JPH10215585A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH10215585A JPH10215585A JP9014364A JP1436497A JPH10215585A JP H10215585 A JPH10215585 A JP H10215585A JP 9014364 A JP9014364 A JP 9014364A JP 1436497 A JP1436497 A JP 1436497A JP H10215585 A JPH10215585 A JP H10215585A
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- Power Conversion In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】インバータ回路の共振動作のみで入力電流高調
波歪みを改善する電源装置において、高価な回路手段を
用いずに、全負荷範囲にわたって、入力電流高調波歪み
を改善する。 【解決手段】交流電源に接続された全波整流器ＤＢの直
流出力端子にダイオードＤ1 を介して接続される平滑コ
ンデンサＣ0 と、その両端に直列的に接続されて交互に
オン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2とを備え、全波整流器ＤＢの直流出力端子とダ
イオードＤ1 の接続点と第１及び第２のスイッチング素
子Ｑ1，Ｑ2の接続点との間に共振回路を接続し、ダイオ
ードＤ1 の両端にコンデンサＣ5 を接続したインバータ
装置において、重負荷時には入力電流波形がゼロクロス
時に急変するジャンプ波形を発生させ、軽負荷時には入
力電流波形がゼロクロス時に休止区間を発生する。
波歪みを改善する電源装置において、高価な回路手段を
用いずに、全負荷範囲にわたって、入力電流高調波歪み
を改善する。 【解決手段】交流電源に接続された全波整流器ＤＢの直
流出力端子にダイオードＤ1 を介して接続される平滑コ
ンデンサＣ0 と、その両端に直列的に接続されて交互に
オン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2とを備え、全波整流器ＤＢの直流出力端子とダ
イオードＤ1 の接続点と第１及び第２のスイッチング素
子Ｑ1，Ｑ2の接続点との間に共振回路を接続し、ダイオ
ードＤ1 の両端にコンデンサＣ5 を接続したインバータ
装置において、重負荷時には入力電流波形がゼロクロス
時に急変するジャンプ波形を発生させ、軽負荷時には入
力電流波形がゼロクロス時に休止区間を発生する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は商用交流電源を入力
として放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に適す
る電源装置に関するものである。
として放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に適す
る電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、交流電源を供給して高周波の出力
を負荷に供給するインバータ装置において、その入力電
流高調波歪みを改善し、力率を向上する方式として、イ
ンバータ装置の電源部にＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用
いた方式は良く知られている。この方式では、インバー
タ装置のスイッチング素子とは別にＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路にもスイッチング素子を設けている。また、特開
平１−１２０７９７号に開示されているように、インバ
ータ回路の共振回路動作による電流の一部をインバータ
回路部のスイッチング素子とは別の第３のスイッチング
素子を用いて強制的に交流電源部に流すようにした方式
が提案されている。しかし、これら２つの回路方式にお
いては、いずれもインバータ回路部のスイッチング素子
とは別に第３のスイッチング素子を用いて入力電流波形
歪みを改善させるもので、回路的に複雑な構成となって
いた。
を負荷に供給するインバータ装置において、その入力電
流高調波歪みを改善し、力率を向上する方式として、イ
ンバータ装置の電源部にＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用
いた方式は良く知られている。この方式では、インバー
タ装置のスイッチング素子とは別にＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路にもスイッチング素子を設けている。また、特開
平１−１２０７９７号に開示されているように、インバ
ータ回路の共振回路動作による電流の一部をインバータ
回路部のスイッチング素子とは別の第３のスイッチング
素子を用いて強制的に交流電源部に流すようにした方式
が提案されている。しかし、これら２つの回路方式にお
いては、いずれもインバータ回路部のスイッチング素子
とは別に第３のスイッチング素子を用いて入力電流波形
歪みを改善させるもので、回路的に複雑な構成となって
いた。
【０００３】そこで、インバータ回路部のスイッチング
