入力と出力の電
位差Ｖ₀₃をほぼ一定に保つことにより、出力電圧Ｖ₀₂が
小さい場合においても、出力シリーズレギュレータ１２
の損失を低減することができる。その結果、安定化電源
回路１０の消費電力を小さくすることができる。

【００２２】表１に本発明の図１に示した安定化電源回
路の出力とシリーズレギュレータの損失との関係を示
す。

【００２３】

【表１】

【００２４】表１の各欄において、シリーズレギュレー
タ１２を流れる電流Ｉ₀₂は１Ａ一定であり、チョッパレ
ギュレータの出力電圧Ｖ₀₁が１２．５Ｖの時、シリーズ
レギュレータの出力電圧Ｖ₀₂は１０Ｖであり、同様に、
Ｖ₀₁＝１２．５Ｖの時、Ｖ₀₂＝７．５Ｖであり、Ｖ₀₁＝
１２．５Ｖの時、Ｖ₀₂＝５Ｖであり、Ｖ₀₁＝１２．５Ｖ
の時、Ｖ₀₂＝３Ｖである。これに対応するシリーズレギ
ュレータの損失Ｐはそれぞれ、２．５Ｗ、２．５Ｗ、
２．５Ｗ、２．５Ｗと一定の最低値になる。表１から示
されるように、シリーズレギュレータの最低動作電圧Ｖ
ｍｉｎは２．５Ｖであり、電圧差（Ｖ₀₁−Ｖ₀₂）を最低
動作電圧Ｖｍｉｎの２．５Ｖに制御することにより、シ
リーズレギュレータの損失Ｐを最低にすることができ
る。

【００２５】図２は図１の安定化電源回路のブロック図
のシリーズレギュレータ１２、入出力間の電圧検出回路
１３、電圧制御回路１４、分圧回路１５、１６の一例を
示す詳細な回路図である。図２において、シリーズレギ
ュレータ１２のＰＮＰパワートランジスタ１２ａ、エラ
ーアンプ１２ｂ、参照電源１２ｃを有している。端子１
２ｇｎｄとエラーアンプ１２ｂの間の参照電源１２ｃは
参照電圧Ｖｒｓを発生させる。また、エラーアンプ１２
ｂはフィードバック端子１２ｆｂ通して分圧回路１５の
点１５ｃに接続されている。

【００２６】ＰＮＰパワートランジスタ１２ａのエミッ
タ−コレクタ間の電圧、すなわち、シリーズレギュレー
タ１３の入出力間の電圧差Ｖ₀₃は入出力間の電圧検出回
路１３で検出される。電圧Ｖ₀₃を抵抗１３ｄ、１３ｅで
分圧した点１３ｇの電圧をＶ₀₄とすると、Ｖ₀₄の値は次
式（３）で表される。なお、抵抗１３ｄ、１３ｅの抵抗
値をそれぞれＲ５、Ｒ６とする。

【００２７】Ｖ₀₄＝Ｖ₀₃×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）（３）ＰＮＰパワートランジスタのエミッタ−コレクタ間の電
圧がシリーズレギュレータ１２の所定の電圧Ｖａのとき
に、Ｖ１がトランジスタ１３ｃの動作電圧になるように
抵抗値Ｒ５、Ｒ６を選定する。Ｖ₀₃がＶａ以上になり、
トランジスタ１３ｂと１３ｃ間に電流Ｉ１が流れる。ト
ランジスタ１３ａと１３ｂはカレントミラー回路を構成
しているため、Ｉ１と等しい電流Ｉ２がトランジスタ１
３ａに流れる。Ｉ２は抵抗１３ｆに流れ込む。ここで、
点１３ｈの電圧Ｖ₀₅は、抵抗１３ｆの抵抗値をＲ７とす
ると次式（４）で表される。

