JPH10206518A - 測角装置 - Google Patents
測角装置Info
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- JPH10206518A JPH10206518A JP1137797A JP1137797A JPH10206518A JP H10206518 A JPH10206518 A JP H10206518A JP 1137797 A JP1137797 A JP 1137797A JP 1137797 A JP1137797 A JP 1137797A JP H10206518 A JPH10206518 A JP H10206518A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角装置
において、複数電波が到来した場合に、偽像の現れない
正確な２次元測角を行うことのできる測角装置を得る。 【解決手段】 従来、ＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用い
た測角信号処理において、アンテナクラスタとして２素
子１組のダブレットを用いていたものを、３素子１組の
トリプレットを用い、さらに２次元測角が可能な２次元
測角信号処理手段を設ける。
において、複数電波が到来した場合に、偽像の現れない
正確な２次元測角を行うことのできる測角装置を得る。 【解決手段】 従来、ＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用い
た測角信号処理において、アンテナクラスタとして２素
子１組のダブレットを用いていたものを、３素子１組の
トリプレットを用い、さらに２次元測角が可能な２次元
測角信号処理手段を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、複数の人工衛星
から到来する複数微弱電波が同一周波数帯にある場合
に、それぞれの到来方向を同時に測定し、人工衛星の位
置の方向を決定する測角装置に関する。
から到来する複数微弱電波が同一周波数帯にある場合
に、それぞれの到来方向を同時に測定し、人工衛星の位
置の方向を決定する測角装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】複数の人工衛星から放射される同一周波
数帯にある複数微弱電波の到来方向を同時に測定するこ
とによって、各人工衛星の位置をアジマス方向、エレベ
ーション方向の２次元で割り出し、その人工衛星の放射
電波を監視する電波監視システムにおける測角信号処理
方法としては、例えばＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅＳ
Ｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）アルゴリ
ズムや、そのＭＵＳＩＣアルゴリズムに比べ演算量が少
ないという利点をもつＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉ
ｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖ
ｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）アルゴリズムといったサブスペ
ース信号処理方式などが用いられる。
数帯にある複数微弱電波の到来方向を同時に測定するこ
とによって、各人工衛星の位置をアジマス方向、エレベ
ーション方向の２次元で割り出し、その人工衛星の放射
電波を監視する電波監視システムにおける測角信号処理
方法としては、例えばＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅＳ
Ｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）アルゴリ
ズムや、そのＭＵＳＩＣアルゴリズムに比べ演算量が少
ないという利点をもつＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉ
ｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖ
ｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）アルゴリズムといったサブスペ
ース信号処理方式などが用いられる。
【０００３】ここでは、同一周波数帯にある複数電波の
到来方向を、複数のアンテナ、受信機で得られるディジ
タル受信信号を用いて同時に２次元測角するＥＳＰＲＩ
Ｔアルゴリズムを用いた測角装置について説明する。
到来方向を、複数のアンテナ、受信機で得られるディジ
タル受信信号を用いて同時に２次元測角するＥＳＰＲＩ
Ｔアルゴリズムを用いた測角装置について説明する。
【０００４】図９は従来の測角装置の一実施例を示す図
であり、１は素子アンテナａ、２は素子アンテナｂ、３
は前記１，２の２つの素子アンテナを１組したダブレッ
トＡ、４はＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた信号処理
器Ａ、５は前記４の信号処理器Ａからの出力、６は素子
アンテナα、７は素子アンテナβ、８は前記６，７の２
つの素子アンテナを１組としたダブレットＢ、９はＥＳ
ＰＲＩＴアルゴリズムを用いた信号処理器Ｂ、１０は前
記９の信号処理器Ｂからの出力、１１は前記５と１０の
出力を入力し２次元の測角値を算出する演算器Ａであ
る。
であり、１は素子アンテナａ、２は素子アンテナｂ、３
は前記１，２の２つの素子アンテナを１組したダブレッ
トＡ、４はＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた信号処理
器Ａ、５は前記４の信号処理器Ａからの出力、６は素子
アンテナα、７は素子アンテナβ、８は前記６，７の２
つの素子アンテナを１組としたダブレットＢ、９はＥＳ
ＰＲＩＴアルゴリズムを用いた信号処理器Ｂ、１０は前
記９の信号処理器Ｂからの出力、１１は前記５と１０の
出力を入力し２次元の測角値を算出する演算器Ａであ
る。
【０００５】次に動作について説明する。ここで用いる
記号を以下に定義する。ｋは到来波番号、Ｋは到来波個
数、ｍはダブレット番号、Ｍはダブレット個数であり、
Ｋ＜Ｍとする。また、前記３のダブレットＡの構成内容
は、前記２の素子アンテナｂが前記１の素子アンテナａ
から変位ベクトルΔαをもつ位置にあり、この関係を保
つようにして前記ダブレットＡがＭ組構成されており、
前記Ｍ個のダブレットＡ同士は、任意に配列されてい
る。前記８のダブレットＢの構成内容は、前記７の素子
アンテナβが前記６の素子アンテナαから前記変位ベク
トルΔαと異なる変位ベクトルΔβをもつ位置にあり、
この関係を保つようにして前記ダブレットＢがＭ組構成
されており、前記Ｍ個のダブレットＢ同士は、任意に配
列されている。
記号を以下に定義する。ｋは到来波番号、Ｋは到来波個
数、ｍはダブレット番号、Ｍはダブレット個数であり、
Ｋ＜Ｍとする。また、前記３のダブレットＡの構成内容
は、前記２の素子アンテナｂが前記１の素子アンテナａ
から変位ベクトルΔαをもつ位置にあり、この関係を保
つようにして前記ダブレットＡがＭ組構成されており、
前記Ｍ個のダブレットＡ同士は、任意に配列されてい
る。前記８のダブレットＢの構成内容は、前記７の素子
アンテナβが前記６の素子アンテナαから前記変位ベク
トルΔαと異なる変位ベクトルΔβをもつ位置にあり、
この関係を保つようにして前記ダブレットＢがＭ組構成
されており、前記Ｍ個のダブレットＢ同士は、任意に配
列されている。
【０００６】図９において、図示していないＫ個の人工
衛星から前記第ｍの１，２の素子アンテナａ，ｂに到来
したＫ個の到来波は、前記４の信号処理器Ａにおいて第
ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション角
φk ）の情報を含む方程式Ａを算出し、前記５の出力と
なり、また、図示していないＫ個の人工衛星から前記第
ｍの６，７の素子アンテナα，βに到来したＫ個の到来
波は、前記８の信号処理器Ｂにおいて第ｋ到来波の到来
角（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）の情報を
含む方程式Ｂを算出し、前記第１０の出力となる。前記
１１の演算器Ａにおいて、前記５の出力である第ｋ到来
波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）
の情報を含む方程式Ａと、前記１０の出力である第ｋ到
来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション角φ
k ）の情報を含む方程式Ｂを連立させ、最終的に第ｋ到
来波の２次元到来角（アジマスθk 、エレベーション角
φk）を算出する。
衛星から前記第ｍの１，２の素子アンテナａ，ｂに到来
したＫ個の到来波は、前記４の信号処理器Ａにおいて第
ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション角
φk ）の情報を含む方程式Ａを算出し、前記５の出力と
なり、また、図示していないＫ個の人工衛星から前記第
ｍの６，７の素子アンテナα，βに到来したＫ個の到来
波は、前記８の信号処理器Ｂにおいて第ｋ到来波の到来
角（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）の情報を
含む方程式Ｂを算出し、前記第１０の出力となる。前記
１１の演算器Ａにおいて、前記５の出力である第ｋ到来
波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）
の情報を含む方程式Ａと、前記１０の出力である第ｋ到
来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション角φ
k ）の情報を含む方程式Ｂを連立させ、最終的に第ｋ到
来波の２次元到来角（アジマスθk 、エレベーション角
φk）を算出する。
【０００７】図１０に前記４の信号処理器Ａの処理内容
を示す。図において１２は前記１の素子アンテナａから
の出力、１３は前記２の素子アンテナｂからの出力、１
４はＲＦアンプ／フィルタ、１５は局部発信器、１６は
ミキサ、１７はＩＦアンプ／フィルタ、１８はＡ／Ｄ変
換器、１９はコヒーレント発信器、２０は（π／２）移
相器（または９０度移相器）、２１は位相検波器Ａ、２
２はＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角信号処理手
段Ａであり、前記ＲＦアンプ／フィルタ１４、前記ミキ
サ１６、前記ＩＦアンプ／フィルタ１７、前記Ａ／Ｄ変
換器１８、前記２１の位相検波器Ａはそれぞれ２Ｍ個用
意されている。
を示す。図において１２は前記１の素子アンテナａから
の出力、１３は前記２の素子アンテナｂからの出力、１
４はＲＦアンプ／フィルタ、１５は局部発信器、１６は
ミキサ、１７はＩＦアンプ／フィルタ、１８はＡ／Ｄ変
換器、１９はコヒーレント発信器、２０は（π／２）移
相器（または９０度移相器）、２１は位相検波器Ａ、２
２はＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角信号処理手
段Ａであり、前記ＲＦアンプ／フィルタ１４、前記ミキ
サ１６、前記ＩＦアンプ／フィルタ１７、前記Ａ／Ｄ変
換器１８、前記２１の位相検波器Ａはそれぞれ２Ｍ個用
意されている。
【０００８】また、図１１に前記２１の位相検波器Ａの
処理内容を示し、２３は乗算器、２４はディジタルロー
パスフィルタである。
処理内容を示し、２３は乗算器、２４はディジタルロー
パスフィルタである。
【０００９】図１０の動作を説明する。いま、図示して
いないＫ個の人工衛星から第ｍの１，２の素子アンテナ
ａ，ｂに到来したＫ個の到来波は、前記１２，１３の出
力として前記ＲＦアンプ／フィルタ１４に入力し、前記
ミキサ１６、前記ＩＦアンプ／フィルタ１７、前記Ａ／
Ｄ変換器１８、前記２１の位相検波器Ａを経て、ベース
バンドの複素受信信号ｘm 、ｙm として出力され、前記
ベースバンドの複素受信信号ｘm 、ｙm を用いて、２２
の測角信号処理手段Ａにおいて第ｋ到来波の到来角（ア
ジマス角θk 、エレベーション角φk ）の情報を含む方
程式Ａを算出する。ここで、前記測角信号処理手段Ａ
に、公知文献のＲ．Ｒｏｙ ａｎｄ Ｔ．Ｋａｉｌａｔ
ｈ，”ＥＳＰＲＩＴ−Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓ
ｉｇｎａｌＰａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔ
ｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕ
ｅｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｃｅ．，ＡＳＳＰ−３７，
７，ｐｐ．９８４−９９５（１９８９）．に開示されて
いるＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いており、図１２に
前記２２の信号処理手段Ａの処理内容を示す。
いないＫ個の人工衛星から第ｍの１，２の素子アンテナ
ａ，ｂに到来したＫ個の到来波は、前記１２，１３の出
力として前記ＲＦアンプ／フィルタ１４に入力し、前記
ミキサ１６、前記ＩＦアンプ／フィルタ１７、前記Ａ／
Ｄ変換器１８、前記２１の位相検波器Ａを経て、ベース
バンドの複素受信信号ｘm 、ｙm として出力され、前記
ベースバンドの複素受信信号ｘm 、ｙm を用いて、２２
の測角信号処理手段Ａにおいて第ｋ到来波の到来角（ア
ジマス角θk 、エレベーション角φk ）の情報を含む方
程式Ａを算出する。ここで、前記測角信号処理手段Ａ
に、公知文献のＲ．Ｒｏｙ ａｎｄ Ｔ．Ｋａｉｌａｔ
ｈ，”ＥＳＰＲＩＴ−Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓ
ｉｇｎａｌＰａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔ
ｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕ
ｅｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｃｅ．，ＡＳＳＰ−３７，
７，ｐｐ．９８４−９９５（１９８９）．に開示されて
いるＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いており、図１２に
前記２２の信号処理手段Ａの処理内容を示す。
【００１０】図１２において、２５は前記ベースバンド
の複素受信信号ｘm および前記ベースバンドの複素受信
信号ｙm を全チャネルまとめて２Ｍ行１列の全アレー受
信信号ベクトルを構成し、２Ｍ行２Ｍ列の受信信号共分
散行列を算出する演算器Ｂ、２６は前記ベースバンドの
複素受信信号ｘm および前記ベースバンドの複素受信信
号ｙm において、到来波のないときの受信機ノイズのみ
の信号をそれぞれ取り出したノイズ信号Ａ、２７は前記
受信機ノイズのみの信号をまとめて２Ｍ行１列のノイズ
信号ベクトルを構成し、２Ｍ行２Ｍ列のノイズ共分散行
列を算出する演算器Ｃ、２８は前記２５の演算器Ｂと前
記２７の演算器Ｃからの出力を用いて一般化固有ベクト
ルを求め、Ｋ個の信号部分の固有ベクトルを抽出する演
算器Ｄ、２９は前記２７の演算器Ｃからの出力と前記２
８の演算器Ｄからの出力を掛け合わせ２Ｍ行Ｋ列の信号
行列を算出する演算器Ｅ、３０は前記２９の演算器Ｅに
より算出した信号行列をＭ行Ｋ列の上行列と下行列に２
分し、２つを結ぶ方程式を満たすＫ行Ｋ列の最小自乗解
を算出する演算器Ｆ、３１は前記３０の演算器Ｆより算
出した最小自乗解を固有分解し、第ｋ到来波の到来角
（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）の情報を含
む方程式Ａを求める演算器Ｇである。
の複素受信信号ｘm および前記ベースバンドの複素受信
信号ｙm を全チャネルまとめて２Ｍ行１列の全アレー受
信信号ベクトルを構成し、２Ｍ行２Ｍ列の受信信号共分
散行列を算出する演算器Ｂ、２６は前記ベースバンドの
複素受信信号ｘm および前記ベースバンドの複素受信信
号ｙm において、到来波のないときの受信機ノイズのみ
の信号をそれぞれ取り出したノイズ信号Ａ、２７は前記
受信機ノイズのみの信号をまとめて２Ｍ行１列のノイズ
信号ベクトルを構成し、２Ｍ行２Ｍ列のノイズ共分散行
列を算出する演算器Ｃ、２８は前記２５の演算器Ｂと前
記２７の演算器Ｃからの出力を用いて一般化固有ベクト
ルを求め、Ｋ個の信号部分の固有ベクトルを抽出する演
算器Ｄ、２９は前記２７の演算器Ｃからの出力と前記２
８の演算器Ｄからの出力を掛け合わせ２Ｍ行Ｋ列の信号
行列を算出する演算器Ｅ、３０は前記２９の演算器Ｅに
より算出した信号行列をＭ行Ｋ列の上行列と下行列に２
分し、２つを結ぶ方程式を満たすＫ行Ｋ列の最小自乗解
を算出する演算器Ｆ、３１は前記３０の演算器Ｆより算
出した最小自乗解を固有分解し、第ｋ到来波の到来角
（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）の情報を含
む方程式Ａを求める演算器Ｇである。
【００１１】前記９の信号処理器Ｂにおいても、図示し
ていないが前記４の信号処理器Ａと同様の処理を行い、
第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション
角φk ）の情報を含む方程式Ｂを算出する。
ていないが前記４の信号処理器Ａと同様の処理を行い、
第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション
角φk ）の情報を含む方程式Ｂを算出する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記のよう
