JP3091614B2 - テレビ信号判別回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はテレビ信号判別回路に
関する。より特定的には、この発明は、ＳＥＣＡＭ方
式、ＰＡＬ方式およびＮＴＳＣ方式などのように放送方
式が異なるカラーテレビジョン信号を選択的に受信でき
るテレビジョン受像機またはテレビジョン信号記録再生
装置においてカラーテレビジョン信号方式を判別する、
テレビ信号判別回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来技術の一例が、昭和５７年
１２月２０日付で出願公開された特開昭５７−２０７４
９４号公報において開示されている。この従来技術で
は、入力カラー信号を高いＱのバンドパスフィルタを通
すことによってサブキャリア周波数に応じた電圧信号が
得られ、この電圧信号を水平周波数（ｆH）の１／２の
周波数を同調点とする共振アンプに与える。共振アンプ
の出力が正弦波なら、１水平走査期間（以下、１Ｈと略
す）毎にサブキャリア周波数が変化するＳＥＣＡＭ方式
であることが判別できる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】この従来技術では、セ
ラミックフィルタや１／２ｆH 共振アンプを用いる必要
があり、信号判別回路を集積回路で構成するのが困難で
あるという問題点があった。

【０００４】そこで、本出願人は、上述の欠点を解決す
べく、既に図１１に示すテレビ信号判別回路を提案して
いる。

【０００５】しかしながら、図１１に示すテレビ信号判
別回路は、ノイズやクロストークに起図する誤判別の頻
度が大きいという欠点を有している。

【０００６】以下、これについて詳述する。

【０００７】まず、図１１に示す技術では、サンプルホ
ールド回路４６の充放電時定数は、バーストゲートパル
ス期間内で完全に充放電してしまうような短い時定数に
する必要がある。

【０００８】なぜならば、ＳＥＣＡＭ時には、１Ｈ毎に
ホールドレベルが大きく変化するために、時定数を長く
するとバーストゲートパルス期間に所定のレベルまで充
電・放電が完了せず、ＳＥＣＡＭ信号時の判別感度が悪
くなってしまう。

【０００９】そのために、サンプルホールド回路４６の
特性としては、時定数を短く設計する必要がある。しか
し、サンプルホールド回路４６の時定数を短くするとい
うことは、ノイズやクロストーク成分による影響を受け
易く、本来バースト周波数以外にノイズ等の周波数をも
ホールドしてしまう。

【００１０】特に、ＰＡＬ信号の場合には、バースト信
号の後部は無信号（キャリアがない）なので、この部分
に存在するノイズ、及びクロストーク成分に大きく左右
されてしまい、ＰＡＬ信号であるのにＳＥＣＡＭ信号と
判別するような場合が増えることになる。

【００１１】それゆえに、この発明の主たる目的は、容
易に集積回路に組み込めるとともに、ノイズやクロスト
ークによる誤動作を発生しにくいテレビ信号判別回路を
提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、入力カラー信
号のサブキャリア周波数に応じたレベルの電圧信号を出
力する電圧信号出力手段と、前記電圧信号を入力信号と
する第１、第２のサンプルホールド手段と、前記第１、
第２のサンプルホールド手段の出力信号を１ライン毎に
交互に取り出す第１、第２の切換手段と、前記第１、第
２の切換手段からの信号に基づいて判別信号を出力する
判別信号出力手段とを備えるテレビ信号判別回路であ
る。

【００１３】また、本発明の電圧信号手段は、サブキャ
リア周波数を位相を表す信号として出力する第１手段、
および前記位相を表す信号を電圧信号に変換する第２手
段を含む。

【００１４】また、本発明の第１、第２のサンプルホー
ルド手段は、前記電圧信号のピーク値の平均レベルを出
力する同一特性のサンプルホールド手段であって、前記
第１、第２のサンプルホールド手段に供給されるコント
ロールパルスは互いに１水平走査期間（１Ｈ）ずれた２
水平走査期間（２Ｈ）間隔のパルス信号であることを含
む。

【００１５】また、本発明の第１、第２の切換手段は、
前記第１、第２のサンプルホールド手段からの出力信号
を１水平走査期間（１Ｈ）毎に交互に取り出す切換手段
であり、かつ前記第１、第２の切換手段の出力信号は、
互いに異なったサンプルホールド手段からの信号である
ことを含む。

【００１６】

【作用】電圧信号出力手段は、例えばオールパスフィル
タや位相比較器を含む。第１手段では、入力カラー信号
のサブキャリア周波数を位相を表す信号として第２手段
に与える。例えばローパスフィルタを含む第２手段では
その信号を電圧信号に変換する。この電圧信号を第１と
第２のサンプルホールド回路で２Ｈ間ホールドされる。
第１のサンプルホールド回路は、例えば奇数ラインのバ
ーストゲートパルスでサンプルホールドされ、第２のサ
ンプルホールド回路は、偶数ラインのバーストゲートパ
ルスでサンプルホールドされる。