【００２８】Ｖ₀₅＝Ｒ７×Ｉ２（４）入出力間の電圧検出回路１３は点１３ｈの電圧を電圧信
号として電圧制御回路１４に伝える。電圧制御回路１４
のトランジスタ１４ｃのベースに入力された電圧Ｖ₀₅の
値に応じて、トランジスタ１４ｂと１４ｃの間に電流Ｉ
３が流れる。電流Ｉ３の値は、抵抗１４ｄの抵抗値をＲ
８、トランジスタ１４ｃのベースーエミッタ間の電位差
をＶｂｅとすると次式（５）で表される。

【００２９】Ｉ３＝（Ｖ₀₅−Ｖｂｅ）／Ｒ８（５）トランジスタ１４ａと１４ｂはカレントミラー回路を構
成しており、Ｉ３と等しい電流Ｉｓがトランジスタ１４
ａに流れる。すなわち、Ｖ₀₅の値に応じた電流Ｉｓが出
力される。この電流Ｉｓは昇圧チョッパの分圧回路１６
の抵抗１６ｂに流れ込み、式（４）に示すようにＶ₀₁が
低下する。

【００３０】図２においてシリーズレギュレータの最低
動作電圧Ｖｍｉｎが２．５Ｖであり、Ｒ１が９ｋΩ、Ｒ
２が１ｋΩ、Ｒ４が１ｋΩ、の抵抗値であり、Ｒ３が
１．４ｋΩから７ｋΩまで抵抗値が変化する。また、チ
ョッパレギュレータ１１およびシリーズレギュレータ１
２の参照電圧ＶｒｃおよびＶｒｓが１．２５Ｖのとき、
安定化電源回路１０の出力電圧Ｖ₀₂は３〜１０Ｖの範囲
で可変できる。このとき、入出力間の電圧検出回路１３
の動作電圧Ｖａを２．５Ｖになるように設定すると、入
出力間電圧Ｖ₀₃は常に２．５ＶとなるようにＶ₀₁が制御
される。この結果は表１で説明した通りである。

【００３１】図３は本発明の一実施の形態よりなる別の
安定化電源回路のブロック回路図であり、図１と異なる
点は、電圧制御回路１４がＡ−Ｄコンバータ１４ｅとア
ナログスイッチ１４ｆ、１４ｇ、１４ｈとから構成され
ていることである。

【００３２】図３において、安定化電源回路１０は、チ
ョッパレギュレータ１１、シリーズレギュレータ１２、
入出力間の電圧検出回路１３、電圧制御回路１４、シリ
ーズレギュレータの１２の出力電圧を定める分圧回路１
５、チョッパレギュレータ１１の出力電圧を定める分圧
回路１６、及び入力端子１７、出力端子１８から構成さ
れる。１３はシリーズレギュレータ１２の電圧を検出す
るための入出力間の電圧検出回路であり、１４はチョッ
パレギュレータ１１の出力電圧を制御するための電圧制
御回路である。電源より入力端子１７から入力した電圧
はチョッパレギュレータ１１で昇圧される。続いてシリ
ーズレギュレータ１２に入力され、安定化された電圧を
出力端子１８を通じて負荷１９に供給する。１６はチョ
ッパレギュレータ１１の出力電圧を定める分圧回路であ
り、１５はシリーズレギュレータの１２の出力電圧を定
める分圧回路である。

【００３３】チョッパレギュレータ１１は、端子１１ｉ
ｎ、１１ｏｕｔ、１１ｇｎｄ、１１ｆｂを有しており、
端子１１ｉｎからの入力電圧を昇圧して１１ｏｕｔより
シリーズレギュレータ１２に供給する。端子１１ｇｎｄ
は接地端子である。端子１１ｆｂはフィードバック端子
であり、分圧回路１６の抵抗１６ａと抵抗１６ｂとの間
の点１６ｃに接続されている。この端子１１ｆｂの電圧
Ｖｆｂｃがチョッパレギュレータ１１の基準電圧Ｖｒｃ
より高くなると、出力電圧Ｖ₀₁は低くなるようにチョッ
パレギュレータ１１が動作し、基準電圧Ｖｒｃより低く
なるとＶ₀₁が高くなるようにチョッパレギュレータ１１
が動作する。