な従来のＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角装置で
は、複数の人工衛星からの複数到来波があるときには、
前記１１の演算器Ａにおける連立方程式の組合せかたに
より、真の入射角を算出する場合と虚の入射角（偽像）
を算出する場合がある。例えば入射波数がｋ波あると
き、真の入射角を算出する確率は１／ｋ（ｋ−１）であ
る。従って、２次元測角する方法としては偽像が発生す
る場合があるという問題点があった。
な従来のＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角装置で
は、複数の人工衛星からの複数到来波があるときには、
前記１１の演算器Ａにおける連立方程式の組合せかたに
より、真の入射角を算出する場合と虚の入射角（偽像）
を算出する場合がある。例えば入射波数がｋ波あると
き、真の入射角を算出する確率は１／ｋ（ｋ−１）であ
る。従って、２次元測角する方法としては偽像が発生す
る場合があるという問題点があった。
【００１３】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためのものであり、従来２素子１組のダブレットと呼
ばれるアンテナクラスタを用いて測角していたものを、
３素子１組のトリプレットと呼ばれるアンテナクラスタ
を用いて、新たに２次元測角処理を行うＥＳＰＲＩＴア
ルゴリズムを用いた２次元測角信号処理を行うことによ
り、同一周波数帯にある複数電波が到来した場合におい
ても、偽造の発生しない正しい２次元測角を可能とする
測角装置を得ることを目的としている。
るためのものであり、従来２素子１組のダブレットと呼
ばれるアンテナクラスタを用いて測角していたものを、
３素子１組のトリプレットと呼ばれるアンテナクラスタ
を用いて、新たに２次元測角処理を行うＥＳＰＲＩＴア
ルゴリズムを用いた２次元測角信号処理を行うことによ
り、同一周波数帯にある複数電波が到来した場合におい
ても、偽造の発生しない正しい２次元測角を可能とする
測角装置を得ることを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】第１の発明の測角装置
は、受波素子ａ、前記受波素子ａに接続された受信機ａ
および前記受信機ａに接続されたＡ／Ｄ変換器ａとで構
成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルａと、
受波素子ｂ、前記受波素子ｂに接続された受信機ｂおよ
び前記受信機ｂに接続されたＡ／Ｄ変換器ｂとで構成さ
れる第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｂと、前記
受波素子ａと前記受波素子ｂとを結んだ直線上以外の位
置以外に設置された受波素子ｃ、前記受波素子ｃに接続
された受信機ｃおよび前記受信機ｃに接続されたＡ／Ｄ
変換器ｃとで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受信
チャネルｃと、ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの前
記受信チャネルａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配したもの
に、それぞれ互いにπ／２位相がずれるよう位相検波
し、時間平均する第ｍの位相検波手段ａ，ｂ，ｃと、前
記Ｍ個の位相検波手段ａ、位相検波手段ｂおよび位相検
波手段ｃがそれぞれ出力するディジタル受信信号を入力
し、２次元測角処理を用いたＥＳＰＲＩＴアルゴリズム
を用いて測角信号処理を行い、入射波の到来方向を推定
する測角信号処理手段Ｂとで構成したものである。
は、受波素子ａ、前記受波素子ａに接続された受信機ａ
および前記受信機ａに接続されたＡ／Ｄ変換器ａとで構
成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルａと、
受波素子ｂ、前記受波素子ｂに接続された受信機ｂおよ
び前記受信機ｂに接続されたＡ／Ｄ変換器ｂとで構成さ
れる第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｂと、前記
受波素子ａと前記受波素子ｂとを結んだ直線上以外の位
置以外に設置された受波素子ｃ、前記受波素子ｃに接続
された受信機ｃおよび前記受信機ｃに接続されたＡ／Ｄ
変換器ｃとで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受信
チャネルｃと、ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの前
記受信チャネルａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配したもの
に、それぞれ互いにπ／２位相がずれるよう位相検波
し、時間平均する第ｍの位相検波手段ａ，ｂ，ｃと、前
記Ｍ個の位相検波手段ａ、位相検波手段ｂおよび位相検
波手段ｃがそれぞれ出力するディジタル受信信号を入力
し、２次元測角処理を用いたＥＳＰＲＩＴアルゴリズム
を用いて測角信号処理を行い、入射波の到来方向を推定
する測角信号処理手段Ｂとで構成したものである。
【００１５】また、第２の発明の測角装置は、受波素子
ａと前記受波素子ａに接続された受信機ａとで構成され
る第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルａと、受波素
子ｂと前記受波素子ｂに接続された受信機ｂとで構成さ
れる第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｂと、前記
受波素子ａと前記受波素子ｂとを結んだ直線上以外の位
置に設置された受波素子ｃと前記受波素子ｃに接続され
た受信機ｃとで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受
信チャネルｃと、ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの
前記受信チャネルａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配したも
のに、それぞれ互いにπ／２位相がずれるよう位相検波
し、時間平均する第ｍの位相検波手段ａ，ｂ，ｃと、前
記Ｍ個の位相検波手段ａ、位相検波手段ｂおよび位相検
波手段ｃの出力信号をそれぞれＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力するディジタル受信信
号を入力し、２次元測角処理を用いたＥＳＰＲＩＴアル
ゴリズムを用いて測角信号処理を行い、入射波の到来方
向を推定する測角信号処理手段Ｂとで構成したものであ
る。
ａと前記受波素子ａに接続された受信機ａとで構成され
る第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルａと、受波素
子ｂと前記受波素子ｂに接続された受信機ｂとで構成さ
れる第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｂと、前記
受波素子ａと前記受波素子ｂとを結んだ直線上以外の位
置に設置された受波素子ｃと前記受波素子ｃに接続され
た受信機ｃとで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受
信チャネルｃと、ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの
前記受信チャネルａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配したも
のに、それぞれ互いにπ／２位相がずれるよう位相検波
し、時間平均する第ｍの位相検波手段ａ，ｂ，ｃと、前
記Ｍ個の位相検波手段ａ、位相検波手段ｂおよび位相検
波手段ｃの出力信号をそれぞれＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力するディジタル受信信
号を入力し、２次元測角処理を用いたＥＳＰＲＩＴアル
ゴリズムを用いて測角信号処理を行い、入射波の到来方
向を推定する測角信号処理手段Ｂとで構成したものであ
る。
【００１６】また、第３の発明の測角装置は、受波素子
ａ、前記受波素子ａに接続された受信機ａおよび前記受
信機ａに接続されたＡ／Ｄ変換器ａとで構成される第１
から第ＭまでのＭ個の受信チャネルａと、受波素子ｂ、
前記受波素子ｂに接続された受信機ｂおよび前記受信機
ｂに接続されたＡ／Ｄ変換器ｂとで構成される第１から
第ＭまでのＭ個の受信チャネルｂと、前記受波素子ａと
前記受波素子ｂとを結んだ直線上以外の位置に設置され
た受波素子ｃ、前記受波素子ｃに接続された受信機ｃお
よび前記受信機ｃに接続されたＡ／Ｄ変換器ｃとで構成
される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｃと、ｍ
を１からＭまでの番号とし、第ｍの前記受信チャネルａ
