JPH09281204A - 方位測定方法及びその装置 - Google Patents
方位測定方法及びその装置Info
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- JPH09281204A JPH09281204A JP8094369A JP9436996A JPH09281204A JP H09281204 A JPH09281204 A JP H09281204A JP 8094369 A JP8094369 A JP 8094369A JP 9436996 A JP9436996 A JP 9436996A JP H09281204 A JPH09281204 A JP H09281204A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 マルチパス波を含む複数到来波の方位結果を
得るための計算回数を減らし、処理の高速化を図る。 【構成】 アレイアンテナ１1 〜１M と信号処理によ
り、到来方位を探知する方位探知装置であって、受信信
号の共分散行列、アレイマニフォールド、ウェイトベク
トル等のパラメータから評価関数 の最大値より到来方位を求めている。本発明は、直接波
とマルチパス波の到来方位により変化するＳ（共分散行
列）計算／メモリ５より求められる対角成分と周波数測
定器１３により求めた周波数とを、到来波間角度差推定
器１２に入力し、直接波とマルチパス波との到来波間角
度差を推定する。この推定結果によりウェイトベクトル
セレクタ／サーチコントロール９でウェイトベクトルを
選択する数を制限することにより、計算回数を大幅に低
減することができる。
得るための計算回数を減らし、処理の高速化を図る。 【構成】 アレイアンテナ１1 〜１M と信号処理によ
り、到来方位を探知する方位探知装置であって、受信信
号の共分散行列、アレイマニフォールド、ウェイトベク
トル等のパラメータから評価関数 の最大値より到来方位を求めている。本発明は、直接波
とマルチパス波の到来方位により変化するＳ（共分散行
列）計算／メモリ５より求められる対角成分と周波数測
定器１３により求めた周波数とを、到来波間角度差推定
器１２に入力し、直接波とマルチパス波との到来波間角
度差を推定する。この推定結果によりウェイトベクトル
セレクタ／サーチコントロール９でウェイトベクトルを
選択する数を制限することにより、計算回数を大幅に低
減することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、方位測定方法及び方位
測定装置に関し、特に、同一周波数に複数の到来波が存
在する混信波の方位を分解して測定する方位測定方法及
びその装置に関する。
測定装置に関し、特に、同一周波数に複数の到来波が存
在する混信波の方位を分解して測定する方位測定方法及
びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】任意のアレイ配列を用いて、同一周波数
において、コヒーレント信号を含む複数の到来波が存在
する混信波を分解して測定する方法の従来例として、特
開平６−３４７５２９号公報に開示された技術（以下、
文献１という）を挙げることができる。以下その文献１
による方位測定法を説明する。
において、コヒーレント信号を含む複数の到来波が存在
する混信波を分解して測定する方法の従来例として、特
開平６−３４７５２９号公報に開示された技術（以下、
文献１という）を挙げることができる。以下その文献１
による方位測定法を説明する。
【０００３】Ｍ個のアレイ素子から構成されるアレイア
ンテナで受信された受信信号を表現すると次の［数１］
（式（１））となる。
ンテナで受信された受信信号を表現すると次の［数１］
（式（１））となる。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、ベクトルＸ＝（Ｘ1 、Ｘ2 ・・・
