JPH10136222A - ディスプレイ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング周波数と水平偏向周波数とのビ
ートによるノイズが発生しにくく、水平偏向周波数の変
化範囲を大きくすることができるディスプレイ装置を提
供する。 【解決手段】 高圧発生回路１０は水平発振パルスもし
くはその２倍の周波数のパルスによってドライブする。
チョッパ回路１１，水平偏向出力回路１２，電源制御回
路１４は、水平発振パルスもしくはその２倍の周波数の
パルスあるいは４倍の周波数のパルスによってスイッチ
ングする。水平発振パルスの周波数を周波数判別回路
７，８によって判別し、選択回路４，９によっていずれ
の周波数のパルスを用いるかを選択する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、陰極線管を用いた
各種のディスプレイ装置に係り、特に、マルチスキャン
型ディスプレイ装置おける高圧発生回路や水平偏向出力
回路あるいは電源制御回路のスイッチングを改良したデ
ィスプレイ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機や走査周波数可変の
マルチスキャン型ディスプレイ装置等の陰極線管（受像
管）を用いて画像表示する画像表示装置においては、電
圧変換部が必要である。周知の通り、電圧変換部として
は入力電源部があり、また、水平偏向出力回路や高圧発
生回路への印加電圧を制御する回路部がある。これらの
電圧変換部は、スイッチング方式が主流となっている。
一般に、スイッチング回路では、同一出力電力を得る場
合、スイッチング周波数が低いとスイッチングトランス
の形状が大きくなり、平滑用のチョークコイルのインダ
クタンス及びコンデンサの容量を大きくする必要があ
る。

【０００３】表１は、あるメーカーのスイッチングトラ
ンスから取り出せる最大出力の、周波数による相違を表
した例である。表１では、４２ＲＣと称されているトラ
ンスコアサイズと５５ＲＣと称されているトランスコア
サイズとを示している。この表１より、スイッチング周
波数が低いと、コアサイズ、即ちトランスの形状を大き
くする必要があることが分かる。

【０００４】

【表１】

【０００５】図７は一般的な電圧降圧型スイッチング回
路（ＤＣ−ＤＣチョッパ回路）の基本構成を示す回路
図、図８はその動作を説明するための波形図である。図
７において、ＦＥＴＱは入力電圧Ｖｉをパルス幅変調回
路ＰＷＭからのＰＷＭ波によってスイッチングする。こ
のスイッチングにより得られた出力はチョークコイルＬ
及び平滑コンデンサＣで平滑し、出力電圧Ｖｏと図８に
示すような電流Ｉｏを得る。

【０００６】今、電流Ｉｏを一定とし、チョークコイル
Ｌに流れる電流の変化分をΔＩL 、平滑コンデンサＣの
リップル電圧をΔＶｏとすると、 Ｖｏ＝｛Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff ）｝×Ｖｉ＝ｄｕｔｙ・Ｖｉ …（１） ΔＩL ＝｛（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌ｝×Ｔon ＝｛（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌ｝×（ｄｕｔｙ／ｆｒｅｑ） …（２） ΔＶｏ＝（１／Ｃ）×（ΔＩL ／２）×Ｔon ＝（ΔＩL ／２Ｃ）×（ｄｕｔｙ／ｆｒｅｑ） …（３） となる。なお、式（１）〜（３）において、ｄｕｔｙと
はデューティであり、ｆｒｅｑとはスイッチング周波数
である。

【０００７】入力電圧Ｖｉと必要な出力電圧Ｖｏが定ま
れば、一義的にスイッチオンのデューティが定まる。そ
の結果、ΔＩL とΔＶｏを定めれば、スイッチング周波
数（ｆｒｅｑ）が小さいほど、チョークコイルＬのイン
ダクタンス及び平滑コンデンサＣの容量を大きくする必
要があることが分かる。

【０００８】そのスイッチング周波数としては、水平偏
向周波数に対しての同期型と非同期型とがある。スイッ
チング周波数が水平偏向周波数に同期しない非同期型の
場合、設計の自由度があるが、スイッチング周波数と水
平偏向周波数とのビートによるノイズの影響が画面に出
やすい。一方、同期型の場合には、最低周波数に合わせ
てスイッチングトランスの形状やチョークコイルＬ及び
平滑コンデンサＣの容量を決定することになる。

