JPH1062506A - 測角装置 - Google Patents
測角装置Info
- Publication number
- JPH1062506A JPH1062506A JP21876996A JP21876996A JPH1062506A JP H1062506 A JPH1062506 A JP H1062506A JP 21876996 A JP21876996 A JP 21876996A JP 21876996 A JP21876996 A JP 21876996A JP H1062506 A JPH1062506 A JP H1062506A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reception
- signal
- channel
- delay
- receiving
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信チャネル数の増加を抑えて等価的にその
受信チャネルが増したと同等の高い測角精度、高い角度
分解能をもつ測角装置を得る。 【解決手段】 受信アンテナと、受信アンテナによる受
信信号を増幅する増幅器と、増幅後の受信信号を位相検
波する位相検波器とで構成される受信チャネルを複数チ
ャネル備えた構成において、いずれかの受信チャネルに
おいては、受信信号を所定の遅延サンプル時間遅らせた
タイミングで位相検波する遅延受信チャネルを付加した
構成とし、これら複数の受信チャネルの出力と上記遅延
受信チャネルの出力を合わせて測角信号処理するように
した。
受信チャネルが増したと同等の高い測角精度、高い角度
分解能をもつ測角装置を得る。 【解決手段】 受信アンテナと、受信アンテナによる受
信信号を増幅する増幅器と、増幅後の受信信号を位相検
波する位相検波器とで構成される受信チャネルを複数チ
ャネル備えた構成において、いずれかの受信チャネルに
おいては、受信信号を所定の遅延サンプル時間遅らせた
タイミングで位相検波する遅延受信チャネルを付加した
構成とし、これら複数の受信チャネルの出力と上記遅延
受信チャネルの出力を合わせて測角信号処理するように
した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電波や音波等の
到来波の入射方向を測定する測角装置に関するものであ
る。
到来波の入射方向を測定する測角装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】電波や音波等の到来方向を測定する方法
としては、受波素子の指向性パターンを利用する方法
や、複数の受波素子を用意して各チャネルの受信信号の
強度ないしは位相を比較するモノパルス方式などがあ
る。近年、例えば電波の周波数利用密度の増大に伴い、
同一周波数帯に混信する複数波を同時に高精度測角する
必要がでてきた。この場合には、上記測角方式では、複
数波が互いに干渉するため、測角不能であったり、測角
できても精度が劣化してしまう。そこで、同一周波数帯
の複数波を同時に高精度測角する場合には、ＭＵＳＩＣ
アルゴリズムに代表されるサブスペース信号処理方式を
用いる必要がある。ここでは、代表であるＭＵＳＩＣア
ルゴリズム（以下、単にＭＵＳＩＣと略す）を用いる測
角装置について考える。ＭＵＳＩＣでは、複数の素子ア
ンテナ、受信機で得られるディジタル受信信号を用いて
測角処理をおこなう。
としては、受波素子の指向性パターンを利用する方法
や、複数の受波素子を用意して各チャネルの受信信号の
強度ないしは位相を比較するモノパルス方式などがあ
る。近年、例えば電波の周波数利用密度の増大に伴い、
同一周波数帯に混信する複数波を同時に高精度測角する
必要がでてきた。この場合には、上記測角方式では、複
数波が互いに干渉するため、測角不能であったり、測角
できても精度が劣化してしまう。そこで、同一周波数帯
の複数波を同時に高精度測角する場合には、ＭＵＳＩＣ
アルゴリズムに代表されるサブスペース信号処理方式を
用いる必要がある。ここでは、代表であるＭＵＳＩＣア
ルゴリズム（以下、単にＭＵＳＩＣと略す）を用いる測
角装置について考える。ＭＵＳＩＣでは、複数の素子ア
ンテナ、受信機で得られるディジタル受信信号を用いて
測角処理をおこなう。
【０００３】図６は従来のＭＵＳＩＣ測角装置の構成図
である。図において、１はアレーアンテナを構成する素
子アンテナ、２はＲＦアンプ／フィルタ、３は局部発振
器、４はミキサ、５はＩＦアンプ／フィルタ、６はバン
ドパスフィルタ、７はＡ／Ｄ変換器、８はディジタルコ
ヒーレント発振器（ＣＯＨＯ）、９は位相検波手段、１
０はＭＵＳＩＣ測角信号処理手段である。以下、動作を
説明する。周波数ｆRFで代表される周波数帯で、Ｋ波の
入射電波がアレーアンテナ１に入射する場合を考える。
第ｋ入射波をｓk と示す。受信信号はＲＦアンプ２で増
幅された後、ミキサ４で、中心周波数ｆIFのＩＦ信号に
ダウンコンバートされる。さらに、各ＩＦ受信信号は、
ＩＦアンプ５で増幅、Ａ／Ｄ変換器７でディジタル信号
に変換され、位相検波手段９でベースバンドのＩ、Ｑ信
号に変えられる。ここで、第ｍ素子のベースバンド受信
信号をＩ、Ｑ信号まとめて、複素ディジタルベースバン
ド受信信号ｘm と表す。第ｍチャネルのＡ／Ｄ変換器７
の入力であるＩＦ受信信号をｙm （ｔ）と表すと、ベー
スバンド受信信号ｘm は次の式（１）、式（２）のよう
に与えられる。
である。図において、１はアレーアンテナを構成する素
子アンテナ、２はＲＦアンプ／フィルタ、３は局部発振
器、４はミキサ、５はＩＦアンプ／フィルタ、６はバン
ドパスフィルタ、７はＡ／Ｄ変換器、８はディジタルコ
ヒーレント発振器（ＣＯＨＯ）、９は位相検波手段、１
０はＭＵＳＩＣ測角信号処理手段である。以下、動作を
説明する。周波数ｆRFで代表される周波数帯で、Ｋ波の
入射電波がアレーアンテナ１に入射する場合を考える。
第ｋ入射波をｓk と示す。受信信号はＲＦアンプ２で増
幅された後、ミキサ４で、中心周波数ｆIFのＩＦ信号に
ダウンコンバートされる。さらに、各ＩＦ受信信号は、
ＩＦアンプ５で増幅、Ａ／Ｄ変換器７でディジタル信号
