JPH05273931A - ラスタ歪補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 バリアブルスキャン形のディスプレイ機器に
用いられるラスタ歪補正回路において、垂直パラボラ波
の位相遅れによって生じる縦線上部曲がりを防止する。 【構成】 ＤＣ／ＤＣコンバータ２は直流電源電圧Ｖcc
を水平偏向周波数に応じて電圧ＶccA とする。この電圧
ＶccA を積分回路４，直流駆動回路５，パラボラ波重畳
直流駆動回路６，パラボラ波重畳直流出力回路７，パラ
ボラ波変調回路８によって垂直パラボラ波変調された電
圧ＶccB として水平偏向出力回路９に供給する。水平偏
向発振回路１１，水平偏向駆動回路１０は水平出力パル
スを水平偏向出力回路９に供給する。制御回路１５は交
流電源電圧がオンした後の所定時間後に積分回路４を開
放させるので、垂直パラボラ波の帰還があっても垂直パ
ラボラ波の位相遅れはなく、正確な左右糸巻歪補正が行
われる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、陰極線管（ＣＲＴ）を
用い、種々の偏向周波数に対応可能なディスプレイ機器
に用いて好適なラスタ歪補正回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＣＲＴを用いたディスプレイ機器では、
図８に示すように、高圧回路１０１によってＣＲＴ１０
４のアノード電極に高圧ＨＶが印加されており、電子ビ
ームをＣＲＴ１０４のカソード電極からアノード電極に
向けて放射させる。ＣＲＴ１０４のカソード電極には映
像増幅回路１０２より出力される映像信号が入力されて
おり、偏向回路１０３によって生成された図９（Ｂ）に
示す水平鋸波電流Ｉｙp-p を電磁偏向ヨーク１０５に供
給することにより、ＣＲＴ１０４に映像が表示される。
しかしながら、ＣＲＴ１０４の蛍光面は、図９（Ａ）に
示すように、カソード電極を中心とした同心球状にはな
く、平面に近い形状となっている。従って、水平方向及
び垂直方向共に両端に近づく程直線性が中心と比較して
伸張傾向となり、ＣＲＴ１０４に表示される映像は、図
１０（Ａ）に示すように、左右糸巻歪及び上下糸巻歪を
呈したラスタ形状となる。この左右糸巻歪に対しては、
図１０（Ｂ）に示すように、水平鋸波電流Ｉｙp-p を垂
直偏向周期のパラボラ波で変調して補正するのが一般的
である。

【０００３】ところで、種々の水平，垂直偏向周波数で
動作するコンピュータ機器との接続が可能な、種々の偏
向周波数に対応可能なディスプレイ機器、いわゆるバリ
アブルスキャン形（以下、バリスキャン形と言う）のデ
ィスプレイ機器では、水平偏向出力回路の水平出力トラ
ンジスタのコレクタパルスＶcpは電源電圧をＶcc、水平
偏向周期をＴH 、共振期間をＴR とすると、 Ｖcp＝Ｖcc｛（π／２）・（ＴH ／ＴR −１）＋１｝ …（１） で表される。従って、コレクタパルスＶcpを水平偏向周
波数にかかわらず略一定とするためには、水平偏向周波
数に応じて電源電圧Ｖccを変化させる必要がある。

【０００４】図３は、水平偏向周波数に応じて直流電源
電圧Ｖccを変化させる従来のラスタ歪補正回路の一例を
示すブロック図である。図３に示す従来のラスタ歪補正
回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧変換回路）２，水
平偏向周波数検出制御回路３，積分回路４，直流駆動回
路５，パラボラ波重畳直流駆動回路６，パラボラ波重畳
直流出力回路７，パラボラ波変調回路８，水平偏向出力
回路９，水平偏向駆動回路１０，水平偏向発振回路１
１，水平ＡＦＣ回路１２，ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１３より構成されている。