【００１７】前記第１、及び第２のサンプルホールド回
路の出力信号は、第２、及び第３の切換回路に入力され
て、１Ｈ毎に交互に取り出される。この切換回路では、
第２の切換回路に第１のサンプルホールド回路からの信
号が出力されるとき、第３の切換回路からは第２のサン
プルホールド回路からの信号が出力されるように制御さ
れる。逆に、第２の切換回路から第２のサンプルホール
ド回路からの信号が出力されているとき、第３の切換回
路からは第１のサンプルホールド回路からの信号が出力
されるように制御される。判別信号出力手段では、第
２、及び第３の切換回路から出力される信号を比較し
て、比較結果に応じて判別信号を得る。

【００１８】ＳＥＣＡＭ方式では、サブキャリア周波数
が、１ライン毎に交互に４.２５ＭＨZまたは、４.４１
ＭＨZに変化されるので、全てのラインが同じサブキャ
リア周波数であるＰＡＬ方式やＮＴＳＣ方式とは異なる
判別信号が得られる。

【００１９】

【実施例】図１を参照して、この実施例のテレビ信号判
別回路１０はマルチプレクサ１２を含む。マルチプレク
サ１２には、カラー信号および周波数信号ｆSCが入力さ
れる。周波数信号ｆscは、例えばＰＡＬ方式のサブキャ
リア周波数（４.４３ＭＨZ）またはＳＥＣＡＭ方式のサ
ブキャリア周波数（４.４１ＭＨZまたは４.２５ＭＨZ）
いずれかに等しいか、またはその近傍の所定値に設定さ
れる。この実施例では、周波数信号ｆSCの周波数は、Ｐ
ＡＬ方式のサブキャリア周波数と等しい４．４３ＭＨZ
に設定される。従って、この実施例によれば、ＰＡＬ方
式の周波数信号をそのまま用いることができるので、特
別な信号発生器を別途設ける必要がないという利点があ
る。但し、その周波数は４.４３ＭＨZに限定されないこ
とはいうまでもない。

【００２０】そして、マルチプレクサ１２には、バース
トゲートパルス（ＢＧＰ）が与えられ、バーストゲート
パルスが与えられているバースト期間中にはマルチプレ
クサ１２からはカラー信号が出力され、バースト期間以
外の期間には周波数信号ｆSCが出力される。マルチプレ
クサ１２の出力は比較的低いＱ（例えばＱ＝１２）のオ
ールパスフィルタ（以下、「ＡＰＦ」と略す）１４に与
えられる。

【００２１】ＡＰＦ１４は図２に示すように差動増幅器
１６を含む。差動増幅器１６の（＋）入力には抵抗Ｒ１
を介してマルチプレクサ１２からの出力が与えられる。
差動増幅器１６の（＋）入力と抵抗Ｒ１との間には抵抗
Ｒ２の一方端が接続され、抵抗Ｒ２の他方端は接地され
る。また、差動増幅器１６の（−）入力には、抵抗Ｒ
３、バッファ１８および抵抗Ｒ４の直列回路を介して、
マルチプレクサ１２の出力が与えられる。また、バッフ
ァ１８と抵抗Ｒ４との間には、可変インダクタであるジ
ャイレータＬとコンデンサＣ１との並列回路が接続さ
れ、並列回路の一方端は接地される。すなわち、抵抗Ｒ
４、ジャイレータＬおよびコンデンサＣ１によってバン
ドパスフィルタが構成され、差動増幅器１６の（−）入
力には、バンドパスフィルタを経た出力が与えられる。
また、差動増幅器１６の（−）入力には、差動増幅器１
６の出力が抵抗Ｒ５を介してフィールドバックされる。
したがって、図２に示す回路は全体としてＡＰＦ１４を
構成する。

【００２２】個々で、ＡＰＦ１４の入力電圧をＶｉｎ、
バッファ１８の入力電圧をＶａおよびＡＰＦ１４の出力
電圧をＶｏｕｔとすると、入力電圧Ｖａは数１によって
表される。