に変換され、位相検波手段９でベースバンドのＩ、Ｑ信
号に変えられる。ここで、第ｍ素子のベースバンド受信
信号をＩ、Ｑ信号まとめて、複素ディジタルベースバン
ド受信信号ｘm と表す。第ｍチャネルのＡ／Ｄ変換器７
の入力であるＩＦ受信信号をｙm （ｔ）と表すと、ベー
スバンド受信信号ｘm は次の式（１）、式（２）のよう
に与えられる。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、ρkm、ξkmは第ｍチャネルの受信
信号に含まれる第ｋ入射波の振幅、相対位相であり、素
子アンテナの位置、指向特性、受信機の透過特性等によ
って決まるパラメータである。ｓk （ｔ）はベースバン
ドにダウンコンバートした第ｋ入射信号（複素数）であ
る。ｎ’m （ｔ）は受信機ノイズ（複素数）である。ま
た、ｉはベースバンドディジタル信号のサンプル時刻を
示す指数、Δｔはベースバンド信号のサンプリング周
期、ｍは受信チャネルの番号、Ｍは受信チャネルの総数
すなわち素子数、ｋは入射波の番号を示す指数、Ｋは入
射波の総数である。なお、ΔｔはＡ／Ｄ変換器７のサン
プリング周期（１／ｆAD）ではなくて、Ａ／Ｄ変換器サ
ンプリング周期の数１０〜数１００倍に取られる入力信
号のサンプリング間隔の値である。
信号に含まれる第ｋ入射波の振幅、相対位相であり、素
子アンテナの位置、指向特性、受信機の透過特性等によ
って決まるパラメータである。ｓk （ｔ）はベースバン
ドにダウンコンバートした第ｋ入射信号（複素数）であ
る。ｎ’m （ｔ）は受信機ノイズ（複素数）である。ま
た、ｉはベースバンドディジタル信号のサンプル時刻を
示す指数、Δｔはベースバンド信号のサンプリング周
期、ｍは受信チャネルの番号、Ｍは受信チャネルの総数
すなわち素子数、ｋは入射波の番号を示す指数、Ｋは入
射波の総数である。なお、ΔｔはＡ／Ｄ変換器７のサン
プリング周期（１／ｆAD）ではなくて、Ａ／Ｄ変換器サ
ンプリング周期の数１０〜数１００倍に取られる入力信
号のサンプリング間隔の値である。
【０００６】測角信号処理手段１０は、各受信信号の観
測データm ｍ（ｍ＝１、…、Ｍ）を入力すれば、公知文
献Ｒ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｄｔ，”Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｅｍ
ｉｔｔｅｒ Ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ
Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”，ＩＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓ．，ＡＰ−３４，３，ｐｐ．２７６−
２８０（１９８６）に開示されているＭＵＳＩＣアルゴ
リズムに従って、全ての入射波ｓk の入射角θk （ｋ＝
１、…、Ｋ）を同時に推定することができる。式（１）
を要素に持つ受信信号ベクトルｘは次の式（３）ないし
式（７）のように与えられる。
測データm ｍ（ｍ＝１、…、Ｍ）を入力すれば、公知文
献Ｒ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｄｔ，”Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｅｍ
ｉｔｔｅｒ Ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ
Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”，ＩＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓ．，ＡＰ−３４，３，ｐｐ．２７６−
２８０（１９８６）に開示されているＭＵＳＩＣアルゴ
リズムに従って、全ての入射波ｓk の入射角θk （ｋ＝
１、…、Ｋ）を同時に推定することができる。式（１）
を要素に持つ受信信号ベクトルｘは次の式（３）ないし
式（７）のように与えられる。
【０００７】
【数２】
【０００８】ここでＴは行列、ベクトルの転置を表す。
上式で現れるａはステアリングベクトル（モードベクト
ル）、ｎはノイズベクトル、ｓは入射信号ベクトルと呼
ばれる。ここで、受信信号の共分散行列Ｒを考える。Ｒ
の第ｉ、ｊ成分は第ｉチャネルの受信信号と第ｊチャネ
ルの受信信号の相互相関として算出される値である。Ｒ
は次の式（８）、式（９）のように表現できる。
上式で現れるａはステアリングベクトル（モードベクト
ル）、ｎはノイズベクトル、ｓは入射信号ベクトルと呼
ばれる。ここで、受信信号の共分散行列Ｒを考える。Ｒ
の第ｉ、ｊ成分は第ｉチャネルの受信信号と第ｊチャネ
ルの受信信号の相互相関として算出される値である。Ｒ
は次の式（８）、式（９）のように表現できる。
【０００９】
【数３】
【００１０】ここで、Ｈは行列、ベクトルの共役転置、
＊は複素共役を意味する。式（９）に示した行列Ｒｓは
入射信号共分散行列と呼ばれる。＜＞b は相関演算にお
ける次式に定義されるベースバンド信号サンプルについ
ての平均操作である。σ2 はノイズ電力である。
＊は複素共役を意味する。式（９）に示した行列Ｒｓは
入射信号共分散行列と呼ばれる。＜＞b は相関演算にお
ける次式に定義されるベースバンド信号サンプルについ
ての平均操作である。σ2 はノイズ電力である。
【００１１】
【数４】
【００１２】以下、ＭＵＳＩＣの原理を簡単に説明す
る。ただしＭＵＳＩＣの前提条件は、受信チャネル数
（＝素子数）Ｍが入射波数Ｋより多いこと、ならびに入
射信号共分散行列ＲｓがフルランクすなわちＲｓを構成
するすべての列ベクトル（ないし行ベクトル）が線形独
立であるということと、式（４）に示した行列Ａのラン
クがＫであることである。Ｒの固有分解すると、Ｒの固
有値は全て非負の実数となる。このＭ個の固有値λm 降
順に並べると、式（８）より、 λ1 ≧λ2 ≧‥‥≧λK ≧λK+1 ＝‥‥＝λM ＝σn 2 （１１） となる。λK+1 〜λM はノイズ空間固有値と呼ばれ、こ
