JPH09257901A - 測角装置 - Google Patents
測角装置Info
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- JPH09257901A JPH09257901A JP6827196A JP6827196A JPH09257901A JP H09257901 A JPH09257901 A JP H09257901A JP 6827196 A JP6827196 A JP 6827196A JP 6827196 A JP6827196 A JP 6827196A JP H09257901 A JPH09257901 A JP H09257901A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低受信電力の位相変調波もしくは周波数変調
波を、より高い測角精度、より高い角度分解能で測角可
能な測角装置を得ることを課題としている。 【解決手段】 Ｍ個の受信チャネルの位相検波回路の参
照信号として別に用意した受信チャネルの受信信号を用
い、又、ディジタルフィルタで時間平均した出力信号を
用いて測角信号処理するので、位相変調もしくは周波数
変調した通信波を測角する場合に、受信信号が位相を揃
えて加算されて、より高い受信信号ＳＮ比で測角信号処
理ができる。特に、空間スムージング処理を用いたＭＵ
ＳＩＣアルゴリズムを測角信号処理手段に用いることに
より到来する複数の通信波を同時測角することができ
る。
波を、より高い測角精度、より高い角度分解能で測角可
能な測角装置を得ることを課題としている。 【解決手段】 Ｍ個の受信チャネルの位相検波回路の参
照信号として別に用意した受信チャネルの受信信号を用
い、又、ディジタルフィルタで時間平均した出力信号を
用いて測角信号処理するので、位相変調もしくは周波数
変調した通信波を測角する場合に、受信信号が位相を揃
えて加算されて、より高い受信信号ＳＮ比で測角信号処
理ができる。特に、空間スムージング処理を用いたＭＵ
ＳＩＣアルゴリズムを測角信号処理手段に用いることに
より到来する複数の通信波を同時測角することができ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、位相変調ないし
周波数変調された電波や音波等の到来波の入射方向を測
定する測角装置に関する。
周波数変調された電波や音波等の到来波の入射方向を測
定する測角装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電波や音波等の到来方向を測定する方法
としては、受波素子の指向性パターンを利用する方法
や、複数の受波素子を用意して各チャネルの受信信号の
強度ないしは位相を比較するモノパルス方式、さらに同
一周波数帯に混信する複数波を同時に測角できるＭＵＳ
ＩＣアルゴリズムに代表されるサブスペース信号処理方
式などがある。ここでは、複数の電波の到来方向を、複
数のアンテナ、受信機で得られるディジタル受信信号を
用いる測角方式を例にとって説明する。図２は従来の測
角装置を示す構成図である。図において、１は素子アン
テナ、２はＲＦアンプ／フィルタ、３は局部発振器、４
はミキサ、５はＩＦアンプ／フィルタ、６はＡ／Ｄ変換
器、７はディジタルコヒーレント発振器（ＣＯＨＯ）、
８は（π／２）移相器（又は９０度移相器）、９は乗算
器、１０はディジタルローパスフィルタ、１１は乗算器
９とローパスフィルタ１０により構成される位相検波処
理手段（位相検波回路）、１２は測角信号処理手段であ
る。
としては、受波素子の指向性パターンを利用する方法
や、複数の受波素子を用意して各チャネルの受信信号の
強度ないしは位相を比較するモノパルス方式、さらに同
一周波数帯に混信する複数波を同時に測角できるＭＵＳ
ＩＣアルゴリズムに代表されるサブスペース信号処理方
式などがある。ここでは、複数の電波の到来方向を、複
数のアンテナ、受信機で得られるディジタル受信信号を
用いる測角方式を例にとって説明する。図２は従来の測
角装置を示す構成図である。図において、１は素子アン
テナ、２はＲＦアンプ／フィルタ、３は局部発振器、４
はミキサ、５はＩＦアンプ／フィルタ、６はＡ／Ｄ変換
器、７はディジタルコヒーレント発振器（ＣＯＨＯ）、
８は（π／２）移相器（又は９０度移相器）、９は乗算
器、１０はディジタルローパスフィルタ、１１は乗算器
９とローパスフィルタ１０により構成される位相検波処
理手段（位相検波回路）、１２は測角信号処理手段であ
る。
【０００３】図２の動作を説明する。ここで用いる記号
を以下に定義する。ｋは入射波番号、Ｋは入射波個数、
ｍは素子アンテナ番号、Ｍは素子アンテナ個数であり、
Ｋ＜Ｍとする。いま、入射波は位相変調された通信波で
ある場合を考える。即ち、第ｋ入射波ｓk を式（１）で
与える。式（１）の表記は、ミキサ４でダウンコンバー
トされ、ＡＤ変換された信号を示している。
を以下に定義する。ｋは入射波番号、Ｋは入射波個数、
ｍは素子アンテナ番号、Ｍは素子アンテナ個数であり、
Ｋ＜Ｍとする。いま、入射波は位相変調された通信波で
ある場合を考える。即ち、第ｋ入射波ｓk を式（１）で
与える。式（１）の表記は、ミキサ４でダウンコンバー
トされ、ＡＤ変換された信号を示している。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、Ａは入射波の振幅、ｆIFはＩＦ周