・ＸM ）T はＭ個の受信信号（複素数）である。また行
列Ａ＝（ａ（θ1 ）ａ（θ2 ）・・・ａ（θD ））はア
レイマニフォールド（ａｒｒａｙ ｍａｎｉｆｏｌｄ）
であり、その列ベクトルａ（θ）＝（ａ1 θ ａ2 θ・
・・ａM θ）Tは方位θに対するアレイアンテナの応答
である。また、この列ベクトルａ（θ）は、０°＜θ＜
３６０°において一次独立であると仮定する。またベク
トルＦ＝（Ｆ1 Ｆ2 ・・・ＦD ）T はＤ個の入力信号
である。
・ＸM ）T はＭ個の受信信号（複素数）である。また行
列Ａ＝（ａ（θ1 ）ａ（θ2 ）・・・ａ（θD ））はア
レイマニフォールド（ａｒｒａｙ ｍａｎｉｆｏｌｄ）
であり、その列ベクトルａ（θ）＝（ａ1 θ ａ2 θ・
・・ａM θ）Tは方位θに対するアレイアンテナの応答
である。また、この列ベクトルａ（θ）は、０°＜θ＜
３６０°において一次独立であると仮定する。またベク
トルＦ＝（Ｆ1 Ｆ2 ・・・ＦD ）T はＤ個の入力信号
である。
【０００６】ベクトルＮ＝（Ｎ1 Ｎ2 ・・・ＮM ）T
は、Ｍ個の受信部の内部雑音（以下雑音という）であ
り、互いに無相関とする。また、入力信号と受信部内部
の雑音とは無相関と仮定する。次に［数１］（式
（１））の共分散行列（ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｍａｔ
ｒｉｘ）をＳとすると、共分散行列Ｓは、
は、Ｍ個の受信部の内部雑音（以下雑音という）であ
り、互いに無相関とする。また、入力信号と受信部内部
の雑音とは無相関と仮定する。次に［数１］（式
（１））の共分散行列（ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｍａｔ
ｒｉｘ）をＳとすると、共分散行列Ｓは、
【０００７】
【数２】
【０００８】と表される。ここで、Ｓij（ｉ，ｊ≦Ｍ）
は、行列Ｓの成分表示とし、Ｈは複素共役転置を表す。
は、行列Ｓの成分表示とし、Ｈは複素共役転置を表す。
【０００９】次に、［数１］（式（１））に示したアレ
イマニフォールドから、到来波数が１からＭ−１個の各
々の場合について、ウェイトベクトルを下記の［数３］
（式（３））により計算し、これをメモリしておく。
イマニフォールドから、到来波数が１からＭ−１個の各
々の場合について、ウェイトベクトルを下記の［数３］
（式（３））により計算し、これをメモリしておく。
【数３】 ＡH Ｗ＝０ ・・・・・・・・・・・（３） 次に、［数２］（式（２））の共分散行列Ｓと［数３］
（式（３））のウェイトベクトルＷとから下記の［数
４］（式（４））を計算する。
（式（３））のウェイトベクトルＷとから下記の［数
４］（式（４））を計算する。
【００１０】
【数４】
【００１１】ただし、説明の便宜上簡単化するために、
Ｍ個の雑音電力はすべて等しくσとし、事前測定により
既知とする。すなわち、
Ｍ個の雑音電力はすべて等しくσとし、事前測定により
既知とする。すなわち、
【００１２】
【００１３】と仮定するが、この仮定は一般性を失うも
のではない。また、ここで、────は時間平均値を表
す。
のではない。また、ここで、────は時間平均値を表
す。
【００１４】［数４］（式（４））の評価関数Ｇは、
［数３］（式（３））の計算結果を利用して、コンビネ
ーションサーチをするためのものであり、このコンビネ
ーションサーチにより、ピークとなったθ1 θ2 ・・
・θD の組合わせが求める到来方位の組合わせとなり、
コヒーレント信号が存在する混信信号を分解して推定す
ることができる。
［数３］（式（３））の計算結果を利用して、コンビネ
ーションサーチをするためのものであり、このコンビネ
ーションサーチにより、ピークとなったθ1 θ2 ・・
・θD の組合わせが求める到来方位の組合わせとなり、
コヒーレント信号が存在する混信信号を分解して推定す
ることができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述した文献１は、コ