【００２３】

【数１】

【００２４】また、出力電圧Ｖｏｕｔは数２によって表
される。

【００２５】

【数２】

【００２６】ここで、Ｒ１＝２・Ｒ２、Ｒ５＝２・Ｒ３
とすると、出力信号Ｖｏｕｔは数３によって表される。

【００２７】

【数３】

【００２８】数３は、ＡＰＦ１４の伝達特性を示す。

【００２９】また、図２に示すＡＰＦ１４に用いられる
ジャイレータＬとしては、たとえば図３に示すものが用
いられる。

【００３０】図３に示すジャイレータＬは、差動増幅回
路２０を含む。差動増幅回路２０の（＋）入力には、抵
抗Ｒ６およびバッファ２２の直列回路が接続される。ま
た、差動増幅器２０の（＋）入力と抵抗Ｒ６との間には
抵抗Ｒ７の一方端が接続され、抵抗Ｒ７の他方端は接地
される。差動増幅器２０の（−）入力には、他方端が接
地された抵抗Ｒ８の一方端が接続され、また差動増幅器
２０の出力がコンデンサＣ２を介して（−）入力にフィ
ードバックされる。また、差動増幅器２０の出力は抵抗
Ｒ９を介して増幅器２６の一方入力に与えられ、また、
差動増幅器２０の（＋）入力と抵抗Ｒ７との接続点はバ
ッファ２４および抵抗Ｒ１０の直列回路を介して増幅器
２６の他方入力に接続される。また、増幅器２６の一方
入力と他方入力との間には抵抗Ｒ１１が接続される。増
幅器２６の出力はバッファ２２の入力に接続され、電流
帰還される。ここで、バッファ２２に与えられる入力信
号をＶ１、差動増幅器２０の出力信号をＶ２、増幅器２
６の両入力間の電圧を示す信号をＶ３、増幅器２６から
の電流帰還経路に流れる電流をｉ、および増幅器２６の
増幅率をｇｍとすると、数４および数５が得られる。

【００３１】

【数４】

【００３２】

【数５】

【００３３】したがって、信号Ｖ３は入力信号Ｖ１に比
べて、位相が９０°遅れた信号となり、これをバッファ
２２の入力に電流帰還させることにより、数６に示すよ
うに、電流ｉは入力信号Ｖ１に比べて９０°遅れ位相と
なって、数７に示すように、ジャイレータＬは等価的イ
ンダクタンスを形成する。

【００３４】

【数６】

【００３５】

【数７】

【００３６】このＡＰＦ１４は、いわゆる周波数−位相
変換を行う。この実施例では、図４に示すように、４．
４３ＭＨZのサブキャリア周波数を基準とし、４．４３
ＭＨZのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与え
られると、そのカラー信号を１８０°移相する。したが
って、ＡＰＦ１４に与えられるカラー信号のサブキャリ
ア周波数が４．４３ＭＨZでなければ、その周波数と
４．４３ＭＨZとの差に応じて移相量が１８０°からず
れる。

【００３７】図１に戻って、マルチプレクサ１２からの
出力は、９０°移相器２８にも与えられる。９０°移相
器２８は、たとえば図５に示すように構成される。

【００３８】図５に示す９０°移相器２８では、入力端
３０ａは抵抗Ｒ１２を介して、差動接続されたトランジ
スタＱ１およびＱ２のトランジスタＱ２のベースに接続
される。入力端３０ｂは負極を接地している定電圧源３
２の正極と接続され、また抵抗Ｒ１３を介して、差動接
続されたトランジスタＱ３およびＱ４のトランジスタＱ
４のベースに接続され、さらに抵抗Ｒ１４を介してトラ
ンジスタＱ１のベースに接続される。トランジスタＱ１
およびＱ２のエミッタは共通的に、トランジスタＱ８お
よび抵抗Ｒ１５の直列回路を介して、接地される。トラ
ンジスタＱ１のコレクタは直接に電源Ｖｃｃに接続さ
れ、トランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ６と
抵抗Ｒ１６との直列回路を介して電源Ｖｃｃに接続され
る。トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ６の
コレクタとの接続点はトランジスタＱ５のベースおよび
トランジスタＱ３のコレクタに接続される。

【００３９】トランジスタＱ６のベースはトランジスタ
Ｑ７のベースおよびコレクタに接続され、トランジスタ
Ｑ７のエミッタは抵抗Ｒ１７を介して電源Ｖｃｃに接続
される。これらのトランジスタＱ６およびＱ７が電流ミ
ラー回路を構成する。トランジスタＱ７のコレクタはト
ランジスタＱ１０および抵抗Ｒ１８の直列回路を介して
接地される。トランジスタＱ５のコレクタは直接に電源
Ｖｃｃに接続され、そのエミッタはトランジスタＱ９お
よび抵抗Ｒ１９の直列回路を介して接地される。

【００４０】トランジスタＱ２のベースはコンデンサＣ
３および抵抗Ｒ２０の直列回路を介してトランジスタＱ
３のベースに接地される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２０
との接続点は出力端３０ｃに接続され、出力端３０ｂは
接地される。トランジスタＱ３のベースとトランジスタ
Ｑ４のベースとの間にはコンデンサＣ４が介挿され、そ
れらのエミッタは共通に、トランジスタＱ１１および抵
抗Ｒ２１の直列回路を介して、接地される。トランジス
タＱ８、Ｑ９、Ｑ１０およびＱ１１のベースは共通に、
負極を接地している定電圧源３４の正極に接続される。

【００４１】すなわち、この９０°移相器２８は、トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９お
よびＱ１０と、ハイパスフィルタを構成する抵抗Ｒ１
２、コンデンサＣ３等からなり、かつ図５において１点
鎖線で取り囲んでいる交流的な負帰還増幅回路３６を備
え、さらにローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ２０およ
びＲ１３ならびにコンデンサＣ４と、トランジスタＱ３
およびＱ４等からなり、かつ図５において２点鎖線で囲
んだ、直流電圧を負帰還増幅回路３６へ帰還させる、直
流的な負帰還回路３８を備える構成となっている。