素子とは別の第３のスイッチング素子を用いずに、イン
バータ回路の共振動作のみで、入力電流高調波歪みを改
善した回路方式についても既に提案されている。特開平
５−３８１６１号に開示された技術もその１つの方式で
あり、その回路構成を図９に示す。この方式は、交流電
源ＡＣを全波整流する整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ0
の間にダイオードＤ1 とコンデンサＣ5 の並列回路が接
続され、コンデンサＣ5 の充電電圧と、平滑コンデンサ
Ｃ0 の電圧と、整流器ＤＢの脈流全波出力電圧の関係
で、インバータ回路の高周波動作により、整流器ＤＢか
ら高周波的にパルス電流を流すようにした方式である。
この回路では、コンデンサＣ5 の充放電がインバータ装
置の入力電流を改善するのに大きく関与する。ここで、
その回路動作について簡単に説明すると、スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン・オフの１周期の間に、以下の
（ａ）〜（ｆ）で示すような６つの回路動作がある。こ
の動作を交流脈流電圧を整流した脈流直流電圧の山部、
谷部にてその動作比率を変えながら、ある動作モードに
おいて、交流電源から高周波的に入力電流を流す動作を
行うものである。 （ａ）まず、スイッチング素子Ｑ1 がオン、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオフのとき、電解コンデンサＣ0 を電源と
して、コンデンサＣ0 、スイッチング素子Ｑ1 、インダ
クタＬ2 、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、コンデンサＣ
3 、コンデンサＣ 5 を通ってコンデンサＣ0 に戻る経路
で共振電流が流れ、コンデンサＣ5 を充電する。 （ｂ）スイッチング素子Ｑ1 がオン、スイッチング素子
Ｑ2 がオフであり、コンデンサＣ5 の充電電圧と整流器
ＤＢの出力電圧の和が、コンデンサＣ0 の充電電圧より
高くなると、整流器ＤＢからスイッチング素子Ｑ1 、イ
ンダクタＬ2 、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、コンデン
サＣ3 、整流器ＤＢの経路で入力電流が流れ、共振動作
を継続する。 （ｃ）次に、スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオンになると、共振電流が流れ続けようと
するために、スイッチング素子Ｑ2 の逆方向ダイオード
を介して回生電流が流れる。すなわち、整流器ＤＢ、コ
ンデンサＣ0 、スイッチング素子Ｑ2 の逆方向ダイオー
ド、インダクタＬ2 、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、コ
ンデンサＣ3 、整流器ＤＢの経路で入力電流が流れ続
け、共振動作を継続する。 （ｄ）スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子
Ｑ2 がオンで、やがて回生電流が無くなると、コンデン
サＣ3 を電源とする共振動作にて、コンデンサＣ 3 か
ら、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、インダクタＬ2 、ス
イッチング素子Ｑ2、コンデンサＣ5 を通る経路でコン
デンサＣ5 の充電電荷を放電する。 （ｅ）スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子
Ｑ2 がオンで、コンデンサＣ5 の電荷が無くなると、共
振電流はダイオードＤ1 を介して流れる。すなわち、コ
ンデンサＣ3 から、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、イン
ダクタＬ2 、スイッチング素子Ｑ2 、ダイオードＤ1 を
通る経路で共振電流が流れる。 （ｆ）次に、スイッチング素子Ｑ1 がオン、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオフになると、共振電流が流れ続けようと
するために、スイッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード
を介して回生電流が流れる。すなわち、インダクタ
Ｌ2 、スイッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード、コン
デンサＣ0 、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ3、負荷Ｌ
ａ及びコンデンサＣ4 を通る経路で共振電流が流れ続け
る。その後、再び上記（ａ）の動作モードとなり、以上
の動作を繰り返して行くものである。
素子とは別の第３のスイッチング素子を用いずに、イン
バータ回路の共振動作のみで、入力電流高調波歪みを改
善した回路方式についても既に提案されている。特開平
５−３８１６１号に開示された技術もその１つの方式で
あり、その回路構成を図９に示す。この方式は、交流電
源ＡＣを全波整流する整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ0
の間にダイオードＤ1 とコンデンサＣ5 の並列回路が接
続され、コンデンサＣ5 の充電電圧と、平滑コンデンサ