【００３４】シリーズレギュレータ１２は、端子１２ｉ
ｎ、１２ｏｕｔ、１２ｇｎｄ、１２ｆｂを有しており、
端子１２ｉｎに電圧Ｖ₀₁が供給される。シリーズレギュ
レータ１２のフィードバック端子１２ｆｂは分圧回路１
５の可変抵抗１５ａと抵抗１５ｂの間の点１５ｃに接続
されている。端子１２ｆｂの電圧をＶｆｂｓとすると、
Ｖｆｂｓがシリーズレギュレータ１２の基準電圧Ｖｒｓ
より高くなると、Ｖ₀₂が低くなるようにシリーズレギュ
レータ１２は動作し、Ｖｒｓより低くなるとＶ₀₂が高く
なるようにシリーズレギュレータ１２は動作する。Ｖ₀₂
は分圧回路１５の可変抵抗１５ａと抵抗１５ｂとの値に
よって定まる。つまり、可変抵抗Ｒ３の値を変化させる
ことにより、出力電圧Ｖ₀₂を変化させることができる。
出力電圧Ｖ₀₂は可変抵抗１５ａ、および抵抗１５ｂの抵
抗値をそれぞれＲ３、Ｒ４とすると、上述の式（１）で
与えられる。

【００３５】Ｖ₀₂＝（（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４）×Ｖｒｓ（１）シリーズレギュレータ１２の両端の電位差を検出する入
出力間の電圧検出回路１３で検出された検出結果は電圧
制御回路１４内のＡ−Ｄコンバータ１４ｅに入力され
る。Ａ−Ｄコンバータ１４ｅは入出力間の電圧検出回路
１３からの入力をに応じてアナログスイッチ１４ｆ、１
４ｇ、１４ｈを切り替える。

【００３６】言い換えれば、電圧検出回路１３から電圧
差の信号を、Ａ−Ｄコンバータ１４ｅによりデジタルの
電圧差の信号に変換し、このデジタルの電圧差の信号に
基づき、アナログスイッチ１４ｆ、１４ｇ、１４ｈを切
り替えて、チョッパレギュレータの分圧回路１６を制御
して、チョッパレギュレータの出力電圧Ｖ₀₁を制御する
動作をしている。

【００３７】分圧回路１６の抵抗１６ａは、抵抗１６ａ
１、１６ａ２、１６ａ３、１６ａ４からなっており、電
圧制御回路１４のアナログスイッチ１４ｆ、１４ｇ、１
４ｈを切り替えることにより、抵抗１６ａの抵抗値Ｒ１
を段階的に変化させることができる。するとＲ１と抵抗
１６ｂの抵抗値Ｒ２との比が段階的に切り替わりチョッ
パレギュレータの出力電圧が変化する。

【００３８】シリーズレギュレータの出力電圧Ｖ₀₂の範
囲とアナログスイッチ１４ｆ、１４ｇ、１４ｈのＯＮ−
ＯＦＦとチョッパレギュレータ１１の出力電圧Ｖ₀₁との
関係を表２に示す。