ンビネーションサーチを利用する。このサーチの組み合
わせ数Ｐは、０°＜θ＜３６０°の範囲で、到来方位の
サンプルとして設定したサンプル数θn （例えば１°毎
にサンプルしたときに、サンプル数は３６０である）と
到来波数Ｄとで、Ｐ≒θn D で表される。これにより、
到来波数の増加によって、指数的に組み合わせ数すなわ
ち計算回数が増加することがわかる。
ンビネーションサーチを利用する。このサーチの組み合
わせ数Ｐは、０°＜θ＜３６０°の範囲で、到来方位の
サンプルとして設定したサンプル数θn （例えば１°毎
にサンプルしたときに、サンプル数は３６０である）と
到来波数Ｄとで、Ｐ≒θn D で表される。これにより、
到来波数の増加によって、指数的に組み合わせ数すなわ
ち計算回数が増加することがわかる。
【００１６】本発明は、直接波とマルチパス波により、
発生した合成波の波長を測定し、別に設けた到来波の周
波数測定手段（または周波数設定手段）により求めた直
接波の波長を測定し、直接波とマルチパス波との到来波
間角度差を推定することにより、前記手法における組み
合わせ数、すなわち、計算回数を減少させることにあ
る。
発生した合成波の波長を測定し、別に設けた到来波の周
波数測定手段（または周波数設定手段）により求めた直
接波の波長を測定し、直接波とマルチパス波との到来波
間角度差を推定することにより、前記手法における組み
合わせ数、すなわち、計算回数を減少させることにあ
る。
【００１７】従って本発明の目的は、マルチパス波を含
む複数到来波から、方位結果を得るためのコンビネーシ
ョンサーチ回数を減らすことにより、処理の高速化を図
ることにある。
む複数到来波から、方位結果を得るためのコンビネーシ
ョンサーチ回数を減らすことにより、処理の高速化を図
ることにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明においては、［数
２］（式（２））より、行列Ｓの対角成分Ｓ11、Ｓ22、
・・・ＳMMは、下記の［数５］（式（５））のように書
き換えすることができる。なお、この行列Ｓの対角成分
Ｓ11、Ｓ22、・・・ＳMMは［数２］（式（２））より、
２］（式（２））より、行列Ｓの対角成分Ｓ11、Ｓ22、
・・・ＳMMは、下記の［数５］（式（５））のように書
き換えすることができる。なお、この行列Ｓの対角成分
Ｓ11、Ｓ22、・・・ＳMMは［数２］（式（２））より、
【００１９】
【００２０】なので必ず実数であり、Ｓiiはｉ番目の素
子の時間平均の電力を表す。
子の時間平均の電力を表す。
【００２１】
【００２２】ここで、到来波間の相関がない場合、
【００２３】
【００２４】となる。
【００２５】次に、Ｄ個の入力信号があり、θ1 方向か
らの到来波Ｆ1 とθ2 方向からの到来波Ｆ2 に相関があ
るときに、
らの到来波Ｆ1 とθ2 方向からの到来波Ｆ2 に相関があ
るときに、
【００２６】
【００２７】であるから、［数５］（式（５））より、
【００２８】
【数７】
【００２９】となる。
【００３０】例えばＳ11について、［数６］（式
（６））と［数７］（式（７））とで比較すると、［数
７］（式（７））の方が、
（６））と［数７］（式（７））とで比較すると、［数
７］（式（７））の方が、
【００３１】
【００３２】の項が多い。これらの項はＦ1 とＦ2 とで
相関があるために発生した項である。
相関があるために発生した項である。
【００３３】同様な項は、他の対角成分のＳ22、Ｓ33・
・・ＳMMにも発生する。上述の理由により、Ｆ1 とＦ2
が相関がない場合と比較し、相関がある場合には、着目
素子（すなわちＳiiのの場合、ｉ番目の素子）における
Ｆ1 、Ｆ2 の相関電力が各素子の電力値として発生する
ことがわかる。
・・ＳMMにも発生する。上述の理由により、Ｆ1 とＦ2
が相関がない場合と比較し、相関がある場合には、着目
素子（すなわちＳiiのの場合、ｉ番目の素子）における