Ｃ0 の電圧と、整流器ＤＢの脈流全波出力電圧の関係
で、インバータ回路の高周波動作により、整流器ＤＢか
ら高周波的にパルス電流を流すようにした方式である。
この回路では、コンデンサＣ5 の充放電がインバータ装
置の入力電流を改善するのに大きく関与する。ここで、
その回路動作について簡単に説明すると、スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン・オフの１周期の間に、以下の
（ａ）〜（ｆ）で示すような６つの回路動作がある。こ
の動作を交流脈流電圧を整流した脈流直流電圧の山部、
谷部にてその動作比率を変えながら、ある動作モードに
おいて、交流電源から高周波的に入力電流を流す動作を
行うものである。 （ａ）まず、スイッチング素子Ｑ1 がオン、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオフのとき、電解コンデンサＣ0 を電源と
して、コンデンサＣ0 、スイッチング素子Ｑ1 、インダ
クタＬ2 、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、コンデンサＣ
3 、コンデンサＣ 5 を通ってコンデンサＣ0 に戻る経路
で共振電流が流れ、コンデンサＣ5 を充電する。 （ｂ）スイッチング素子Ｑ1 がオン、スイッチング素子
Ｑ2 がオフであり、コンデンサＣ5 の充電電圧と整流器
ＤＢの出力電圧の和が、コンデンサＣ0 の充電電圧より
高くなると、整流器ＤＢからスイッチング素子Ｑ1 、イ
ンダクタＬ2 、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、コンデン
サＣ3 、整流器ＤＢの経路で入力電流が流れ、共振動作
を継続する。 （ｃ）次に、スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオンになると、共振電流が流れ続けようと
するために、スイッチング素子Ｑ2 の逆方向ダイオード
を介して回生電流が流れる。すなわち、整流器ＤＢ、コ
ンデンサＣ0 、スイッチング素子Ｑ2 の逆方向ダイオー
ド、インダクタＬ2 、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、コ
ンデンサＣ3 、整流器ＤＢの経路で入力電流が流れ続
け、共振動作を継続する。 （ｄ）スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子
Ｑ2 がオンで、やがて回生電流が無くなると、コンデン
サＣ3 を電源とする共振動作にて、コンデンサＣ 3 か
ら、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、インダクタＬ2 、ス
イッチング素子Ｑ2、コンデンサＣ5 を通る経路でコン
デンサＣ5 の充電電荷を放電する。 （ｅ）スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子
Ｑ2 がオンで、コンデンサＣ5 の電荷が無くなると、共
振電流はダイオードＤ1 を介して流れる。すなわち、コ
ンデンサＣ3 から、負荷Ｌａ及びコンデンサＣ4 、イン
ダクタＬ2 、スイッチング素子Ｑ2 、ダイオードＤ1 を
通る経路で共振電流が流れる。 （ｆ）次に、スイッチング素子Ｑ1 がオン、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオフになると、共振電流が流れ続けようと
するために、スイッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード
を介して回生電流が流れる。すなわち、インダクタ
Ｌ2 、スイッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード、コン
デンサＣ0 、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ3、負荷Ｌ
ａ及びコンデンサＣ4 を通る経路で共振電流が流れ続け
る。その後、再び上記（ａ）の動作モードとなり、以上
の動作を繰り返して行くものである。
【０００４】上述の動作説明から、コンデンサＣ5 の充
放電動作が入力電流波形に大きく関与することが分か
る。つまり、コンデンサＣ5 がすぐに充電されると、整
流器ＤＢから入力される高周波電流が増加し、入力電流
が台形波状の電流波形となり、逆にコンデンサＣ5 の充
電が遅ければ、整流器ＤＢから流れ込む高周波電流の期
間が短くなり、入力電流波形に休止のある電流波形とな
る。したがって、入力電流波形として休止区間の無い正
弦波状の波形を得るためには、コンデンサＣ5 の容量
と、動作周波数の関係を適正に設定する必要がある。
放電動作が入力電流波形に大きく関与することが分か
る。つまり、コンデンサＣ5 がすぐに充電されると、整
流器ＤＢから入力される高周波電流が増加し、入力電流
が台形波状の電流波形となり、逆にコンデンサＣ5 の充
電が遅ければ、整流器ＤＢから流れ込む高周波電流の期
間が短くなり、入力電流波形に休止のある電流波形とな
る。したがって、入力電流波形として休止区間の無い正
弦波状の波形を得るためには、コンデンサＣ5 の容量
と、動作周波数の関係を適正に設定する必要がある。
【０００５】ところが、上記のような回路方式におい