波数、ｉはディジタルＩＦ信号のサンプル時刻を示す指
数、Δｔはサンプリング周期、φは通信波の変調信号と
初期位相である。このとき、第ｍ受信チャネルのＡＤ変
換器６の出力であるディジタルＩＦ信号ｙm は式（２）
で与えられる。
波数、ｉはディジタルＩＦ信号のサンプル時刻を示す指
数、Δｔはサンプリング周期、φは通信波の変調信号と
初期位相である。このとき、第ｍ受信チャネルのＡＤ変
換器６の出力であるディジタルＩＦ信号ｙm は式（２）
で与えられる。
【０００６】
【数２】
【０００７】ここで、ξkmは、第ｍチャネルの受信信号
に含まれる第ｋ入射波の位相遅れである。また、ｎm は
第ｍチャネルの受信機ノイズ、ｆRFはＲＦ周波数、ｃは
電波伝搬速度、ｄ（θk ）は第ｋ入射波の入射角θk で
一意に決まる入射方向単位ベクトルであり、ｐm は第ｍ
素子アンテナの位置ベクトル、ＫはｆRFを中心として帯
域制限したＲＦフィルタ２を通過する入射波の総数であ
る。式（３）の「・」はベクトルの内積を表す。式
（２）では説明を簡単にするためすべての素子アンテナ
は無指向性で等ゲインである場合を想定している。コヒ
ーレント発振器７では周波数ｆIFの正弦波を出力し、そ
の信号および９０度移相した信号はそれぞれ乗算器９−
ｍａ、９−ｍｂで受信信号ｙm に乗じられ、ローパスフ
ィルタ１０−ｍａ、１０−ｍｂを通過する。位相検波回
路の２本の出力信号ＹI m ，ＹQ m は、ベースバンド受
信信号のＩ成分、Ｑ成分と呼ばれ、式（４）（５）に与
えられるように互いに直交している。
に含まれる第ｋ入射波の位相遅れである。また、ｎm は
第ｍチャネルの受信機ノイズ、ｆRFはＲＦ周波数、ｃは
電波伝搬速度、ｄ（θk ）は第ｋ入射波の入射角θk で
一意に決まる入射方向単位ベクトルであり、ｐm は第ｍ
素子アンテナの位置ベクトル、ＫはｆRFを中心として帯
域制限したＲＦフィルタ２を通過する入射波の総数であ
る。式（３）の「・」はベクトルの内積を表す。式
（２）では説明を簡単にするためすべての素子アンテナ
は無指向性で等ゲインである場合を想定している。コヒ
ーレント発振器７では周波数ｆIFの正弦波を出力し、そ
の信号および９０度移相した信号はそれぞれ乗算器９−
ｍａ、９−ｍｂで受信信号ｙm に乗じられ、ローパスフ
ィルタ１０−ｍａ、１０−ｍｂを通過する。位相検波回
路の２本の出力信号ＹI m ，ＹQ m は、ベースバンド受
信信号のＩ成分、Ｑ成分と呼ばれ、式（４）（５）に与
えられるように互いに直交している。
【０００８】
【数３】
【０００９】上式中、Ｉはベースバンドディジタル受信
信号のサンプル時刻を示す指数である。〈 〉I はディ
ジタルローパスフィルタ１０の演算を示しており、例え
ば次式のようなディジタルフィルタリングが用いられ
る。
信号のサンプル時刻を示す指数である。〈 〉I はディ
ジタルローパスフィルタ１０の演算を示しており、例え
ば次式のようなディジタルフィルタリングが用いられ
る。
【００１０】
【数４】
【００１１】Ｌはディジタルローパスフィルタ１０のフ
ィルタ長である。式（４）（５）における乗算演算で発
生する周波数２ｆIFの高調波は、ローパスフィルタ１０
の作用により完全に除去されるものとする。式（４）の
Ｉ成分信号、式（５）のＱ成分信号をまとめると、各受
信チャネル毎、次式のようなベースバンドの複素受信信
号が得られる。
ィルタ長である。式（４）（５）における乗算演算で発
生する周波数２ｆIFの高調波は、ローパスフィルタ１０
の作用により完全に除去されるものとする。式（４）の
Ｉ成分信号、式（５）のＱ成分信号をまとめると、各受
信チャネル毎、次式のようなベースバンドの複素受信信
号が得られる。
【００１２】
【数５】
【００１３】式（９）の受信信号ｘm （ｍ＝１，…，
Ｍ）を用いることによって、測角信号処理手段１２は入
射波ｓk の入射角θk を推定することができる。ここで
は、測角信号処理方式に、公知文献のＲ．Ｏ．Ｓｃｈｍ
ｉｄｔ：“Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｅｍｉｔｔｅｒ Ｌｏｃ
ａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅ
ｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓ．，ＡＰ−３４，３，ｐｐ．２７６−２８０（１９８
６）に開示されているＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いる
場合を説明する。受信信号ｘm は全チャネルまとめて式
（１２）のように表すことができる。
Ｍ）を用いることによって、測角信号処理手段１２は入
射波ｓk の入射角θk を推定することができる。ここで
は、測角信号処理方式に、公知文献のＲ．Ｏ．Ｓｃｈｍ
ｉｄｔ：“Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｅｍｉｔｔｅｒ Ｌｏｃ
ａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅ
ｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓ．，ＡＰ−３４，３，ｐｐ．２７６−２８０（１９８