【００４２】なお、トランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１０お
よびＱ１１は定電流源を構成し、抵抗Ｒ１５、Ｒ１８、
およびＲ２１は同抵抗値に設定される。そのため、トラ
ンジスタＱ８、Ｑ１０およびＱ１１のコレクタ電流が等
しく、それぞれの電流値を２Ｉ0とすると、トランジス
タＱ６およびＱ７が電流ミラー回路を構成しているた
め、抵抗Ｒ１６およびＲ１７の抵抗値が同抵抗値であれ
ば、トランジスタＱ６のコレクタ電流は２Ｉ0となる。

【００４３】次に、９０°移相器２８の交流的動作を説
明する。

【００４４】トランジスタＱ１のベースは交流的に接地
されている。トランジスタＱ６が、差動接続のトランジ
スタＱ１およびＱ２からの出力を電流で取り出すための
負荷となっており、交流負荷が非常に大きな値となるた
め、開ループゲインＡは十分大きい。トランジスタＱ２
のコレクタ電流が変化するとトランジスタＱ５のベース
電流が変化し、トランジスタＱ５のエミッタフォロワで
出力を電圧として導出する。トランジスタＱ５のエミッ
タフォロワから出力された出力電圧ｅ0は、コンデンサ
Ｃ３および抵抗Ｒ１２のハイパスフィルタに供給され
る。

【００４５】したがって、トランジスタＱ２のベース電
位は数８で与えられる。

【００４６】

【数８】

【００４７】そして、トランジスタＱ１のベース電位
は、交流的に接地されるため、入力電圧ｅiと出力電圧
ｅ0との関係は、数９で与えられる。

【００４８】

【数９】

【００４９】ここで、開ループゲインＡが十分大きいこ
とを考慮すると、数９は、次式の数１０に変形され、移
相量が９０°になることが理解されよう。

【００５０】

【数１０】

【００５１】次に直流的な動作を説明する。

【００５２】負帰還増幅回路３６では交流的に負帰還さ
れるが、コンデンサＣ３により直流的には負帰還されて
いない。そのため、トランジスタＱ５のエミッタ電圧
は、不定となり、このままでは負帰還増幅回路３６は動
作しない。しかし、トランジスタＱ５のエミッタフォロ
ワから出力される電圧の直流成分のみが、抵抗Ｒ２０お
よびＲ１３ならびにコンデンサＣ４のローパスフィルタ
へ供給され、差動接続されたトランジスタＱ３およびＱ
４のトランジスタＱ３のベースに供給される。

【００５３】また、トランジスタＱ４のベースには定電
圧源３２から一定電圧が要求されており、トランジスタ
Ｑ３およびＱ４のベース電流と抵抗Ｒ２０およびＲ１３
による電圧降下とを無視すると、両ベース電圧の差によ
って、トランジスタＱ１１のコレクタ炎流２Ｉ0の分流
比が変わり、トランジスタＱ３のコレクタ電流が変化す
る。

【００５４】トランジスタＱ１およびＱ２のベースの直
流電圧は定電圧源３２の電圧に保持されるため、トラン
ジスタＱ１およびＱ２のベース電流と抵抗Ｒ１２および
Ｒ１４による電圧降下とを無視すると、トランジスタＱ
１およびＱ２にそれぞれ流れるコレクタ電流はトランジ
スタＱ８のコレクタ電流２Ｉ0を等分したＩ0となる。

【００５５】また、トランジスタＱ６のコレクタ電流は
２Ｉ0となっているため、トランジスタＱ５のベース電
流が小さく無視できるとすれば、トランジスタＱ３のコ
レクタ電流はトランジスタＱ６のコレクタ電流からトラ
ンジスタＱ２のコレクタ電流を差し引いたＩ0となる。

【００５６】そして、差動接続されたトランジスタＱ３
およびＱ４のトランジスタＱ３のコレクタ電流がＩ0に
なるためには、トランジスタＱ１１のコレクタ電流が２
Ｉ0であるから、トランジスタＱ３およびＱ４のベース
電圧が等しくならなければならず、トランジスタＱ５の
エミッタの直流電圧は定電圧源３２の電圧に固定される
ので、この電圧を動作点として負帰還増幅回路３６が正
常に動作する。

【００５７】図１に戻って、ＡＰＦ１４によって位相を
遅らせた信号と、９０°位相器２８によって９０°位相
を遅らせた信号とが、位相比較器４０に与えられる。位
相比較器４０はたとえば図６に示すように構成され、図
７に示すように動作する。

【００５８】すなわち、図６に示す入力端４２および４
４には、図７（Ａ）に示すような信号が入力され、入力
端４６および４８には、図７（Ｂ）に示すような信号が
入力される。