Ｆ1 、Ｆ2 の相関電力が各素子の電力値として発生する
ことがわかる。
【００３４】また、この条件（Ｄ個の入力信号があり、
θ1 方向からの到来波Ｆ1 とθ2 方向から到来波Ｆ2 に
相関有りの条件）においてＦ1 とＦ2 の波形を Ｆ1 ＝Ｅ1 ｓｉｎωｔ Ｆ2 ＝Ｅ2 ｓｉｎ（ωｔ＋θ12） （ただし、Ｅ1 、Ｅ2 はＦ1 、Ｆ2 の振幅、θ12はＦ1
とＦ2 の到来ルートの違いにより生じる位相差とする。
説明の便宜上、ここではＥ1 、Ｅ2 は実数と考える）と
おいたときに、
θ1 方向からの到来波Ｆ1 とθ2 方向から到来波Ｆ2 に
相関有りの条件）においてＦ1 とＦ2 の波形を Ｆ1 ＝Ｅ1 ｓｉｎωｔ Ｆ2 ＝Ｅ2 ｓｉｎ（ωｔ＋θ12） （ただし、Ｅ1 、Ｅ2 はＦ1 、Ｆ2 の振幅、θ12はＦ1
とＦ2 の到来ルートの違いにより生じる位相差とする。
説明の便宜上、ここではＥ1 、Ｅ2 は実数と考える）と
おいたときに、
【００３５】
【００３６】となり、この根号内は電力を表している。
これにより、Ｆ１、Ｆ２が相関がある場合には、２Ｅ1
Ｅ2 ｃｏｓθ12の相関電力を表す項により、電力の合成
波形が空間に分布する。
これにより、Ｆ１、Ｆ２が相関がある場合には、２Ｅ1
Ｅ2 ｃｏｓθ12の相関電力を表す項により、電力の合成
波形が空間に分布する。
【００３７】なお、この項は物理的には前述の
【００３８】
【００３９】の項と等価である。
【００４０】さらに、この分布の特徴を図３にて説明す
る。すなわち、直接波とマルチパス波の到来波間角度差
θはこの図により、
る。すなわち、直接波とマルチパス波の到来波間角度差
θはこの図により、
【００４１】
【００４２】と求めることができる。ただし、λは直接
波（またはマルチパス波）の波長であり、λ’は合成波
の波長である。
波（またはマルチパス波）の波長であり、λ’は合成波
の波長である。
【００４３】したがって、本発明のアルゴリズムは直接
波（またはマルチパス波）の波長を得るための周波数測
定手段または設定手段と、合成波の波長の測定手段とを
有する。具体的には合成波の波長を得るために電力分布
の測定手段を含む。
波（またはマルチパス波）の波長を得るための周波数測
定手段または設定手段と、合成波の波長の測定手段とを
有する。具体的には合成波の波長を得るために電力分布
の測定手段を含む。
【００４４】
【作用】直接波（またはマルチパス波）の波長測定手
段、または波長の設定手段により、波長λを求め、合成
波の波長測定手段により、波長λ’を求めることによ
り、直接波とマルチパス波の到来波間角度差を
段、または波長の設定手段により、波長λを求め、合成
波の波長測定手段により、波長λ’を求めることによ
り、直接波とマルチパス波の到来波間角度差を
【００４５】
【００４６】から求めることができる。
【００４７】
【実施例】次に、本発明をその好ましい一実施例につい
て図面を参照して、詳細に説明する。
て図面を参照して、詳細に説明する。
【００４８】図１は本発明の一実施例を示すブロック構
成図である。
成図である。
【００４９】図１において、参照符号１はアレイアンテ
ナ、２は受信部、３はＡ／Ｄ変換部、４は受信データメ
モリ、５はＳ（共分散行列）計算／メモリ回路、６はア
レイマニフォールドデータメモリ、７はウェイトベクト
ル計算（ＷH ＝Ａ）、８はウェイトベクトルメモリ、９
はウェイトベクトルセレクタ／サーチコントロール回
路、
ナ、２は受信部、３はＡ／Ｄ変換部、４は受信データメ
モリ、５はＳ（共分散行列）計算／メモリ回路、６はア
レイマニフォールドデータメモリ、７はウェイトベクト
ル計算（ＷH ＝Ａ）、８はウェイトベクトルメモリ、９
はウェイトベクトルセレクタ／サーチコントロール回
路、
【００５０】
【００５１】評価関数計算／メモリを、それぞれ示す。
本発明はこれらの要素を具備するが、これらは従来例と
共通であり、すなわち、本実施例と文献１とは、参照符
号１〜１１の構成については同一である。参照符号１２
は到来波間角度差推定器、１３は周波数測定器であり、