６）に開示されているＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いる
場合を説明する。受信信号ｘm は全チャネルまとめて式
（１２）のように表すことができる。
【００１４】
【数６】
【００１５】ｘは受信信号ベクトル、ａはステアリング
ベクトル（モードベクトル）、ｎはノイズベクトル、ｖ
は入射信号ベクトルと呼ばれる。ここで、受信信号の共
分散行列Ｒを考える。Ｒの第ｉ，ｊ成分は第ｉチャネル
の受信信号と第ｊチャネルの受信信号の相互相関として
算出される値である。Ｒは次式のように表現できる。
ベクトル（モードベクトル）、ｎはノイズベクトル、ｖ
は入射信号ベクトルと呼ばれる。ここで、受信信号の共
分散行列Ｒを考える。Ｒの第ｉ，ｊ成分は第ｉチャネル
の受信信号と第ｊチャネルの受信信号の相互相関として
算出される値である。Ｒは次式のように表現できる。
【００１６】
【数７】
【００１７】式（１８）に示した行列Ｒv は入射信号共
分散行列である。〈 〉b は相関演算における次式に定
義されるベースバンド信号サンプルについての平均操作
である。
分散行列である。〈 〉b は相関演算における次式に定
義されるベースバンド信号サンプルについての平均操作
である。
【００１８】
【数８】
【００１９】式（１７）は、Ｒの最小固有値に対応する
固有ベクトルｅN は、式（１４）のステアリングベクト
ルａ（θk ），（ｋ＝１，…，Ｋ）と直交することを意
味している。但し、素子アンテナ数もしくはチャネル数
Ｍが入射波数Ｋより多いこと、ならびに入射信号共分散
行列Ｒv がフルランク即ちＲv を構成するすべての列ベ
クトル（又は行ベクトル）が線形独立であるということ
が前提条件である。上記原理に則り、Ｒを算出して、上
記固有ベクトルｅN を求め、ｅN と直交するａ（θ）を
すべて抽出すれば、抽出されたａ（θ）に対応するθを
入射角θkとして推定できる。
固有ベクトルｅN は、式（１４）のステアリングベクト
ルａ（θk ），（ｋ＝１，…，Ｋ）と直交することを意
味している。但し、素子アンテナ数もしくはチャネル数
Ｍが入射波数Ｋより多いこと、ならびに入射信号共分散
行列Ｒv がフルランク即ちＲv を構成するすべての列ベ
クトル（又は行ベクトル）が線形独立であるということ
が前提条件である。上記原理に則り、Ｒを算出して、上
記固有ベクトルｅN を求め、ｅN と直交するａ（θ）を
すべて抽出すれば、抽出されたａ（θ）に対応するθを
入射角θkとして推定できる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来の測角
装置は、以上のように構成され、ＭＵＳＩＣアルゴリズ
ムに限らずどのような測角方式であっても、測角誤差や
角度分解能（分離測角ができる最小の入射角度差）は受
信信号ｘのＳＮ比に大きく依存し、受信信号ＳＮ比が低
下すると測角精度が劣化する。ここで、受信信号ＳＮ比
とは、式（９）右辺中の入射信号成分ｖとノイズ成分Ｎ
との電力比である。もし、入射波の位相φ（ｉ）が一定
であるもしくは既知であるならば、コヒーレントレーダ
受信機で用いられているようなコヒーレント積分処理、
即ち式（１０）右辺の算出にあたって位相φを補償して
加算する処理によって、受信信号ＳＮ比を改善すること
ができる。ところが入射波が位相変調ないし周波数変調
された通信波である場合は、位相φ（ｉ）は未知の時系
列であるから、補償すべき位相量が不明なために上記コ
ヒーレント積分処理は適用できず信号処理によって受信
信号ＳＮ比を改善することはできない。また、素子アン
テナの大きさ（開口面積）を増加させることにより入射
波のＳＮ比を補償するが考えられるが、装置規模が著し
く大きくなる上に、素子アンテナ単体の指向性パターン
が鋭くなるため、測角可能な角度範囲が著しく狭くな
る。従って素子アンテナの大型化には限界があり、受信
信号のＳＮ比を十分に向上させることは容易ではない。
以上のように、従来の測角装置は、位相変調ないし周波
数変調された通信波を測角する場合に、十分高いＳＮ比
がないと所要の測角精度や角度分解能が得られないとい
う課題があった。
装置は、以上のように構成され、ＭＵＳＩＣアルゴリズ
ムに限らずどのような測角方式であっても、測角誤差や
角度分解能（分離測角ができる最小の入射角度差）は受
信信号ｘのＳＮ比に大きく依存し、受信信号ＳＮ比が低
下すると測角精度が劣化する。ここで、受信信号ＳＮ比
とは、式（９）右辺中の入射信号成分ｖとノイズ成分Ｎ
との電力比である。もし、入射波の位相φ（ｉ）が一定
であるもしくは既知であるならば、コヒーレントレーダ
受信機で用いられているようなコヒーレント積分処理、
即ち式（１０）右辺の算出にあたって位相φを補償して
加算する処理によって、受信信号ＳＮ比を改善すること
ができる。ところが入射波が位相変調ないし周波数変調
された通信波である場合は、位相φ（ｉ）は未知の時系
列であるから、補償すべき位相量が不明なために上記コ
ヒーレント積分処理は適用できず信号処理によって受信
信号ＳＮ比を改善することはできない。また、素子アン
テナの大きさ（開口面積）を増加させることにより入射
波のＳＮ比を補償するが考えられるが、装置規模が著し
く大きくなる上に、素子アンテナ単体の指向性パターン
が鋭くなるため、測角可能な角度範囲が著しく狭くな