【００５９】両信号が同相の場合、正の周期ではトラン
ジスタＱ２１およびＱ２５がオンし、かつ負の周期では
トランジスタＱ２３およびＱ２６がオンする。したがっ
て、出力端Ａにおける電圧は図７（Ｃ）に示すように負
方向に半周期毎に脈動し、出力端Ｂにおける電圧は図７
（Ｄ）に示すように定電圧となる。そのため、出力端Ａ
およびＢから取り出されるこの位相比較器４０の出力
は、図７（Ｃ）と図７（Ｄ）との差となり、図７（Ｅ）
に示すようになる。したがって、この位相比較器４０の
出力を受けるローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」と略
す）４２からは、図７（Ｆ）に示すように、両信号が同
相のときには負の電圧信号を出力する。

【００６０】両信号が逆相の場合、入力端４２および４
４からの信号が正の周期ではトランジスタＱ２４および
Ｑ２６がオンし、かつその信号が負の周期ではトランジ
スタＱ２２およびＱ２５がオンする。

【００６１】したがって、出力端Ａにおける電圧は図７
（Ｃ）に示すように一定となり、出力端Ｂにおける電圧
は図７（Ｄ）に示すように負方向に半周期毎に脈動す
る。そのため、出力端ＡおよびＢから取り出されるこの
位相比較器４０の出力は、図７（Ｃ）と図７（Ｄ）との
差となり、図７（Ｅ）に示すようになる。

【００６２】この結果、ＬＰＦ４２は、図７（Ｆ）に示
すように、両信号が逆相のときには正の電圧信号を出力
する。

【００６３】両信号が９０°の位相差を有する場合に
は、図７（Ａ）に示す入力端４２および４４からの信号
の前半周期の前半ではトランジスタＱ２１およびＱ２５
がオンし、後半ではトランジスタＱ２４およびＱ２６が
オンする。また、入力端４２および４４からの信号の後
半周期の前半ではトランジスタＱ２３およびＱ２６がオ
ンし、後半ではトランジスタＱ２２およびＱ２５がオン
する。

【００６４】したがって、出力端Ａにおける電圧は図７
（Ｃ）に示すように各半周期の前半にのみ負方向電圧と
なり、出力端Ｂにおける電圧は図７（Ｄ）に示すように
各半周器の後半にのみ負方向電圧として出現する。

【００６５】この結果、出力端ＡおよびＢから取り出さ
れるこの位相比較器４０の出力は、図７（Ｅ）に示すよ
うになり、ＬＰＦ４２は、図７（Ｆ）に示すように、両
信号が９０°位相差を有するときにはほぼゼロの電圧信
号を出力する。

【００６６】このようにして、位相比較器４０に入力さ
れる２つの信号の位相差が９０°のときは、ＬＰＦ４２
からはほぼゼロの電圧信号が出力される。２つの信号の
位相差が９０°からずれている場合には、そのずれ量に
応じた正または負の電圧信号がＬＰＦ４２から出力され
る。

【００６７】すなわち、位相比較器４０およびＬＰＦ４
２では、ＡＰＦ１４の入出力を位相比較して、位相−電
圧（Phase-Volt.）変換する。

【００６８】また、位相比較器４０からの図７（Ｆ）に
示すような制御信号は、キャリブレーション用に設けら
れたＬＰＦ４４を介してＡＰＦ１４にフィードバックさ
れる。ただし、ＬＰＦ４４は、バースト期間中には電圧
信号を出力することなく保持する。

【００６９】このように、位相比較器４０からの出力を
ＬＰＦ４４を介してＡＰＦ１４にフィードバックするこ
とによって、ＡＰＦ１４の位相遅延動作を安定化でき
る。つまり、バースト期間以外の期間に４．４３ＭＨZ
の周波数信号をＡＰＦ１４に与えることによって、ＡＰ
Ｆ１４の中心周波数が４．４３ＭＨZと一致するように
自動調整され、ＡＰＦ１４に４．４３ＭＨZのサブキャ
リア周波数を有するカラー信号が与えられたとき、入出
力位相差が常に−１８０°となるように位相管理して、
中心周波数調整が行われる。

【００７０】この結果、位相比較器４０は、バースト期
間ではテレビ信号判別用として動作し、バースト期間以
外の期間ではＡＰＦ１４の中心周波数の自動調整用とし
て動作する。

【００７１】そして、ＬＰＦ４２からの電圧信号は、同
一特性のサンプルホールド回路５５と５６に与えられ
る。サンプルホールド回路５５と５６は、互いに１Ｈず
れた２Ｈ周期のバーストゲートパルスを用いて、バース
ト期間のＬＰＦ４４からの電圧信号を２Ｈ期間ホールド
する。