これらの要素は本発明により追加された要素である。
本発明はこれらの要素を具備するが、これらは従来例と
共通であり、すなわち、本実施例と文献１とは、参照符
号１〜１１の構成については同一である。参照符号１２
は到来波間角度差推定器、１３は周波数測定器であり、
これらの要素は本発明により追加された要素である。
【００５２】周波数測定器１３は、アレイアンテナ１を
構成するＭ個の素子のうち、任意の１個の素子の受信信
号から、直接波（またはマスチパス波）の周波数ｆを測
定するものである。
構成するＭ個の素子のうち、任意の１個の素子の受信信
号から、直接波（またはマスチパス波）の周波数ｆを測
定するものである。
【００５３】次に、到来波間角度差推定器１２におい
て、周波数ｆから下記の［数８］（式（８））を用いて
直接波（またはマルチパス波）の波長λを計算し、Ｓ
（共分散行列）計算／メモリ回路５の出力から共分散行
列Ｓの対角成分Ｓii（ｉ番目の素子の時間平均の電力）
と、ｉ番目の素子の位置とから、合成波の波長λ′を推
定し、得られた直接波またはマルチパス波の波長λと合
成波の波長λ’とから下記の［数９］（式（９））を用
いて直接波とマルチパス波の到来波間角度差θを得る
（図３参照、図３において、２３の波面は、２１の波面
と２２の波面を合成した結果生じた合成波の振幅波面で
ある）。
て、周波数ｆから下記の［数８］（式（８））を用いて
直接波（またはマルチパス波）の波長λを計算し、Ｓ
（共分散行列）計算／メモリ回路５の出力から共分散行
列Ｓの対角成分Ｓii（ｉ番目の素子の時間平均の電力）
と、ｉ番目の素子の位置とから、合成波の波長λ′を推
定し、得られた直接波またはマルチパス波の波長λと合
成波の波長λ’とから下記の［数９］（式（９））を用
いて直接波とマルチパス波の到来波間角度差θを得る
（図３参照、図３において、２３の波面は、２１の波面
と２２の波面を合成した結果生じた合成波の振幅波面で
ある）。
【００５４】
【数８】
【００５５】
【数９】
【００５６】即ち、図３の一部を抽出して示した図４に
より、
より、
【００５７】
【００５８】次に、θを用いてウェイトベクトルセレク
タ／サーチコントロール９で、ウェイトベクトルをメモ
リから選択する。
タ／サーチコントロール９で、ウェイトベクトルをメモ
リから選択する。
【００５９】マルチパス波がθ度方向から到来した場合
と、マルチパス波がθ度の反対方向（（θ＋１８０）
度）から到来した場合とで、同じＳ11、Ｓ22，・・・Ｓ
MM分布ができる。このために、（０＜θ≦１８０）度の
範囲でθを求め、次のウェイトベクトルセレクタ／サー
チコントロール回路９で、マルチパス波がθ度と（θ＋
１８０）度のいずれかであるか判別する。
と、マルチパス波がθ度の反対方向（（θ＋１８０）
度）から到来した場合とで、同じＳ11、Ｓ22，・・・Ｓ
MM分布ができる。このために、（０＜θ≦１８０）度の
範囲でθを求め、次のウェイトベクトルセレクタ／サー
チコントロール回路９で、マルチパス波がθ度と（θ＋
１８０）度のいずれかであるか判別する。
【００６０】最後に、ウェイトベクトルセレクタ／サー
チコントロール回路９、
チコントロール回路９、
【００６１】
【００６２】評価関数計算／メモリ１１の処理をするこ
とにより、直接波一波と、そのマルチパス波一波と、そ
れらの波と相関がない波（Ｍ−２）波の各方位を出力す
る。
とにより、直接波一波と、そのマルチパス波一波と、そ
れらの波と相関がない波（Ｍ−２）波の各方位を出力す
る。
【００６３】また、前記マルチパス波一波の生じた前記
直接波一波は、振幅が変化する変調型式（振幅変調）の
場合には、従来技術（文献１）のみ使用する。これはＳ
11、Ｓ22、・・・ＳMM分布が、前記直接波一波が振幅が
変化する変調型式（振幅変調）の場合には、変調波の周
波数で決定する周期で、変調度の２乗に比例した振幅の
影響をうけた複雑な合成波となるために、本実施例で
は、Ｓ11、Ｓ22・・・・ＳMMの計算結果を利用しないも