れらの固有値に対応する（Ｍ−Ｋ）個の固有ベクトルｅ
K+1 〜ｅM はノイズ空間固有ベクトルと呼ばれる。式
（１１）が示すようにλK+1 〜λM がσn 2に等しいこと
と、式（８）から、ｅK+1〜ｅM のいずれのベクトル
も、全ての入射信号に対応するステアリングベクトルａ
（θk ）（ｋ＝１、…、Ｋ）と直交する。従って、次式
の方位スペクトルＰMU（θ）を考えると、θが入射角真
値θk （ｋ＝１、…、Ｋ）のいづれかに一致したとき、
ＰMU（θ）は理論上無限大になる。
る。ただしＭＵＳＩＣの前提条件は、受信チャネル数
（＝素子数）Ｍが入射波数Ｋより多いこと、ならびに入
射信号共分散行列ＲｓがフルランクすなわちＲｓを構成
するすべての列ベクトル（ないし行ベクトル）が線形独
立であるということと、式（４）に示した行列Ａのラン
クがＫであることである。Ｒの固有分解すると、Ｒの固
有値は全て非負の実数となる。このＭ個の固有値λm 降
順に並べると、式（８）より、 λ1 ≧λ2 ≧‥‥≧λK ≧λK+1 ＝‥‥＝λM ＝σn 2 （１１） となる。λK+1 〜λM はノイズ空間固有値と呼ばれ、こ
れらの固有値に対応する（Ｍ−Ｋ）個の固有ベクトルｅ
K+1 〜ｅM はノイズ空間固有ベクトルと呼ばれる。式
（１１）が示すようにλK+1 〜λM がσn 2に等しいこと
と、式（８）から、ｅK+1〜ｅM のいずれのベクトル
も、全ての入射信号に対応するステアリングベクトルａ
（θk ）（ｋ＝１、…、Ｋ）と直交する。従って、次式
の方位スペクトルＰMU（θ）を考えると、θが入射角真
値θk （ｋ＝１、…、Ｋ）のいづれかに一致したとき、
ＰMU（θ）は理論上無限大になる。
【００１３】
【数５】
【００１４】なお、上式中、ｅn はｅK+1 〜ｅM のいづ
れか一つのベクトルである。一方、式（１１）から、固
有値の大きさを比べることにより入射信号の個数Ｋも推
定できる。以上示した原理に則って、測角信号処理手段
１０は、基本的に次のような処理を行うことによって、
入射角を推定する。 １）Ｒを算出して、Ｍ個の固有値λm を求める。 ２）固有値の大きさから、入射信号個数Ｋを推定する。 ３）ノイズ空間固有ベクトルｅK+1 〜ｅM を求める。 ４）全ての入射角候補θについて、次式（１３）の方位
スペクトルＰMU（θ）を求める。
れか一つのベクトルである。一方、式（１１）から、固
有値の大きさを比べることにより入射信号の個数Ｋも推
定できる。以上示した原理に則って、測角信号処理手段
１０は、基本的に次のような処理を行うことによって、
入射角を推定する。 １）Ｒを算出して、Ｍ個の固有値λm を求める。 ２）固有値の大きさから、入射信号個数Ｋを推定する。 ３）ノイズ空間固有ベクトルｅK+1 〜ｅM を求める。 ４）全ての入射角候補θについて、次式（１３）の方位
スペクトルＰMU（θ）を求める。
【００１５】
【数６】
【００１６】５）ＰMU（θ）の最大Ｋ個のピークを選
び、これらのピークに対応するθを入射角推定値として
出力する。 ここで注意するのは、実際の方位スペクトルＰMU（θ）
には、式（１２）に換え式（１３）を用いることであ
る。これは、（Ｍ−Ｋ）個の固有ベクトルｅK+1〜ｅM
を全て用いることによって、統計的に推定精度を向上さ
せるためである。 もし、Ｒの真値が分かれば式（１
２）のように、一個のノイズ空間固有ベクトルを用いる
ことで十分である。しかし実際には、式（８）における
サンプル平均回数Ｎは有限であるからＲは推定値しか得
られなず、その結果固有ベクトルｅにも誤差が生じる。
従って、一般に、より多数のノイズ空間固有ベクトルを
用いることが、測角精度の向上につながる。
び、これらのピークに対応するθを入射角推定値として
出力する。 ここで注意するのは、実際の方位スペクトルＰMU（θ）
には、式（１２）に換え式（１３）を用いることであ
る。これは、（Ｍ−Ｋ）個の固有ベクトルｅK+1〜ｅM
を全て用いることによって、統計的に推定精度を向上さ
せるためである。 もし、Ｒの真値が分かれば式（１
２）のように、一個のノイズ空間固有ベクトルを用いる
ことで十分である。しかし実際には、式（８）における
サンプル平均回数Ｎは有限であるからＲは推定値しか得
られなず、その結果固有ベクトルｅにも誤差が生じる。
従って、一般に、より多数のノイズ空間固有ベクトルを
用いることが、測角精度の向上につながる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】従来のＭＵＳＩＣアル
ゴリズムを用いる測角装置では、図６に示すような多数
の受信チャネルを有し、受信チャネル数が多数であるほ
ど、測角精度、複数波の分解能の性能は一般に向上す
る。しかしながら、性能向上を目的に受信チャネル数を
増すためには、素子アンテナ、受信機を多数用意する必
要があり、回路規模が増大するという課題があった。こ
の発明は、上記のような課題を解決するためになされた
もので、素子アンテナの個数と回路規模の増大を抑えて
等価的に受信チャネル数を増加させて、高い角度分解能
をもつ測角装置を得ることを目的とする。
ゴリズムを用いる測角装置では、図６に示すような多数
の受信チャネルを有し、受信チャネル数が多数であるほ
ど、測角精度、複数波の分解能の性能は一般に向上す
る。しかしながら、性能向上を目的に受信チャネル数を
増すためには、素子アンテナ、受信機を多数用意する必
要があり、回路規模が増大するという課題があった。こ
の発明は、上記のような課題を解決するためになされた
もので、素子アンテナの個数と回路規模の増大を抑えて
等価的に受信チャネル数を増加させて、高い角度分解能
をもつ測角装置を得ることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】この発明に係る測角装置
は、受波素子と、この受波素子による受信信号を増幅す
る増幅器と、この増幅後の受信信号を位相検波する位相
検波器とで構成される受信チャネルを複数チャネル備え
た構成において、いずれかの受信チャネルにおいては、
受信信号を所定の遅延時間遅らせたタイミングで位相検
波する遅延受信チャネルを付加した構成とし、これら複
数の受信チャネルの出力と上記遅延受信チャネルの出力