の出力信号を２分配したものに、それぞれ互いにπ／２
位相がずれるよう位相検波し、時間平均する第ｍの位相
検波手段ａと、第ｍの前記受信チャネルｂ，ｃの出力信
号を２分配したものに、それぞれ互いにπ／２位相がず
れるよう位相検波し、時間平均するのに加え、第ｍの前
記受信チャネルａを基準に位相、振幅を校正する校正機
能を付けた第ｍの自動校正位相検波手段ｂ，ｃと、前記
Ｍ個の位相検波手段ａ、自動校正位相検波手段ｂおよび
自動位相位相検波手段ｃがそれぞれ出力するディジタル
受信信号を入力し、２次元測角処理を用いたＥＳＰＲＩ
Ｔアルゴリズムを用いて測角信号処理を行い、入射波の
到来方向を推定する測角信号処理手段Ｂとで構成したも
のである。
ａ、前記受波素子ａに接続された受信機ａおよび前記受
信機ａに接続されたＡ／Ｄ変換器ａとで構成される第１
から第ＭまでのＭ個の受信チャネルａと、受波素子ｂ、
前記受波素子ｂに接続された受信機ｂおよび前記受信機
ｂに接続されたＡ／Ｄ変換器ｂとで構成される第１から
第ＭまでのＭ個の受信チャネルｂと、前記受波素子ａと
前記受波素子ｂとを結んだ直線上以外の位置に設置され
た受波素子ｃ、前記受波素子ｃに接続された受信機ｃお
よび前記受信機ｃに接続されたＡ／Ｄ変換器ｃとで構成
される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｃと、ｍ
を１からＭまでの番号とし、第ｍの前記受信チャネルａ
の出力信号を２分配したものに、それぞれ互いにπ／２
位相がずれるよう位相検波し、時間平均する第ｍの位相
検波手段ａと、第ｍの前記受信チャネルｂ，ｃの出力信
号を２分配したものに、それぞれ互いにπ／２位相がず
れるよう位相検波し、時間平均するのに加え、第ｍの前
記受信チャネルａを基準に位相、振幅を校正する校正機
能を付けた第ｍの自動校正位相検波手段ｂ，ｃと、前記
Ｍ個の位相検波手段ａ、自動校正位相検波手段ｂおよび
自動位相位相検波手段ｃがそれぞれ出力するディジタル
受信信号を入力し、２次元測角処理を用いたＥＳＰＲＩ
Ｔアルゴリズムを用いて測角信号処理を行い、入射波の
到来方向を推定する測角信号処理手段Ｂとで構成したも
のである。
【００１７】また、第４の発明の測角装置は、受波素子
ａと前記受波素子ａに接続された受信機ａとで構成され
る第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルａと、受波素
子ｂと前記受波素子ｂに接続された受信機ｂとで構成さ
れる第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｂと、前記
受波素子ａと前記受波素子ｂとを結んだ直線上以外の位
置に設置された受波素子ｃと前記受波素子ｃに接続され
た受信機ｃとで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受
信チャネルｃと、ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの
前記受信チャネルａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配したも
のに、それぞれ互いにπ／２位相がずれるよう位相検波
し、時間平均する第ｍの位相検波手段ａ，ｂ，ｃと、前
記Ｍ個の位相検波手段ａ、位相検波手段ｂおよび位相検
波手段ｃの出力信号をそれぞれＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力するディジタル受信信
号を入力し、前記Ｍ個の位相検波手段ａが出力するディ
ジタル受信信号を基準に、位相検波手段ｂと位相検波手
段ｃがそれぞれ出力するディジタル受信信号の位相、振
幅を校正する校正器と、前記校正器から出力された各々
の校正後ディジタル受信信号を入力し、２次元測角処理
を用いたＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いて測角信号処
理を行い、入射波の到来方向を推定する測角信号処理手
段Ｂとで構成したものである。
ａと前記受波素子ａに接続された受信機ａとで構成され
る第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルａと、受波素
子ｂと前記受波素子ｂに接続された受信機ｂとで構成さ
れる第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｂと、前記
受波素子ａと前記受波素子ｂとを結んだ直線上以外の位
置に設置された受波素子ｃと前記受波素子ｃに接続され
た受信機ｃとで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受
信チャネルｃと、ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの
前記受信チャネルａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配したも
のに、それぞれ互いにπ／２位相がずれるよう位相検波
し、時間平均する第ｍの位相検波手段ａ，ｂ，ｃと、前
記Ｍ個の位相検波手段ａ、位相検波手段ｂおよび位相検
波手段ｃの出力信号をそれぞれＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力するディジタル受信信
号を入力し、前記Ｍ個の位相検波手段ａが出力するディ
ジタル受信信号を基準に、位相検波手段ｂと位相検波手
段ｃがそれぞれ出力するディジタル受信信号の位相、振
幅を校正する校正器と、前記校正器から出力された各々
の校正後ディジタル受信信号を入力し、２次元測角処理
を用いたＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いて測角信号処
理を行い、入射波の到来方向を推定する測角信号処理手
段Ｂとで構成したものである。
【００１８】
実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１を示す一
実施例を示す図であり、従来例を示す図９との相違点
は、ダブレットと呼ばれる２つの素子アンテナを一組と
したアンテナクラスタを、ダブレットＡとダブレットＢ
の２種類用意していたものに対し、２つの素子アンテナ
を一組としたアンテナクラスタにもう一つ素子アンテナ
を加えて３素子を１組としたトリプレットと呼ばれるア
ンテナクラスタを１種類構成し、２次元測角信号処理を
行う点にある。
実施例を示す図であり、従来例を示す図９との相違点
は、ダブレットと呼ばれる２つの素子アンテナを一組と
したアンテナクラスタを、ダブレットＡとダブレットＢ
の２種類用意していたものに対し、２つの素子アンテナ
を一組としたアンテナクラスタにもう一つ素子アンテナ
を加えて３素子を１組としたトリプレットと呼ばれるア
ンテナクラスタを１種類構成し、２次元測角信号処理を
行う点にある。
【００１９】図において、１は素子アンテナａ、２は素
子アンテナｂ、３２は素子アンテナｃ、３３は前記３つ
の素子アンテナを１組としたトリプレットと呼ばれるア
ンテナクラスタでＭ個用意されており、３４は信号処理
器Ｃで、これらを用いることにより図示していない複数
人工衛星の位置を同時に測角することができる。
子アンテナｂ、３２は素子アンテナｃ、３３は前記３つ
の素子アンテナを１組としたトリプレットと呼ばれるア
ンテナクラスタでＭ個用意されており、３４は信号処理
器Ｃで、これらを用いることにより図示していない複数
人工衛星の位置を同時に測角することができる。
【００２０】次に図１の動作を説明する。ここで用いる
記号を以下に定義する。ｋは入射波番号、Ｋは入射波個
数、ｍはトリプレットの番号、Ｍはトリプレットの個数
であり、Ｋ＜Ｍとする。前記トリプレットの構成内容
は、前記２の素子アンテナｂが前記１の素子アンテナａ
から変位ベクトルΔ1 の位置にあり、前記３２の素子ア
ンテナｃが前記１の素子アンテナａから変位ベクトルΔ
2 の位置にあり、Δ1 とΔ2 は互いに異なる。この関係
を保つようにして前記トリプレット３３がＭ組構成され
ており、また前記Ｍ個のトリプレット同士は、任意に配
列されている。いま、図示していないＫ個の人工衛星か
ら前記第ｍの素子アンテナ１，２，３２に到来したＫ個
の到来波は、前記３４の信号処理器Ｃに入力され、２次
元測角信号処理を行うことにより、第ｋ到来波の２次元
到来角（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）を算
出する。
記号を以下に定義する。ｋは入射波番号、Ｋは入射波個
数、ｍはトリプレットの番号、Ｍはトリプレットの個数
であり、Ｋ＜Ｍとする。前記トリプレットの構成内容
は、前記２の素子アンテナｂが前記１の素子アンテナａ
から変位ベクトルΔ1 の位置にあり、前記３２の素子ア
ンテナｃが前記１の素子アンテナａから変位ベクトルΔ
2 の位置にあり、Δ1 とΔ2 は互いに異なる。この関係
を保つようにして前記トリプレット３３がＭ組構成され
ており、また前記Ｍ個のトリプレット同士は、任意に配
