JPH10136402A - Ｖｔｒの再生ｔｖ信号判別回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 １つの識別装置でＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方
式との判別と、ＶＴＲからの再生ＦＭ信号が旧記録再生
方式であるか新記録再生方式であるかの判別を行う。 【解決手段】 第１のモードと第２のモードとを有する
第１のスイッチ手段（１０４、１０５）と、バーストゲ
ート期間中は前記サブキャリア周波数信号又は再生ＦＭ
信号を通過させ、バーストゲート期間以外では前記周波
数信号又は前記ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号を通
過させる第２のスイッチ手段（１２）と、該第２のスイ
ッチ手段の出力信号を周波数に応じて移相する移相回路
（１４）と、該移相回路の出力信号と前記第２のスイッ
チ手段の出力信号との位相を比較し前記移相回路の移相
量を調整する位相比較回路（４０）とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はＶＴＲの再生テレ
ビ信号判別回路に関する。より特定的には、この発明
は、ＳＥＣＡＭ方式，ＰＡＬ方式およびＮＴＳＣ方式な
どのように放送方式が異なるカラーテレビジョン信号を
選択的に受信できるＶＴＲ（テレビジョン信号記録再生
装置）において、輝度信号のＦＭ変調周波数の異なるＴ
Ｖ信号の第１の記録再生方式と第２の記録再生方式との
判別も単一の判別方法により判別できるようにしたＶＴ
Ｒの再生テレビ信号判別回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来技術の一例が、昭和５７年
１２月２０日付で出願公開された特開昭５７−２０７４
９４号公報において開示されている。この従来技術で
は、入力カラー信号を高いＱのバンドパスフィルタを通
すことによってサブキャリア周波数に応じた電圧信号を
得、この電圧信号を水平周波数（ｆH ）の１／２の周波
数を同調点とする共振アンプに与える。共振アンプの出
力が正弦波なら、１ライン毎にサブキャリア周波数が変
化するＳＥＣＡＭ方式であることが判別できる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】この従来技術では、セ
ラミックフィルタやアンプを用いる必要があり、信号判
別回路を集積回路で構成するのが困難であるという問題
点があった。それゆえに、この発明の主たる目的は、容
易に集積回路に組み込める、テレビ信号判別回路を提供
することである。

【０００４】

【課題を解決するための手段】この発明は、サブキャリ
ア周波数の異なるＴＶ方式の判別と、輝度信号のＦＭ変
調周波数の異なるＴＶ信号の記録再生方式の判別とを行
うことができるＶＴＲの再生テレビ信号判別回路であっ
て、ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号と該サブキャリ
ア周波数に等しいかまたはその近傍の所定の周波数を有
する周波数信号とを選択する第１のモードとＴＶ信号の
再生ＦＭ信号とＴＶ信号のサブキャリア周波数信号とを
選択する第２のモードとを有する第１のスイッチ手段
と、バーストゲート期間中は前記サブキャリア周波数信
号又は再生ＦＭ信号を通過させ、バーストゲート期間以
外では前記周波数信号又は前記ＴＶ信号のサブキャリア
周波数信号を通過させる第２のスイッチ手段と、該第２
のスイッチ手段の出力信号を周波数に応じて移相する移
相回路と、該移相回路の出力信号と前記第２のスイッチ
手段の出力信号との位相を比較し前記移相回路の移相量
を調整する位相比較回路とを備え、該位相比較回路の出
力信号に応じて判別信号を作成するようにしたことを特
徴とする。

【０００５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の原理の一部を示
す図である。 図１の実施例のテレビ信号判別回路１０
はマルチプレクサ１２を含む。マルチプレクサ１２に
は、カラー信号および周波数信号ｆscが入力される。周
波数信号ｆscは、たとえばＰＡＬ方式のサブキャリア周
波数（４．４３ＭＨｚ）またはＳＥＣＡＭ方式のサブキ
ャリア周波数（４．４０ＭＨｚまたは４．２５ＭＨｚ）
のいずれかに等しいかまたはその近傍の所定値に設定さ
れる。この実施例では、周波数信号ｆscの周波数は、Ｐ
ＡＬ方式のサブキャリア周波数と等しい４．４３ＭＨｚ
に設定される。したがって、この実施例によれば、ＰＡ
Ｌ方式の周波数信号をそのまま用いることができるの
で、特別な信号発生器を別途設ける必要がないという利
点がある。ただし、その周波数は４．４３ＭＨｚに限定
されないことはいうまでもない。

【０００６】そして、マルチプレクサ１２には、バース
トゲートパルス（ＢＧＰ）が与えられ、バーストゲート
パルスが与えられているバースト期間中にはマルチプレ
クサ１２からはカラー信号が出力され、バースト期間以
外の期間には周波数信号ｆscが出力される。マルチプレ
クサ１２の出力は、９０°移相器２８（後述）を介し
て、比較的低いＱ（たとえばＱ＝１２）のオールパスフ
ィルタ（以下、単に「ＡＰＦ」という）１４に与えられ
る。