て、発振周波数を高めて調光点灯制御を行おうとする
と、コンデンサＣ5 の充電が十分に行われない状態で、
前記（ａ）〜（ｆ）の動作を行うために、入力電流波形
に休止区間が発生してしまうという欠点を有していた。
て、発振周波数を高めて調光点灯制御を行おうとする
と、コンデンサＣ5 の充電が十分に行われない状態で、
前記（ａ）〜（ｆ）の動作を行うために、入力電流波形
に休止区間が発生してしまうという欠点を有していた。
【０００６】その対策として、図１０に示すように、コ
ンデンサＣ5 にスイッチＱ5 を介してコンデンサＣ7 を
並列に接続し、調光点灯時に発振周波数を高くしたとき
には、スイッチＱ5 を切り替えてコンデンサＣ5 の容量
値を切り替えるような手段も既に提案されている。この
方式では、正常点灯時はスイッチＱ5 を常にオンモード
にしておき、調光点灯時にスイッチＱ5 をオフさせて、
調光点灯時に入力電流波形に休止区間が出ないように設
定するものである。
ンデンサＣ5 にスイッチＱ5 を介してコンデンサＣ7 を
並列に接続し、調光点灯時に発振周波数を高くしたとき
には、スイッチＱ5 を切り替えてコンデンサＣ5 の容量
値を切り替えるような手段も既に提案されている。この
方式では、正常点灯時はスイッチＱ5 を常にオンモード
にしておき、調光点灯時にスイッチＱ5 をオフさせて、
調光点灯時に入力電流波形に休止区間が出ないように設
定するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな回路においては、正常点灯時と、調光点灯時にコン
デンサＣ5 を切り替えるためのスイッチ及びその制御回
路、さらにはコンデンサＣ5 の容量を切り替えるための
並列コンデンサＣ7 等が必要となり、高価なものとな
る。
うな回路においては、正常点灯時と、調光点灯時にコン
デンサＣ5 を切り替えるためのスイッチ及びその制御回
路、さらにはコンデンサＣ5 の容量を切り替えるための
並列コンデンサＣ7 等が必要となり、高価なものとな
る。
【０００８】本発明は、上述のインバータ回路の共振動
作のみで入力電流高調波歪みを改善した回路方式におい
て、高価な回路手段を用いずに、全点灯から調光点灯の
範囲にわたって、入力電流高調波歪みを改善することを
目的とする。特に蛍光灯を調光点灯する際、全灯時から
最深時の調光時にわたって入力電流高調波歪みを改善す
る、または、複数種のランプ負荷を同一のインバータ装
置にて使用可能とした場合にいずれのランプ負荷につい
ても入力電流高調波歪みを改善することを目的とするも
のである。
作のみで入力電流高調波歪みを改善した回路方式におい
て、高価な回路手段を用いずに、全点灯から調光点灯の
範囲にわたって、入力電流高調波歪みを改善することを
目的とする。特に蛍光灯を調光点灯する際、全灯時から
最深時の調光時にわたって入力電流高調波歪みを改善す
る、または、複数種のランプ負荷を同一のインバータ装
置にて使用可能とした場合にいずれのランプ負荷につい
ても入力電流高調波歪みを改善することを目的とするも
のである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、上述のインバータ回路の負荷が
重負荷時（例えば、全点灯時）には、インバータ装置の
交流電源からの入力電流波形を高調波入力歪みを許容し
得るジャンプ波形に設定し、最軽負荷時（例えば、調光
の深い状態）には、インバータ装置の交流電源からの入
力電流波形を高調波入力歪みを許容し得る休止区間に設
定する。上記の入力電流波形の変曲点を、調光範囲内で
設けることにより、調光可能なインバータ回路におい
て、複雑な制御及び追加回路無しで上記の問題点を解決
できる。ここで、高調波入力歪みを許容し得る範囲と
は、例えば、社団法人日本電気協会電気用品調査委員会
より提出された家電・汎用品高調波抑制対策ガイドライ
ンのクラスＣ等を満足する範囲を指している。
課題を解決するために、上述のインバータ回路の負荷が
重負荷時（例えば、全点灯時）には、インバータ装置の
交流電源からの入力電流波形を高調波入力歪みを許容し
得るジャンプ波形に設定し、最軽負荷時（例えば、調光
の深い状態）には、インバータ装置の交流電源からの入
力電流波形を高調波入力歪みを許容し得る休止区間に設
定する。上記の入力電流波形の変曲点を、調光範囲内で
設けることにより、調光可能なインバータ回路におい
て、複雑な制御及び追加回路無しで上記の問題点を解決
できる。ここで、高調波入力歪みを許容し得る範囲と
は、例えば、社団法人日本電気協会電気用品調査委員会
より提出された家電・汎用品高調波抑制対策ガイドライ
ンのクラスＣ等を満足する範囲を指している。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１実施例の回路
図である。本回路は、図９に示した従来例回路におい
て、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数
を変更し、調光制御を行う制御回路１を付加したもので
ある。本回路は遅相モードで点灯するものであり、全点
灯時には発振周波数を低周波側へ、調光時には高周波側
へ制御することにより、出力されるランプ電流を自由に
設定できる。本実施例における共振特性と、発振周波数
の関係を図２に示す。図中、横軸は周波数ｆ、縦軸はラ
ンプ電流であり、共振カーブＡは電源山部におけるコン
