JPH10209912A - 同相直交位相結合器 - Google Patents

同相直交位相結合器

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JPH10209912A
JPH10209912A JP9357213A JP35721397A JPH10209912A JP H10209912 A JPH10209912 A JP H10209912A JP 9357213 A JP9357213 A JP 9357213A JP 35721397 A JP35721397 A JP 35721397A JP H10209912 A JPH10209912 A JP H10209912A
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JP
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phase
output
signal
frequency
adder
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JP9357213A
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English (en)
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Uu Yosun
ウー ヨウスン
Anthony Shover R
ショーバー アール．アンソニー
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Nokia of America Corp
Original Assignee
Lucent Technologies Inc
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 周波数ナルの問題を除去可能な安価なＩＱ結
合器を提供する。 【解決手段】 本発明によるＲＦＩＤシステムは、同相
即ちＩ出力および直交即ちＱ出力の２つの出力を有する
ホモダイン受信器を有する。変調された後方散乱信号
は、単一周波数の副搬送波信号に対して、変調された情
報信号からなり、変調された副搬送波信号を生成し、こ
の変調された副搬送波信号は、到来するＲＦ信号に対し
て後方散乱変調される。この変調された後方散乱信号を
復調するために、ＩおよびＱ出力は、ＩＱ結合器を使用
して結合される。このＩＱ結合器は、副搬送波信号の周
波数に関して、復調器出力のうちの１つに対して９０゜
位相シフトを生じさせ、復調器の出力を結合する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ワイヤレス通信シ
ステムに係り、特に、変調された後方散乱技術を使用す
るワイヤレス通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム
は、装置、在庫または生物の識別および／または追跡の
ために使用される。ＲＦＩＤシステムは、質問機と呼ば
れる無線トランシーバとタグと呼ばれる多数の安価な装
置との間で通信する無線通信システムである。変調後方
散乱（ＭＢＳ）を使用するＲＦＩＤシステムにおいて、
質問機は、変調された無線信号を使用することによりタ
グと通信する。
【０００３】タグは、連続波（ＣＷ）、即ち質問機から
もともと送信された搬送波信号を質問機に反射（後方散
乱）することにより質問機と通信する。質問機から発せ
られタグへ送信される通信は、ダウンリンクと呼ばれ
る。タグから質問機への通信は、アップリンクと呼ばれ
る。タグは、質問機からのメッセージを受信し、かつメ
ッセージを質問機へ反射して戻すために使用するアンテ
ナを有する。
【０００４】メッセージをタグに送信した後に、質問機
は、ＣＷ搬送波信号をタグへ送信する。タグは、ＣＷ搬
送波信号を使用して、変調された副搬送波信号と共にＣ
Ｗ搬送波信号を反射または後方散乱させることにより質
問機メッセージに応答する。ＣＷ搬送波信号は、典型的
には、マイクロ波周波数帯中の信号である。反射された
即ち後方散乱されたＣＷ搬送波信号は、タグにおいて生
成される変調信号でタグにより変調される。この変調信
号は、ベースバンド信号および副搬送波信号を含み、ベ
ースバンド信号は副搬送波を変調する。
【０００５】質問機は、無線周波数（ＲＦ）サブシステ
ムおよびデジタルサブシステムを含む。ＲＦサブシステ
ムは、ＣＷ搬送波信号を放射して、タグおよびタグから
のアップリンク後方散乱マイクロ波信号を増幅するＲＦ
受信器に照射するＲＦ送信機を有する。デジタルサブシ
ステムは、変調ＣＷ搬送波を復号化し、タグメッセージ
を検索する復調器を含む。
【０００６】ＭＢＳを使用することにより、タグアンテ
ナは、ＲＦ放射の吸収体からＲＦ放射の反射体へ変調信
号により電気的に切り換えられる。典型的には、アンテ