る。従って素子アンテナの大型化には限界があり、受信
信号のＳＮ比を十分に向上させることは容易ではない。
以上のように、従来の測角装置は、位相変調ないし周波
数変調された通信波を測角する場合に、十分高いＳＮ比
がないと所要の測角精度や角度分解能が得られないとい
う課題があった。
【００２１】この発明は、上記のような課題を解決する
ためになされたもので、安価で軽くコンパクトな受波素
子を用いて、低受信電力の位相変調波、もしくは周波数
変調波をより高い測角精度、高い角度分解能で測角可能
な測角装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、安価で軽くコンパクトな受波素
子を用いて、低受信電力の位相変調波、もしくは周波数
変調波をより高い測角精度、高い角度分解能で測角可能
な測角装置を得ることを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１に係る発明の測角装置は、受波素子と、
上記受波素子に接続された受信機と、上記受信機に接続
されたＡ／Ｄ変換器とで構成される第１から第Ｍまでの
Ｍ個の受信チャネルと、上記のＭ個の受信チャネルとは
別に、受波素子と、上記受波素子に接続された受信機
と、上記受信機に接続されたＡ／Ｄ変換器とで構成され
る第０の受信チャネルと、ｍを１からＭまでの番号と
し、第ｍの上記受信チャネルの出力信号を２分配し夫々
に、第０の上記受信チャネルの出力信号を２分配して生
成した互いにπ／２位相の異なる参照信号を乗じて位相
検波し、時間平均する第ｍの位相検波処理手段と、上記
Ｍ個の位相検波処理手段が夫々出力するディジタル受信
信号を入力して入射波の到来方向を推定する測角信号処
理手段と、を備えたことを特徴とする。
めに、請求項１に係る発明の測角装置は、受波素子と、
上記受波素子に接続された受信機と、上記受信機に接続
されたＡ／Ｄ変換器とで構成される第１から第Ｍまでの
Ｍ個の受信チャネルと、上記のＭ個の受信チャネルとは
別に、受波素子と、上記受波素子に接続された受信機
と、上記受信機に接続されたＡ／Ｄ変換器とで構成され
る第０の受信チャネルと、ｍを１からＭまでの番号と
し、第ｍの上記受信チャネルの出力信号を２分配し夫々
に、第０の上記受信チャネルの出力信号を２分配して生
成した互いにπ／２位相の異なる参照信号を乗じて位相
検波し、時間平均する第ｍの位相検波処理手段と、上記
Ｍ個の位相検波処理手段が夫々出力するディジタル受信
信号を入力して入射波の到来方向を推定する測角信号処
理手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２３】また、請求項２に係る発明は、請求項１記
載の測角装置の測角信号処理手段が空間スムージング処
理を用いたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて測角信号処
理を行うことを特徴とする。
載の測角装置の測角信号処理手段が空間スムージング処
理を用いたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて測角信号処
理を行うことを特徴とする。
【００２４】また、請求項３に係る発明の測角装置は、
受波素子と、上記受波素子に接続された受信機とで構成
される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルと、上記
のＭ個の受信チャネルとは別に、受波素子と、上記受波
素子に接続された受信機とで構成される第０の受信チャ
ネルと、ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの上記受信
チャネルの出力信号を２分配し夫々に、第０の上記受信
チャネルの出力信号を２分配して生成した互いにπ／２
位相の異なる参照信号を乗じて位相検波する第ｍの位相
検波処理手段と、上記Ｍ個の位相検波処理手段の出力信
号を夫々Ａ／Ｄ変換して、時間平均出力するディジタル
フィルタと、上記ディジタルフィルタの出力するディジ
タル受信信号を入力して入射波の到来方向を推定する測
角信号処理手段と、を備えたことを特徴とする。
受波素子と、上記受波素子に接続された受信機とで構成
される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルと、上記
のＭ個の受信チャネルとは別に、受波素子と、上記受波
素子に接続された受信機とで構成される第０の受信チャ
ネルと、ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの上記受信
チャネルの出力信号を２分配し夫々に、第０の上記受信
チャネルの出力信号を２分配して生成した互いにπ／２
位相の異なる参照信号を乗じて位相検波する第ｍの位相
検波処理手段と、上記Ｍ個の位相検波処理手段の出力信
号を夫々Ａ／Ｄ変換して、時間平均出力するディジタル
フィルタと、上記ディジタルフィルタの出力するディジ
タル受信信号を入力して入射波の到来方向を推定する測
角信号処理手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２５】また、請求項４に係る発明は、請求項３記
載の測角装置の測角信号処理手段が空間スムージング処