【０００７】ＡＰＦ１４は図２に示すように差動増幅器
１６を含む。差動増幅器１６の（＋）入力には抵抗Ｒ１
を介してマルチプレクサ１２からの出力が与えられる。
差動増幅器１６の（＋）入力と抵抗Ｒ１との間には抵抗
Ｒ２の一方端が接続され、抵抗Ｒ２の他方端は接地され
る。また、差動増幅器１６の（−）入力には、抵抗Ｒ
３，バッファ１８および抵抗Ｒ４の直列回路を介して、
マルチプレクサ１２の出力が与えられる。また、バッフ
ァ１８と抵抗Ｒ４との間には、可変インダクタであるジ
ャイレータＬとコンデンサＣ１との並列回路が接続さ
れ、並列回路の一方端は接地される。すなわち、抵抗Ｒ
４，ジャイレータＬおよびコンデンサＣ１によってバン
ドパスフィルタが構成され、差動増幅器１６の（−）入
力には、バンドパスフィルタを経た出力が与えられる。
また、差動増幅器１６の（−）入力には、差動増幅器１
６の出力が抵抗Ｒ５を介してフィードバックされる。し
たがって、図２に示す回路は全体としてＡＰＦ１４を構
成する。

【０００８】ここで、ＡＰＦ１４の入力電圧をＶｉｎ，
バッファ１８の入力電圧をＶａおよびＡＰＦ１４の出力
電圧をＶｏｕｔとすると、入力電圧Ｖａは数１によって
表される。

【０００９】

【数１】

【００１０】また、出力電圧Ｖｏｕｔは数２によって表
される。

【００１１】

【数２】

【００１２】ここで、Ｒ１＝２・Ｒ２，Ｒ５＝２・Ｒ３
とすると、出力信号Ｖｏｕｔは数３によって表される。

【００１３】

【数３】

【００１４】数３は、ＡＰＦ１４の伝達特性を示す。ま
た、図２に示すＡＰＦ１４に用いられるジャイレータＬ
としては、たとえば図３に示すものが用いられる。図３
に示すジャイレータＬは、差動増幅回路２０を含む。差
動増幅回路２０の（＋）入力には、抵抗Ｒ６およびバッ
ファ２２の直列回路が接続される。また、差動増幅器２
０の（＋）入力と抵抗Ｒ６との間には抵抗Ｒ７の一方端
が接続され、抵抗Ｒ７の他方端は接地される。差動増幅
器２０の（−）入力には、他方端が接地された抵抗Ｒ８
の一方端が接続され、また差動増幅器２０の出力がコン
デンサＣ２を介して（−）入力にフィードバックされ
る。また、差動増幅器２０の出力は抵抗Ｒ９を介して増
幅器２６の一方入力に与えられ、また、差動増幅器２０
の（＋）入力と抵抗Ｒ７との接続点はバッファ２４およ
び抵抗Ｒ１０の直列回路を介して増幅器２６の他方入力
に接続される。また、増幅器２６の一方入力と他方入力
との間には抵抗Ｒ１１が接続される。増幅器２６の出力
はバッファ２２の入力に接続され、電流帰還される。こ
こで、バッファ２２に与えられる入力信号をＶ１，差動
増幅器２０の出力信号をＶ２，増幅器２６の両入力間の
電圧を示す信号をＶ３，増幅器２６からの電流帰還経路
に流れる電流をｉおよび増幅器２６の増幅率をｇｍとす
ると、数４および数５が得られる。

【００１５】

【数４】

【００１６】

【数５】

【００１７】したがって、信号Ｖ３は入力信号Ｖ１に比
べて、位相が９０°遅れた信号となり、これをバッファ
２２の入力に電流帰還させることにより、数６に示すよ
うに、電流ｉは入力信号Ｖ１に比べて９０°遅れ位相と
なって、数７に示すように、ジャイレータＬは等価的イ
ンダクタンスを形成する。

【００１８】

【数６】

【００１９】

【数７】

【００２０】このＡＰＦ１４は、いわゆる周波数−位相
変換を行う。この実施例では、図４に示すように、４．
４３ＭＨｚのサブキャリア周波数を基準とし、４．４３
ＭＨｚのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与え
られると、そのカラー信号を１８０°移相する。したが
って、ＡＰＦ１４に与えられるカラー信号のサブキャリ
ア周波数が４．４３ＭＨｚでなければ、その周波数と
４．４３ＭＨｚとの差に応じて移相量が１８０°からず
れる。

【００２１】図１に戻って、９０°移相器２８は、たと
えば図５に示すように構成される。図５に示す９０°移
相器２８では、入力端３０ａは抵抗Ｒ１２を介して、差
動接続されたトランジスタＱ１およびＱ２のトランジス
タＱ２のベースに接続される。入力端３０ｂは負極を接
地している定電圧源３２の正極と接続され、また抵抗Ｒ
１３を介して、差動接続されたトランジスタＱ３および
Ｑ４のトランジスタＱ４のベースに接続され、さらに抵
抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ１のベースに接続され
る。トランジスタＱ１およびＱ２のエミッタは共通的
に、トランジスタＱ８および抵抗Ｒ１５の直列回路を介
して、接地される。トランジスタＱ１のコレクタは直接
に電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ２のコレクタ
はトランジスタＱ６と抵抗Ｒ１６との直列回路を介して
電源Ｖｃｃに接続される。トランジスタＱ２のコレクタ
とトランジスタＱ６のコレクタとの接続点はトランジス
タＱ５のベースおよびトランジスタＱ３のコレクタに接
続される。

【００２２】トランジスタＱ６のベースはトランジスタ
Ｑ７のベースおよびコレクタに接続され、トランジスタ
Ｑ７のエミッタは抵抗Ｒ１７を介して電源Ｖｃｃに接続
される。これらのトランジスタＱ６およびＱ７が電流ミ
ラー回路を構成する。トランジスタＱ７のコレクタはト
ランジスタＱ１０および抵抗Ｒ１８の直列回路を介して
接地される。トランジスタＱ５のコレクタは直接に電源
Ｖｃｃに接続され、そのエミッタはトランジスタＱ９お
よび抵抗Ｒ１９の直列回路を介して接地される。