ナは、アンテナに取り付けられたショットキーダイオー
ドのようなマイクロ波ダイオードまたは他の半導体デバ
イスにバイアスをかけるおよびバイアスをかけないため
の変調信号を使用することにより電気的に切り換えられ
る。
【０００７】質問機の復調器は、共通にホモダイン受信
器と呼ばれる。ホモダイン受信器において、タグに送信
されるＣＷ搬送波信号を生成するために使用される局部
発振器は、復調器における局部発振器としても使用され
る。この技術は、質問機の受信器回路における位相雑音
を大幅に低減するという利点を有する。単一のミキサが
低域変換のために使用されるへテロダインシステムと異
なり、ホモダイン受信器は、直交ミキサと呼ばれる２つ
のミキサを低域変換のために使用する。
【０００８】図１に示されいるように、直交ミキサは、
Ｉ即ち同相ミキサ１３０およびＱ即ちＩミキサ１３０と
９０゜位相がずれている直交位相ミキサ１４０の２つの
ミキサからなる。移位器１２０は、９０゜位相シフトを
局部発振器１１０の出力に与える。タグから反射される
信号は、信号スプリッタ１５０により受信されて、半分
に分割される。
【０００９】信号の半分は、同相ミキサ１３０を駆動
し、他の半分は直交位相ミキサ１４０を駆動する。数学
的に、φが、局部発振器と反射された信号との間の位相
差を示す場合、Ｉミキサ１３０の出力はｃｏｓ（φ）に
比例すると同時に、Ｑミキサ１４０の出力は、ｓｉｎ
（φ）に比例する。位相差φは、局部発振器の周波数と
タグと質問機との間の距離の積に直接的に比例する。
【００１０】米国の規則に従うために、ＲＦＩＤシステ
ムは、２４００ＭＨｚないし２４８３．５ＭＨｚの周波
数帯の中で周波数ホッピングを使用する。Ｉチャネル出
力が単独で復調され、ＲＦＩＤシステムの性能が記録さ
れる場合、図２は、得られるシステム性能を示す。図２
に示された相対的なシステム性能は、受信された信号の
強さに直接的に比例する。関係する周波数帯域における
システム特性は、互いに約７ＭＨｚの間隔で生じる帯域
を通しての「ノッチ」を有することが図２からはっきり
と分かる。Ｑ出力についてのシステム性能のチャート
は、図３に示されており、これも、同じ周波数帯域にお
いてノッチまたはナルを示す。
【００１１】図２および３に示されているチャートの観
察に基づいて、これらの２つの図の間で、「ノッチ」の
場所が、実際に交互に起きていることが分かる。換言す
れば、図２中のＩ出力のピークは、図３中のＱ出力の谷
またはノッチに位置している。更なる研究により、これ
らの周波数ナル即ちノッチは、その位置を、タグの距離
が変化するにつれて変化することが分かる。これは、劇
的にその性能を低下させ得る環境の変化に対して、ＲＦ
ＩＤシステムを影響の受け易いものにする。
【００１２】図４は、搬送波周波数についての位相角φ
に対するＩおよびＱ出力のプロットである。位相角は、
ラジアンまたは度で相互に交換可能に記述される。よく
知られているように、πラジアンは、１８０゜に等し
い。Ｉチャネル出力において、位相角は９０゜プラスπ
の倍数（即ち（ｎ＋１／２）*π ）である場合に、振幅
は０になる。これは、これらの角度のコサインがゼロで
あるからである。
【００１３】Ｑ出力において、位相角φがπの倍数（即
ちｎ*π ）である時に、振幅がゼロになる。Ｑ出力は、
Ｉ出力を単純に９０゜シフトさせたものであるので、Ｑ
出力のゼロの振幅点は、Ｉ出力の振幅と９０゜位相がず
れて起きることになる。これは、ナル即ちノッチが、図
３に示されたＱ出力システム性能チャートに表れる理由
を説明する。Ｉ出力ナルは、ちょうどｃｏｓ（φ）零点
がｓｉｎ（φ）零点と交互配置されているように、Ｑ出
力ナルと交互配置されている。
【００１４】図４において、位相角が、第１象限（０な
いしπ／２）および第３象限（πないし３π／２）にあ
る場合、Ｉ出力およびＱ出力の双方は、同じ符号を有す
る。結果として、ＩおよびＱ出力は、同相である。一
方、位相角が、第２象限（π／２ないしπ）および第４
象限（３π／２ないし２π）にある場合、ＩおよびＱ出
力は反対の符号を有する。結果として、ＩおよびＱ出力
は位相は異なり、ＩおよびＱ出力が直接的に加算された
場合に、信号の相殺を生じる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】従来技術は、これらの
周波数ナルに向けられた多数の技術をサポートする。１
つの技術は、ＩおよびＱ出力の両方をサンプルし、デジ
タル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）を使用して、デジタ
ル的に二乗し、サンプルされた信号を加算する。別の技
術において、ＩおよびＱ出力がサンプルされ、強い方の
出力が選択される。前者の技術は、最も厳密であるが、
具現化することが高価になるサンプリングおよびデジタ
ル処理を必要とする。後者の技術は、具現化のためにデ
ジタル処理を必要としないが、結果としての信号が、ど