理を用いたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて測角信号処
理を行うことを特徴とする。
載の測角装置の測角信号処理手段が空間スムージング処
理を用いたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて測角信号処
理を行うことを特徴とする。
【００２６】
実施の形態１．この発明の実施の形態１を図１を参照し
て説明する。図１は本実施の形態１を示す構成図で、従
来例を示す図２との相違点は、位相検波回路１１が参照
する信号を、コヒーレント発振器７の出力信号ではな
く、新たに設けた第０受信チャネルのＩＦ受信信号ｙ0
を用いる点にある。
て説明する。図１は本実施の形態１を示す構成図で、従
来例を示す図２との相違点は、位相検波回路１１が参照
する信号を、コヒーレント発振器７の出力信号ではな
く、新たに設けた第０受信チャネルのＩＦ受信信号ｙ0
を用いる点にある。
【００２７】次に、図１の動作を説明する。第ｍチャネ
ルの位相検波回路１１のＩ成分出力信号ＹI m は、式
（２）を参照すれば次式のようになる。
ルの位相検波回路１１のＩ成分出力信号ＹI m は、式
（２）を参照すれば次式のようになる。
【００２８】
【数９】
【００２９】一方、（π／２）移相器８の出力信号ｙQ
0 はｙ0 の位相を９０度遅らせたものであるから、次式
のようになる。
0 はｙ0 の位相を９０度遅らせたものであるから、次式
のようになる。
【００３０】
【数１０】
【００３１】従って、位相検波回路１１のＱ成分出力信
号ＹQ m は次のようになる。
号ＹQ m は次のようになる。
【００３２】
【数１１】
【００３３】式（２０）のＩ成分信号、式（２３）のＱ
成分信号をまとめると、各受信チャネル毎、次式のよう
なベースバンドの複素受信信号が得られることになる。
成分信号をまとめると、各受信チャネル毎、次式のよう
なベースバンドの複素受信信号が得られることになる。
【００３４】
【数１２】
【００３５】式（２５）に示したｘm を全チャネルまと
めてベクトルｘで表すと、従来例と同様に式（１２）〜
（１６）となる。但し、式（１６）の要素であるｖk は
式（２６）で、式（１７）の要素であるＮm はそれぞれ
式（２１）（２４）（２７）で与えられ、従来例と異な
ることに注意する。式（２６）に示したｖk は従来例の
入射信号に相当する信号であるが、式（８）のローパス
フィルタ１０のフィルタ長Ｌが十分に長く、位相φがラ
ンダムであるとすると、
めてベクトルｘで表すと、従来例と同様に式（１２）〜
（１６）となる。但し、式（１６）の要素であるｖk は
式（２６）で、式（１７）の要素であるＮm はそれぞれ
式（２１）（２４）（２７）で与えられ、従来例と異な
ることに注意する。式（２６）に示したｖk は従来例の
入射信号に相当する信号であるが、式（８）のローパス
フィルタ１０のフィルタ長Ｌが十分に長く、位相φがラ
ンダムであるとすると、
【００３６】
【数１３】
【００３７】であるから、ｖk は次式のように表され
る。
る。
【００３８】
【数１４】
【００３９】ここで、式（２５）の受信信号ｘm につい
ての共分散行列Ｒを求めると、式（１７）右辺の入射信
号共分散行列Ｒv は次式のようになる。
ての共分散行列Ｒを求めると、式（１７）右辺の入射信
号共分散行列Ｒv は次式のようになる。
【００４０】
【数１５】
【００４１】ここで、以下に示すベクトルｗを用いて式
（１６）のＲv を変形すると、次式（３１）に示すよう
に、Ｒv のすべての列ベクトルはベクトルｗの定数倍
（線形従属）であり、Ｒv のランクは１である。
（１６）のＲv を変形すると、次式（３１）に示すよう
に、Ｒv のすべての列ベクトルはベクトルｗの定数倍
（線形従属）であり、Ｒv のランクは１である。
【００４２】
【数１６】
【００４３】従って、受信信号共分散行列Ｒを直接ＭＵ
ＳＩＣアルゴリズムで処理しても、入射信号共分散行列
Ｒv がフルランクという条件を満足しないために、複数
入射波の同時測角はできず、このとき入射角の推定精度
は著しく劣化することになる。そこで、測角信号処理手
段１２は、公知文献のＴ．Ｓｈａｎ、Ｍ．Ｗａｘ、Ｔ．
Ｋａｉｌａｔｈ：“Ｏｎ Ｓｐａｔｉａｌ Ｓｍｏｏｔ
ｈｉｎｇ ｆｏｒ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−Ａｒｒ
ｉｖａｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｏｈｅｒｅ
ｎｔ Ｓｉｇｎａｌｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．，Ａ
ＳＳＰ−３３，４，ｐｐ．８０６−８１１（１９８５）
に示されている空間スムージング処理を用いたＭＵＳＩ
Ｃアルゴリズムで測角信号処理を行う。空間スムージン
グ処理を用いたＭＵＳＩＣアルゴリズムを簡単に説明す
ると、受信信号共分散行列Ｒの部分要素からなる小行列
を複数種類求め、次にこれらの小行列を要素毎に平均し
た行列を算出し、この平均小行列について固有値解析を
行い、平均小行列の固有ベクトルから入射角を推定する
方法と言える。この小行列の平均操作がＲv のランク落
ちを補償し、複数入射波の同時測角を可能とする。この
測角信号処理アルゴリズムでは、平均小行列の最小固有