を合わせて測角信号処理するようにした。
は、受波素子と、この受波素子による受信信号を増幅す
る増幅器と、この増幅後の受信信号を位相検波する位相
検波器とで構成される受信チャネルを複数チャネル備え
た構成において、いずれかの受信チャネルにおいては、
受信信号を所定の遅延時間遅らせたタイミングで位相検
波する遅延受信チャネルを付加した構成とし、これら複
数の受信チャネルの出力と上記遅延受信チャネルの出力
を合わせて測角信号処理するようにした。
【００１９】また更に、遅延受信チャネルは、個別の受
波素子以降で構成される任意の受信チャネルにおいて、
受信信号を中間周波数に変換して、この中間周波数帯の
受信信号を分岐して所定の遅延時間遅らせて位相検波す
る構成とした。
波素子以降で構成される任意の受信チャネルにおいて、
受信信号を中間周波数に変換して、この中間周波数帯の
受信信号を分岐して所定の遅延時間遅らせて位相検波す
る構成とした。
【００２０】また更に、遅延受信チャネルのサンプルタ
イミングは他の受信チャネルのサンプルタイミングと同
じとし、この遅延受信チャネルの入力として受信チャネ
ルから受信信号を遅延素子を経由して与える構成とし
た。
イミングは他の受信チャネルのサンプルタイミングと同
じとし、この遅延受信チャネルの入力として受信チャネ
ルから受信信号を遅延素子を経由して与える構成とし
た。
【００２１】また更に、遅延受信チャネルは、個別の受
波素子以降で構成される任意の受信チャネルにおいて、
受信信号を中間周波数に変換してサンプリング間隔を狭
めてＡ／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換後の受信チャネルの
受信信号を分岐して所定の遅延サンプル時間遅らせて位
相検波する構成とした。
波素子以降で構成される任意の受信チャネルにおいて、
受信信号を中間周波数に変換してサンプリング間隔を狭
めてＡ／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換後の受信チャネルの
受信信号を分岐して所定の遅延サンプル時間遅らせて位
相検波する構成とした。
【００２２】また更に、遅延受信チャネルは、個別の受
波素子以降で構成される任意の受信チャネルにおいて、
受信信号を必要に応じて増幅後、分岐し、この分岐後に
受信チャネルとは独立の高周波帯（ＲＦ）受信信号とし
て所定の遅延時間遅らせて位相検波する構成とした。
波素子以降で構成される任意の受信チャネルにおいて、
受信信号を必要に応じて増幅後、分岐し、この分岐後に
受信チャネルとは独立の高周波帯（ＲＦ）受信信号とし
て所定の遅延時間遅らせて位相検波する構成とした。
【００２３】
実施の形態１．受信チャネル数を増やさずに、しかし等
価的には受信チャネル数を増加した構成の測角装置を説
明する。図１は本実施の形態１における測角装置の構成
図である。図において、１１は遅延素子、１２はローパ
スフィルタである。また、δは遅延素子１１の遅延時間
とする。図１の装置と従来の測角装置との相違点は、図
１の装置がそれぞれ中間周波のＩＦ帯受信信号ｙｍを分
配して、遅延素子で遅らせた信号を含むｘQ(m-1) +1〜ｘ
Q(m-1)+QのＱ個のベースバンド受信信号を得るところに
ある。本構成によれば１素子当たりＱ個の受信信号ｘを
得るから、ＭＵＳＩＣ測角信号処理手段１０は計ＱＭ本
の受信信号を入力する。また、Ｓ／Ｎ比向上のために受
信信号の周波数帯域を絞る場合には、従来のバンドパス
フィルタ６の代わりに、チャネル分配後にローパスフィ
ルタ１２を用いる。この遅延素子で遅らせた受信チャネ
ルを遅延受信チャネルと呼ぶことにする。また、本実施
の形態では、ＩＦ周波数ｆIFと信号帯域幅Ｂw 、遅延時
間δとＡ／Ｄ変換器７のサンプリング周波数ｆADが、次
の式（１４）、式（１５）を満足するよう定められる。
即ち図２、図３の関係にある。 ｆIF＞＞Ｂw （１４） δ＜＜１／ｆAD （１５）
価的には受信チャネル数を増加した構成の測角装置を説
明する。図１は本実施の形態１における測角装置の構成
図である。図において、１１は遅延素子、１２はローパ
スフィルタである。また、δは遅延素子１１の遅延時間
とする。図１の装置と従来の測角装置との相違点は、図
１の装置がそれぞれ中間周波のＩＦ帯受信信号ｙｍを分
配して、遅延素子で遅らせた信号を含むｘQ(m-1) +1〜ｘ
Q(m-1)+QのＱ個のベースバンド受信信号を得るところに
ある。本構成によれば１素子当たりＱ個の受信信号ｘを
得るから、ＭＵＳＩＣ測角信号処理手段１０は計ＱＭ本
の受信信号を入力する。また、Ｓ／Ｎ比向上のために受
信信号の周波数帯域を絞る場合には、従来のバンドパス
フィルタ６の代わりに、チャネル分配後にローパスフィ
ルタ１２を用いる。この遅延素子で遅らせた受信チャネ
ルを遅延受信チャネルと呼ぶことにする。また、本実施
の形態では、ＩＦ周波数ｆIFと信号帯域幅Ｂw 、遅延時
間δとＡ／Ｄ変換器７のサンプリング周波数ｆADが、次
の式（１４）、式（１５）を満足するよう定められる。
即ち図２、図３の関係にある。 ｆIF＞＞Ｂw （１４） δ＜＜１／ｆAD （１５）
【００２４】次に、図１の構成の装置の動作を説明す
る。第ｍチャネルのＩＦ帯受信信号ｙm から分配された
ベースバンド受信信号ｘQ( m-1)+1〜ｘQ(m-1)+Qは、式
（１）に準じて次式のように与えられる。 ｘQ(m-1)+1（ｉ）＝ｙm （ｉΔｔ） ｅｘｐ［−ｊ２πｆIfｉΔｔ］ ｘQ(m-1)+2（ｉ）＝ｙm （ｉΔｔ＋δ） ｅｘｐ［−ｊ２πｆIfｉΔｔ］ ： ： ｘQ(m-1)+Q（ｉ）＝ｙm （ｉΔｔ＋［Ｑ−１］δ） ｅｘｐ［−ｊ２πｆIfｉΔｔ］ （１６）
る。第ｍチャネルのＩＦ帯受信信号ｙm から分配された
ベースバンド受信信号ｘQ( m-1)+1〜ｘQ(m-1)+Qは、式
（１）に準じて次式のように与えられる。 ｘQ(m-1)+1（ｉ）＝ｙm （ｉΔｔ） ｅｘｐ［−ｊ２πｆIfｉΔｔ］ ｘQ(m-1)+2（ｉ）＝ｙm （ｉΔｔ＋δ） ｅｘｐ［−ｊ２πｆIfｉΔｔ］ ： ： ｘQ(m-1)+Q（ｉ）＝ｙm （ｉΔｔ＋［Ｑ−１］δ） ｅｘｐ［−ｊ２πｆIfｉΔｔ］ （１６）