【０００９】ところで、マルチスキャン型ディスプレイ
装置には、水平偏向周波数が３０ｋＨｚから８０〜９０
ｋＨｚのものがある。その中には、水平偏向周波数に同
期させて入力電源部をスイッチングしたり、水平偏向出
力回路あるいは高圧発生回路の印加電圧を制御するの
に、その周波数でスイッチングするＤＣ−ＤＣチョッパ
回路がある。最低周波数が３０ｋＨｚ程度のスイッチン
グ周波数であれば、トランスあるいはチョークコイルＬ
が大きくなるとは言え、多少コスト的に不利になっても
上記のＤＣ−ＤＣチョッパ回路を使用することが多い。
しかしながら、テレビジョンの標準方式に準じた１５．
７３４ｋＨｚにも対応しようとすると、周波数が低いた
め、トランスあるいはチョークコイルＬが大きくなり、
コスト，実装面から犠牲を強いられる。

【００１０】周知のように、水平偏向／高圧発生分離型
の高圧発生回路においては、フライバックパルスを発生
させ、高圧トランスで昇圧し、これを整流して高圧を得
る。周期をｔH 、帰線時間をｔｒ、高圧トランスの入力
電圧をＶｂ、比例定数をａとすると、高圧ＥHTは、 ＥHT＝（π／２）×（ｔH ／ｔｒ−１）×Ｖｂ×ａ …（４） となる。

【００１１】水平偏向周波数が３０ｋＨｚから８０〜９
０ｋＨｚのマルチスキャン型ディスプレイ装置では、フ
ライバックパルスを発生させるためのスイッチング周波
数としてその水平偏向周波数を基本周波数としてスイッ
チングすることが多い。しかし、水平偏向周波数が１５
ｋＨｚから８０〜９０ｋＨｚのマルチスキャン型ディス
プレイ装置では、周波数の変化範囲が大きいため、その
ままの周波数では高圧トランスの正規の性能を得ること
ができない。そこで、周波数の範囲を区切って周波数の
分周率を変え、１／３，１／２，１／１と周波数逓減し
て、周波数の変化範囲を狭めてスイッチングすることが
多い。

【００１２】このような周波数逓減を行う高圧発生回路
の欠点としては次のことが挙げられる。 （ａ）走査線の束ね現象が発生する。 （ｂ）負荷変動に対し高圧制御回路の応答が遅くなる。 （ｃ）ダミーヨークが必要になる。 束ね現象とは、周波数を１／３，１／２のように分周し
たときに、走査線がそれぞれ３本，２本ずつ束ねられた
ように見えることである。これは、高圧制御回路の高圧
コンデンサをフライバックパルスで充電するのに、走査
線３本あるいは２本走査する毎に１回充電することにな
り、その間、高圧が低下し、その高圧変化に伴ってビー
ムの偏向位置がずれるためである。負荷変動に対し高圧
制御回路の応答が遅くなるのは、高圧に関しては上記の
ように走査線３本あるいは２本に１回しか高圧コンデン
サを充電できないためである。

【００１３】高圧トランスのコアの損失は、周波数が低
い程大きくなる。１５ｋＨｚのように低い周波数の場合
には、ダミーヨークに電流を分流させることによって、
発熱を抑えなければならない。ダミーヨークが必要な場
合には、コスト及び基板への実装上不利である。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】そこで、周波数を分周
しないで逓倍する方法がある。一般的に周波数を逓倍す
る方法としては、ＰＬＬ方式がある。図９はＰＬＬ回路
の一般的構成を示すブロック図である。図９において、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）２２の発振周波数を分周器２
３によって１／ｎに分周する。さらに、位相比較誤差電
圧発生器２１によって分周器２３の出力と入力周波数ｆ
H とを位相比較し、誤差に応じて得られる誤差電圧を平
滑化してＶＣＯ２２からの発振周波数を制御する。これ
によって、逓倍周波数ｎ・ｆH を得る。