の時点においても出力のうちの１つのみから得られるの
で、いくらかの信号の強度が失われる。
【００１６】別の従来技術において、Ｑ出力は、９０゜
移相器（フェーズ・シフター）により遅延され、そして
ＩおよびＱ出力は結合される。この技術において、情報
信号は、到来するＲＦ信号への振幅変調を使用して、後
方散乱変調される。したがって、この技術において、上
述したような副搬送波は存在しない。この技術は、情報
信号が副搬送波に対して変調され、得られる変調された
副搬送波が、到来するＣＷ搬送波信号に対して、後方散
乱変調される上述したＲＦＩＤシステムに対して、適切
でなく、かつ正しくない。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、同相直
交位相（ＩＱ）結合器は、復調器の出力信号を肯定的に
結合する。復調器は、Ｉ出力信号およびＱ出力信号を有
し、入力信号を受信する。この入力信号は、第１の周波
数の搬送波信号からなり、搬送波は、この変調信号によ
り変調される。変調信号は、第２の周波数の副搬送波信
号および情報信号からなり、副搬送波は、情報信号によ
り変調される。Ｉ出力信号は、第１の周波数に関して、
Ｑ出力信号と直交している。同相直交位相結合器は、第
２の周波数に関して変調器出力信号のうちの１つと９０
゜シフトを生じる移相器と、他の変調器出力信号を位相
シフトされた出力信号にベクトル的に加算する加算器と
を含む。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明は、同相直交位相結合器、
即ち変調された副搬送波がＣＷ搬送波信号に対して後方
散乱変調される変調後方散乱（ＭＢＳ）技術を使用する
ＲＦＩＤ通信システムについて、直交復調器の直交およ
び同相出力を非破壊的に結合するための回路である。直
交復調器のＩおよびＱ出力は、搬送波周波数との関係で
互いに直交している（９０゜位相がずれている）。
【００１９】図５は、副搬送波周波数位相角φとの関係
で、復調器出力の位相ベクトル図を示す。各出力は、振
幅およびお互いの相対的な位相角φにより表されてい
る。復調器の出力間の９０゜の位相差のために、出力が
互いに肯定的に加算される場合、出力はいずれも同じ極
性を有するが、出力が互いに否定的に加算される場合に
は、異なる極性を有する。同相の場合、図５ａに示され
ているように、Ｉ出力は、Ｉ′に対して９０°遅れてお
り、即ち時計方向に回転されている。
【００２０】ベクトル加算の後に、最終的な和の位相ベ
クトルＳ1 ＝Ｉ′＋Ｑが作られる。位相がずれている場
合、図５ｂに示されているように、１８０°Ｉ位相ベク
トルは、Ｉ″へ９０°時計方向に回転される。ベクトル
加算の後に、最終的な位相ベクトルは、Ｓ2 ＝Ｉ″＋Ｑ
となる。したがって、本発明の同相直交位相結合器は、
直交復調器の出力のうちの１つに、副搬送波周波数に関
して９０°位相遅れを生じ、出力はベクトル的に結合さ
れる。そして、どのような情報がそれに対して変調され
るかどうかに無関係に、副搬送波信号は、図２および３
に示されているナルを有しないことになる。
【００２１】副搬送波周波数に関して９０°の位相シフ
トを使用することは、相当に好都合である。まず、副搬
送波周波数に対して、情報信号周波数よりも大きい点で
共通する。例えば、１ＭＨｚ以上の副搬送波周波数は、
合理的であり、情報信号データレートは、５０〜３００
ｋｂｐｓの範囲をとり得る。１ＭＨｚの信号に関して、
９０°の位相シフトを具現化することは、低い周波数に
対する移相よりも単純でありかつより正確である。これ
は、１ＭＨｚの信号に対する遅れが小さいからである。
さらに、副搬送波の使用は、情報信号が、周波数におい
て、主搬送波からさらに離れており、変調された後方散
乱反射雑音の他の源からさらに離れていることを可能に
する。
【００２２】別の利点は、９０°位相シフトが副搬送波
周波数に関して得られると、副搬送波周波数以下のいか
なる周波数の情報信号も、移相器および結合器の設計変
更なしに、副搬送波に関して、符号化が可能であること
である。また、振幅変調、位相変調などのほとんど全て
の変調スキームが、副搬送波のトップ上で使用され得
る。したがって、副搬送波周波数に関する９０°位相シ
フトは、従来技術において使用されたものよりも、より
頑丈でありかつ容易に具現化可能な解決手段である。
【００２３】図６は、本発明の同相直交位相結合器の一
構成例を示す。Ｉ出力は、移相器２００の入力に与えら
れ、Ｉミキサ出力に対して副搬送波周波数との関係で９
０°位相シフトを生じさせる。Ｑ出力は、加算器２０２
に与えられる。移相器２００の出力は、加算器２０２の
入力に接続される。加算器２０２の出力は、Ｑ出力と移
送されたＩ出力とのベクトル和である。加算器２０２
は、その入力に対するベクトル的な加算動作を実行す
る。加算器または電力結合器のようないかなる周知の回
路も、ベクトル加算を具現化するために使用され得る。
【００２４】９０°位相遅延線および電力結合器は、集