【００２３】トランジスタＱ２のベースはコンデンサＣ
３および抵抗Ｒ２０の直列回路を介してトランジスタＱ
３のベースに接続される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２０
との接続点は出力端３０ｃに接続される。出力端３０ｄ
は接地される。トランジスタＱ３のベースとトランジス
タＱ４のベースとの間にはコンデンサＣ４が介挿され、
それらのエミッタは共通に、トランジスタＱ１１および
抵抗Ｒ２１の直列回路を介して、接地される。トランジ
スタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０およびＱ１１のベースは共通
に、負極を接地している定電圧源３４の正極に接続され
る。すなわち、この９０°移相器２８は、トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９およびＱ１
０と、ハイパスフィルタを構成する抵抗Ｒ１２、コンデ
ンサＣ３等からなり、かつ図５において１点鎖線で取り
囲んでいる交流的な負帰還増幅回路３６を備え、さらに
ローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ２０およびＲ１３な
らびにコンデンサＣ４と、トランジスタＱ３およびＱ４
等からなり、かつ図５において２点鎖線で囲んだ、直流
電圧を負帰還増幅回路３６へ帰還させる、直流的な負帰
還回路３８を備える構成となっている。

【００２４】なお、トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０お
よびＱ１１は定電流源を構成し、抵抗Ｒ１５，Ｒ１８お
よびＲ２１は同抵抗値に設定される。そのため、トラン
ジスタＱ８，Ｑ１０およびＱ１１のコレクタ電流が等し
く、それぞれの電流値を２Ｉｏとすると、トランジスタ
Ｑ６およびＱ７が電流ミラー回路を構成しているため、
抵抗Ｒ１６およびＲ１７の抵抗値が同抵抗値であれば、
トランジスタＱ６のコレクタ電流は２Ｉｏとなる。

【００２５】次に、９０°移相器２８の交流的動作を説
明する。トランジスタＱ１のベースは交流的に接地され
ている。トランジスタＱ６が、差動接続のトランジスタ
Ｑ１およびＱ２からの出力を電流で取り出すための負荷
となっており、交流負荷が非常に大きな値となるため、
開ループゲインＡは十分大きい。トランジスタＱ２のコ
レクタ電流が変化するとトランジスタＱ５のベース電流
が変化し、トランジスタＱ５のエミッタフォロワで出力
を電圧として導出する。トランジスタＱ５のエミッタフ
ォロワから出力された出力電圧ｅo は、コンデンサＣ３
および抵抗Ｒ１２のハイパスフィルタに供給される。し
たがって、トランジスタＱ２のベース電位は数８で与え
られる。

【００２６】

【数８】

【００２７】そして、トランジスタＱ１のベース電位
は、交流的に接地されているため、入力電圧ｅi と出力
電圧ｅo との関係は、数９で与えられる。

【００２８】

【数９】

【００２９】ここで、開ループゲインＡが十分大きいこ
とを考慮すると、数９は、次式の数１０に変形され、移
相量が９０°になることが理解されよう。

【００３０】

【数１０】

【００３１】次に直流的な動作を説明する。負帰還増幅
回路３６では交流的に負帰還されるが、コンデンサＣ３
により直流的には負帰還されていない。そのためトラン
ジスタＱ５のエミッタ電圧は、不定となり、このままで
は負帰還増幅回路３６は動作しない。しかし、トランジ
スタＱ５のエミッタフォロワから出力される電圧の直流
成分のみが、抵抗Ｒ２０およびＲ１３ならびにコンデン
サＣ４のローパスフィルタへ供給され、差動接続された
トランジスタＱ３およびＱ４のトランジスタＱ３のベー
スに供給される。トランジスタＱ４のベースには定電圧
源３２から一定電圧が供給されており、トランジスタＱ
３およびＱ４のベース電流と抵抗Ｒ２０およびＲ１３に
よる電圧降下とを無視すると、両ベース電圧の差によっ
て、トランジスタＱ１１のコレクタ電流２Ｉｏの分流比
が変わり、トランジスタＱ３のコレクタ電流が変化す
る。

【００３２】トランジスタＱ１およびＱ２のベースの直
流電圧は定電圧源３２の電圧に保持されるため、トラン
ジスタＱ１およびＱ２のベース電流と抵抗Ｒ１２および
Ｒ１４による電圧降下とを無視すると、トランジスタＱ
１およびＱ２にそれぞれ流れるコレクタ電流はトランジ
スタＱ８のコレクタ電流２Ｉｏを等分したＩｏとなる。

【００３３】また、トランジスタＱ６のコレクタ電流は
２Ｉｏとなっているため、トランジスタＱ５のベース電
流が小さく無視できるとすれば、トランジスタＱ３のコ
レクタ電流はトランジスタＱ６のコレクタ電流からトラ
ンジスタＱ２のコレクタ電流を差し引いたＩｏとなる。
そして、差動接続されたトランジスタＱ３およびＱ４の
トランジスタＱ３のコレクタ電流がＩｏになるために
は、トランジスタＱ１１のコレクタ電流が２Ｉｏである
から、トランジスタＱ３およびＱ４のベース電圧が等し
くならなければならず、トランジスタＱ５のエミッタの
直流電圧は定電圧源３２の電圧に固定されるので、この
電圧を動作点として負帰還増幅回路３６が正常に動作す
る。