【００２５】式（１６）に示した、同一の受信信号から
分配されたベースバンド受信信号ｘQ(m-1)+1〜ｘ
Q(m-1)+3のタイミングは、図３のように例示される。本
実施例の測角装置では、ＩＦ帯受信信号ｙm （ｔ）の周
波数スペクトルが、図２に示すように、その信号成分の
中心周波数であるＩＦ周波数ｆIFに比べて信号帯域幅Ｂ
w が十分小さいようにパラメータを設定する。この条件
が式（１４）になるが、これが満足されれば、ｙm
（ｔ）は周波数ｆIFの正弦波信号と見なすことができ
る。この条件式は、局部発振器３がｆIFが高くなるよう
に発信するか、ＩＦフィルタ５がＢw が十分小さくなる
ように帯域幅を絞れば満足される。このとき、式（１
６）は次の式（１７）、式（１８）のように変形され
る。従って、受信信号ベクトルは式（１９）ないし式
（２２）で表される。また式（２１）中のａm kは式
（５）に示したベクトルａの要素であり、式（２３）で
表される。
分配されたベースバンド受信信号ｘQ(m-1)+1〜ｘ
Q(m-1)+3のタイミングは、図３のように例示される。本
実施例の測角装置では、ＩＦ帯受信信号ｙm （ｔ）の周
波数スペクトルが、図２に示すように、その信号成分の
中心周波数であるＩＦ周波数ｆIFに比べて信号帯域幅Ｂ
w が十分小さいようにパラメータを設定する。この条件
が式（１４）になるが、これが満足されれば、ｙm
（ｔ）は周波数ｆIFの正弦波信号と見なすことができ
る。この条件式は、局部発振器３がｆIFが高くなるよう
に発信するか、ＩＦフィルタ５がＢw が十分小さくなる
ように帯域幅を絞れば満足される。このとき、式（１
６）は次の式（１７）、式（１８）のように変形され
る。従って、受信信号ベクトルは式（１９）ないし式
（２２）で表される。また式（２１）中のａm kは式
（５）に示したベクトルａの要素であり、式（２３）で
表される。
【００２６】
【数７】
【００２７】式（２２）中のノイズベクトルの要素ｎ
Q(m-1)+1〜ｎQmは、全て第ｍ受信チャネルで発生するノ
イズであるが、互いにδの時間差がある。一般に、時間
差δが帯域幅の逆数より大きいとき、ランダム信号ｎ
（ｔ）とｎ（ｔ＋δ）の相関は０と見なすことができ
る。従って、δが式（１５）を満足する場合、ノイズベ
クトルの各要素ｎQ(m-1)+1〜ｎQmは互いに無相関と考え
ることができる。従って式（２２）のノイズベクトルの
要素の共分散行列は単位行列Ｉのノイズ電力倍となる。
Q(m-1)+1〜ｎQmは、全て第ｍ受信チャネルで発生するノ
イズであるが、互いにδの時間差がある。一般に、時間
差δが帯域幅の逆数より大きいとき、ランダム信号ｎ
（ｔ）とｎ（ｔ＋δ）の相関は０と見なすことができ
る。従って、δが式（１５）を満足する場合、ノイズベ
クトルの各要素ｎQ(m-1)+1〜ｎQmは互いに無相関と考え
ることができる。従って式（２２）のノイズベクトルの
要素の共分散行列は単位行列Ｉのノイズ電力倍となる。
【００２８】ここで、この測角信号処理手段１０の入力
する受信信号共分散行列は、式（９）、（１９）、（２
０）、（２２）より、次式のように表される。
する受信信号共分散行列は、式（９）、（１９）、（２
０）、（２２）より、次式のように表される。
【００２９】
【数８】
【００３０】式（２４）において、「右辺第一項の行
列」のランクがＫでＩが（ＱＭ×ＱＭ）の単位行列にな
ることに注意すると、共分散行列Ｒバーの固有値は、次
式のようになる。 λ1 ≧λ2 ≧‥‥≧λK ≧λK+1 ＝‥‥＝λQM＝σn 2 （２５） 上式の従来例の式（１１）との相違は、ノイズ空間固有
値の数がＱ倍に増加することである。従って、ノイズ空
間固有ベクトルの数もＱ倍に増加し、（ＱＭ−Ｋ）個の
ノイズ空間固有ベクトルを用いて測角することが可能と
なる。従って、本実施の形態の測角信号処理手段１０
は、次式の方位スペクトルＰMU（θ）を用いて測角処理
をおこなう。
列」のランクがＫでＩが（ＱＭ×ＱＭ）の単位行列にな
ることに注意すると、共分散行列Ｒバーの固有値は、次
式のようになる。 λ1 ≧λ2 ≧‥‥≧λK ≧λK+1 ＝‥‥＝λQM＝σn 2 （２５） 上式の従来例の式（１１）との相違は、ノイズ空間固有
値の数がＱ倍に増加することである。従って、ノイズ空
間固有ベクトルの数もＱ倍に増加し、（ＱＭ−Ｋ）個の
ノイズ空間固有ベクトルを用いて測角することが可能と
なる。従って、本実施の形態の測角信号処理手段１０
は、次式の方位スペクトルＰMU（θ）を用いて測角処理
をおこなう。
【００３１】
【数９】
【００３２】すなわち、この測角信号処理手段１０は、
互いに統計的に独立なノイズ空間固有ベクトルを（ＱＭ
−Ｋ）個の用いて測角する。従って本実施の形態の測角
信号処理手段１０は、ノイズ空間固有ベクトルを式（１
３）で示される（Ｍ−Ｋ）個を用いる従来例の測角信号
処理手段に比べて、より多数のノイズ空間固有ベクトル
を用いて測角処理を行う。従って、本実施の形態の測角
装置では、平均回数が増すので、従来例に比べ統計的に
入射角の推定精度が向上する。
互いに統計的に独立なノイズ空間固有ベクトルを（ＱＭ
−Ｋ）個の用いて測角する。従って本実施の形態の測角
信号処理手段１０は、ノイズ空間固有ベクトルを式（１
３）で示される（Ｍ−Ｋ）個を用いる従来例の測角信号
処理手段に比べて、より多数のノイズ空間固有ベクトル
を用いて測角処理を行う。従って、本実施の形態の測角
装置では、平均回数が増すので、従来例に比べ統計的に
入射角の推定精度が向上する。
【００３３】なお、遅延素子１１の遅延時間δは、既知
の値である必要がある。δの値はキャリブレション操作
もしくは遅延線の線路長からの算出から知ることができ
る。
の値である必要がある。δの値はキャリブレション操作
もしくは遅延線の線路長からの算出から知ることができ
る。
【００３４】上記実施の形態では、遅延素子１１を分配
した受信チャネルに挿入することによって、結果的に測
角信号処理の入力信号ｘのタイミングをずらした入力と
したが、遅延素子１１の代わりに遅延受信チャネルのＡ
／Ｄ変換器７ｂ、７ｃのトリガー信号のタイミングをず
らすことによって、入力信号ｘのタイミングをずらして