デンサＣ4 とインダクタＬ 2 の共振特性、共振カーブＢ
は電源谷部におけるコンデンサＣ4 とＣ5 及びインダク
タＬ2 の共振特性を示している。また、ｆ100 は全点灯
時の発振周波数、ｆ 75は７５％調光時の発振周波数、ｆ
50は５０％調光時の発振周波数である。本実施例では、
５０％まで調光可能なインバータ回路に対して、７５％
調光時に入力電流歪みがジャンプも休止も発生しない最
良の点で設定し、全点灯時から７５％調光を越えた調光
時にはジャンプ波形、７５％調光から最深調光時の５０
％調光までは休止区間が発生する入力電流波形となるよ
うに設定するものである。
図である。本回路は、図９に示した従来例回路におい
て、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数
を変更し、調光制御を行う制御回路１を付加したもので
ある。本回路は遅相モードで点灯するものであり、全点
灯時には発振周波数を低周波側へ、調光時には高周波側
へ制御することにより、出力されるランプ電流を自由に
設定できる。本実施例における共振特性と、発振周波数
の関係を図２に示す。図中、横軸は周波数ｆ、縦軸はラ
ンプ電流であり、共振カーブＡは電源山部におけるコン
デンサＣ4 とインダクタＬ 2 の共振特性、共振カーブＢ
は電源谷部におけるコンデンサＣ4 とＣ5 及びインダク
タＬ2 の共振特性を示している。また、ｆ100 は全点灯
時の発振周波数、ｆ 75は７５％調光時の発振周波数、ｆ
50は５０％調光時の発振周波数である。本実施例では、
５０％まで調光可能なインバータ回路に対して、７５％
調光時に入力電流歪みがジャンプも休止も発生しない最
良の点で設定し、全点灯時から７５％調光を越えた調光
時にはジャンプ波形、７５％調光から最深調光時の５０
％調光までは休止区間が発生する入力電流波形となるよ
うに設定するものである。
【００１１】図３は本発明を達成するための制御回路１
の具体的な構成を示している。この回路では、制御回路
１として、汎用の高耐圧ドライバＩＣ（ＩＲ２１５５）
を用いている。このＩＣは外付けの時定数設定用の抵抗
Ｒｔ及びコンデンサＣｔにて発振周波数ｆ（スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動周波数）を以下のように自由に
設定できる。
の具体的な構成を示している。この回路では、制御回路
１として、汎用の高耐圧ドライバＩＣ（ＩＲ２１５５）
を用いている。このＩＣは外付けの時定数設定用の抵抗
Ｒｔ及びコンデンサＣｔにて発振周波数ｆ（スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動周波数）を以下のように自由に
設定できる。
【００１２】ｆ＝１／（１．４Ｒｔ×Ｃｔ） この点を利用し、図３における時定数設定用の抵抗Ｒｔ
となる抵抗Ｒ1 ，Ｒ2，Ｒ3 を、調光信号発生装置２の
出力に応じてスイッチＱ3 及びＱ4 にて選択的に接続す
ることで、全点灯〜７５％調光〜５０％調光へと段調光
を行うものである。図４はそれぞれに対応した入力電流
波形であり、図４（ａ）は７５％調光から最深調光時の
５０％調光までの休止区間が発生する入力電流波形、図
４（ｂ）は入力電流歪みがジャンプも休止も発生しない
７５％調光時に、図４（ｃ）は全点灯時から７５％調光
を越えた調光時のジャンプ波形である。
となる抵抗Ｒ1 ，Ｒ2，Ｒ3 を、調光信号発生装置２の
出力に応じてスイッチＱ3 及びＱ4 にて選択的に接続す
ることで、全点灯〜７５％調光〜５０％調光へと段調光
を行うものである。図４はそれぞれに対応した入力電流
波形であり、図４（ａ）は７５％調光から最深調光時の
５０％調光までの休止区間が発生する入力電流波形、図
４（ｂ）は入力電流歪みがジャンプも休止も発生しない
７５％調光時に、図４（ｃ）は全点灯時から７５％調光
を越えた調光時のジャンプ波形である。
【００１３】従来例でも述べたように、７５％調光時か
ら全点灯時まで、又は７５％調光よりも深い調光時に
は、インバータ側と負荷とのバランスが崩れ、コンデン
サＣ5の充放電に変化が起こり、入力電流波形歪みが悪
い方向に移行するが、調光範囲全体において、全点灯時
に休止及びジャンプの無い最良の入力電流波形となるよ
うに設定するよりも良い結果が得られる。
ら全点灯時まで、又は７５％調光よりも深い調光時に
は、インバータ側と負荷とのバランスが崩れ、コンデン
サＣ5の充放電に変化が起こり、入力電流波形歪みが悪
い方向に移行するが、調光範囲全体において、全点灯時
に休止及びジャンプの無い最良の入力電流波形となるよ
うに設定するよりも良い結果が得られる。
【００１４】この第１実施例では、調光方式としてイン
バータ回路の発振周波数を変化させる方式を用いたが、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のデューティを連続的に変
化させる方式や、その組み合わせを用いることができる
ことは言うまでも無い。また、本実施例は、７５％調光
時に入力電流のジャンプ波形から休止区間の発生する波
形への変曲点を設定したが、全点灯時から最深時の調光
時の範囲中の何処で設定しても、全点灯時に休止及びジ
ャンプの無い最良の入力電流波形となるように設定する
よりも良好な結果が得られることは言うまでも無い。
バータ回路の発振周波数を変化させる方式を用いたが、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のデューティを連続的に変