【００３４】図１に戻って、９０°移相器２８およびＡ
ＰＦ１４によって位相を遅らせた信号と、マルチプレク
サ１２から経路３９を介した信号とが、位相比較器４０
に与えられる。位相比較器４０はたとえば図６に示すよ
うに構成され、図７に示すように動作する。すなわち、
図６に示す入力端４２および４４には、図７（Ａ）に示
すような信号が入力され、入力端４６および４８には、
図７（Ｂ）に示すような信号が入力される。

【００３５】両信号が同相の場合、正の周期ではトラン
ジスタＱ２１およびＱ２５がオンしかつ負の周期ではト
ランジスタＱ２３およびＱ２６がオンする。したがっ
て、出力端Ａにおける電圧は図７（Ｃ）に示すように負
方向に半周期毎に脈動し、出力端Ｂにおける電圧は図７
（Ｄ）に示すように定電圧となる。そのため、出力端Ａ
およびＢから取り出されるこの位相比較器４０の出力
は、図７（Ｃ）と図７（Ｄ）との差となり、図７（Ｅ）
に示すようになる。したがって、この位相比較器４０の
出力を受けるローパスフィルタ（以下、単に「ＬＰＦ」
という）４２からは、図７（Ｆ）に示すように、両信号
が同相のときには負の電圧信号を出力する。

【００３６】両信号が逆相の場合、入力端４２および４
４からの信号が正の周期ではトランジスタＱ２４および
Ｑ２６がオンしかつその信号が負の周期ではトランジス
タＱ２２およびＱ２５がオンする。したがって、出力端
Ａにおける電圧は図７（Ｃ）に示すように一定となり、
出力端Ｂにおける電圧は図７（Ｄ）に示すように負方向
に半周期毎に脈動する。そのため、出力端ＡおよびＢか
ら取り出されるこの位相比較器４０の出力は、図７
（Ｃ）と図７（Ｄ）との差となり、図７（Ｅ）に示すよ
うになる。したがって、ＬＰＦ４２は、図７（Ｆ）に示
すように、両信号が逆相のときには正の電圧信号を出力
する。

【００３７】両信号が９０°の位相差を有する場合に
は、図７（Ａ）に示す入力端４２および４４からの信号
の前半周期の前半ではトランジスタＱ２１およびＱ２５
がオンし、後半ではトランジスタＱ２４およびＱ２６が
オンする。また、入力端４２および４４からの信号の後
半周期の前半ではトランジスタＱ２３およびＱ２６がオ
ンし、後半ではトランジスタＱ２２およびＱ２５がオン
する。したがって、出力端Ａにおける電圧は図７（Ｃ）
に示すように各半周期の前半にのみ負方向電圧となり、
出力端Ｂにおける電圧は図７（Ｄ）に示すように各半周
期の後半にのみ負方向電圧として出現する。したがっ
て、出力端ＡおよびＢから取り出されるこの位相比較器
４０の出力は、図７（Ｅ）に示すようになり、ＬＰＦ４
２は、図７（Ｆ）に示すように、両信号が９０°位相差
を有するときにはほぼゼロの電圧信号を出力する。

【００３８】このようにして、位相比較器４０に入力さ
れる２つの信号の位相差が９０°のときは、ＬＰＦ４２
からはほぼゼロの電圧信号が出力される。２つの信号の
位相差が９０°からずれている場合には、そのずれ量に
応じた正または負の電圧信号がＬＰＦ４２から出力され
る。すなわち、位相比較器４０およびＬＰＦ４２では、
ＡＰＦ１４の入出力を位相比較して、位相−電圧(Phase
-Volt.) 変換する。

【００３９】また、位相比較器４０からの図７（Ｆ）に
示すような制御信号は、キャリブレーション用に設けら
れたＬＰＦ４４を介してＡＰＦ１４にフィードバックさ
れる。ただし、ＬＰＦ４４は、バースト期間中には電圧
信号を出力することなく保持する。このように位相比較
器４０からの出力をＬＰＦ４４を介してＡＰＦ１４にフ
ィードバックすることによって、ＡＰＦ１４の位相遅延
動作を安定化できる。すなわち、バースト期間以外の期
間に４．４３ＭＨｚの周波数信号をＡＰＦ４に与えるこ
とによって、ＡＰＦ１４の中心周波数が４．４３ＭＨｚ
と一致するように自動調整され、ＡＰＦ１４に４．４３
ＭＨｚのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与え
られたとき、入出力位相差が常に−１８０°となるよう
に位相管理して、中心周波数調整が行われる。

【００４０】すなわち、位相比較器４０は、バースト期
間ではテレビ信号判別用として動作し、バースト期間以
外の期間ではＡＰＦ１４の中心周波数の自動調整用とし
て動作する。そして、ＬＰＦ４２からの電圧信号は、サ
ンプルホールド回路４６に与えられる。サンプルホール
ド回路４６は、バーストゲートパルスを用いて、バース
ト期間のＬＰＦ４４からの電圧信号を１Ｈ期間ホールド
する。すなわち、サンプルホールド回路４６には、バー
ストゲートパルスが与えられ、たとえばバーストゲート
パルスの立ち下がり時点でＬＰＦ４２から与えられる電
圧信号をサンプルホールドして矩形波信号を生成し、そ
の矩形波信号を１Ｈ遅延回路４８および位相比較器５０
に与える。１Ｈ遅延回路４８では、矩形波信号を１ライ
ン分遅延させた後、位相比較器５０に与える。位相比較
器５０は位相比較器４０と同様に構成される。したがっ
て、位相比較器５０では、２つの矩形波信号の位相差が
１８０°であればハイレベルの信号を出力し、２つの矩
形波信号が同相であればローレベルの信号を出力する。