列されている。いま、図示していないＫ個の人工衛星か
ら前記第ｍの素子アンテナ１，２，３２に到来したＫ個
の到来波は、前記３４の信号処理器Ｃに入力され、２次
元測角信号処理を行うことにより、第ｋ到来波の２次元
到来角（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）を算
出する。
【００２１】図２に前記３４の信号処理器Ｃの処理内容
を示す。図において、１２は前記１のアンテナａからの
出力、１３は前記２の素子アンテナｂからの出力、３５
は前記３２の素子アンテナｃからの出力、１４はＲＦア
ンプ／フィルタ、１５は局部発信器、１６はミキサ、１
７はＩＦアンプ／フィルタ、１８はＡ／Ｄ変換器、１９
はコヒーレント発信器、２０は（π／２）移相器（また
は９０度移相器）、２１は位相検波器Ａ、３６は２次元
測角処理を行うＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角
信号処理手段Ｂであり、前記１，２，３２の素子アンテ
ナ、前記トリプレット３３はそれぞれＭ個、前記ＲＦア
ンプ／フィルタ１４、前記ミキサ１６、前記ＩＦアンプ
／フィルタ１７、前記Ａ／Ｄ変換器１８、前記２１の位
相検波器Ａは従来と同じで、それぞれ３Ｍ個用意されて
いる。
を示す。図において、１２は前記１のアンテナａからの
出力、１３は前記２の素子アンテナｂからの出力、３５
は前記３２の素子アンテナｃからの出力、１４はＲＦア
ンプ／フィルタ、１５は局部発信器、１６はミキサ、１
７はＩＦアンプ／フィルタ、１８はＡ／Ｄ変換器、１９
はコヒーレント発信器、２０は（π／２）移相器（また
は９０度移相器）、２１は位相検波器Ａ、３６は２次元
測角処理を行うＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角
信号処理手段Ｂであり、前記１，２，３２の素子アンテ
ナ、前記トリプレット３３はそれぞれＭ個、前記ＲＦア
ンプ／フィルタ１４、前記ミキサ１６、前記ＩＦアンプ
／フィルタ１７、前記Ａ／Ｄ変換器１８、前記２１の位
相検波器Ａは従来と同じで、それぞれ３Ｍ個用意されて
いる。
【００２２】また、図１１に前記２１の位相検波器Ａの
処理内容を示し、２３は乗算器、２４はディジタルロー
パスフィルタである。
処理内容を示し、２３は乗算器、２４はディジタルロー
パスフィルタである。
【００２３】次に、図２の動作を説明する。いま、図示
していないＫ個の人工衛星から第ｍの１，２，３２の素
子アンテナａ，ｂ，ｃに到来したＫ個の到来波は、前記
１２，１３，３５の出力として前記ＲＦアンプ／フィル
タ１４に入力し、前記ミキサ１６、前記ＩＦアンプ／フ
ィルタ１７、前記Ａ／Ｄ変換器１８、前記２１の位相検
波器Ａを経て、ベースバンドの複素受信信号ｘm 、ｙ
m 、ｚm として出力され、前記ベースバンドの複素受信
信号ｘm 、ｙm 、ｚm を用いて、３６の測角信号処理手
段Ｂにおいて第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エ
レベーション角φk ）を得る。ここで、図３に前記３６
の測角信号処理手段Ｂの構成図を示す。
していないＫ個の人工衛星から第ｍの１，２，３２の素
子アンテナａ，ｂ，ｃに到来したＫ個の到来波は、前記
１２，１３，３５の出力として前記ＲＦアンプ／フィル
タ１４に入力し、前記ミキサ１６、前記ＩＦアンプ／フ
ィルタ１７、前記Ａ／Ｄ変換器１８、前記２１の位相検
波器Ａを経て、ベースバンドの複素受信信号ｘm 、ｙ
m 、ｚm として出力され、前記ベースバンドの複素受信
信号ｘm 、ｙm 、ｚm を用いて、３６の測角信号処理手
段Ｂにおいて第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エ
レベーション角φk ）を得る。ここで、図３に前記３６
の測角信号処理手段Ｂの構成図を示す。
【００２４】図３において、３７は前記ベースバンドの
複素受信信号ｘm 、ｙm 、ｚm を全チャネル入力し演算
する演算器Ｈ、３８は前記ベースバンドの複素受信信号
ｘm、ｙm 、ｚm において、到来波のないときの受信機
ノイズのみの信号をそれぞれ取り出したノイズ信号Ｂ、
３９は前記３８の出力を入力し演算する演算器Ｉ、４０
は前記３７の演算器Ｈと前記３９の演算器Ｉからの出力
を入力し演算する演算器Ｊ、４１は前記３９の演算器Ｉ
からの出力と前記４０の演算器Ｊからの出力を入力し演
算する演算器Ｋ、４２，４３，４４は前記４１の演算器
Ｋからの出力Ａ，Ｂ，Ｃ、４５は前記４２と４３の出力
２つを入力し演算する演算器Ｌ１、４６は前記４２と４
４の出力２つを入力し演算する演算器Ｌ２、４７は前記
４５の演算器Ｌ１からの出力を入力し演算する演算器Ｍ
１、４８は前記４７の演算器Ｍ１からの出力Ａ、４９は
前記４７の演算器Ｍ１からの出力Ｂ、５０は前記４６の
演算器Ｌ２からの出力と前記４９の出力を入力し演算す
る演算器Ｍ２、５１は前記５０からの出力、５２は前記
４８と４９の出力を入力し演算する演算器Ｎである。
複素受信信号ｘm 、ｙm 、ｚm を全チャネル入力し演算
する演算器Ｈ、３８は前記ベースバンドの複素受信信号
ｘm、ｙm 、ｚm において、到来波のないときの受信機
ノイズのみの信号をそれぞれ取り出したノイズ信号Ｂ、
３９は前記３８の出力を入力し演算する演算器Ｉ、４０
は前記３７の演算器Ｈと前記３９の演算器Ｉからの出力
を入力し演算する演算器Ｊ、４１は前記３９の演算器Ｉ
からの出力と前記４０の演算器Ｊからの出力を入力し演
算する演算器Ｋ、４２，４３，４４は前記４１の演算器
Ｋからの出力Ａ，Ｂ，Ｃ、４５は前記４２と４３の出力
２つを入力し演算する演算器Ｌ１、４６は前記４２と４
４の出力２つを入力し演算する演算器Ｌ２、４７は前記
４５の演算器Ｌ１からの出力を入力し演算する演算器Ｍ
１、４８は前記４７の演算器Ｍ１からの出力Ａ、４９は
前記４７の演算器Ｍ１からの出力Ｂ、５０は前記４６の
演算器Ｌ２からの出力と前記４９の出力を入力し演算す
る演算器Ｍ２、５１は前記５０からの出力、５２は前記
４８と４９の出力を入力し演算する演算器Ｎである。
【００２５】次に図３の動作について説明する。前記ベ
ースバンドの複素受信信号ｘm 、ｙm 、ｚm を全チャネ
ルまとめて“数１”のように表す。
ースバンドの複素受信信号ｘm 、ｙm 、ｚm を全チャネ
ルまとめて“数１”のように表す。
【００２６】
【数１】
【００２７】“数１”で定義した全アレー受信信号ベク
トルの共分散行列Ｒall （３Ｍ×３Ｍ行列）を、“数
２”に示す。
トルの共分散行列Ｒall （３Ｍ×３Ｍ行列）を、“数
２”に示す。
【００２８】
【数２】
【００２９】また、人工衛星からの到来波のないときの
ノイズのみの前記ベースバンドの複素受信信号を全チャ
ネルまとめて“数３”のように表し、“数３”で定義し
たノイズ信号ベクトルの共分散行列Σnall（３Ｍ×３Ｍ
行列）を、“数４”に示す。
ノイズのみの前記ベースバンドの複素受信信号を全チャ
ネルまとめて“数３”のように表し、“数３”で定義し
たノイズ信号ベクトルの共分散行列Σnall（３Ｍ×３Ｍ
行列）を、“数４”に示す。
【００３０】
【数３】
【００３１】
【数４】
【００３２】“数５”で一般化固有値問題をたててこれ
を解き、“数５”より算出した一般化固有値で、大きい
物から順に１からＫ番目の固有値に対応する一般化固有
ベクトル｛ｅ1 all，ｅ2 all・・・，ｅK all｝と“数４”
から求めたノイズの共分散行列Σnallから“数６”のよ
うにＥsallを定義する。
を解き、“数５”より算出した一般化固有値で、大きい
物から順に１からＫ番目の固有値に対応する一般化固有
ベクトル｛ｅ1 all，ｅ2 all・・・，ｅK all｝と“数４”
から求めたノイズの共分散行列Σnallから“数６”のよ
うにＥsallを定義する。
【００３３】
【数５】
【００３４】
【数６】
【００３５】ここで、Ｅsallを“数７”に示すように３
分割し、“数８”および“数９”に示すような方程式を
たてて、最小自乗法を用いてそれぞれ最小自乗解Ψ1 、
Ψ2を算出する。
分割し、“数８”および“数９”に示すような方程式を
たてて、最小自乗法を用いてそれぞれ最小自乗解Ψ1 、
Ψ2を算出する。
【００３６】
【数７】
【００３７】
【数８】
【００３８】
【数９】
【００３９】“数８”で求めたΨ1 を固有分解し、“数
１０”に示すようにΨ1 の固有値をＫ行Ｋ列の対角行列
Φ1 と、固有ベクトルを列ベクトルとした行列Ｔall を
求める。
１０”に示すようにΨ1 の固有値をＫ行Ｋ列の対角行列
Φ1 と、固有ベクトルを列ベクトルとした行列Ｔall を
求める。
【００４０】
【数１０】
【００４１】ここで、Φ1 は“数１１”のように表さ
れ、それぞれの対角要素の偏角をとることによって、第
ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション角
φk ）の情報を含む方程式Ｃとして、“数１２”のよう
に表される。
れ、それぞれの対角要素の偏角をとることによって、第
ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーション角