化させる方式や、その組み合わせを用いることができる
ことは言うまでも無い。また、本実施例は、７５％調光
時に入力電流のジャンプ波形から休止区間の発生する波
形への変曲点を設定したが、全点灯時から最深時の調光
時の範囲中の何処で設定しても、全点灯時に休止及びジ
ャンプの無い最良の入力電流波形となるように設定する
よりも良好な結果が得られることは言うまでも無い。
【００１５】図５は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本回路図は、図９に示した従来例回路において、複
数の種類のランプ負荷と組み合わせを行う際のものであ
る。本発明では、重負荷時に入力電流がジャンプ波形と
なるように設定し、軽負荷時には入力電流が休止区間の
発生する波形となるよう設定し、最重負荷時と最軽負荷
時の範囲内にジャンプから休止への変曲点を設けること
を特徴とする。具体的な負荷の例を挙げて説明すると、
例えば、最重負荷としてＦＬＲ４０Ｓ、中間的な負荷と
してＦＬＲ４０Ｓ／３６、最軽負荷としてＦＬＲ３２Ｓ
のランプを共用できるインバータ回路方式において、Ｆ
ＬＲ４０Ｓの点灯時にはジャンプ波形、ＦＬＲ４０Ｓ／
３６の点灯時には休止もジャンプも無い最良の入力電流
波形、ＦＬＲ３２Ｓの点灯時には休止区間の発生する入
力電流波形となるように設定する。図６は、それぞれの
入力電流波形を示したものである。図６（ａ）はランプ
消費電力が４０Ｗの負荷ＦＬＲ４０Ｓを用いた場合の入
力電流波形、図６（ｂ）はランプ消費電力が３６Ｗの負
荷ＦＬＲ４０Ｓ／３６を用いた場合の入力電流波形、図
６（ｃ）はランプ消費電力が３２Ｗの負荷ＦＬＲ３２Ｓ
を用いた場合の入力電流波形であり、すべての負荷に対
して入力電流歪率は、１０％以下となっている。これに
対し、最重負荷時において入力電流波形に休止もジャン
プも発生しないよう設定すると、軽負荷時にはインバー
タの負荷への電力供給能力が過剰となり、図５における
コンデンサＣ5 の充放電時間が短くなるため、休止区間
の幅が広がり、入力電流歪率を非常に悪くすることは言
うまでも無い。
る。本回路図は、図９に示した従来例回路において、複
数の種類のランプ負荷と組み合わせを行う際のものであ
る。本発明では、重負荷時に入力電流がジャンプ波形と
なるように設定し、軽負荷時には入力電流が休止区間の
発生する波形となるよう設定し、最重負荷時と最軽負荷
時の範囲内にジャンプから休止への変曲点を設けること
を特徴とする。具体的な負荷の例を挙げて説明すると、
例えば、最重負荷としてＦＬＲ４０Ｓ、中間的な負荷と
してＦＬＲ４０Ｓ／３６、最軽負荷としてＦＬＲ３２Ｓ
のランプを共用できるインバータ回路方式において、Ｆ
ＬＲ４０Ｓの点灯時にはジャンプ波形、ＦＬＲ４０Ｓ／
３６の点灯時には休止もジャンプも無い最良の入力電流
波形、ＦＬＲ３２Ｓの点灯時には休止区間の発生する入
力電流波形となるように設定する。図６は、それぞれの
入力電流波形を示したものである。図６（ａ）はランプ
消費電力が４０Ｗの負荷ＦＬＲ４０Ｓを用いた場合の入
力電流波形、図６（ｂ）はランプ消費電力が３６Ｗの負
荷ＦＬＲ４０Ｓ／３６を用いた場合の入力電流波形、図
６（ｃ）はランプ消費電力が３２Ｗの負荷ＦＬＲ３２Ｓ
を用いた場合の入力電流波形であり、すべての負荷に対
して入力電流歪率は、１０％以下となっている。これに
対し、最重負荷時において入力電流波形に休止もジャン
プも発生しないよう設定すると、軽負荷時にはインバー
タの負荷への電力供給能力が過剰となり、図５における
コンデンサＣ5 の充放電時間が短くなるため、休止区間
の幅が広がり、入力電流歪率を非常に悪くすることは言
うまでも無い。
【００１６】本実施例では、特定の３種類のランプにつ
いてのみ説明したが、複数種のランプを点灯する際に、
最重負荷時と最軽負荷時の間の範囲内で入力電流のジャ
ンプ波形から休止区間の発生する波形への変曲点を設定
すれば、最重負荷時に休止及びジャンプの無い最良の入
力電流波形となるように設定するよりも良好な結果が得
られるものである。
いてのみ説明したが、複数種のランプを点灯する際に、
最重負荷時と最軽負荷時の間の範囲内で入力電流のジャ
ンプ波形から休止区間の発生する波形への変曲点を設定
すれば、最重負荷時に休止及びジャンプの無い最良の入
力電流波形となるように設定するよりも良好な結果が得
られるものである。
【００１７】図７は本発明の第３の実施例である。図９
に示した従来例のインバータ回路は、コンデンサＣ5 の
役割により高周波電流を充電し、電解コンデンサＣ0 の
電圧Ｖｄｃ及び入力電圧Ｖｉｎと比較する場合、軽負荷
時には休止区間が発生しやすい。休止区間が発生してい
るときは、交流電源ＡＣの谷部において、コンデンサＣ
4 の充電電圧が下がり、コンデンサＣ5 の電圧Ｖｃ5 は
電解コンデンサＣ0 の電圧Ｖｄｃよりも小さくなり、整
流器ＤＢから入力電流が流れ込む時間が短くなり、ダイ
オードＤ1 のカソードとコンデンサＣ5 及びＣ3 とが接
続された点で電位が不安定となる。その結果、交流電源
側から見た端子雑音が悪くなるという問題がある。
に示した従来例のインバータ回路は、コンデンサＣ5 の
役割により高周波電流を充電し、電解コンデンサＣ0 の
電圧Ｖｄｃ及び入力電圧Ｖｉｎと比較する場合、軽負荷
時には休止区間が発生しやすい。休止区間が発生してい