【００７２】ここで、サンプルホールド回路はたとえば
図１０に示すように構成される。

【００７３】今、ｅin＞ｅoutのとき、ホールド用コン
デンサＣ５には、Ｑ３７エミッタからＲ２４、Ｃ５の電
流ｉｃが流れ込み、Ｃ５は充電されてｅoutは上昇す
る。この場合の充電定数τCはＲ２４・ Ｃ５（ｓｅ
ｃ）となる。

【００７４】次に、ｅin＜ｅoutのとき、Ｃ５からＲ２
５、Ｑ３８へと電流が流れ、Ｃ５は放電されて、ｅout
は下がる。この場合の放電時定数はＲ２５・Ｃ５（ｓｅ
ｃ）となる。ここで、放電時定数を充電時定数より長く
設定しておけば、所望のピークホールド回路が実現でき
る。

【００７５】図１に戻って、サンプルホールド回路５５
および５６で出力された信号は、マルチプレクサ５７お
よび５８で、１Ｈ毎に交差に出力される。マルチプレク
サ５７と５８の出力は常に、相反するサンプルホールド
出力信号をセレクトするように、制御信号ＣＮＴ４でコ
ントロールされる。マルチプレクサ５７および５８から
の信号は、位相比較器５０に与えられ、この位相比較器
５０は位相比較期４０と同様に構成される。そして、位
相比較器５０では、２つの信号の位相差が１８０°であ
れば、ハイレベルの信号を出力し、同相であれば、ロー
レベルの信号を出力する。

【００７６】位相比較器５０には、たとえば、ＳＥＣＡ
Ｍ方式では、１８０°の位相差の信号が入力され、ＰＡ
Ｌ方式およびＮＴＳＣ方式では、基本的には、直流のみ
（交流成分は０）が入力される。白黒ノイズでは、ラン
ダムな位相差で２信号が入力されるので、位相比較器５
０は、それぞれ異なったレベルの信号を出力する。そし
て、この信号はＬＰＦ５２によってその信号のレベルに
応じたレベルを有する電圧信号に変換される。この電圧
信号はヒステリシス特性を有するコンパレータ５４に与
えられ、基準電圧Ｖrefと比較される。ＬＰＦ５２から
の電圧信号が基準電圧Ｖrefより大きければ「ハイレベ
ル」、小さければ「ローレベル」の２値のいずれかの判
別信号がコンパレータ５４からＴＴＬレベルで出力され
る。この判別信号によって、テレビジョン方式がＳＥＣ
ＡＭ方式であるか否かを判別できる。

【００７７】ここで、このようなテレビ信号判別回路１
０のＳＥＣＡＭ方式とＰＡＬ方式との判別動作を、図８
および図９を参照して説明する。

【００７８】まず、ＳＥＣＡＭ方式の場合には、各部の
動作波形は図８のようになる。

【００７９】マルチプレクサ１２からは、図８（Ａ）に
示すような信号が出力される。マルチプレクサ１２は、
バースト期間にはカラー信号のサブキャリア周波数を抽
出するためのカラーバースト信号を出力する。このカラ
ーバースト信号を出力することによって、１ライン毎に
４.２５ＭＨZと４.４１ＭＨZとのサブキャリア周波数が
交互に抽出される。そして、マルチプレクサ１２は、バ
ースト期間以外の期間には周波数信号ｆscを出力する。
この実施例では、ｆscは、４.４３ＭＨZに設定されてい
る。

【００８０】なお、バーストゲートパルス（ＢＧＰ）は
図８（Ｈ）に示される。そして、ＬＰＦ４２からは、図
８（Ｂ）に示すような電圧信号が出力される。この電圧
信号は、基準となる４.４３ＭＨZの周波数を、サブキャ
リア周波数との差が大きくなるほど、大振幅として表さ
れ、カラー信号のサブキャリア周波数が４.２５ＭＨZの
場合には大きく、４.４１ＭＨZの場合には小さくなり、
１ライン毎に２種類のレベルの電圧信号が繰り返し出力
される。

【００８１】この電圧信号が入力されるサンプルホール
ド回路５５、５６からは、各々図８（Ｃ）、（Ｄ）に示
すような波形が出力される。ここで、サンプルホールド
回路５５は、図８（Ｉ）に示すＣＮＴ２パルスで制御さ
れる。また、サンプルホールド回路５５の時定数は数１
０Ｈ程度と長く設定しているため、本回路５５から出力
される信号は、現ラインの電圧信号〔図８（Ｂ）〕を含
めて、過去の数１０Ｈの平均的なピークレベルとなる。
即ち、仮にノイズ等の影響により図８（Ｂ）のｖ3が０
となっても、図８（Ｃ）は影響されることはない。

【００８２】一方、サンプルホールド回路５６は、図８
（Ｊ）に示すＣＮＴ３パルスで制御される。それ以外の
動作はサンプルホールド回路５５と同じである。

【００８３】そして、図８（Ｃ）、（Ｄ）で示される信
号がマルチプレクサ５７および５８に入力される。

【００８４】マルチプレクサ５７は、制御信号ＣＮＴ４
〔図８（Ｋ）〕がＬow時に（Ｃ）信号をセレクトし、Ｃ
ＮＴ４がＨigh時には（Ｄ）信号をセレクトするように
動作する。一方、マルチプレクサ５８は、マルチプレク
サ５７とは逆に、ＣＮＴ４がＬow時には（Ｄ）信号を、
Ｈigh時には（Ｃ）信号を出力するように動作する。