φk ）の情報を含む方程式Ｃとして、“数１２”のよう
に表される。
【００４２】
【数１１】
【００４３】
【数１２】
【００４４】また、“数１０”から固有分解によって得
られたＴall を用いて、“数１３”のように“数９”で
求めたΨ2 の左からＴall を、右からＴall -1をかけ、
Ψ2を対角化することによってＫ行Ｋ列の対角行列Φ2
を算出する。
られたＴall を用いて、“数１３”のように“数９”で
求めたΨ2 の左からＴall を、右からＴall -1をかけ、
Ψ2を対角化することによってＫ行Ｋ列の対角行列Φ2
を算出する。
【００４５】
【数１３】
【００４６】ここで、Φ2 は“数１４”のように表さ
れ、第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーシ
ョン角φk ）の情報を含む方程式Ｄとして、“数１５”
のように表される。
れ、第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベーシ
ョン角φk ）の情報を含む方程式Ｄとして、“数１５”
のように表される。
【００４７】
【数１４】
【００４８】
【数１５】
【００４９】上記“数１３”の演算を行うことにより、
Φ1 とΦ2 の第ｋの対角成分が１対１に対応し、Φ1 と
Φ2 の値から“数１２”、“数１５”より偏角βk （θ
k ，φk ）の式と偏角γk （θk ，φk ）の式を連立さ
せて、第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベー
ション角φk ）を算出する。
Φ1 とΦ2 の第ｋの対角成分が１対１に対応し、Φ1 と
Φ2 の値から“数１２”、“数１５”より偏角βk （θ
k ，φk ）の式と偏角γk （θk ，φk ）の式を連立さ
せて、第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベー
ション角φk ）を算出する。
【００５０】次に図３に従って説明する。図において、
前記３７の演算器Ｈで“数１”“数２”の演算を行い、
全アレー受信信号ベクトルの共分散行列Ｒall を算出す
る。また、前記３８のノイズ信号を入力し、前記３９の
演算器Ｉにおいて“数３”“数４”の演算を行いノイズ
共分散行列Σnallを算出する。全アレー受信信号ベクト
ルの共分散行列Ｒall とノイズ共分散行列Σnallを前記
４０の演算器Ｊにおいて“数５”により一般化固有ベク
トルを求め、ｋ個の信号部分の固有ベクトル｛ｅ1 all，
ｅ2 all・・・，ｅK all｝を算出し、前記４１の演算器Ｋ
において“数６”の演算を行いＥsallを求める。前記４
２，４３，４４の出力は“数７”の演算によってそれぞ
れＥa 、Ｅb 、Ｅc を表し、Ｅa とＥb を用いて前記４
５の演算器Ｌ１において“数８”の演算を行いΨ1 を求
め、同様にＥb とＥc を用いて前記４６の演算器Ｌ２に
おいて“数９”の演算を行いΨ2 を求める。前記４７の
演算器Ｍ１において“数１０”にあるようにΨ1 を固有
分解し“数１１”を経て、前記４８の出力である“数１
２”の第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベー
ション角φk ）の変数をもつ方程式Ｃを求め、“数１
０”から求めたＴallを前記４９の出力として表す。ま
た、前記５０の演算器Ｍ２において“数１３”にあるよ
うに、前記４９の演算器Ｌ２で求めたΨ2 を前記４９の
出力Ｔall で対角化することによって、Φ1 の対角要素
に１対１に対応するようにΦ2 を求め、“数１４”を経
て前記５１の出力である“数１５”の第ｋ到来波の到来
角（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）の変数を
もつ方程式Ｄを求める。最後に、前記５２の演算器Ｎに
おいて第ｋの方程式Ｃと方程式Ｄを連立させ、２変数連
立方程式を解き、第ｋ到来波の到来角（アジマス角θ
k 、エレベーション角φk ）を算出する。
前記３７の演算器Ｈで“数１”“数２”の演算を行い、
全アレー受信信号ベクトルの共分散行列Ｒall を算出す
る。また、前記３８のノイズ信号を入力し、前記３９の
演算器Ｉにおいて“数３”“数４”の演算を行いノイズ
共分散行列Σnallを算出する。全アレー受信信号ベクト
ルの共分散行列Ｒall とノイズ共分散行列Σnallを前記
４０の演算器Ｊにおいて“数５”により一般化固有ベク
トルを求め、ｋ個の信号部分の固有ベクトル｛ｅ1 all，
ｅ2 all・・・，ｅK all｝を算出し、前記４１の演算器Ｋ
において“数６”の演算を行いＥsallを求める。前記４
２，４３，４４の出力は“数７”の演算によってそれぞ
れＥa 、Ｅb 、Ｅc を表し、Ｅa とＥb を用いて前記４
５の演算器Ｌ１において“数８”の演算を行いΨ1 を求
め、同様にＥb とＥc を用いて前記４６の演算器Ｌ２に
おいて“数９”の演算を行いΨ2 を求める。前記４７の
演算器Ｍ１において“数１０”にあるようにΨ1 を固有
分解し“数１１”を経て、前記４８の出力である“数１
２”の第ｋ到来波の到来角（アジマス角θk 、エレベー
ション角φk ）の変数をもつ方程式Ｃを求め、“数１
０”から求めたＴallを前記４９の出力として表す。ま
た、前記５０の演算器Ｍ２において“数１３”にあるよ
うに、前記４９の演算器Ｌ２で求めたΨ2 を前記４９の
出力Ｔall で対角化することによって、Φ1 の対角要素
に１対１に対応するようにΦ2 を求め、“数１４”を経
て前記５１の出力である“数１５”の第ｋ到来波の到来
角（アジマス角θk 、エレベーション角φk ）の変数を
もつ方程式Ｄを求める。最後に、前記５２の演算器Ｎに
おいて第ｋの方程式Ｃと方程式Ｄを連立させ、２変数連
立方程式を解き、第ｋ到来波の到来角（アジマス角θ
k 、エレベーション角φk ）を算出する。
【００５１】実施の形態２．図４はこの発明の実施の形
態２を示す構成図であり、この発明の実施の形態１で
は、ＩＦ段で受信信号をディジタル信号に変換したが、
図４のように、１８のＡ／Ｄ変換器を５３の位相検波器
Ｂの後段に接続して、ベースバンドの受信信号をディジ
タル変換しても実施の形態１と同様な効果を得ることが
できる。
態２を示す構成図であり、この発明の実施の形態１で
は、ＩＦ段で受信信号をディジタル信号に変換したが、
図４のように、１８のＡ／Ｄ変換器を５３の位相検波器
Ｂの後段に接続して、ベースバンドの受信信号をディジ
タル変換しても実施の形態１と同様な効果を得ることが
できる。
【００５２】また、図５に前記５３の位相検波器Ｂの処
理内容を示し、１３は乗算器、５４はアナログローパス
フィルタである。
理内容を示し、１３は乗算器、５４はアナログローパス
フィルタである。
【００５３】実施の形態３．図６はこの発明の実施の形
態３を示す構成図であり、図６は、この発明の実施の形
態１に、受信信号チャネルｂ，ｃ後の２１の位相検波器
Ａの代わりに、受信信号チャネルａからの出力信号を基
準にした位相、振幅を校正する校正機能を加えた自動校
正位相検波器５５を設けた物である。これは、受信機チ
ャネル間に位相誤差、振幅誤差があった場合にも、実施
の形態１と同様の効果が得られるようにしたものであ
る。
態３を示す構成図であり、図６は、この発明の実施の形
態１に、受信信号チャネルｂ，ｃ後の２１の位相検波器
Ａの代わりに、受信信号チャネルａからの出力信号を基
準にした位相、振幅を校正する校正機能を加えた自動校
正位相検波器５５を設けた物である。これは、受信機チ
ャネル間に位相誤差、振幅誤差があった場合にも、実施
の形態１と同様の効果が得られるようにしたものであ
る。
【００５４】ここで、図７に前記自動校正位相検波器５
５を示す。これは前記コヒーレント発信器１９から（π
／２）移相器２０を通った信号に５６の校正器Ａを加え
たものである。
５を示す。これは前記コヒーレント発信器１９から（π
／２）移相器２０を通った信号に５６の校正器Ａを加え
たものである。
【００５５】実施の形態４．図８はこの発明の実施の形
態４を示す構成図であり、図８は、この発明の実施の形
態２にＡ／Ｄ変換器１８の後のディジタル信号に５７の
校正器Ｂを設け、前記ディジタル信号間に位相誤差、振
幅誤差があった場合にも、実施の形態１と同様の効果が
得られるようにしたものである。
態４を示す構成図であり、図８は、この発明の実施の形
態２にＡ／Ｄ変換器１８の後のディジタル信号に５７の
校正器Ｂを設け、前記ディジタル信号間に位相誤差、振
幅誤差があった場合にも、実施の形態１と同様の効果が
得られるようにしたものである。
【００５６】
【発明の効果】第１の発明によれば、従来のＥＳＰＲＩ
Ｔアルゴリズムを用いた測角装置では難しかった複数到
来電波の偽像の現れない正確な２次元測角が可能とな
り、正しい測角値を算出することができる。
Ｔアルゴリズムを用いた測角装置では難しかった複数到
来電波の偽像の現れない正確な２次元測角が可能とな
り、正しい測角値を算出することができる。
【００５７】第２の発明によれば、Ａ／Ｄ変換を位相検
波後に行う場合でも、第１の発明と同様に、従来のＥＳ
ＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角装置では難しかった
複数到来電波の偽像の現れない正確な２次元測角が可能
となり、正しい測角値を算出することができる。
波後に行う場合でも、第１の発明と同様に、従来のＥＳ
ＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角装置では難しかった
複数到来電波の偽像の現れない正確な２次元測角が可能
となり、正しい測角値を算出することができる。
【００５８】第３の発明によれば、受信信号の位相誤
差、振幅誤差を校正する機能をもつ自動校正位相検波器
を加えたことにより、受信チャネルの出力信号に位相誤
差、振幅誤差があった場合にも、第１の発明と同様に、
従来のＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角装置では
難しかった複数到来電波の偽像の現れない正確な２次元
測角が可能となり、正しい測角値を算出することができ
る。
差、振幅誤差を校正する機能をもつ自動校正位相検波器
を加えたことにより、受信チャネルの出力信号に位相誤
差、振幅誤差があった場合にも、第１の発明と同様に、
従来のＥＳＰＲＩＴアルゴリズムを用いた測角装置では
難しかった複数到来電波の偽像の現れない正確な２次元
測角が可能となり、正しい測角値を算出することができ
る。
【００５９】第４の発明によれば、ベースバンドのディ
ジタル受信信号の位相誤差、振幅誤差を校正する機能を
もつ校正器を加えたことにより、ベースバンドのディジ
タル受信信号に位相誤差、振幅誤差があった場合にも、
第１の発明と同様に、従来のＥＳＰＲＩＴアルゴリズム
を用いた測角装置では難しかった複数到来電波の偽像の
現れない正確な２次元測角が可能となり、正しい測角値
を算出することができる。
ジタル受信信号の位相誤差、振幅誤差を校正する機能を
もつ校正器を加えたことにより、ベースバンドのディジ
タル受信信号に位相誤差、振幅誤差があった場合にも、
第１の発明と同様に、従来のＥＳＰＲＩＴアルゴリズム
を用いた測角装置では難しかった複数到来電波の偽像の
現れない正確な２次元測角が可能となり、正しい測角値
を算出することができる。
【図１】 この発明による測角装置の実施の形態１の一
実施例を示す図である。
実施例を示す図である。
【図２】 この発明による測角装置の実施の形態１を説
明する信号処理器Ｃの構成図である。
明する信号処理器Ｃの構成図である。
【図３】 測角信号処理手段Ｂを示す構成図である。
【図４】 この発明による測角装置の実施の形態２を説
明する信号処理器Ｃの構成図である。
明する信号処理器Ｃの構成図である。
【図５】 位相検波器Ｂを示す構成図である。
【図６】 この発明による測角装置の実施の形態３を説
明する信号処理器Ｃの構成図である。
明する信号処理器Ｃの構成図である。
【図７】 自動校正位相検波器を示す構成図である。
【図８】 この発明による測角装置の実施の形態４を説
明する信号処理器Ｃの構成図である。
明する信号処理器Ｃの構成図である。
【図９】 従来の測角装置の一実施例を示す図である。
【図１０】 従来の測角装置を説明する信号処理器Ａの
構成図である。
構成図である。
【図１１】 位相検波器Ａを示す構成図である。
【図１２】 測角信号処理手段Ａを示す構成図である。
１ 素子アンテナａ、２ 素子アンテナｂ、３ ダブレ
ットＡ１、４ 信号処理器Ａ、５ 信号処理器Ａの出
力、６ 素子アンテナα、７ 素子アンテナβ、８ ダ
ブレットＢ、９ 信号処理器Ｂ、１０ 信号処理器Ｂの
出力、１１ 演算器Ａ、１２ 素子アンテナａの出力、
１３ 素子アンテナｂの出力、１４ ＲＦアンプ／フィ
ルタ、１５ 局部発信器、１６ ミキサ、１７ ＩＦア
ンプ／フィルタ、１８ Ａ／Ｄ変換器、１９ コヒーレ
ント発信器、２０ （π／２）移相器、２１ 位相検波
器Ａ、２２ 測角信号処理手段Ａ、２３ 乗算器、２４
ディジタルローパスフィルタ、２５ 演算器Ｂ、２６
ノイズ信号Ａ、２７ 演算器Ｃ、２８ 演算器Ｄ、２
９ 演算器Ｅ、３０ 演算器Ｆ、３１ 演算器Ｇ、３２
素子アンテナｃ、３３ トリプレット、３４ 信号処
理器Ｃ、３５ 素子アンテナｃの出力、３６ 測角信号
処理手段Ｂ、３７ 演算器Ｈ、３８ ノイズ信号Ｂ、３
９ 演算器Ｉ、４０ 演算器Ｊ、４１ 演算器Ｋ、４２
演算器Ｋからの出力Ａ、４３ 演算器Ｋからの出力
Ｂ、４４ 演算器Ｋからの出力Ｃ、４５演算器Ｌ１、４
６ 演算器Ｌ２、４７ 演算器Ｍ１、４８ 演算器Ｍ１
からの出力Ａ、４９ 演算器Ｍ１からの出力Ｂ、５０
演算器Ｍ２、５１ 演算器Ｍ２からの出力、５２ 演算
器Ｎ、５３ 位相検波器Ｂ、５４ アナログローパスフ
ィルタ、５５ 自動校正位相検波器、５６ 校正器Ａ、
５７ 校正器Ｂ。
ットＡ１、４ 信号処理器Ａ、５ 信号処理器Ａの出
力、６ 素子アンテナα、７ 素子アンテナβ、８ ダ
ブレットＢ、９ 信号処理器Ｂ、１０ 信号処理器Ｂの
出力、１１ 演算器Ａ、１２ 素子アンテナａの出力、
１３ 素子アンテナｂの出力、１４ ＲＦアンプ／フィ
ルタ、１５ 局部発信器、１６ ミキサ、１７ ＩＦア
ンプ／フィルタ、１８ Ａ／Ｄ変換器、１９ コヒーレ
ント発信器、２０ （π／２）移相器、２１ 位相検波
器Ａ、２２ 測角信号処理手段Ａ、２３ 乗算器、２４
ディジタルローパスフィルタ、２５ 演算器Ｂ、２６
ノイズ信号Ａ、２７ 演算器Ｃ、２８ 演算器Ｄ、２
９ 演算器Ｅ、３０ 演算器Ｆ、３１ 演算器Ｇ、３２
素子アンテナｃ、３３ トリプレット、３４ 信号処
理器Ｃ、３５ 素子アンテナｃの出力、３６ 測角信号
処理手段Ｂ、３７ 演算器Ｈ、３８ ノイズ信号Ｂ、３
９ 演算器Ｉ、４０ 演算器Ｊ、４１ 演算器Ｋ、４２
演算器Ｋからの出力Ａ、４３ 演算器Ｋからの出力
Ｂ、４４ 演算器Ｋからの出力Ｃ、４５演算器Ｌ１、４
６ 演算器Ｌ２、４７ 演算器Ｍ１、４８ 演算器Ｍ１
からの出力Ａ、４９ 演算器Ｍ１からの出力Ｂ、５０
演算器Ｍ２、５１ 演算器Ｍ２からの出力、５２ 演算
器Ｎ、５３ 位相検波器Ｂ、５４ アナログローパスフ
ィルタ、５５ 自動校正位相検波器、５６ 校正器Ａ、
５７ 校正器Ｂ。
Claims (4)
- 【請求項１】 受波素子ａ、前記受波素子ａに接続され
た受信機ａおよび前記受信機ａに接続されたＡ／Ｄ変換
器ａとで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャ
ネルａと、受波素子ｂ、前記受波素子ｂに接続された受
信機ｂおよび前記受信機ｂに接続されたＡ／Ｄ変換器ｂ
とで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネル
ｂと、前記受波素子ａと前記受波素子ｂとを結んだ直線
上以外の位置に設置された受波素子ｃ、前記受波素子ｃ
に接続された受信機ｃおよび前記受信機ｃに接続された
Ａ／Ｄ変換器ｃとで構成される第１から第ＭまでのＭ個
の受信チャネルｃと、ｍを１からＭまでの番号とし、第
ｍの前記受信チャネルａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配し
たものに、それぞれ互いにπ／２位相がずれるよう位相
検波する第ｍの位相検波手段ａ，ｂ，ｃと、前記Ｍ個の
位相検波手段ａ、位相検波手段ｂおよび位相検波手段ｃ
がそれぞれ出力するディジタル受信信号を入力し、２次
元測角処理を用いたＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏ
ｎ ｏｆＳｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ
Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅ
ｃｈｎｉｑｕｅｓ）アルゴリズムを用いて測角信号処理
を行い、入射波の到来方向を推定する２次元測角信号処
理手段とを備えたことを特徴とする測角装置。 - 【請求項２】 受波素子ａおよび前記受波素子ａに接続
された受信機ａとで構成される第１から第ＭまでのＭ個
の受信チャネルａと、受波素子ｂおよび前記受波素子ｂ
に接続された受信機ｂとで構成される第１から第Ｍまで
のＭ個の受信チャネルｂと、前記受波素子ａと前記受波
素子ｂとを結んだ直線上以外の位置に設置された受波素
子ｃおよび前記受波素子ｃに接続された受信機ｃとで構
成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｃと、
ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの前記受信チャネル
ａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配したものに、それぞれ互
いにπ／２位相がずれるよう位相検波する第ｍの位相検
波手段ａ，ｂ，ｃと、前記Ｍ個の位相検波手段ａ、位相
検波手段ｂおよび位相検波手段ｃの出力信号をそれぞれ
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出