値に対応する固有ベクトルと直交するステアリングベク
トルａ（θ）を捜索するが、ａ（θ）は従来例と同様に
式（１４）で与えられる。
ＳＩＣアルゴリズムで処理しても、入射信号共分散行列
Ｒv がフルランクという条件を満足しないために、複数
入射波の同時測角はできず、このとき入射角の推定精度
は著しく劣化することになる。そこで、測角信号処理手
段１２は、公知文献のＴ．Ｓｈａｎ、Ｍ．Ｗａｘ、Ｔ．
Ｋａｉｌａｔｈ：“Ｏｎ Ｓｐａｔｉａｌ Ｓｍｏｏｔ
ｈｉｎｇ ｆｏｒ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−Ａｒｒ
ｉｖａｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｏｈｅｒｅ
ｎｔ Ｓｉｇｎａｌｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．，Ａ
ＳＳＰ−３３，４，ｐｐ．８０６−８１１（１９８５）
に示されている空間スムージング処理を用いたＭＵＳＩ
Ｃアルゴリズムで測角信号処理を行う。空間スムージン
グ処理を用いたＭＵＳＩＣアルゴリズムを簡単に説明す
ると、受信信号共分散行列Ｒの部分要素からなる小行列
を複数種類求め、次にこれらの小行列を要素毎に平均し
た行列を算出し、この平均小行列について固有値解析を
行い、平均小行列の固有ベクトルから入射角を推定する
方法と言える。この小行列の平均操作がＲv のランク落
ちを補償し、複数入射波の同時測角を可能とする。この
測角信号処理アルゴリズムでは、平均小行列の最小固有
値に対応する固有ベクトルと直交するステアリングベク
トルａ（θ）を捜索するが、ａ（θ）は従来例と同様に
式（１４）で与えられる。
【００４４】本実施の形態１に示す測角方式の受信信号
ＳＮ比は、信号成分である式（２９）に示したｖと、ノ
イズ成分である式（２１）（２４）（２７）で示される
Ｎmとの比で与えられる。Ｎm は、ローパスフィルタ１
０における時間平均操作を含み、且つノイズの位相はラ
ンダムであることから、その電力は式（８）のフィルタ
の時間平均数Ｌに反比例して低下する。一方、ｖは式
（２９）に示されるように時間平均操作とは無関係で、
ランダムな要素は含んでいない。従って受信信号ＳＮ比
はＬに比例して向上する。
ＳＮ比は、信号成分である式（２９）に示したｖと、ノ
イズ成分である式（２１）（２４）（２７）で示される
Ｎmとの比で与えられる。Ｎm は、ローパスフィルタ１
０における時間平均操作を含み、且つノイズの位相はラ
ンダムであることから、その電力は式（８）のフィルタ
の時間平均数Ｌに反比例して低下する。一方、ｖは式
（２９）に示されるように時間平均操作とは無関係で、
ランダムな要素は含んでいない。従って受信信号ＳＮ比
はＬに比例して向上する。
【００４５】実施の形態２．この発明の実施の形態１で
は、ＩＦ段で受信信号をディジタル信号に変換したが、
図示はしていないが、Ａ／Ｄ変換機６を位相検波器１１
の後段に接続して、ベースバンドの受信信号をディジタ
ル変換しても同様な効果を得ることができる。但し、こ
の場合には、位相検波器１１のローパスフィルタはアナ
ログフィルタで構成することから、位相検波器１１、Ａ
／Ｄ変換器６の後段に、式（８）の演算を行うディジタ
ルフィルタを配置させる必要がある。このディジタルフ
ィルタは、受信信号のコヒーレント積分演算を実施する
もので、構成は本実施の形態１で説明したディジタルロ
ーパスフィルタ１０と同様である。
は、ＩＦ段で受信信号をディジタル信号に変換したが、
図示はしていないが、Ａ／Ｄ変換機６を位相検波器１１
の後段に接続して、ベースバンドの受信信号をディジタ
ル変換しても同様な効果を得ることができる。但し、こ
の場合には、位相検波器１１のローパスフィルタはアナ
ログフィルタで構成することから、位相検波器１１、Ａ
／Ｄ変換器６の後段に、式（８）の演算を行うディジタ
ルフィルタを配置させる必要がある。このディジタルフ
ィルタは、受信信号のコヒーレント積分演算を実施する
もので、構成は本実施の形態１で説明したディジタルロ
ーパスフィルタ１０と同様である。
【００４６】実施の形態３．この発明の実施の形態１で
は、ＩＦ段で受信信号をディジタル信号に変換したが、
ＲＦ段で受信信号をディジタル信号に変換する場合でも
同様な効果を得ることができる。
は、ＩＦ段で受信信号をディジタル信号に変換したが、
ＲＦ段で受信信号をディジタル信号に変換する場合でも
同様な効果を得ることができる。
【００４７】実施の形態４．この発明の実施の形態１で
は、ＩＦ段を１段設けているが、ＩＦ段を省略する場合
やＩＦ段を２段用いる場合でも同様な効果を得ることが
できる。
は、ＩＦ段を１段設けているが、ＩＦ段を省略する場合
やＩＦ段を２段用いる場合でも同様な効果を得ることが
できる。
【００４８】実施の形態５．この発明の実施の形態１で
は、測角アルゴリズムとして、ＭＵＳＩＣアルゴリズム
を用いる場合について説明したが、入射波が１波に限ら
れる場合はモノパルス法、位相差方探法など、測角演算
負荷が大きくなるが最尤推定測角法など他の測角アルゴ
リズムも適用できる。
は、測角アルゴリズムとして、ＭＵＳＩＣアルゴリズム
を用いる場合について説明したが、入射波が１波に限ら
れる場合はモノパルス法、位相差方探法など、測角演算
負荷が大きくなるが最尤推定測角法など他の測角アルゴ