【００８５】このマルチプレクサ５７および５８の出力
波形を図８（Ｅ）および（Ｆ）に示す。

【００８６】ここで、図８（Ｅ）、（Ｆ）は１ライン毎
に「ハイレベル」と「ローレベル」とを交互に繰り返
し、かつ位相差が１８０°である。これはＳＥＣＡＭ方
式にかぎり、２種類のサブキャリア周波数が１ライン毎
に交互に出力されることに起因するものである。

【００８７】一方、ＰＡＬ方式の場合には、各部の動作
波形は図９に示す波形図となる。

【００８８】ＰＡＬ方式の場合には、ＳＥＣＡＭと違っ
て、カラーサブキャリア周波数は全ライン同じなので、
図９（Ｂ）に示す如く、ＬＰＦ４２の出力信号にレベル
差は生じない。

【００８９】したがって、図８（Ｃ）、（Ｄ）に示す如
く、サンプルホールド回路５５、および５６の出力信号
も等しくなり、これをマルチプレクサ５７および５８に
て１Ｈ毎に交互にセレクトしても、マルチプレクサ５
７、５８からの出力は、ＳＥＣＡＭの場合のように１Ｈ
毎のレベル差は生じず、図９（Ｅ）、（Ｆ）に示す如
く、一定レベルの直流信号が出力されるのみとなる。

【００９０】この結果、上述の位相比較器５０の２つの
入力信号〔図９（Ｅ）、（Ｆ）〕は、図９（Ｇ）に示す
如く、一定レベルの信号のため、位相比較器５０からの
出力信号は０となる。

【００９１】また、図８（Ｇ）および図９（Ｇ）に示す
電圧信号から分かるように、ＳＥＣＡＭ方式およびＰＡ
Ｌ方式の各々の電圧信号は異なるため、コンパレータ５
４からの判別信号は、ＳＥＣＡＭ方式ではハイレベル、
ＰＡＬ方式ではローレベルとそれぞれ異なった信号とし
て出力され、両方式を判別できる。

【００９２】なお、図１に示す実施例において、９０°
位相器２８はＡＰＦ１４とマルチプレクサ１２との間に
介挿されてもよく、またＡＰＦ１４と位相比較器４０と
の間に介挿されてもよい。また、位相比較器４０の２つ
の入力は、ＡＰＦ１４のｆ0調整時には図１のように入
力し、信号判別時（ＢＧＰ期間）には、位相比較器４０
の２入力をＡＰＦ１４の入出力部から供給してもよい。

【００９３】次に、ノイズ、クロストークの多いＰＡＬ
信号が入力されたときの動作について、図１２を用い
て、従来技術である図１１と本発明の実施例である図１
を比較しながら説明する。

【００９４】ここで、図１２（Ａ）はノイズのない場合
のＰＡＬ信号が入力されたときのＬＰＦ４２の出力波形
である。この場合、ライン毎のレベルさはほとんどない
ので、従来技術、開発技術ともに正常に判別する。

【００９５】また、図１２（Ｂ）はノイズが多い場合の
ＰＡＬ信号が入力されたときのＬＰＦ４２の出力波形で
ある。

【００９６】信号中にノイズが多く含まれている場合、
図１２（Ａ）と違ってライン毎にバースト周波数検出出
力にレベル差が生じる。図１２（Ｂ）のような信号にお
いて、従来技術の各部波形は（Ｃ）〜（Ｆ）となる。

【００９７】これから判るように、図１１の位相比較器
５０の２つの入力信号に該当する（Ｃ）および（Ｄ）信
号の位相差は、タイミングによって１８０°となってし
まう場合があり、そのため、図１２（Ｅ）に示す如く、
ＬＰＦ５２の出力レベルが上昇して、コンバータのスレ
ッショルドレベルＶrefを越えると、判別出力はＳＥＣ
ＡＭに切換わってしまう。