るときは、交流電源ＡＣの谷部において、コンデンサＣ
4 の充電電圧が下がり、コンデンサＣ5 の電圧Ｖｃ5 は
電解コンデンサＣ0 の電圧Ｖｄｃよりも小さくなり、整
流器ＤＢから入力電流が流れ込む時間が短くなり、ダイ
オードＤ1 のカソードとコンデンサＣ5 及びＣ3 とが接
続された点で電位が不安定となる。その結果、交流電源
側から見た端子雑音が悪くなるという問題がある。
【００１８】そこで、本実施例では、最軽負荷時に入力
電流波形にジャンプ及び休止区間が発生しないよう設定
することを特徴とするものである。すなわち、調光点灯
における最深調光時、あるいは、複数の種類のランプを
対象とする場合の最軽負荷時に、入力電流波形にジャン
プ及び休止区間が無いように設定し、それ以外のすべて
の範囲において入力電流波形がジャンプとなるようにす
ることで交流電源側から見た端子雑音を改善できる。
電流波形にジャンプ及び休止区間が発生しないよう設定
することを特徴とするものである。すなわち、調光点灯
における最深調光時、あるいは、複数の種類のランプを
対象とする場合の最軽負荷時に、入力電流波形にジャン
プ及び休止区間が無いように設定し、それ以外のすべて
の範囲において入力電流波形がジャンプとなるようにす
ることで交流電源側から見た端子雑音を改善できる。
【００１９】図５における回路について、休止区間発生
時における端子雑音、ジャンプも休止区間も無い場合に
おける端子雑音、ジャンプ発生時における端子雑音をス
ペクトラムアナライザにて分析した結果を図８（ａ）〜
（ｃ）に示す。図８からも明らかなように、休止区間が
発生する際が最も端子雑音に悪影響を及ぼすため、第
１、第２の実施例の効果とは相反するが、入力電流歪み
を多少犠牲にできる場合には、本実施例は有効である。
時における端子雑音、ジャンプも休止区間も無い場合に
おける端子雑音、ジャンプ発生時における端子雑音をス
ペクトラムアナライザにて分析した結果を図８（ａ）〜
（ｃ）に示す。図８からも明らかなように、休止区間が
発生する際が最も端子雑音に悪影響を及ぼすため、第
１、第２の実施例の効果とは相反するが、入力電流歪み
を多少犠牲にできる場合には、本実施例は有効である。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、全点灯時から調光点灯
時まで負荷の状態が変わる調光点灯装置や、複数種のラ
ンプ負荷を１つのインバータ装置にて使用可能とする場
合に、複雑な制御や部品の追加無しで広い負荷範囲にわ
たり、入力電流高調波歪みを改善することができるとい
う効果がある。
時まで負荷の状態が変わる調光点灯装置や、複数種のラ
ンプ負荷を１つのインバータ装置にて使用可能とする場
合に、複雑な制御や部品の追加無しで広い負荷範囲にわ
たり、入力電流高調波歪みを改善することができるとい
う効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の電源装置の共振特性を示す周波数特性
図である。
図である。
【図３】本発明の第１実施例の回路図である。
【図４】本発明の第１実施例の入力電流波形を示す波形
図である。
図である。
【図５】本発明の第２実施例の回路図である。
【図６】本発明の第２実施例の入力電流波形を示す波形
図である。
図である。
【図７】本発明の第３実施例の入力電流波形を示す波形
図である。
図である。
【図８】本発明の第３実施例の雑音特性を示す周波数特
性図である。
性図である。
【図９】第１の従来例の回路図である。
【図１０】第２の従来例の回路図である。
ＡＣ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｄ1 ダイオード Ｃ0 平滑コンデンサ Ｑ1 第１のスイッチング素子 Ｑ2 第２のスイッチング素子 Ｃ5 コンデンサ Ｌａ ランプ負荷 Ｌ2 インダクタ Ｃ4 コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０５Ｂ 41/392 Ｈ０５Ｂ 41/392 Ｇ
Claims (8)
- 【請求項１】 交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端子にダイオードを介して接
続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に直
列的に接続されて交互にオン・オフされる第１及び第２
のスイッチング素子とを備え、全波整流器の直流出力端
子とダイオードの接続点と第１及び第２のスイッチング
素子の接続点との間に共振回路を接続し、前記ダイオー
ドの両端にインピーダンス要素を接続したインバータ装
置において、インバータ装置に接続された負荷が重負荷
時には入力電流波形がゼロクロス時に急変するジャンプ
波形を発生させることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 インバータ装置に接続された負荷が軽
負荷時には、入力電流波形がゼロクロス時に休止区間を
発生することを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 インバータ装置に接続された負荷が調
光可能なランプ負荷の場合、前記ランプ負荷を調光する
制御システムを有し、全点灯時には入力電流波形がゼロ
クロス時に急変するジャンプ波形を発生し、調光時には
入力電流波形がゼロクロス時に休止区間を発生すること