リズムも適用できる。
【００４９】実施の形態６．この発明の実施の形態１で
は、測角装置の素子アンテナは無指向性である場合につ
いて説明したが、指向性がある場合でも同様な効果を得
ることができる。
は、測角装置の素子アンテナは無指向性である場合につ
いて説明したが、指向性がある場合でも同様な効果を得
ることができる。
【００５０】実施の形態７．この発明の実施の形態１で
は、電波の到来波の入射角を測定する場合について説明
したが、音波などにも適用できる。
は、電波の到来波の入射角を測定する場合について説明
したが、音波などにも適用できる。
【００５１】
【発明の効果】以上のように、請求項１に係わる発明の
測角装置によれば、複数個の受信チャネルの位相検波回
路の参照信号として別に用意した受信チャネルの受信信
号を用い、又、ディジタルフィルタで時間平均した出力
信号を用いて測角信号処理を行うことにより、位相変調
もしくは周波数変調された通信波を測角する場合にも、
位相検波処理手段で受信信号が位相を揃えて加算される
ので、高い受信信号ＳＮ比が得られ、その結果より高い
測角精度、より高い角度分解能で測角可能な測角装置を
得ることができる。
測角装置によれば、複数個の受信チャネルの位相検波回
路の参照信号として別に用意した受信チャネルの受信信
号を用い、又、ディジタルフィルタで時間平均した出力
信号を用いて測角信号処理を行うことにより、位相変調
もしくは周波数変調された通信波を測角する場合にも、
位相検波処理手段で受信信号が位相を揃えて加算される
ので、高い受信信号ＳＮ比が得られ、その結果より高い
測角精度、より高い角度分解能で測角可能な測角装置を
得ることができる。
【００５２】また、請求項２に係わる発明の測角装置に
よれば、位相検波処理手段で受信信号が位相を揃えて加
算されて、受信信号ＳＮ比が高められて後、測角信号処
理手段が空間スムージング処理を用いたＭＵＳＩＣアル
ゴリズムを用いて測角信号処理を行うので、複数の位相
変調もしくは周波数変調された通信波を測角する場合に
も、より高い測角精度、より高い角度分解能で測角可能
な測角装置を得ることができる。
よれば、位相検波処理手段で受信信号が位相を揃えて加
算されて、受信信号ＳＮ比が高められて後、測角信号処
理手段が空間スムージング処理を用いたＭＵＳＩＣアル
ゴリズムを用いて測角信号処理を行うので、複数の位相
変調もしくは周波数変調された通信波を測角する場合に
も、より高い測角精度、より高い角度分解能で測角可能
な測角装置を得ることができる。
【００５３】また、請求項３に係わる発明の測角装置に
よれば、複数個の受信チャネルの位相検波回路の参照信
号として別に用意した受信チャネルの受信信号を用い、
又、上記位相検波後のべースバンド信号をＡＤ変換した
後、ディジタルフィルタで時間平均した出力信号を用い
て測角信号処理を行うことにより、位相変調もしくは周
波数変調された通信波を測角する場合にも、ディジタル
フィルタで受信信号が位相を揃えて加算されるので、高
い受信信号ＳＮ比が得られ、その結果より高い測角精
度、より高い角度分解能で、測角可能な測角装置を得る
ことができる。
よれば、複数個の受信チャネルの位相検波回路の参照信
号として別に用意した受信チャネルの受信信号を用い、
又、上記位相検波後のべースバンド信号をＡＤ変換した
後、ディジタルフィルタで時間平均した出力信号を用い
て測角信号処理を行うことにより、位相変調もしくは周
波数変調された通信波を測角する場合にも、ディジタル
フィルタで受信信号が位相を揃えて加算されるので、高
い受信信号ＳＮ比が得られ、その結果より高い測角精
度、より高い角度分解能で、測角可能な測角装置を得る
ことができる。
【００５４】また、請求項４に係わる発明の測角装置に
よれば、位相検波処理手段で受信信号が位相を揃えて加
算されて、受信信号ＳＮ比が高められて後、測角信号処
理手段が空間スムージング処理を用いたＭＵＳＩＣアル
ゴリズムを用いて測角信号処理を行うので、複数の位相
変調もしくは周波数変調された通信波を測角する場合に
も、より高い測角精度、より高い角度分解能で測角可能
な測角装置を得ることができる。
よれば、位相検波処理手段で受信信号が位相を揃えて加
算されて、受信信号ＳＮ比が高められて後、測角信号処
理手段が空間スムージング処理を用いたＭＵＳＩＣアル
ゴリズムを用いて測角信号処理を行うので、複数の位相
変調もしくは周波数変調された通信波を測角する場合に
も、より高い測角精度、より高い角度分解能で測角可能
な測角装置を得ることができる。
【図１】この発明の測角装置の実施の形態１を示す構成
図である。
図である。
【図２】従来の測角装置を示す構成図である。
１ 素子アンテナ ２ ＲＦアンプ／フィルタ ３ 局部発振器 ４ ミキサ ５ ＩＦアンプ／フィルタ ６ Ａ／Ｄ変換器 ８ （π／２）移相器 ９ 乗算器 １０ ディジタルローパスフィルタ １１ 位相検波処理手段 １２ 測角信号処理手段
Claims (4)
- 【請求項１】 受波素子と、上記受波素子に接続された
受信機と、上記受信機に接続されたＡ／Ｄ変換器とで構
成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チャネルと、 上記のＭ個の受信チャネルとは別に、受波素子と、上記
受波素子に接続された受信機と、上記受信機に接続され