もよい。上記実施の形態では、遅延素子１１の遅延時間
δはすべて同じ値δに定めたが、式（１５）を満足する
限り、互いに異なる値に定めても構わない。さらに、Ｍ
本の素子アンテナの受信信号をそれぞれＱ本の受信チャ
ネルに分配したが、分配数は素子毎に異なってもよく、
一部の素子の受信信号は分配しなくても等価的な受信チ
ャネル数は増加するので同様な効果は得られる。
した受信チャネルに挿入することによって、結果的に測
角信号処理の入力信号ｘのタイミングをずらした入力と
したが、遅延素子１１の代わりに遅延受信チャネルのＡ
／Ｄ変換器７ｂ、７ｃのトリガー信号のタイミングをず
らすことによって、入力信号ｘのタイミングをずらして
もよい。上記実施の形態では、遅延素子１１の遅延時間
δはすべて同じ値δに定めたが、式（１５）を満足する
限り、互いに異なる値に定めても構わない。さらに、Ｍ
本の素子アンテナの受信信号をそれぞれＱ本の受信チャ
ネルに分配したが、分配数は素子毎に異なってもよく、
一部の素子の受信信号は分配しなくても等価的な受信チ
ャネル数は増加するので同様な効果は得られる。
【００３５】また上記実施の形態では、ローパスフィル
タ１２を挿入したが、省略しても構わないし、位相検波
手段９に含まれる高調波除去用のローパスフィルタと兼
用しても構わない。上記実施の形態では、ＩＦ段で受信
信号をディジタル信号に変換したが、Ａ／Ｄ変換機６を
位相検波器１１の後段に接続してベースバンドの受信信
号をディジタル変換しても同様な効果を得ることができ
る。さらに、ＲＦ段で受信信号をディジタル信号に変換
する場合でも同様な効果を得ることができる。ＩＦ段を
省略する場合やＩＦ段を２段用いる場合でも同様な効果
を得ることができる。上記実施の形態では、素子アンテ
ナの位置、指向性には制限はない。ただし、既知である
もしくは推定できる必要はある。さらに、上記実施の形
態では、電波の入射角を測定する場合を説明したが、ア
ンテナに換えて対応する受波素子を用いて、音波、光波
などの入射角を推定する場合にも適用できる。
タ１２を挿入したが、省略しても構わないし、位相検波
手段９に含まれる高調波除去用のローパスフィルタと兼
用しても構わない。上記実施の形態では、ＩＦ段で受信
信号をディジタル信号に変換したが、Ａ／Ｄ変換機６を
位相検波器１１の後段に接続してベースバンドの受信信
号をディジタル変換しても同様な効果を得ることができ
る。さらに、ＲＦ段で受信信号をディジタル信号に変換
する場合でも同様な効果を得ることができる。ＩＦ段を
省略する場合やＩＦ段を２段用いる場合でも同様な効果
を得ることができる。上記実施の形態では、素子アンテ
ナの位置、指向性には制限はない。ただし、既知である
もしくは推定できる必要はある。さらに、上記実施の形
態では、電波の入射角を測定する場合を説明したが、ア
ンテナに換えて対応する受波素子を用いて、音波、光波
などの入射角を推定する場合にも適用できる。
【００３６】実施の形態２．本発明の実施の形態２の測
角装置を図４に基づいて説明する。図４は本実施の形態
４の測角装置の構成図である。図において、１３は高速
Ａ／Ｄ変換器、１４はサンプル遅延手段、１５はデシメ
ータである。また、ｎd はサンプル遅延手段１４の遅延
サンプル数（整数）とする。図４の装置と実施の形態１
の測角装置との相違点は、図４の装置がＡ／Ｄ変換後に
受信信号を分配することである。
角装置を図４に基づいて説明する。図４は本実施の形態
４の測角装置の構成図である。図において、１３は高速
Ａ／Ｄ変換器、１４はサンプル遅延手段、１５はデシメ
ータである。また、ｎd はサンプル遅延手段１４の遅延
サンプル数（整数）とする。図４の装置と実施の形態１
の測角装置との相違点は、図４の装置がＡ／Ｄ変換後に
受信信号を分配することである。
【００３７】図４の構成におけるベースバンド受信信号
ｘQ(m-1)+1〜ｘQ(m-1)+Qも、図３に示すようなサンプル
タイミングになるようになされる。そのために、高速Ａ
／Ｄ変換器１３のサンプリング周期をＴとするとき、サ
ンプル遅延手段１４はδ＝ｎd Ｔを満たすようｎd を定
められ、デシメータ１５は（Δｔ／Ｔ）サンプルおきに
受信信号サンプルを間引く。したがって、本実施の形態
における測角装置も、実施の形態１の装置と同様に、よ
り多数のノイズ空間固有ベクトルを用いて測角処理を行
うので、従来例に比べ統計的に入射角の推定精度が向上
する。
ｘQ(m-1)+1〜ｘQ(m-1)+Qも、図３に示すようなサンプル
タイミングになるようになされる。そのために、高速Ａ
／Ｄ変換器１３のサンプリング周期をＴとするとき、サ
ンプル遅延手段１４はδ＝ｎd Ｔを満たすようｎd を定
められ、デシメータ１５は（Δｔ／Ｔ）サンプルおきに
受信信号サンプルを間引く。したがって、本実施の形態
における測角装置も、実施の形態１の装置と同様に、よ
り多数のノイズ空間固有ベクトルを用いて測角処理を行
うので、従来例に比べ統計的に入射角の推定精度が向上
する。
【００３８】実施の形態３．本発明の実施の形態３の測
角装置を図５に基づいて説明する。図５は本実施の形態
３の測角装置の構成図である。図において、１６はＲＦ
段遅延素子である。図５の装置と実施の形態１の測角装
置との相違点は、図５の装置がＲＦ段で受信信号を分配
することである。
角装置を図５に基づいて説明する。図５は本実施の形態
３の測角装置の構成図である。図において、１６はＲＦ
段遅延素子である。図５の装置と実施の形態１の測角装
置との相違点は、図５の装置がＲＦ段で受信信号を分配
することである。
【００３９】本実施の形態では、ＩＦ周波数ｆIFに関す
る条件式（１４）を満足する必要はない。そのかわり
に、ＲＦ周波数ｆRFが次式を満たせばよい。 ｆRF＞＞Ｂw （２７） 一般に、ｆRF＞＞ｆIFであるから、式（２７）の条件は
式（１４）に比べてゆるやかで、実際には式（２７）は
ほとんど自動的に満足される。したがって、本実施の形
態における測角装置も、実施の形態１の装置と同様に、
より多数のノイズ空間固有ベクトルを用いて測角処理を
行うので、従来例に比べ統計的に入射角の推定精度が向
上する。
る条件式（１４）を満足する必要はない。そのかわり