のとした。
直接波一波は、振幅が変化する変調型式（振幅変調）の
場合には、従来技術（文献１）のみ使用する。これはＳ
11、Ｓ22、・・・ＳMM分布が、前記直接波一波が振幅が
変化する変調型式（振幅変調）の場合には、変調波の周
波数で決定する周期で、変調度の２乗に比例した振幅の
影響をうけた複雑な合成波となるために、本実施例で
は、Ｓ11、Ｓ22・・・・ＳMMの計算結果を利用しないも
のとした。
【００６４】
【発明の効果】本発明は以上のように構成され、作用す
るものであり、本発明によれば、文献１に示された「コ
ンビネーションサーチ」のサーチ回数を減らすことがで
きるという効果が得られる。従来のＰ≒θn D から。直
接波とマルチパス波との到来波角度差θがわかることに
より、Ｐ≒２θn D-1 に改善することができる。
るものであり、本発明によれば、文献１に示された「コ
ンビネーションサーチ」のサーチ回数を減らすことがで
きるという効果が得られる。従来のＰ≒θn D から。直
接波とマルチパス波との到来波角度差θがわかることに
より、Ｐ≒２θn D-1 に改善することができる。
【００６５】その理由は、図３に示すように、合成波
は、［数９］（式（９））の関係で直接波とマルチパス
波が合成波を形成するということと、マルチパス波がθ
度方向から到来した場合と、マルチパス波がθ度の反対
方向（（θ＋１８０）度）から到来した場合とで、同じ
Ｓ11、Ｓ22・・・・・ＳMMで成す電力値の分布ができる
こととからによる。
は、［数９］（式（９））の関係で直接波とマルチパス
波が合成波を形成するということと、マルチパス波がθ
度方向から到来した場合と、マルチパス波がθ度の反対
方向（（θ＋１８０）度）から到来した場合とで、同じ
Ｓ11、Ｓ22・・・・・ＳMMで成す電力値の分布ができる
こととからによる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック構成図であ
る。
る。
【図２】従来の技術（文献１）のブロック図である。
【図３】直接波とマルチパス波の到来波間角度差 の式の説明図である。
【図４】図３の一部を抽出して示す説明図である。
１…アレイアンテナ ２…受信部 ３…Ａ／Ｄ変換部 ４…受信データメモリ ５…Ｓ（共分散行列）計算／メモリ ６…アレイマニフォールドデータメモリ ７…ウェイトベクトル計算（ＷH Ａ＝０） ８…ウェイトベクトルメモリ ９…ウェイトベクトルセレクタ／サーチコントロール １２…到来波間角度差推定器 １３…周波数測定器 ２１…直接波の波面 ２２…マルチパス波の波面 ２３…合成波の振幅の波面
Claims (3)
- 【請求項１】 アレイアンテナを用いて到来波の方位を
測定する方位測定において、前記アレイアンテナの各素
子の受信信号から得られる共分散行列の対角成分ベクト
ルから、直接波とマルチパス波によって形成される合成
波の振幅の一周期分の長さ（以下、合成波の波長と呼
ぶ）を推定し、前記合成波の波長と、直接波またはマル
チパス波の周波数または波長によって得られる直接波と
マルチパス波の到来波間角度差を求めることを特徴とす
る方位測定方法。 - 【請求項２】 複数のアンテナ素子から構成するアレイ
アンテナと、該アレイアンテナで受信した複数の受信信
号から複数の受信データを作る受信手段と、前記受信デ
ータから共分散行列を求める手段と、前記共分散行列の
対角成分ベクトルから請求項１に記載した測定方法によ
り得られる直接波とマルチパス波の到来波間角度差を求
める手段と、アレイマニフォールドＡ（０°〜３６０°
の各方位において測定または計算されたアレイアンテナ
応答ベクトルの集合）からＡHＷ＝ＷＡH ＝０（Ｈ：複
素共役転置）が求められるウェイトベクトルＷと、受信
機の内部雑音電力σ2 とから計算される評価関数を演算
するときに前記到来波間角度差を用いて計算回数を制限
しながら前記評価関数を求める演算手段とを具備するこ
とを特徴とした方位測定装置。 - 【請求項３】 前記到来波間角度差を求める手段は、前