【００１５】しかしながら、水平偏向周波数が１５ｋＨ
ｚから８０〜９０ｋＨｚのマルチスキャン型ディスプレ
イ装置のように、広範囲の周波数をＰＬＬ回路によって
引き込むには、フリーラン周波数を目標近くの周波数に
するため、バイアス電圧の供給、引き込みの強さ、引き
込み範囲、安定度等を考慮すると、回路が複雑化してし
まう。高圧発生回路では、周波数の変化範囲が大きいと
きには、帰線時間ｔｒ、即ち、共振コンデンサの切換、
供給電圧の変化範囲を大きくすることが必要となってし
まう。

【００１６】本発明はこのような問題点に鑑みなされた
ものであり、スイッチング周波数と水平偏向周波数との
ビートによるノイズが発生しにくく、水平偏向周波数の
変化範囲を大きくすることができ、また、ダミーヨーク
を必要とすることなく、チョークコイルや平滑コンデン
サの容量を小さくすることができ、コスト及び基板への
実装上有利で、さらに、走査線の束ね現象が発生するこ
となく、高圧負荷変動に対して応答が速いディスプレイ
装置を提供することを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、高圧発生回路（１０）
と、この高圧発生回路に電圧を供給するチョッパ回路
（１１）とを備えたディスプレイ装置において、水平発
振周波数を有する水平発振パルスに同期したデューティ
略５０％のパルスを発生する第１の波形発生回路（２）
と、前記第１の波形発生回路より出力されたパルスの周
波数を逓倍する第１の周波数逓倍回路（３）と、前記第
１の周波数逓倍回路より出力されたパルスと前記水平発
振パルスとを選択的に出力する第１の選択回路（４）
と、前記第１の選択回路より出力されたパルスに同期し
たデューティ略５０％のパルスを発生する第２の波形発
生回路（５）と、前記第２の波形発生回路より出力され
たパルスの周波数を逓倍する第２の周波数逓倍回路
（６）と、前記第２の周波数逓倍回路より出力されたパ
ルスと前記水平発振パルスとを選択的に出力する第２の
選択回路（９）と、前記水平発振周波数が第１の周波数
より大きいか小さいか判別して前記第１の選択回路を切
り換え制御する第１の周波数判別回路（７）と、前記水
平発振周波数が第２の周波数より大きいか小さいか判別
して前記第２の選択回路を切り換え制御する第２の周波
数判別回路（８）とを設け、前記高圧発生回路には前記
第２の波形発生回路より出力されたパルスを供給して前
記高圧発生回路をドライブすると共に、前記チョッパ回
路には前記第２の周波数逓倍回路より出力されたパルス
を供給して前記チョッパ回路をスイッチングすることを
特徴とするディスプレイ装置を提供するものである。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明のディスプレイ装置
について、添付図面を参照して説明する。図１は本発明
のディスプレイ装置の一実施例を示す回路図、図２及び
図３は本発明のディスプレイ装置の動作を説明するため
の波形図、図４及び図５は本発明のディスプレイ装置の
動作を説明するための図、図６は本発明と従来とを比較
するための回路図である。

【００１９】図１において、波形成形回路１は入力され
た水平発振波形（水平発振周波数ｆH ）を波形成形し、
約３μＳ幅のトリガパルスを生成する。図２（Ａ）には
波形成形回路１の出力波形を示している。このトリガパ
ルスのパルス幅は、スイッチングレギュレータが同期信
号として必要とするパルス幅とする。トリガパルスはデ
ューティ５０％の波形を発生する第１の波形発生回路２
におけるワンショットマルチ回路ＩＣ１に入力される。
このワンショットマルチ回路ＩＣ１の出力は抵抗Ｒ３，
コンデンサＣ３で構成されるフィルタ回路によって平滑
化されてオペアンプＯＰ１の（−）端子に入力される。
オペアンプＯＰ１の（＋）端子には、電源Ｖccを抵抗Ｒ
４，Ｒ５で分割した基準電圧が印加されている。Ｒ４＝
Ｒ５とすると、Ｖcc／２が基準電圧となる。