【００４１】位相比較器５０には、たとえばＳＥＣＡＭ
方式では、１８０°の位相差の２つの矩形波信号が入力
され、ＰＡＬ方式およびＮＴＳＣ方式では、同相の２つ
の矩形波信号が入力され、白黒ノイズでは、ランダムな
位相差で２つの矩形波信号が入力されるので、位相比較
器５０は、それぞれ異なったレベルの信号を出力する。
そして、この信号はＬＰＦ５２によってその信号のレベ
ルに応じたレベルを有する電圧信号に変換される。この
電圧信号がヒステリシス特性を有するコンパレータ５４
に与えられ、基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。ＬＰＦ５
２からの電圧信号が基準電圧Ｖｒｅｆより大きければ
「ハイレベル」，小さければ「ローレベル」の２値のい
ずれかの判別信号がコンパレータ５４からたとえばＴＴ
Ｌレベルで出力される。この判別信号によって、テレビ
ジョン方式がＳＥＣＡＭ方式であるかその他のＰＡＬ方
式またはＮＴＳＣ方式等のいずれであるかを判別でき
る。なお、コンパレータ５４では、判別が困難な信号が
入力されてきた場合に、出力される判別信号がチャタリ
ングを起こさないように、ヒステリシス特性を持たせて
いる。

【００４２】ここで、このようなテレビ信号判別回路１
０のＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式との判別動作を、図８
および図９を参照して説明する。まず、ＳＥＣＡＭ方式
の場合には各部の動作波形は図８に示すようになる。ま
ず、マルチプレクサ１２からは図８（Ａ）に示すような
信号が出力される。マルチプレクサ１２は、バースト期
間にはカラー信号のサブキャリア周波数を抽出するため
カラーバースト信号を出力する。このカラーバースト信
号を出力することによって、１ライン毎に４．２５ＭＨ
ｚと４．４１ＭＨｚとのサブキャリア周波数が交互に抽
出される。そしてマルチプレクサ１２は、バースト期間
以外の期間には周波数信号ｆscを出力する。この実施例
では、周波数信号ｆscは、４．４３ＭＨｚに設定されて
いる。なお、バーストゲートパルス（ＢＧＰ）は図８
（Ｂ）に示される。そして、ＬＰＦ４２からは、図８
（Ｃ）に示すような電圧信号が出力される。この電圧信
号は、基準となる４．４３ＭＨｚの周波数と、サブキャ
リア周波数との差が大きくなるほど大きな振幅として表
され、カラー信号のサブキャリア周波数が４．２５ＭＨ
ｚの場合には大きく、４．４１ＭＨｚの場合には小さく
なり、１ライン毎に２種類の大きさの電圧信号が繰り返
し出力される。この電圧信号が入力されるサンプルホー
ルド回路４６からは、図８（Ｄ）に示すような矩形波信
号が出力される。この矩形波信号は、バーストゲートパ
ルスの立ち下がり時点でのＬＰＦ４２の出力を保持して
生成される。図８（Ｄ）に示す矩形波信号は１ライン毎
に「ハイレベル」と「ローレベル」とを繰り返す。これ
は、ＳＥＣＡＭ方式に限り、２種類のサブキャリア周波
数が１ライン毎に交互に出力されることに起因するもの
である。ちなみに、各ラインとも同じサブキャリア周波
数を出力するＰＡＬ方式では、その矩形波信号（後述す
る図９（Ｄ）参照）も各ライン同様の波形となるので、
ＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式とは後述するように判別さ
れ得る。そして、位相比較器５０からは図８（Ｅ）に示
すようなハイレベルの電圧信号が出力される。

【００４３】一方、ＰＡＬ方式の場合には各部の動作波
形は図９に示すようになる。まず、マルチプレクサ１２
からは図９（Ａ）に示すような信号が出力される。マル
チプレクサ１２には、図９（Ｂ）に示すようなバースト
ゲートパルスが与えられ、バースト期間にはカラー信号
のうち４．４３ＭＨｚのカラーバースト信号が１ライン
毎に出力される。マルチプレクサ１２は、バースト期間
以外の期間には周波数信号ｆscを出力する。すると、Ｌ
ＰＦ４２からは、図９（Ｃ）に示すような電圧信号が出
力され、この電圧信号が入力されるサンプルホールド回
路４６からは図９（Ｄ）に示すような矩形波信号が出力
される。その結果、位相比較器５０からは図９（Ｅ）に
示すようなローレベルの電圧信号が出力される。なお、
図９（Ｃ）に示す電圧信号には１Ｈ毎にノイズａが含ま
れているが、このノイズａは、図９（Ｂ）に示すバース
トゲートパルスが発生するバースト期間が図９（Ａ）に
示すカラーバースト信号の発生期間よりも長いために発
生するものである。

【００４４】図８（Ｅ）および図９（Ｅ）にそれぞれ示
す電圧信号からわかるように、ＳＥＣＡＭ方式およびＰ
ＡＬ方式のそれぞれの電圧信号のレベルは異なり、した
がってコンパレータ５４からの判別信号は、たとえばＳ
ＥＣＡＭ方式ではハイレベル，ＰＡＬ方式ではローレベ
ルとそれぞれ異なった信号として出力され、両方式を判
別できる。