力するディジタル受信信号を入力し、２次元測角処理を
用いたＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓ
ｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａ
ｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑ
ｕｅｓ）アルゴリズムを用いて測角信号処理を行い、入
射波の到来方向を推定する２次元測角信号処理手段とを
備えたことを特徴とする測角装置。 - 【請求項３】 受波素子ａ、前記受波素子ａに接続され
た受信機ａおよび前記受信機ａに接続されたＡ／Ｄ変換
器ａとで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャ
ネルａと、受波素子ｂ、前記受波素子ｂに接続された受
信機ｂおよび前記受信機ｂに接続されたＡ／Ｄ変換器ｂ
とで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネル
ｂと、前記受波素子ａと前記受波素子ｂとを結んだ直線
上以外の位置に設置された受波素子ｃ、前記受波素子ｃ
に接続された受信機ｃおよび前記受信機ｃに接続された
Ａ／Ｄ変換器ｃとで構成される第１から第ＭまでのＭ個
の受信チャネルｃと、ｍを１からＭまでの番号とし、第
ｍの前記受信チャネルａの出力信号を２分配したもの
に、それぞれ互いにπ／２位相がずれるよう位相検波す
る第ｍの位相検波手段ａと、第ｍの前記受信チャネル
ｂ，ｃの出力信号を２分配したものに、それぞれ互いに
π／２位相がずれるよう位相検波し、時間平均するのに
加え、第ｍの前記受信チャネルａを基準に位相、振幅を
校正する校正機能を付けた第ｍの自動校正位相検波手段
ｂ，ｃと、前記Ｍ個の位相検波手段ａ、自動校正位相検
波手段ｂおよび自動位相位相検波手段ｃがそれぞれ出力
するディジタル受信信号を入力し、２次元測角処理を用
いたＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉ
ｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔ
ｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕ
ｅｓ）アルゴリズムを用いて測角信号処理を行い、入射
波の到来方向を推定する２次元測角信号処理手段とを備
えたことを特徴とする測角装置。 - 【請求項４】 受波素子ａおよび前記受波素子ａに接続
された受信機ａとで構成される第１から第ＭまでのＭ個
の受信チャネルａと、受波素子ｂおよび前記受波素子ｂ
に接続された受信機ｂとで構成される第１から第Ｍまで
のＭ個の受信チャネルｂと、前記受波素子ａと前記受波
素子ｂとを結んだ直線上以外の位置に設置された受波素
子ｃおよび前記受波素子ｃに接続された受信機ｃとで構
成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルｃと、
ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの前記受信チャネル
ａ，ｂ，ｃの出力信号を２分配したものに、それぞれ互
いにπ／２位相がずれるよう位相検波する第ｍの位相検
波手段ａ，ｂ，ｃと、前記Ｍ個の位相検波手段ａ、位相
検波手段ｂおよび位相検波手段ｃの出力信号をそれぞれ
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出
力するディジタル受信信号を入力し、前記Ｍ個の位相検
波手段ａが出力するディジタル受信信号を基準に、前記
位相検波手段ｂと位相検波手段ｃがそれぞれ出力するデ
ィジタル受信信号の位相、振幅を校正する校正器と、前
記校正器から出力された各々の校正後ディジタル受信信
号を入力し、２次元測角処理を用いたＥＳＰＲＩＴ（Ｅ
ｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍ
ｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａ
ｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）アルゴリズムを
用いて測角信号処理を行い、入射波の到来方向を推定す
る２次元測角信号処理手段とを備えたことを特徴とする
測角装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1137797A JPH10206518A (ja) | 1997-01-24 | 1997-01-24 | 測角装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1137797A JPH10206518A (ja) | 1997-01-24 | 1997-01-24 | 測角装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10206518A true JPH10206518A (ja) | 1998-08-07 |
Family
ID=11776333
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1137797A Pending JPH10206518A (ja) | 1997-01-24 | 1997-01-24 | 測角装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10206518A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6549762B1 (en) | 1999-01-06 | 2003-04-15 | Nec Corporation | Method for estimating arrival direction of desired wave |
| WO2006030834A1 (ja) * | 2004-09-14 | 2006-03-23 | National University Corporation Hokkaido University | 信号到来方向推定装置、信号到来方向推定方法、および信号到来方向推定用プログラム |
| CN112881975A (zh) * | 2021-01-08 | 2021-06-01 | 电子科技大学 | 基于子阵特征矩阵联合对角化的单脉冲和差波束测角方法 |
-
1997
- 1997-01-24 JP JP1137797A patent/JPH10206518A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6549762B1 (en) | 1999-01-06 | 2003-04-15 | Nec Corporation | Method for estimating arrival direction of desired wave |
| WO2006030834A1 (ja) * | 2004-09-14 | 2006-03-23 | National University Corporation Hokkaido University | 信号到来方向推定装置、信号到来方向推定方法、および信号到来方向推定用プログラム |
| JPWO2006030834A1 (ja) * | 2004-09-14 | 2008-05-15 | 国立大学法人 北海道大学 | 信号到来方向推定装置、信号到来方向推定方法、および信号到来方向推定用プログラム |
| JP4660773B2 (ja) * | 2004-09-14 | 2011-03-30 | 国立大学法人北海道大学 | 信号到来方向推定装置、信号到来方向推定方法、および信号到来方向推定用プログラム |
| CN112881975A (zh) * | 2021-01-08 | 2021-06-01 | 电子科技大学 | 基于子阵特征矩阵联合对角化的单脉冲和差波束测角方法 |
| CN112881975B (zh) * | 2021-01-08 | 2023-09-08 | 电子科技大学 | 基于子阵特征矩阵联合对角化的单脉冲和差波束测角方法 |
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|---|---|---|---|
| RD01 | Notification of change of attorney |
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|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060117 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060315 |
|
| A02 | Decision of refusal |
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