【００９８】一方、開発技術の場合には、各部波形は図
１２（Ｇ）〜（Ｊ）のようになる。

【００９９】図１２（Ｇ）は図１のＳ＆Ｈ５５の出力波
形を示しており、図１２（Ｂ）において、奇数ラインの
信号のピークを平均化したものである。

【０１００】図１２（Ｈ）は図１のＳ＆Ｈ５６の出力波
形を示しており、図１２（Ｂ）において偶数ラインの信
号のピークを平均化したものである。

【０１０１】尚、図１のサンプルホールド回路５５、５
６の時定数は、図８及び図９（Ｃ）、（Ｄ）に示すよう
に数１０水平走査期間（Ｈ）の間ピーク値を保持するよ
うに長く設定されている。このため、サンプルホールド
回路５５、５６からの出力信号は、ＰＡＬ信号受信時
に、図１２の（Ｂ）に示す如く、３番目、７番目、９番
目および１０番目の水平走査期間にノイズが含まれた信
号が入力されても、このノイズに変動することなく、平
均的なピークレベルを得ることができる。つまり、図１
２（Ｂ）の９番目および１０番目の水平走査期間ような
数Ｈ程度の連続ノイズが発生しても、サンプルホールド
回路５５、５６からの出力は図９（Ｃ）（Ｄ）に示す如
く殆ど変動せず、ＬＰＦ５２の出力レベルはＶrefを越
えないので、コンパレータ５４の出力は安定して「ロー
レベル」となり、正常な判別信号が得られる。一方、Ｓ
ＥＣＡＭ信号受信時、サンプルホールド回路５５、５６
からの出力は、図８（Ｃ）（Ｄ）に示す如くハイレベル
若しくはローレベルの直流信号となっている。これらの
直流信号は、マルチプレクサ５７、５８にて１水平走査
期間毎に切り換えられ、互いに位相が１８０度異なる矩
形波に変換され、これらの矩形波が位相比較器５０に入
力される。位相比較器５０では、２つの矩形波の位相比
較（位相検波）が行われ、位相比較器５０からはハイレ
ベルの判別信号が出力される。尚、サンプルホールド回
路５５、５６からの直流信号は、マルチプレクサ５７、
５８により交流信号（矩形波）に変換されて位相検波さ
れるため、入力信号中にノイズが生じてもこのノイズが
相殺される。

【０１０２】

【発明の効果】本発明はサブキャリア周波数に応じた電
圧信号に対して、比較的長い時定数を有し、かつ充電時
定数に比べて放電時定数を大きくして前記電圧信号のピ
ーク値をホールドするようなサンプルホールド手段を設
けた。これによりノイズ、クロストークの影響を小さく
できる。また、同一特性のサンプルホールド手段を２つ
有することにより、ＳＥＣＡＭのように１Ｈ毎に電圧信
号レベルの大きく違う場合にも、時定数を短くしなくて
も判別感度が劣下することはない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例を示すブロック図である。

【図２】本実施例に用いられるＡＰＦの一例を示す回路
図である。

【図３】図２に示すＡＰＦに用いられるジャイレータの
一例を示す回路図である。

【図４】図２に示すＡＰＦの周波数一移相量特性を示す
回路図である。

【図５】本実施例に用いられる９０°移相器の一例を示
す回路図である。

【図６】本実施例に用いられる位相比較器の一例を示す
回路図である。

【図７】図６に示す位相比較器の動作波形図である。

【図８】本実施例におけるＳＥＣＡＭ方式での各部の動
作波形図である。

【図９】本実施例におけるＰＡＬ方式での各部の動作波
形図である。

【図１０】本実施例に用いられるサンプルホールド回路
の一例を示す回路図である。

【図１１】従来技術を示すブロック図である。

【図１２】従来技術と本発明とのノイズ大のＰＡＬ信号
入力時の動作比較図である。

【符号の説明】

１０ テレビ信号判別回路 １２ マルチプレクサ １４ ＡＰＦ ２８ ９０°移相器 ４０ 位相比較器 ４２ ＬＰＦ ４４ ＬＰＦ ４６ サンプルホールド回路 ４８ １Ｈ遅延回路 ５０ 位相比較器 ５２ ＬＰＦ ５５ サンプルホールド回路 ５６ サンプルホールド回路 ５７ マルチプレクサ ５８ マルチプレクサ

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−77390（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−219788（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−213497（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−258577（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−233896（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04N 9/64 H04N 9/66 H04N 11/18

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力カラー信号からのサブキャリア周波
   数を取り出すためのサブキャリア周波数検出手段及び該
   サブキャリア周波数に応じた電圧信号を出力するＬＰＦ
   を有する電圧信号出力手段と、前記電圧信号を入力信号
   として互いに１水平走査期間（１Ｈ）位相が異なる２水
   平走査期間（２Ｈ）間隔のパルス信号でサンプルホール
   ドされる第１、第２のサンプルホールド手段と、前記第
   １、第２のサンプルホールド手段の出力信号を１水平走
   査ライン毎に交互に取り出す第１の切換手段と、該第１
   切換手段の切り換え状態と逆になるように前記第１、第
   ２のサンプルホールド手段の出力信号を１水平走査ライ
   ン毎に交互に取り出す第２の切換手段と、前記第１の切
   換手段からの出力信号と第２の切換手段からの出力信号
   とを位相比較して判別信号を出力する判別信号出力手段
   とを備えるテレビ信号判別回路。
2. 【請求項２】 前記第１、第２のサンプルホールド手段
   は、同一特性のサンプルホールド回路であることを含
   む、請求項１記載のテレビ信号判別回路。