【００３９】

【表２】

【００４０】表２において、アナログスイッチ１４ｆ、
１４ｇ、１４ｈのＯＮ−ＯＦＦを組み合わせることで安
定化電源回路の出力電圧の変化に対応して、チョッパレ
ギュレータ１１の出力電圧Ｖ₀₁を段階的に変化させる。
抵抗１６ａ１、１６ａ２、１６ａ３、１６ａ４の抵抗値
をそれぞれＲ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃ、Ｒ１ｄとすると、
Ｒ１ａは４．２５ｋΩであり、Ｒ１ｂは１ｋΩであり、
Ｒ１ｃは２ｋΩであり、Ｒ１ｃは４ｋΩである。○印は
アナログスイッチＯＮを表し、×印はアナログスイッチ
ＯＦＦを表す。例えば、表２の第６欄、シリーズレギュ
レータの出力電圧Ｖ₀₂の範囲が６〜７Ｖの時、すなわ
ち、６Ｖより大きく７Ｖ以下のとき、アナログスイッチ
１４ｆは○印なのでスイッチＯＮを表し、アナログスイ
ッチ１４ｇは○印なのでスイッチＯＮを表し、アナログ
スイッチ１４ｈは×印なのでスイッチＯＦＦを表す。抵
抗値Ｒ１は８．２５ｋΩとなり、チョッパレギュレータ
の出力電圧Ｖ₀₁は９．５Ｖとなる。表２のように抵抗１
６ａの抵抗値Ｒ１を制御して、シリーズレギュレータ１
２の入出力間の電圧差を２．５Ｖ〜３．５Ｖの範囲に制
御することができる。

【００４１】表３に図３の安定化電源回路の出力とシリ
ーズレギュレータの損失との関係を示す。

【００４２】

【表３】

【００４３】表３において、シリーズレギュレータ１２
の出力電圧Ｖ₀₂が１０Ｖの時、チョッパレギュレータの
出力電圧Ｖ₀₁（即ち、シリーズレギュレータ１２の入力
電圧）は１２．５Ｖに設定される。シリーズレギュレー
タ１２に流れる電流Ｉ０２が１Ａとすると、シリーズレ
ギュレータ１２の消費電力は２．５Ｗである。また、シ
リーズレギュレータ１２の出力電圧が７．５Ｖのときに
は入力電圧は１０．５Ｖに設定される。このとき、シリ
ーズレギュレータ１２の消費電力は３．０Ｗである。シ
リーズレギュレータ１２の損失は２．５Ｗ〜３．５Ｗで
ある。そのため、低電圧出力時のシリーズレギュレータ
１２の損失を低減でき、安定化電源回路１０の消費電力
を低減できる。

【００４４】図３で説明した本発明の一実施の形態より
なる安定化電源回路は、Ａ−Ｄ変換器を用いて抵抗を段
階的に切り替えるため、シリーズレギュレータ１２の出
力電圧の応答性を１００ｎｓｅｃレベルの高速応答にす
ることができる。また、チョッパレギュレータの電圧制
御回路がＡ−Ｄコンバータと複数のアナログスイッチか
ら構成されており、前記電圧検出回路から電圧差の信号
を前記Ａ−Ｄコンバータによりデジタルの電圧差の信号
に変換し、このデジタルの電圧差の信号に基づき、アナ
ログスイッチを切り替えてチョッパレギュレータの分圧
回路を制御する安定化電源回路であり、１Ｖ単位でのデ
ジタルの電圧差の信号を用いているため、チョッパレギ
ュレータの出力電圧を確実に制御することができる。ま
た、図１で説明した本発明の一実施の形態よりなる安定
化電源回路のシリーズレギュレータ１２の出力電圧の応
答性は数ｍｓｅｃレベルの応答であり、負荷の目的に従
って、それぞれ選択することができる。

【００４５】

【発明の効果】本発明の請求項１記載の安定化電源回路
によれば、チョッパレギュレータと、シリーズレギュレ
ータとを有する出力電圧可変型の安定化電源回路であ
り、該チョッパレギュレータの出力電圧を該シリーズレ
ギュレータの入力電圧とし、且つ負荷に供給する該シリ
ーズレギュレータの出力電圧の値に対応して、チョッパ
レギュレータの出力電圧を調整することを特徴とするも
のであり、シリーズレギュレータの出力に応じてチョッ
パレギュレータの出力電圧を変化させることができるの
で、シリーズレギュレータにおける電力損失を小さく抑
えることができ、安定化電源回路の消費電力を低減させ
ることができる。