【００２０】オペアンプＯＰ１の出力は抵抗Ｒ２を介し
てＰＮＰトランジスタＱ１のベースに与えられる。その
エミッタは抵抗Ｒ１を介して電源Ｖccに接続されてお
り、トランジスタＱ１のコレクタ電流がワンショットマ
ルチ回路ＩＣ１の時定数コンデンサＣ１を充電して、出
力パルス幅が決定される。この出力パルス幅を平滑化し
た電圧が基準電圧（Ｖcc／２）となるように、ワンショ
ットマルチ回路ＩＣ１，オペアンプＯＰ１，トランジス
タＱ１の制御ループが動作する。平滑電圧がＶcc／２の
ときは、デューティが５０％のときである。なお、波形
発生回路２中のＣ２，Ｃ４は積分コンデンサである。

【００２１】このようにして、波形発生回路２は、回路
定数を適宜に選択することにより、水平偏向周波数が１
０ｋＨｚから７０ｋＨｚ程度の範囲に渡っても、デュー
ティ略５０％のパルスを発生することができる。

【００２２】波形発生回路２（ワンショットマルチ回路
ＩＣ１）より出力された図２（Ｂ）に示すデューティ５
０％のパルスは、第１の周波数逓倍回路３におけるＥＸ
−ＯＲ回路ＩＣ２の端子ａに入力される。なお、周波数
逓倍回路３は一例として２倍回路である。また、入力さ
れたパルスは抵抗Ｒ６及びＲ７，ダイオードＤ１，コン
デンサＣ５で構成される積分回路により遅延され、ＥＸ
−ＯＲ回路ＩＣ２の端子ｂに入力される。その結果、Ｅ
Ｘ−ＯＲ回路ＩＣ２の出力端子ｃには、図２（Ｃ）に示
すように、積分時定数に依存したパルス幅を持った２倍
の周波数２ｆH のパルスが得られる。このようにして、
ＰＬＬ回路を用いることなく、自動的に広い周波数範囲
に渡って、入力された水平偏向周波数の２倍の周波数の
パルスを発生させることができる。

【００２３】波形成形回路１より出力された周波数ｆH
の水平発振波形は、周波数判別回路７，８にも入力され
る。一例として、第１の周波数判別回路７は周波数ｆH
が２９ｋＨｚ以下か２９ｋＨｚより大きいかを判別し、
第２の周波数判別回路８は周波数ｆH が６０ｋＨｚ以下
か６０ｋＨｚより大きいかを判別する。周波数判別回路
７は、周波数ｆH が２９ｋＨｚ未満のときにハイを、２
９ｋＨｚ以上のときにローを、第１の選択回路４に対し
て出力する。周波数判別回路８は、周波数ｆH が６０ｋ
Ｈｚ未満のときにハイを、６０ｋＨｚ以上のときにロー
を、第２の選択回路９に対して出力する。

【００２４】選択回路４の端子ａには周波数逓倍回路３
より出力された周波数２ｆH のパルスが入力され、端子
ｂには波形成形回路１より出力された周波数ｆH のパル
スが入力される。選択回路４は周波数判別回路７による
判別結果であるロー，ハイの信号に応じて端子ａ，ｂを
選択的に切り換える。即ち、選択回路４は、周波数ｆH
が２９ｋＨｚ未満のときには端子ａに接続して周波数２
ｆH のパルスを選択し、２９ｋＨｚ以上のときには端子
ｂに接続して周波数ｆH のパルスを選択する。なお、選
択回路９の動作は後に詳述することとする。

【００２５】選択回路４より出力されたデューティ５０
％の周波数ｆH もしくは周波数２ｆH のパルスは、デュ
ーティ５０％の波形を発生する第２の波形発生回路５に
おけるワンショットマルチ回路ＩＣ３にトリガパルスと
して入力される。このワンショットマルチ回路ＩＣ３の
出力は抵抗Ｒ１０，コンデンサＣ８で構成されるフィル
タ回路によって平滑化されてオペアンプＯＰ２の（−）
端子に入力される。オペアンプＯＰ２の（＋）端子に
は、電源Ｖccを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分割した基準電圧
が印加されている。Ｒ１１＝Ｒ１２とすると、Ｖcc／２
が基準電圧となる。