【００４５】このテレビ信号判別回路１０では、ＡＰＦ
１４の周波数−位相特性を応用することで、ＩＣに内蔵
可能な範囲内のＱを有するフィルタを用いて回路を構成
できる。また、フィルタキャリブレーション用の基準フ
ィルタは必要なく、信号判別用のＡＰＦのみで足りる。
したがって、従来では、同一ＩＣに基準のフィルタおよ
びそれと同一形態のＢＰＦなどの他のフィルタを内蔵
し、基準のフィルタを用いて、ＢＰＦなどの他のフィル
タのフィルタ特性（たとえば中心周波数）を調整する場
合、特性がずれてしまい所望の特性が得られず、判別動
作に影響を与えていたが、この発明ではそのようなこと
はない。

【００４６】さらに、従来用いられていたＢＰＦを用い
ることなく、ＡＰＦ１４を用いることによって以下のよ
うな利点を有する。従来のＢＰＦは、Ｑ＝４０程度のセ
ラミックフィルタで、高ＱのためＩＣに内蔵することが
困難であったが、ＡＰＦ１４はＩＣに内蔵することが容
易である。また、ＡＰＦ１４の位相変化率（対周波数）
がＢＰＦの２倍であるので、低いＱでも検出感度を高く
できる。

【００４７】また、従来用いられていたｆH ／２共振フ
ィルタをＩＣに内蔵するには、ＩＣに内蔵するインダク
タを相当大きくしなければならず、ｆH ／２共振フィル
タの特性も判別精度に少なからず影響を及ぼしていた
が、ｆH ／２共振フィルタを用いないこの発明では、こ
のような弊害は生じない。また、上述の実施例に用いら
れる１Ｈ遅延回路４８は、たとえば図１０に示すように
構成される。図１０に示す１Ｈ遅延回路４８は、サンプ
ルホールド回路４６に接続される２つのサンプルホール
ド回路６２，６４およびサンプルホールド回路６２およ
び６４のいずれか一方を選択するマルチプレクサ６６を
含む。そして、サンプルホールド回路４６には、コント
ロールパルスＣＮＴ１となるバーストゲートパルスが与
えられ、また、マルチプレクサ６６には、バーストゲー
トパルスを分周器６８によって１／２分周して得られた
矩形波状のコントロールパルスＣＮＴ４が与えられ、マ
ルチプレクサ６６のスイッチング動作が制御される。ま
た、サンプルホールド回路６２および６４には、それぞ
れバーストゲートパルスＢＧＰと同期したコントロール
パルスＣＮＴ２およびＣＮＴ３が、１ライン毎に交互に
与えられる。

【００４８】１Ｈ遅延回路４８の動作を図１１を参照し
て説明する。入力端７０に図１１（Ａ）に示すようなＬ
ＰＦ４２からの電圧信号ｅ1 が１ライン毎に与えられる
と、サンプルホールド回路４６は、図１１（Ｆ）に示す
コントロールパルスＣＮＴ１のタイミングに従って、図
１１（Ｂ）に示すような矩形波信号ｅ2 を出力する。こ
の矩形波信号ｅ2 はサンプルホールド回路６２および６
４にそれぞれ与えられる。サンプルホールド回路６２お
よび６４には、それぞれ図１１（Ｇ）および（Ｈ）に示
すコントロールパルスＣＮＴ２およびＣＮＴ３が与えら
れ、これらのコントロールパルスＣＮＴ２およびＣＮＴ
３に応じてサンプルホールド回路６２および６４は、そ
れぞれ図１１（Ｃ）および（Ｄ）に示すような矩形波信
号ｅ3 およびｅ4 を出力する。そして、マルチプレクサ
６６には、図１１（Ｉ）に示すコントロールパルスＣＮ
Ｔ４が与えられ、このコントロールパルスＣＮＴ４に応
じてマルチプレクサ６６はスイッチング制御されて１ラ
イン毎に矩形波信号ｅ4 およびｅ3 を選択し、出力端７
２からは図１１（Ｅ）に示すような矩形波信号ｅ5 が出
力される。

【００４９】図１１（Ｂ）および（Ｅ）にそれぞれ示す
矩形波信号ｅ2 およびｅ5 を比較してわかるように、図
１１（Ｅ）に示す矩形波信号ｅ5 は図１１（Ｂ）に示す
矩形波信号ｅ2 より１ライン遅延されていることがわか
る。なお、図１に示す実施例において、９０°移相器２
８は、経路３９上に介挿されてもよく、また、ＡＰＦ１
４と位相比較器４０との間に介挿されてもよい。

【００５０】また、図１に示す実施例では、４．４３Ｍ
Ｈｚの周波数信号ｆSCがＡＰＦ１４に入力されたとき
に、位相比較器４０に与えられる２つの入力の位相差が
９０°になるように９０°移相器２８を用いたが、たと
えば９０°移相器２８の代わりに４５°移相器を用いて
位相比較器４０の一方入力を４５°遅延させ、さらに経
路３９上に４５°移相器を介挿して位相比較器４０の他
方入力を４５°進めて、位相比較器４０の２つの入力の
位相差を９０°にするなど、位相比較器４０の２つの入
力の位相差が９０°になるならば、９０°移相器２８以
外の任意の手段が用いられ得る。

【００５１】また、上述の実施例では、ＳＥＣＡＭ方式
とＰＡＬ方式とを判別する場合について述べたが、ＳＥ
ＣＡＭ方式とＮＴＳＣ方式との判別にも、この発明は用
いられ得る。以上述べた如く、図１の装置によれば、共
振回路等を必要とせずにＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式と
を判別することができる。