を特徴とする請求項２記載の電源装置。 - 【請求項４】 インバータ装置に接続された負荷を重
負荷から軽負荷の範囲で変化させる場合において、入力
電流波形のジャンプ波形から休止区間の発生する波形へ
の変曲点を上記変化範囲内に１つ設けることを特徴とす
る請求項３記載の電源装置。 - 【請求項５】 入力電流波形のジャンプ波形から休止
区間の発生する波形への変曲点を、全点灯時の±１０％
と最深時の調光点灯時の±１０％の中間とすることを特
徴とする請求項４記載の電源装置。 - 【請求項６】 複数種のランプ負荷をインバータ装置
に接続される対象とする場合において、重負荷時には入
力電流波形がゼロクロス時に急変するジャンプ波形を発
生し、軽負荷時には入力電流波形がゼロクロス時に休止
区間を発生することを特徴とする請求項２記載の電源装
置。 - 【請求項７】 インバータ装置に接続された負荷の最
重負荷から最軽負荷の範囲内において、入力電流波形の
ジャンプ波形から休止区間の発生する波形への変曲点を
１つ設けることを特徴とする請求項６記載の電源装置。 - 【請求項８】 インバータ装置に接続された負荷が最
軽負荷時においても、入力電流波形がゼロクロス時に休
止区間を発生させないことを特徴とする請求項１記載の
電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01436497A JP3562191B2 (ja) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01436497A JP3562191B2 (ja) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10215585A true JPH10215585A (ja) | 1998-08-11 |
| JP3562191B2 JP3562191B2 (ja) | 2004-09-08 |
Family
ID=11859013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01436497A Expired - Fee Related JP3562191B2 (ja) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3562191B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016103378A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2016-06-30 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源システム |
| WO2016103379A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2016-06-30 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置 |
-
1997
- 1997-01-28 JP JP01436497A patent/JP3562191B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016103378A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2016-06-30 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源システム |
| WO2016103379A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2016-06-30 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置 |
| CN107112794A (zh) * | 2014-12-25 | 2017-08-29 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 不间断电源系统 |
| JPWO2016103378A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2017-08-31 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源システム |
| JPWO2016103379A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2017-10-05 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置 |
| CN107112794B (zh) * | 2014-12-25 | 2020-12-22 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 不间断电源系统 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3562191B2 (ja) | 2004-09-08 |
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