【００２６】オペアンプＯＰ２の出力は抵抗Ｒ９を介し
てＰＮＰトランジスタＱ２のベースに与えられる。その
エミッタは抵抗Ｒ８を介して電源Ｖccに接続されてお
り、トランジスタＱ２のコレクタ電流がワンショットマ
ルチ回路ＩＣ３の時定数コンデンサＣ６を充電して、出
力パルス幅が決定される。この出力パルス幅を平滑化し
た電圧が基準電圧（Ｖcc／２）となるように、ワンショ
ットマルチ回路ＩＣ３，オペアンプＯＰ２，トランジス
タＱ２の制御ループが動作する。平滑電圧がＶcc／２の
ときは、デューティが５０％のときである。なお、波形
発生回路５中のＣ７，Ｃ９は積分コンデンサである。

【００２７】波形発生回路５では、回路定数を適宜に選
択することにより、水平偏向周波数が２０ｋＨｚから１
４０ｋＨｚ以上を周波数応答範囲とし、水平偏向周波数
が２０ｋＨｚから１４０ｋＨｚ以上の範囲に渡っても、
デューティ略５０％のパルスを発生することができる。

【００２８】波形発生回路５（ワンショットマルチ回路
ＩＣ３）より出力されたデューティ５０％のパルスは、
高圧発生回路１０に入力される。ワンショットマルチ回
路ＩＣ３より出力されたパルスは、高圧発生回路１０中
のＮＰＮトランジスタＱ３とＰＮＰトランジスタＱ４と
で構成されるプッシュプル回路の共通ベースに接続され
ており、共通エミッタから、コンデンサＣ１１，ダイオ
ードＤ３，抵抗Ｒ１５で構成されるクランプ回路を経
て、高圧出力ＦＥＴＱ４をドライブして高圧トランスＴ
１をスイッチングする。なお、高圧発生回路１０中のＣ
１２はコンデンサである。

【００２９】以上の構成により、この高圧発生回路１０
におけるドライブ信号の周波数は、図４に示すように、
水平発振周波数ｆH が２９ｋＨｚ未満のときには水平発
振周波数ｆH の２倍の周波数２ｆH となり、２９ｋＨｚ
以上のときには水平発振周波数ｆH そのままとなる。

【００３０】また、波形発生回路５（ワンショットマル
チ回路ＩＣ３）より出力されたデューティ５０％のパル
スは、第２の周波数逓倍回路６におけるＥＸ−ＯＲ回路
ＩＣ４の端子ａに入力される。なお、周波数逓倍回路６
は一例として２倍回路である。また、入力されたパルス
は抵抗Ｒ１３及びＲ１４，ダイオードＤ２，コンデンサ
Ｃ１０で構成される積分回路により遅延され、ＥＸ−Ｏ
Ｒ回路ＩＣ４の端子ｂに入力される。その結果、ＥＸ−
ＯＲ回路ＩＣ４の出力端子ｃには、積分時定数に依存し
たパルス幅を持った、さらに２倍の周波数のパルスが得
られる。波形発生回路５より出力されたパルスが周波数
ｆH であれば、周波数逓倍回路６の出力は周波数２ｆH
となり、波形発生回路５より出力されたパルスが周波数
２ｆH であれば、周波数逓倍回路６の出力は周波数４ｆ
H となる。

【００３１】選択回路９の端子ａには周波数逓倍回路６
より出力された周波数２ｆH もしくは４ｆH のパルスが
入力され、端子ｂには波形成形回路１より出力された周
波数ｆH のパルスが入力される。選択回路９は周波数判
別回路８による判別結果であるロー，ハイの信号に応じ
て端子ａ，ｂを選択的に切り換える。即ち、選択回路９
は、図５に示すように、水平発振周波数ｆH が２９ｋＨ
ｚ未満のときには水平発振周波数ｆH の４倍の周波数４
ｆH のパルスを出力し、２９ｋＨｚ以上の６０ｋＨｚ未
満のときには水平発振周波数ｆH の２倍の周波数２ｆH
のパルスを出力し、６０ｋＨｚ以上のときには水平発振
周波数ｆH そのままのパルスを出力する。