記アレイアンテナの任意の１個の素子の受信信号から直
接波またはマルチパス波の周波数を測定する周波数測定
手段と、該周波数測定手段により測定された周波数から
直接波またはマルチパス波の波長を計算して合成波の波
長を推定し前記直接波またはマルチパス波の波長と前記
合成波の波長により到来波間角度差を決定する到来波間
角度差推定手段とを有することを更に特徴とする請求項
２に記載の方位測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8094369A JP2822977B2 (ja) | 1996-04-16 | 1996-04-16 | 方位測定方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8094369A JP2822977B2 (ja) | 1996-04-16 | 1996-04-16 | 方位測定方法及びその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09281204A true JPH09281204A (ja) | 1997-10-31 |
| JP2822977B2 JP2822977B2 (ja) | 1998-11-11 |
Family
ID=14108410
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| JP8094369A Expired - Fee Related JP2822977B2 (ja) | 1996-04-16 | 1996-04-16 | 方位測定方法及びその装置 |
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-
1996
- 1996-04-16 JP JP8094369A patent/JP2822977B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2002267728A (ja) * | 2001-03-12 | 2002-09-18 | Mitsubishi Electric Corp | 方位探知方法および方位探知装置 |
| JP4536281B2 (ja) * | 2001-03-12 | 2010-09-01 | 三菱電機株式会社 | 方位探知方法および方位探知装置 |
| JP2009074990A (ja) * | 2007-09-21 | 2009-04-09 | Toshiba Corp | 方向測定装置 |
| US8730099B2 (en) | 2007-12-25 | 2014-05-20 | Honda Elesys Co., Ltd. | Electronic scanning type radar device and method for estimating direction of reception wave |
| US8730096B2 (en) | 2007-12-25 | 2014-05-20 | Honda Elesys Co., Ltd. | Electronic scanning type radar device and method for estimating direction of reception wave |
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| CN111435157A (zh) * | 2018-12-31 | 2020-07-21 | 中国舰船研究设计中心 | 一种非相干和相干信号一维波达方向估计方法 |
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| JP2822977B2 (ja) | 1998-11-11 |
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