【０００５】図４は図３中のＤＣ／ＤＣコンバータ２〜
水平偏向出力回路９の部分の具体的回路図である。図４
において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、スイッチ２１，
このスイッチ２１をオンオフ制御するオンオフ制御回路
２２，ダイオードＤ２，コイルＬ２，出力コンデンサＣ
２より構成され、積分回路４は抵抗Ｒ４，コンデンサＣ
４より構成され、直流駆動回路５は、ｎｐｎトランジス
タＱ51及びＱ52，コンデンサＣ５，抵抗Ｒ５より構成さ
れている。パラボラ波重畳直流駆動回路６は、抵抗Ｒ61
及びＲ62，ｎｐｎトランジスタＱ６，ダイオードＤ61及
びＤ62より構成され、パラボラ波重畳直流出力回路７
は、ｎｐｎトランジスタＱ71及びＱ72，ｐｎｐトランジ
スタＱ73及びＱ74より構成されている。さらに、パラボ
ラ波変調回路８は、オペアンプ８１，コンデンサＣ81〜
Ｃ84，抵抗Ｒ81〜Ｒ89，ダイオードＤ８，ｎｐｎトラン
ジスタＱ８より構成され、水平偏向出力回路９は、コイ
ルＬ91，水平偏向コイルＬ92，コンデンサＣ91及びＣ9
2，ダイオードＤ９，ｎｐｎトランジスタ（水平出力ト
ランジスタ）Ｑ９より構成されている。

【０００６】また、図５は図３中の水平偏向発振回路１
１の具体的回路図であり、水平ＡＦＣ回路１２等の周辺
回路も併せて示している。図５において、水平偏向発振
回路１１は、パルス整形回路１１１，抵抗Ｒ111 〜Ｒ11
4 ，コンデンサＣ111 ，水平同期信号で同期制御されて
いるスイッチ１１２より構成され、破線で囲んだ抵抗Ｒ
112 〜Ｒ114 ，コンデンサＣ111 ，スイッチ１１２は充
放電時定数回路１１３を構成している。なお、水平ＡＦ
Ｃ回路１２に接続されている破線で囲んだ１６は抵抗及
びコンデンサより構成されるハイパスフィルタである
が、図３においてはこのハイパスフィルタ１６は省略し
ている。

【０００７】このように構成されるラスタ歪補正回路に
おいて、図４中の入力端子１より交流電源電圧を整流し
た第１の直流電源電圧Ｖccが入来し、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ２に供給される。水平偏向周波数検出制御回路３
は、水平偏向周波数を検出し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２
中のスイッチ２１をオンオフ制御するオンオフ制御回路
２２をこの水平偏向周波数に応じて制御することによ
り、電源電圧Ｖccを第２の直流電源電圧ＶccA に変換す
る。即ち、Ａ点では電圧ＶccA となる。この電圧ＶccA
は積分回路４，直流駆動回路５，パラボラ波重畳直流駆
動回路６，パラボラ波重畳直流出力回路７に供給され
る。また、積分回路４の出力は直流駆動回路５に供給さ
れる。パラボラ波変調回路８中のオペアンプ８１の一方
の端子８２には直流電圧が、他方の端子８３には垂直偏
向周期のパラボラ波電圧が印加されている。また、トラ
ンジスタＱ８は極性反転電流増幅器として作用する。そ
して、パラボラ波変調回路８は直流駆動回路５より出力
される直流駆動電流を垂直パラボラ波変調すると共に、
直流駆動電流量を制御する。

【０００８】そして、垂直パラボラ波変調された直流駆
動電流が供給されるパラボラ波重畳直流駆動回路６の出
力はパラボラ波重畳直流出力回路７に供給され、水平偏
向出力回路９には垂直パラボラ波変調された電圧が印加
される。即ち、Ｂ点では電圧ＶccB となり、水平偏向出
力回路９に供給される。水平偏向出力回路９には、後述
するように水平出力パルスが供給されるので、水平出力
トランジスタＱ９のコレクタにはコレクタパルスＶcpが
発生する。水平偏向出力回路９中の水平偏向コイルＬ92
に流れる水平鋸波電流Ｉｙp-p は、トレース期間をＴ
ｓ、水平偏向コイルＬ92のインダクタンスをＬとする
と、 Ｉｙp-p ＝ＶccB ・Ｔｓ／Ｌ …（２） で表される。従って、水平鋸波電流Ｉｙp-p は図１０
（Ｂ）を用いて説明したように垂直パラボラ波変調を受
けることが分かる。