【００５２】ところで、最近のＶＴＲでは輝度信号のＦ
Ｍ変調周波数を従来のものに比べて高く、広いデビエー
ションで変調・復調するＴＶ信号の広帯域記録再生方式
が登場してきている。この広帯域記録再生方式は、基本
的には輝度信号のＦＭ変調周波数が異なるだけであるの
で、他の回路ブロックや機構を兼用して従来の狭帯域記
録再生方式と同一のＶＴＲに搭載される場合がある。そ
のような狭帯域記録再生方式と広帯域記録再生方式とが
混在しているＶＴＲではビデオテープを再生する際に、
いずれのＦＭ再生方式で再生すべきかをＶＴＲが再生Ｆ
Ｍ信号に基づき自分で判別する必要がある。この判別の
ために専用の判別回路を設ければ、判別することは可能
であるが、そのためには素子数が大幅にアップしてしま
う。

【００５３】そこで本発明では、図１の判別装置を用い
て更に狭帯域記録再生方式と広帯域記録再生方式との判
別をも行えるようにした。ＮＴＳＣの狭帯域記録再生方
式と広帯域記録再生方式では、ＦＭ変調周波数が次のよ
うに異なる。 狭帯域記録再生方式・・・3.4MHZm 〜4.4MHZ 広帯域記録再生方式・・・5.4MHZm 〜7.0MHZ となっている。この場合、クロマ信号のサブキャリア周
波数はいずれも同じでありＮＴＳＣ方式であれば、約3.
58MHZである。ＶＴＲのクロマ信号再生回路では、サブ
キャリア周波数で発振する発振器を有しているので、該
発振器の発振出力信号を図１のＡＰＦの基準信号に使用
すれば、上記狭帯域記録再生方式と広帯域記録再生方式
との判別が可能となる。

【００５４】その様子を図１２を参照して説明する。図
１２において、（１００）はカラー信号が印加される入
力端子、（１０１）は周波数信号fscが印加される入力
端子、（１０２）はＶＴＲからの再生ＦＭ信号（狭帯域
記録再生方式及び広帯域記録再生方式）が印加される入
力端子、（１０３）はＮＴＳＣ方式のサブキャリア周波
数信号が印加される入力端子、（１０４）及び（１０
５）はスイッチ回路、（１０６）は図１のＡＰＦ１４、
９０度移相器、位相比較器及びＬＰＦからなる信号処理
回路、（１０７）（１０８）はスイッチ回路である。

【００５５】まず、図１の場合と同様にＳＥＣＡＭ方式
とＰＡＬ方式とを判別する場合について説明する。この
場合には、スイッチ回路（１０４）及び（１０５）は、
ａ側を選択する。又、スイッチ回路（１０７）及び（１
０８）も、ａ側を選択する。すると、図１の場合と同様
の信号処理経路が作られ、同様の判別によりＳＥＣＡＭ
方式とＰＡＬ方式とを判別できる。

【００５６】次に、ＶＴＲからの再生ＦＭ信号が狭帯域
記録再生方式であるか広帯域記録再生方式であるかの判
別について説明する。この場合には、スイッチ回路（１
０４）及び（１０５）は、ｂ側を選択する。又、スイッ
チ回路（１０７）及び（１０８）も、ｂ側を選択する。
入力端子（１０２）には上述の２種類のＦＭ変調周波数
の信号が印加される。入力端子（１０３）にはサブキャ
リア周波数（ＮＴＳＣ方式：約3.58MHZで）の信号が印
加される。ＶＴＲの再生信号処理回路では一般にサブキ
ャリア周波数で発振する発振器が存在するので、該発振
器よりサブキャリア周波数信号を供給するようにする。

【００５７】（ＢＧＰ以外の期間）ＢＧＰ期間ではマル
チプレクサ１２がｂ側となり、サブキャリア周波数信号
が入力端子（１０３）、スイッチ回路（１０５）及びマ
ルチプレクサ１２を介して信号処理回路（１０６）に印
加される。信号処理回路（１０６）は、図１の場合と同
様の動作を行い、内部のＡＰＦ１４の特性は、図１３の
ように3.58MHZで１８０度の移相量となる。

【００５８】（ＢＧＰ期間）ＢＧＰ以外の期間ではマル
チプレクサ１２がａ側となり、入力端子（１０２）、ス
イッチ回路（１０４）及びマルチプレクサ１２を介して
ＦＭ変調されている信号が信号処理回路（１０６）に印
加される。信号処理回路（１０６）は、図１３の特性カ
ーブに従い狭帯域記録再生方式（3.4MHZm 〜4.4MHZ）で
は大なる移相を行い、広帯域記録再生方式（5.4MHZm 〜
7.0MHZ）では移相を行なわない。

【００５９】すると、図７の特性に従い、信号処理回路
（１０６）からは狭帯域記録再生方式で「Ｈ１」レベル
が、広帯域記録再生方式で「Ｌ１」レベルが発生する。
尚、図８（Ｃ）と図９（Ｃ）の場合のレベル差に比べて
レベル差が小さくなる。従って、信号処理回路（１０
６）の出力信号をラッチ回路等（図示せず）でラッチす
れば、そのラッチ回路より、ＶＴＲからの再生ＦＭ信号
が狭帯域記録再生方式であるか広帯域記録再生方式であ
るかの判別が可能となる。

【００６０】図１２の例では再生信号のドロップアウト
等を考慮してその判別出力信号をＬＰＦ（５２）より得
るようにしている。即ち、サンプルホールド回路（４
６）でサンプル・ホールドされた後、スイッチ回路（１
０７）及び（１０８）を介してＬＰＦ（５２）に印加さ
れ判別される。このような判別でも良いし、ドロップア
ウト等の恐れがなければ上述のようにしてもよい。