たＡ／Ｄ変換器とで構成される第０の受信チャネルと、 ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの上記受信チャネル
の出力信号を２分配し夫々に、第０の上記受信チャネル
の出力信号を２分配して生成した互いにπ／２位相の異
なる参照信号を乗じて位相検波し、時間平均する第ｍの
位相検波処理手段と、 上記Ｍ個の位相検波処理手段が夫々出力するディジタル
受信信号を入力して入射波の到来方向を推定する測角信
号処理手段と、を備えたことを特徴とする測角装置。 - 【請求項２】 測角信号処理手段が空間スムージング処
理を用いたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて測角信号処
理を行うことを特徴とする請求項１記載の測角装置。 - 【請求項３】 受波素子と、上記受波素子に接続された
受信機とで構成される第１から第ＭまでのＭ個の受信チ
ャネルと、 上記のＭ個の受信チャネルとは別に、受波素子と、上記
受波素子に接続された受信機とで構成される第０の受信
チャネルと、 ｍを１からＭまでの番号とし、第ｍの上記受信チャネル
の出力信号を２分配し夫々に、第０の上記受信チャネル
の出力信号を２分配して生成した互いにπ／２位相の異
なる参照信号を乗じて位相検波する第ｍの位相検波処理
手段と、 上記Ｍ個の位相検波処理手段の出力信号を夫々Ａ／Ｄ変
換して、時間平均出力するディジタルフィルタと、 上記ディジタルフィルタの出力するディジタル受信信号
を入力して入射波の到来方向を推定する測角信号処理手
段と、を備えたことを特徴とする測角装置。 - 【請求項４】 測角信号処理手段が空間スムージング処
理を用いたＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて測角信号処
理を行うことを特徴とする請求項３記載の測角装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6827196A JPH09257901A (ja) | 1996-03-25 | 1996-03-25 | 測角装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6827196A JPH09257901A (ja) | 1996-03-25 | 1996-03-25 | 測角装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09257901A true JPH09257901A (ja) | 1997-10-03 |
Family
ID=13368937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6827196A Pending JPH09257901A (ja) | 1996-03-25 | 1996-03-25 | 測角装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09257901A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6549762B1 (en) | 1999-01-06 | 2003-04-15 | Nec Corporation | Method for estimating arrival direction of desired wave |
| JP2005315811A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Furuno Electric Co Ltd | アダプティブアレーの特性最適化方法 |
| JP2007327942A (ja) * | 2006-05-12 | 2007-12-20 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ信号処理装置及びレーダ信号処理方法 |
-
1996
- 1996-03-25 JP JP6827196A patent/JPH09257901A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6549762B1 (en) | 1999-01-06 | 2003-04-15 | Nec Corporation | Method for estimating arrival direction of desired wave |
| JP2005315811A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Furuno Electric Co Ltd | アダプティブアレーの特性最適化方法 |
| JP4500098B2 (ja) * | 2004-04-30 | 2010-07-14 | 古野電気株式会社 | アダプティブアレーの特性最適化方法 |
| JP2007327942A (ja) * | 2006-05-12 | 2007-12-20 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ信号処理装置及びレーダ信号処理方法 |
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