中インダクタおよびキャパシタを使用して、１つの部品
で設計することができる。図７は、輪形（リング形）の
４個のインダクタＬ1 ないしＬ4 および星形（スター
形）の４個のキャパシタＣ1 ないしＣ4 を含む集中エレ
メント同相直交位相結合器の回路図を示す。この同相直
交位相結合器は、９０°位相および信号加算の両方を同
時に提供することになる。Ｉ出力およびＱ出力は、図７
のポート３００および３０２にそれぞれ与えられ、その
和は、図７のポート３０４に表れることになる。
【００２５】図８は、同相直交位相結合器を使用したシ
ステム性能を示す。水平軸は、２４００ＭＨｚから２４
８０ＭＨｚまで掃引される搬送波周波数である。垂直軸
は、相対的な情報信号の強度を表す。システム性能は、
帯域全体について、極めて平坦であり、かつナルは発見
されなかった。この結果は、同相直交位相結合器の使用
が、周波数ナルの問題を完全に除去することを明らかに
示している。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
周波数ナルの問題を除去可能な安価な同相直交位相結合
器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】質問機のホモダイン受信器において使用される
直交ミキサのブロック図。
【図２】Ｉ出力を単独で使用するシステム性能を示す
図。
【図３】Ｑ出力を単独で使用するシステム性能を示す
図。
【図４】位相角φに対するＩミキサおよびＱミキサの出
力振幅を示す図。
【図５】Ａ 同じ極性を有するＩおよびＱに対する９０
゜移相の後のベクトル加算を示す図。 Ｂ 異なる極性のＩおよびＱに対する９０゜移相の後の
ベクトル加算を示す図。
【図６】同相直交位相結合器のブロック図。
【図７】同相直交位相結合器の具体的な回路構成を示す
図。
【図８】同相直交位相結合器を使用したシステム性能を
示す図
【符号の説明】
１１０ 局部発振器 １２０ ９０゜移相器 １３０ Ｉミキサ １４０ Ｑミキサ １５０ 信号スプリッタ ２００ ９０゜移相器 ２０２ 加算器
フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 アール．アンソニー ショーバー アメリカ合衆国 07701 ニュージャージ ー、レッド バンク、マニー ウェイ 29

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 復調器のＩ出力信号およびＱ出力信号を
    肯定的に結合するための同相直交位相結合器であって、
    前記復調器は、 入力信号を受信するための入力を有し、前記入力信号
    は、第１の周波数の搬送波信号および変調信号を含み、
    前記搬送波信号は、前記変調信号により変調され、前記
    変調信号は、第２の周波数の副搬送波および情報信号を
    含み、前記副搬送波は、前記情報信号により変調され、
    前記Ｉ出力信号は、第１の周波数に関して、復調器のＱ
    出力信号と直交するものにおいて、 入力および出力を有する移相器（２００）と、１つの出
    力、第１の入力および第２の入力を有する加算器（２０
    ２）を有し、 前記移相器は、第２の周波数に関して、その入力に与え
    られる信号に９０°の位相遅れを生じさせ、 前記移相器の出力は、前記加算器の第１の入力に接続さ
    れ、前記復調器の一方の出力信号が加算器の第２の入力
    に与えられたときに、前記復調器の他方の出力信号は移
    相器の入力に与えられ、前記加算器の出力は、その信号
    のベクトル和であることを特徴とする同相直交位相結合
    器。
  2. 【請求項２】 前記Ｉ出力信号は、前記加算器の第１の
    入力に与えられ、前記移相器の出力は、前記加算器の第
    ２の入力に与えられることを特徴とする請求項１の同相
    直交位相結合器。
  3. 【請求項３】 前記移相器および加算器は、輪形に接続
    された４個のインダクタおよび星形に接続された４個の
    キャパシタであることを特徴とする請求項１の同相直交
    位相結合器。
JP9357213A 1996-12-31 1997-12-25 同相直交位相結合器 Pending JPH10209912A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

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US08/775,695 US5784686A (en) 1996-12-31 1996-12-31 IQ combiner technology in modulated backscatter system
US08/775695 1996-12-31

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