に、ＲＦ周波数ｆRFが次式を満たせばよい。 ｆRF＞＞Ｂw （２７） 一般に、ｆRF＞＞ｆIFであるから、式（２７）の条件は
式（１４）に比べてゆるやかで、実際には式（２７）は
ほとんど自動的に満足される。したがって、本実施の形
態における測角装置も、実施の形態１の装置と同様に、
より多数のノイズ空間固有ベクトルを用いて測角処理を
行うので、従来例に比べ統計的に入射角の推定精度が向
上する。
【００４０】
【発明の効果】上記のように本発明によれば、任意の受
信チャネルに対して遅延サンプル時間遅らせたタイミン
グで位相検波する遅延受信チャネルを付加し、その出力
も合わせて測角処理したので、測角信号処理手段がより
多数のノイズ空間固有ベクトルを用いて測角処理を行う
ことができ、その結果より高い精度で測角できる。もし
くは、測角精度をそこなうことなく回路規模の増大を抑
える効果がある。
信チャネルに対して遅延サンプル時間遅らせたタイミン
グで位相検波する遅延受信チャネルを付加し、その出力
も合わせて測角処理したので、測角信号処理手段がより
多数のノイズ空間固有ベクトルを用いて測角処理を行う
ことができ、その結果より高い精度で測角できる。もし
くは、測角精度をそこなうことなく回路規模の増大を抑
える効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１における測角装置の
構成図である。
構成図である。
【図２】 実施の形態１、実施の形態２におけるＩＦ帯
受信信号の周波数スペクトルを説明する図である。
受信信号の周波数スペクトルを説明する図である。
【図３】 この発明の測角装置のベースバンド受信信号
のタイミングを説明する図である。
のタイミングを説明する図である。
【図４】 この発明の実施の形態２における測角装置の
構成図である。
構成図である。
【図５】 この発明の実施の形態３における測角装置の
構成図である。
構成図である。
【図６】 従来の測角装置の構成図である。
１ 素子アンテナ、２ ＲＦアンプ／フィルタ、３ 局
部発振器、４ ミキサ、５ ＩＦアンプ／フィルタ、６
バンドパスフィルタ、７，７ｂ，７ｃ Ａ／Ｄ変換
器、８ コヒーレント発振器（ＣＯＨＯ）、９ 位相検
波手段、１０ ＭＵＳＩＣ測角信号処理手段、１１ 遅
延素子、１２ ローパスフィルタ、１３高速Ａ／Ｄ変換
器、１４ サンプル遅延手段、１５ デシメータ、１６
ＲＦ段遅延素子。
部発振器、４ ミキサ、５ ＩＦアンプ／フィルタ、６
バンドパスフィルタ、７，７ｂ，７ｃ Ａ／Ｄ変換
器、８ コヒーレント発振器（ＣＯＨＯ）、９ 位相検
波手段、１０ ＭＵＳＩＣ測角信号処理手段、１１ 遅
延素子、１２ ローパスフィルタ、１３高速Ａ／Ｄ変換
器、１４ サンプル遅延手段、１５ デシメータ、１６
ＲＦ段遅延素子。
Claims (5)
- 【請求項１】 受波素子と、上記受波素子による受信信
号を増幅する増幅器と、上記増幅後の受信信号を位相検
波する位相検波器とで構成される受信チャネルを複数チ
ャネル備えた構成において、 いずれかの受信チャネルにおいては、受信信号を所定の
遅延時間遅らせたタイミングで位相検波する遅延受信チ
ャネルを付加した構成とし、 上記複数の受信チャネルの出力と上記遅延受信チャネル
の出力を合わせて測角信号処理するようにした測角装
置。 - 【請求項２】 遅延受信チャネルは、個別の受波素子以
降で構成される任意の受信チャネルにおいて、 受信信号を中間周波数に変換して、該中間周波数帯の受
信信号を分岐して所定の遅延時間遅らせて位相検波する
構成としたことを特徴とする請求項１記載の測角装置。 - 【請求項３】 遅延受信チャネルのサンプルタイミング
は他の受信チャネルのサンプルタイミングと同じとし、
上記遅延受信チャネルの入力として受信チャネルから受
信信号を遅延素子を経由して与える構成としたことを特
徴とする請求項２記載の測角装置。 - 【請求項４】 遅延受信チャネルは、個別の受波素子以
降で構成される任意の受信チャネルにおいて、 受信信号を中間周波数に変換してサンプリング間隔を狭
めてＡ／Ｄ変換し、該Ａ／Ｄ変換後の該受信チャネルの
受信信号を分岐して所定の遅延サンプル時間遅らせて位
相検波する構成としたことを特徴とする請求項１記載の
測角装置。 - 【請求項５】 遅延受信チャネルは、個別の受波素子以
降で構成される任意の受信チャネルにおいて、 受信信号を必要に応じて増幅後、分岐し、該分岐後に上
記受信チャネルとは独立の高周波帯受信信号として所定
の遅延時間遅らせて位相検波する構成としたことを特徴
とする請求項１記載の測角装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21876996A JPH1062506A (ja) | 1996-08-20 | 1996-08-20 | 測角装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21876996A JPH1062506A (ja) | 1996-08-20 | 1996-08-20 | 測角装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1062506A true JPH1062506A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16725114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21876996A Pending JPH1062506A (ja) | 1996-08-20 | 1996-08-20 | 測角装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1062506A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6351238B1 (en) | 1999-02-23 | 2002-02-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Direction of arrival estimation apparatus and variable directional signal receiving and transmitting apparatus using the same |