【００４６】また、本発明の請求項２記載の安定化電源
回路によれば、前記チョッパレギュレータの出力電圧を
定める分圧回路と、前記チョッパレギュレータの出力電
圧を制御する電圧制御回路と、シリーズレギュレータの
出力電圧を定める分圧回路と、前記シリーズレギュレー
タの入力電圧と出力電圧との電圧差を検知する入出力間
の電圧検出回路とを有し、該電圧検出回路から電圧差の
信号を前記チョッパレギュレータの電圧制御回路にフィ
ードバックして前記チョッパレギュレータの出力電圧を
制御することを特徴とするものであり、シリーズレギュ
レータの入力電圧と出力電圧との電圧差を小さな値に保
つことができ、シリーズレギュレータにおける電力損失
を抑えることができ、安定化電源回路の消費電力を低減
させることができる。

【００４７】さらに、本発明の請求項３記載の安定化電
源回路によれば、前記電圧制御回路がＡ−Ｄコンバータ
と複数のアナログスイッチから構成されており、該電圧
検出回路から電圧差の信号を前記Ａ−Ｄコンバータによ
りデジタルの電圧差の信号に変換し、該デジタルの電圧
差の信号に基づき、該アナログスイッチを切り替えて前
記チョッパレギュレータの分圧回路を制御し、該チョッ
パレギュレータの出力電圧を制御することを特徴とする
ものであり、Ａ−Ｄ変換器を用いて抵抗を段階的に切り
替えるため、シリーズレギュレータ１２の出力電圧の応
答性を１００ｎｓｅｃレベルの高速応答にすることがで
きる。また、１Ｖ単位でのデジタルの電圧差の信号を用
いているため、チョッパレギュレータの出力電圧を確実
に制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態である安定化電源回路を
示すブロック回路図である。

【図２】図１の安定化電源回路のブロック図のシリーズ
レギュレータ、入出力間の電圧検出回路、電圧制御回
路、分圧回路の一例を示す詳細な回路図である。

【図３】本発明の一実施の形態よりなる別の安定化電源
回路のブロック回路図である。

【図４】従来例の安定化電源回路を示すブロック回路図
である。

【符号の説明】

１０安定化電源回路１１チョッパレギュレータ１２シリーズレギュレータ１３シリーズレギュレータの入力電圧と出力電圧との
電圧差を検出する入出力間の電圧検知回路１４チョッパレギュレータの電圧制御回路１５シリーズレギュレータの分圧回路１６チョッパレギュレータの分圧回路１７安定化電源回路の入力端子１８安定化電源回路の出力端子１９負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】チョッパレギュレータと、シリーズレギ
ュレータとを有する出力電圧可変型の安定化電源回路に
おいて、該チョッパレギュレータの出力電圧を該シリー
ズレギュレータの入力電圧とし、且つ負荷に供給する該
シリーズレギュレータの出力電圧の値に対応して、チョ
ッパレギュレータの出力電圧を調整することを特徴とす
る安定化電源回路。
【請求項２】請求項１記載の安定化電源回路におい
て、前記チョッパレギュレータの出力電圧を定める分圧
回路と、前記チョッパレギュレータの出力電圧を制御す
る電圧制御回路と、シリーズレギュレータの出力電圧を
定める分圧回路と、前記シリーズレギュレータの入力電
圧と出力電圧との電圧差を検出する入出力間の電圧検出
回路とを有し、該電圧検出回路から電圧差の信号を前記
チョッパレギュレータの電圧制御回路にフィードバック
して前記チョッパレギュレータの出力電圧を制御するこ
とを特徴とする安定化電源回路。
【請求項３】請求項２記載の安定化電源回路におい
て、前記電圧制御回路がＡ−Ｄコンバータと複数のアナ
ログスイッチから構成されており、該電圧検知回路から
電圧差の信号を前記Ａ−Ｄコンバータによりデジタルの
電圧差の信号に変換し、該デジタルの電圧差の信号に基
づき、該アナログスイッチを切り替えて前記チョッパレ
ギュレータの分圧回路を制御し、該チョッパレギュレー
タの出力電圧を制御することを特徴とする安定化電源回
路。