【０００９】ところで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２は一般
にスイッチングレギュレータ等が用いられており、電源
電圧Ｖccをオン（投入）して電圧が安定化するまでの過
渡期間に水平偏向発振回路１１の水平偏向周波数が低い
方から立ち上がったり（水平偏向周期ＴH が大きい）、
電源の素早い切換に対して追従性が十分と言えず（電源
電圧Ｖccの変化が遅い）、（１）式から分かるように、
水平出力トランジスタＱ９のコレクタパルスＶcpが過大
となり、水平出力トランジスタＱ９の最大定格電圧を越
えて破壊に至る危険がある。また、パラボラ波重畳直流
出力回路７には垂直パラボラ波電流の波高値以上の直流
バイアス電流が必要である。従って、垂直パラボラ波電
流の波高値に応じてパラボラ波重畳直流出力回路７の印
加電圧（Ａ点，Ｂ点間電圧）には最適値があり、印加電
圧が大きければ大きなパラボラ波を重畳できるが、消費
電力も多くなり、トランジスタＱ71，Ｑ74の負担が大き
くなる。従って、電源電圧Ｖccをオンした時は特に、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ２の追従性が不十分で電圧ＶccB が
瞬間的に電源電圧Ｖccと同等の大きさになり、パラボラ
波重畳直流出力回路７に過大な負担を加えることにな
り、最大定格のＡＳＯ（安全動作領域）を越えて素子を
破壊させる危険がある。

【００１０】そこで、電源電圧Ｖccをオンした時は、ソ
フトスタートさせる（電圧を徐々に立ち上げる）よう
に、時定数の大きい積分回路４を設けて必ずＣ点での電
圧を０Ｖから立ち上げることにより過大なコレクタパル
スＶcpの発生や、パラボラ波重畳直流出力回路７に過大
な負担が加わることを防止している。

【００１１】一方、一般に図５中の端子１４に水平同期
信号が入来し、垂直同期信号等を除去するためのハイパ
スフィルタ１６（図５に図示）を経て水平ＡＦＣ回路１
２に供給される。そのために水平ＡＦＣ回路１２は、水
平偏向周波数の高周波成分の位相弁別器であり、垂直偏
向周波数に対する位相比較はしていないハイパスフィル
タと言える。水平偏向出力回路９より出力されるコレク
タパルスＶcpは水平ＡＦＣ回路１２に供給され、水平Ａ
ＦＣ回路１２は水平同期信号の位相とコレクタパルスＶ
cpとを位相比較し、直流のＡＦＣ出力電圧（制御信号）
を水平偏向発振回路１１に供給する。そして、水平偏向
発振回路１１のＤ点では、充放電時定数回路１１３より
出力される鋸波電圧とＡＦＣ出力電圧が重畳され、この
重畳された電圧がパルス整形回路１１１に供給される。
そして、パルス整形回路１１１は水平出力パルスを水平
偏向駆動回路１０に供給する。水平偏向駆動回路１０は
この水平出力パルスを増幅して水平偏向出力回路９に供
給する。

【００１２】ところで、コレクタパルスＶcpが垂直パラ
ボラ波で変調されている場合、垂直パラボラ波は、図６
に示すように、１垂直周期のトレース期間は低周波でな
だらかな形状をしているが、破線で囲んだ垂直帰線期間
の両端部は急俊な波形であり、高周波成分が存在する。
この破線で囲んだ部分以外では、上記のように水平ＡＦ
Ｃ回路１２のハイパスフィルタ機能により水平ＡＦＣ回
路１２の出力は現れないが、破線で囲んだ垂直帰線期間
の両端部での高周波成分は水平同期信号と位相比較さ
れ、ＡＦＣ出力としてＤ点に重畳されてしまう。このた
め、垂直同期信号の両端部分は水平偏向発振回路１１の
水平出力パルスの位相がずれ、画面上のその部分は縦線
上部曲がりというラスタ歪が生じる。このため、水平Ａ
ＦＣ回路１２には、上記のような水平偏向周波数よりも
大き周波数の高周波成分を除去するためのローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）１３を接続し、パルス整形回路１１１よ
り出力される水平出力パルスの位相ずれによって生じる
上部曲がりを防止している。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のラスタ
歪補正回路において、パラボラ波重畳直流出力回路７の
出力である垂直パラボラ波の波高値は大信号出力であ
り、垂直パラボラ波の波高値が１０Ｖp-p 程度になる
と、パラボラ波重畳直流出力回路７の電源となるＤＣ／
ＤＣコンバータ２の出力コンデンサＣ２の容量で、この
１０Ｖp-p の垂直偏向周波数のリップルを無視できるま
で平滑させるには莫大なコンデンサ容量が必要となる。
すると、出力コンデンサＣ２のプリント基板占有面積の
点、またコストの点で実用的でない。そこで、出力コン
デンサＣ２は、一般にはパラボラ波重畳直流出力回路７
のトランジスタＱ71，Ｑ72の等価抵抗とＤＣ／ＤＣコン
バータ２の出力コンデンサＣ２との位相遅れが問題とな
らない程度の小容量値で、かつＤＣ／ＤＣコンバータ２
のスイッチングパルスを整流平滑することができる程度
の容量値を選択している。