| GB2418313A (en) * | 2004-09-17 | 2006-03-22 | Bosch Gmbh Robert | Direction finder |
| JP2008304220A (ja) * | 2007-06-05 | 2008-12-18 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JP2019219262A (ja) * | 2018-06-19 | 2019-12-26 | 日本無線株式会社 | 到来方向測定装置及び到来方向測定プログラム |
-
1996
- 1996-08-20 JP JP21876996A patent/JPH1062506A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6351238B1 (en) | 1999-02-23 | 2002-02-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Direction of arrival estimation apparatus and variable directional signal receiving and transmitting apparatus using the same |
| GB2418313A (en) * | 2004-09-17 | 2006-03-22 | Bosch Gmbh Robert | Direction finder |
| GB2418313B (en) * | 2004-09-17 | 2007-03-28 | Bosch Gmbh Robert | Receiving system for determining a target angle of deviation |
| JP2008304220A (ja) * | 2007-06-05 | 2008-12-18 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| JP2019219262A (ja) * | 2018-06-19 | 2019-12-26 | 日本無線株式会社 | 到来方向測定装置及び到来方向測定プログラム |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7612715B2 (en) | Direction finding | |
| CN106226761B (zh) | 一种高性能相干高频雷达多频探测方法 | |
| CN110058193B (zh) | 一种基于单接收通道的数字多波束测角方法及系统 | |
| Lemma et al. | Multiresolution ESPRIT algorithm | |
| US9548806B2 (en) | Radio measurement method and radio measurement apparatus using multi-antenna channel multiplex | |
| JPH10505990A (ja) | マルチパス伝搬によって妨害される信号の再構成のための方法及び受信装置 | |
| US9588213B2 (en) | Analog signal processing method for accurate single antenna direction finding | |
| CN107329127B (zh) | 一种用于雷达系统dbf功能检测的相位线性分析方法及系统 | |
| US6446025B1 (en) | Multiple propagation wave parameter measuring method and apparatus and machine-readable recording medium recording multiple propagation wave parameter measuring program | |
| CN108828586B (zh) | 一种基于波束域的双基地mimo雷达测角优化方法 | |
| US6700537B2 (en) | Method for calibrating a wideband direction finding system | |
| JPH1062506A (ja) | 測角装置 | |
| RU2704027C1 (ru) | Способ контроля излучения нескольких источников частотно-неразделимых сигналов | |
| US7236901B2 (en) | Digital broadband frequency measurement | |
| US9903933B2 (en) | Space time interleaved matched-filters | |
| JP2006515070A (ja) | 無線信号到来方向探知器 | |
| JP4015989B2 (ja) | 波数推定装置および波数推定方法 | |
| CN114563756A (zh) | 双通道相关干涉仪测向样本线性插值方法 | |
| JP2007271396A (ja) | 到来波推定方法および装置 | |
| Tamir et al. | Analog compressed sensing for RF propagation channel sounding | |
| RU2294546C2 (ru) | Способ идентификации радиоизлучения | |
| JP2011022079A (ja) | 測角装置 | |
| JP2937068B2 (ja) | 方位検出装置 | |
| JP2008008781A (ja) | 到来波数検出装置 | |
| CN113985349A (zh) | 基于功率检测的低复杂度波束角度估计装置及方法 |