【００６１】従って、図１２の装置によれば、１つの識
別装置でＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式との判別と、ＶＴ
Ｒからの再生ＦＭ信号が狭帯域記録再生方式であるか広
帯域記録再生方式であるかの判別を行うことができ、素
子数の大幅な削減が可能となる。

【００６２】

【発明の効果】この発明によれば、セラミックフィルタ
や共振アンプなどを用いる必要がないので、全ての回路
要素を集積回路に容易に組み込むことができる。特に、
この発明によれば、１つの識別装置でＳＥＣＡＭ方式と
ＰＡＬ方式との判別と、ＶＴＲからの再生ＦＭ信号が狭
帯域記録再生方式であるか広帯域記録再生方式であるか
の判別を行うことができるので、ＳＥＣＡＭ方式とＰＡ
Ｌ方式のＴＶ信号の再生と、再生ＦＭ信号が狭帯域記録
再生方式及び広帯域記録再生方式で行えるＶＴＲにおい
て、判別回路の削減により、素子数の大幅な削減が可能
となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の原理を示すブロック図である。

【図２】この実施例に用いられるＡＰＦの一例を示す回
路図である。

【図３】図２に示すＡＰＦに用いられるジャイレータの
一例を示す回路図である。

【図４】図２に示すＡＰＦの周波数−移相量特性を示す
グラフである。

【図５】この実施例に用いられる９０°移相器の一例を
示す回路図である。

【図６】この実施例に用いられる位相比較器の一例を示
す回路図である。

【図７】図６に示す位相比較器の動作を示す波形図であ
る。

【図８】この実施例におけるＳＥＣＡＭ方式での各部の
動作を示す波形図である。

【図９】この実施例におけるＰＡＬ方式での各部の動作
を示す波形図である。

【図１０】この実施例に用いられる１Ｈ遅延回路の一例
を示すブロック図である。

【図１１】図１０に示す１Ｈ遅延回路の動作を示す波形
図である。

【図１２】この発明の原理を示すブロック図である。

【図１３】図１２に示すＡＰＦの周波数−移相量特性を
示すグラフである。

【符号の説明】

１０ …テレビ信号判別回路 １２，６６ …マルチプレクサ １４ …ＡＰＦ ２８ …９０°移相器 ４０，５０ …位相比較器 ４２，４４，５２ …ＬＰＦ ４６，６２，６４ …サンプルホールド回路 ４８ …１Ｈ遅延回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】サブキャリア周波数の異なるＴＶ方式の判
   別と、輝度信号のＦＭ変調周波数の異なるＴＶ信号の記
   録再生方式の判別とを行うことができるＶＴＲの再生Ｔ
   Ｖ信号判別回路であって、 ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号と該サブキャリア周
   波数に等しいかまたはその近傍の所定の周波数を有する
   周波数信号とを選択する第１のモードとＴＶ信号の再生
   ＦＭ信号とＴＶ信号のサブキャリア周波数信号とを選択
   する第２のモードとを有する第１のスイッチ手段と、 バーストゲート期間中は前記サブキャリア周波数信号又
   は再生ＦＭ信号を通過させ、バーストゲート期間以外で
   は前記周波数信号又は前記ＴＶ信号のサブキャリア周波
   数信号を通過させる第２のスイッチ手段と、 該第２のスイッチ手段の出力信号を周波数に応じて移相
   する移相回路と、 該移相回路の出力信号と前記第２のスイッチ手段の出力
   信号との位相を比較し前記移相回路の移相量を調整する
   位相比較回路とを備え、該位相比較回路の出力信号に応
   じて判別信号を作成するようにしたことを特徴とするＶ
   ＴＲの再生ＴＶ信号判別回路。
2. 【請求項２】サブキャリア周波数の異なるＴＶ方式の判
   別と、輝度信号のＦＭ変調周波数の異なるＴＶ信号の記
   録再生方式の判別とを行うことができるＶＴＲの再生Ｔ
   Ｖ信号判別回路であって、 ＴＶ信号のサブキャリア周波数信号と該サブキャリア周
   波数に等しいかまたはその近傍の所定の周波数を有する
   周波数信号とを選択する第１のモードとＴＶ信号の再生
   ＦＭ信号とＴＶ信号のサブキャリア周波数信号とを選択
   する第２のモードとを有する第１のスイッチ手段と、 バーストゲート期間中は前記サブキャリア周波数信号又
   は再生ＦＭ信号を通過させ、バーストゲート期間以外で
   は前記周波数信号又は前記ＴＶ信号のサブキャリア周波
   数信号を通過させる第２のスイッチ手段と、 該第２のスイッチ手段の出力信号を周波数に応じて移相
   する移相回路と、 該移相回路の出力信号と前記第２のスイッチ手段の出力
   信号との位相を比較し前記移相回路の移相量を調整する
   第１位相比較回路と、 該第１位相比較回路の出力信号を矩形波信号に変換する
   信号変換手段、 前記矩形波信号の位相を１ライン分遅延させる遅延手
   段、および前記信号変換手段からの矩形波信号と前記遅
   延手段からの矩形波信号との位相比較を行う第２位相比
   較回路とを備え、前記第１及び第２位相比較回路の出力
   信号に応じて判別信号を作成するようにしたことを特徴
   とするＶＴＲの再生ＴＶ信号判別回路。