【００３２】選択回路９より出力された周波数ｆH ，２
ｆH ，４ｆH のパルスは、高圧発生回路１０のチョッパ
回路１１，水平偏向出力回路１２，電源制御回路１４の
トリガパルスとして用いられる。即ち、選択回路９より
出力されたパルスは、チョッパ回路１１中の図示してい
ないパルス幅変調回路に供給される。チョッパ回路１１
はこのパルスによってスイッチングし、高圧発生回路１
０（高圧トランスＴ１）に電圧を供給する。また、選択
回路９より出力されたパルスは、水平偏向出力回路１２
に含まれる図示していない供給電圧制御回路のスイッチ
ングレギュレータ制御回路（パルス幅変調回路）のトリ
ガパルスとしても用いられる。

【００３３】さらに、選択回路９より出力されたパルス
は、アイソレータ回路１３を介して電源制御回路１４に
入力され、電源制御回路１４に含まれる図示していない
スイッチングレギュレータ制御回路（パルス幅変調回
路）のトリガパルスとしても用いられる。なお、電源制
御回路１４とは入力電源部の一部の回路であり、このデ
ィスプレイ装置の種々の回路に電源電圧を供給するため
のものである。

【００３４】図３は、９０ｋＨｚと３０ｋＨｚのときの
高圧出力ＦＥＴＱ４のドライブ波形と帰線パルス波形を
示している。ＦＥＴはトランジスタとは異なり、蓄積時
間がないため、図３より分かるように、ドライブ電圧が
オフになった時点から帰線パルスが発生する。ダンパー
ダイオードの機能は高圧出力ＦＥＴＱ４が備えている。
この帰線時間ｔｒを例えば３．５μＳとすると、帰線時
間ｔｒを一定、即ち、共振コンデンサの切り換え回路な
しで高圧発生回路１０を動作させることができる。

【００３５】帰線パルスの交流分Ｖcp（ｔ）は、 Ｖcp（ｔ）＝（π／２）×｛（ｔH −ｔｒ）／ｔｒ｝×Ｖｂsin ωｔ， ０≦ｔ≦ｔｒ，ω＝π／ｔｒ …（５） となり、その平均値は、｛（ｔH −ｔｒ）／ｔH ｝×Ｖ
ｂとなる。なお、ｔH は周期である。

【００３６】高圧の整流に寄与するのは平均値より正の
部分Ｖo-p であり、 Ｖo-p ＝｛（ｔH −ｔｒ）／ｔｒ｝×Ｖｂ×（π／２−ｔｒ／ｔH ） …（６） となる。

【００３７】（６）式で、９０ｋＨｚ，３０ｋＨｚのと
きの高圧トランスＴ１への入力電圧及び周期をそれぞ
れ、Ｖｂ(90)，Ｖｂ(30)，ｔH(90) ，ｔH(30) とし、帰
線時間ｔｒを３．５μＳとすると、 （ｔH(90) ／ｔｒ−１）×Ｖｂ(90)×（π／２−ｔｒ／
ｔH(90) ）＝（ｔH(30) ／ｔｒ−１）×Ｖｂ(30)×（π
／２−ｔｒ／ｔH(30) ） となり、 （１１．１／３．５−１）×Ｖｂ(90)×（π／２−３．
５／１１．１）＝（３３．３／３．５−１）×Ｖｂ(30)
×（π／２−３．５／３３．３） となる。よって、Ｖｂ(90)／Ｖｂ(30)＝４．６となる。
以上より、高圧発生回路１０によって発生する高圧を一
定にするためには、上記の電圧の関係があればよいこと
が分かる。

【００３８】図６（Ａ）は本発明による高圧発生回路１
０及びチョッパ回路１１を簡略化して図示するものであ
り、図６（Ｂ）は本発明を用いない従来の高圧発生回路
及びチョッパ回路を簡略化して図示するものである。従
来においては、ダミーヨーク（ダミーＤＹ）や複数の共
振コンデンサとその切り換え回路が必要であるが、本発
明によれば、図６（Ａ）に示すように、非常に簡単な構
成とすることができる。