【００１４】そして、図３に示すラスタ歪補正回路にお
いては、前述のように、積分回路４，直流駆動回路５，
パラボラ波重畳直流駆動回路６，パラボラ波重畳直流出
力回路７が共通の電源に接続され、出力コンデンサＣ２
を前記のような小容量値としているので、図３に太線矢
印で示すように、パラボラ波重畳直流出力回路７やパラ
ボラ波重畳直流駆動回路６から積分回路４に垂直パラボ
ラ波が帰還する経路が存在する。垂直パラボラ波と垂直
ラスタは垂直同期信号の位相を基準にして作られてお
り、図７（Ａ）に示すように、垂直パラボラ波と垂直ラ
スタとの位相が一致していなければならない。しかしな
がら、上記した垂直パラボラ波の帰還経路が存在するた
め、積分回路４の時定数の分だけ垂直パラボラ波の位相
が遅れてしまう。このように、垂直同期信号の位相、即
ち垂直ラスタの位相から、垂直パラボラ波の位相が遅れ
ると、図７（Ｂ）に示すように、左右糸巻歪補正の上下
バランスがくずれ、縦線上部曲がりの部分がＣＲＴ（１
０４）の表示範囲内に入ってしまい、アンダースキャン
で表示される場合にはラスタ歪が顕著となる。さらに、
バリスキャン形のディスプレイ機器では垂直偏向周波数
によって位相遅れ量が異なるので、図７（Ｂ）に示すよ
うな縦線上部曲がりのラスタ歪が必ず生じるという問題
点がある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、(1) 交流電源電圧を整流
した第１の直流電源電圧を水平偏向周波数に応じて第２
の直流電源電圧に変換する電圧変換回路と、前記第２の
直流電源電圧が供給される積分回路と、前記第２の直流
電源電圧及び前記積分回路の出力が供給される直流駆動
回路と、前記直流駆動回路より出力される直流駆動電流
を垂直パラボラ波変調するパラボラ波変調回路と、前記
第２の直流電源電圧及び前記垂直パラボラ波変調された
直流駆動電流が供給されるパラボラ波重畳直流駆動回路
と、前記第２の直流電源電圧及び前記パラボラ波重畳直
流駆動回路の出力が供給され、垂直パラボラ波電圧を出
力するパラボラ波重畳直流出力回路と、前記垂直パラボ
ラ波電圧が供給され、コレクタパルスを出力する水平偏
向出力回路と、水平同期信号が供給され、前記コレクタ
パルスの位相と前記水平同期信号の位相とを比較して制
御信号を出力する水平ＡＦＣ回路と、前記制御信号が供
給されると共に、水平出力パルスを出力する水平偏向発
振回路と、前記水平出力パルスを増幅して前記水平偏向
出力回路に供給する水平偏向駆動回路とを備えて構成さ
れるラスタ歪補正回路において、前記交流電源電圧がオ
ンされた後の所定時間後に前記積分回路を開放し、前記
パラボラ波重畳直流出力回路より出力される前記垂直パ
ラボラ波電圧が前記積分回路に帰還することによる影響
をなくしたことを特徴とするラスタ歪補正回路を提供
し、(2) 交流電源電圧を整流した第１の直流電源電圧を
水平偏向周波数に応じて第２の直流電源電圧に変換する
電圧変換回路と、前記第２の直流電源電圧が供給される
積分回路と、前記第２の直流電源電圧及び前記積分回路
の出力が供給される直流駆動回路と、前記直流駆動回路
より出力される直流駆動電流を垂直偏向周期の正弦波で
変調する正弦波変調回路と、前記第２の直流電源電圧及
び前記正弦波変調された直流駆動電流が供給される正弦
波重畳直流駆動回路と、前記第２の直流電源電圧及び前
記正弦波重畳直流駆動回路の出力が供給され、正弦波電
圧を出力する正弦波重畳直流出力回路と、前記正弦波電
圧が供給され、コレクタパルスを出力する水平偏向出力
回路と、水平同期信号が供給され、前記コレクタパルス
の位相と前記水平同期信号の位相とを比較して制御信号
を出力する水平ＡＦＣ回路と、前記制御信号が供給され
ると共に、水平出力パルスを出力する水平偏向発振回路
と、前記水平出力パルスを増幅して前記水平偏向出力回
路に供給する水平偏向駆動回路とを備えて構成されるラ
スタ歪補正回路において、前記交流電源電圧がオンされ
た後の所定時間後に前記積分回路を開放し、前記正弦波
重畳直流出力回路より出力される前記正弦波電圧が前記
積分回路に帰還することによる影響をなくしたことを特
徴とするラスタ歪補正回路を提供し、(3) 前記交流電源
電圧をオフとした時に、前記積分回路の出力電圧を強制
的に略０ボルトとする制御回路を備えることを特徴とす
る(1) はたは(2) 記載のラスタ歪補正回路を提供し、
(4) 前記制御回路は前記交流電源電圧の有無を検出する
よう構成したことを特徴とする(3) 記載のラスタ歪補正
回路を提供するものである。