【００３９】本発明によれば、水平偏向周波数が１５ｋ
Ｈｚから９０ｋＨｚであっても、高圧発生回路１０とし
ては、３０ｋＨｚから９０ｋＨｚで動作させることがで
きる。また、高圧発生回路１０のドライブとチョッパ回
路１１等のスイッチングを同期型とすることができるの
で、従来の問題点は良好に解決される。なお、本発明に
関連したものとして、特開平５−３０４６１５号公報に
記載のものがあるが、本発明では、図４及び図５に示す
ように、高圧発生回路１０のドライブ周波数と、チョッ
パ回路１１や水平偏向出力回路１２や電源制御回路１４
のスイッチング周波数とを分けて駆動しているので、よ
り効果的に上述した問題点を解決することができる。

【００４０】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明のデ
ィスプレイ装置は、高圧発生回路には第２の波形発生回
路より出力されたパルスを供給して高圧発生回路をドラ
イブすると共に、チョッパ回路には第２の周波数逓倍回
路より出力されたパルスを供給してチョッパ回路をスイ
ッチングするよう構成したので、スイッチング周波数と
水平偏向周波数とのビートによるノイズが発生しにく
く、水平偏向周波数の変化範囲を大きくすることがで
き、また、ダミーヨークを必要とすることなく、チョー
クコイルや平滑コンデンサの容量を小さくすることがで
き、コスト及び基板への実装上有利で、さらに、走査線
の束ね現象が発生することなく、高圧負荷変動に対して
応答が速いディスプレイ装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】本発明を説明するための波形図である。

【図３】本発明を説明するための波形図である。

【図４】本発明の動作を説明するための図である。

【図５】本発明の動作を説明するための図である。

【図６】本発明と従来とを比較するための回路図であ
る。

【図７】一般的な電圧降圧型スイッチング回路の基本構
成を示す回路図である。

【図８】図７に示す電圧降圧型スイッチング回路の動作
を説明するための波形図である。

【図９】ＰＬＬ回路の一般的構成を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

１ 波形成形回路 ２，５ 波形発生回路 ３，６ 周波数逓倍回路 ４，９ 選択回路 ７，８周波数判別回路 １０ 高圧発生回路 １１ チョッパ回路 １２ 水平偏向出力回路 １３ アイソレータ回路 １４ 電源制御回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】高圧発生回路と、この高圧発生回路に電圧
   を供給するチョッパ回路とを備えたディスプレイ装置に
   おいて、 水平発振周波数を有する水平発振パルスに同期したデュ
   ーティ略５０％のパルスを発生する第１の波形発生回路
   と、 前記第１の波形発生回路より出力されたパルスの周波数
   を逓倍する第１の周波数逓倍回路と、 前記第１の周波数逓倍回路より出力されたパルスと前記
   水平発振パルスとを選択的に出力する第１の選択回路
   と、 前記第１の選択回路より出力されたパルスに同期したデ
   ューティ略５０％のパルスを発生する第２の波形発生回
   路と、 前記第２の波形発生回路より出力されたパルスの周波数
   を逓倍する第２の周波数逓倍回路と、 前記第２の周波数逓倍回路より出力されたパルスと前記
   水平発振パルスとを選択的に出力する第２の選択回路
   と、 前記水平発振周波数が第１の周波数より大きいか小さい
   か判別して前記第１の選択回路を切り換え制御する第１
   の周波数判別回路と、 前記水平発振周波数が第２の周波数より大きいか小さい
   か判別して前記第２の選択回路を切り換え制御する第２
   の周波数判別回路とを設け、 前記高圧発生回路には前記第２の波形発生回路より出力
   されたパルスを供給して前記高圧発生回路をドライブす
   ると共に、 前記チョッパ回路には前記第２の周波数逓倍回路より出
   力されたパルスを供給して前記チョッパ回路をスイッチ
   ングすることを特徴とするディスプレイ装置。
2. 【請求項２】水平偏向出力回路と電源制御回路とをさら
   に備え、前記水平偏向出力回路と前記電源制御回路との
   少なくとも一方に、前記第２の周波数逓倍回路より出力
   されたパルスを供給して前記水平偏向出力回路と前記電
   源制御回路との少なくとも一方をスイッチングすること
   を特徴とする請求項１記載のディスプレイ装置。