【００１６】

【実施例】以下、本発明のラスタ歪補正回路について、
添付図面を参照して説明する。図１は本発明のラスタ歪
補正回路の一実施例を示すブロック図、図２は図１中の
制御回路１５の具体的構成を示す回路図である。なお、
図１において、図３と同一部分には同一符号を付し、そ
の説明を省略する。

【００１７】図１に示すように、本発明のラスタ歪補正
回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２，水平偏向周波数検出
制御回路３，積分回路４，直流駆動回路５，パラボラ波
重畳直流駆動回路６，パラボラ波重畳直流出力回路７，
パラボラ波変調回路８，水平偏向出力回路９，水平偏向
駆動回路１０，水平偏向発振回路１１，水平ＡＦＣ回路
１２，ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３，制御回路１５
より構成されており、積分回路４に新たに制御回路１５
を加えたものである。そして、制御回路１５は、図２に
示すように、抵抗Ｒ151 〜Ｒ157 ，コンデンサＣ15，ダ
イオードＤ151 及びＤ152 ，ｎｐｎトランジスタＱ151
，ＦＥＴＱ152 及びＱ153 より構成されている。この
制御回路１５を付加することにより、積分回路４の時定
数回路を交流電源電圧をオン（投入）した後の所定時間
後に開放し、上述した問題点を解決するものである。

【００１８】図２において、端子１５１には例えば入力
端子１より電源電圧Ｖccが供給され、端子１５２には交
流電源電圧がオンの時ロー、オフの時ハイの切換信号が
入力される。この切換信号によってトランジスタＱ151
はオフ／オンと切り換わる。即ち、交流電源電圧をオン
した時、トランジスタＱ151 は、ＦＥＴＱ152 が抵抗Ｒ
153 とコンデンサＣ15の時定数でコンデンサＣ15がある
電圧に充電されてオンとなるまではオフであり、また、
ＦＥＴＱ153 はオンである。そして、図１に示す回路は
積分回路４の時定数τ＝Ｒ４・Ｃ４によりソフトスター
トする。そして、コンデンサＣ15の充電電圧がＦＥＴＱ
152 をオンさせるまで上昇すると、ＦＥＴＱ153 のゲー
ト電圧がアースに短絡され、ＦＥＴＱ153 はオフとな
り、積分回路４は開放状態となる。従って、パラボラ波
の帰還があっても垂直パラボラ波の位相遅れはなく、正
確な左右糸巻歪（上部曲がり）補正が行われる。なお、
交流電源電圧がオンとなって積分回路４が開放状態とな
るまでの時間は１００ｍＳ程度である。この時には回路
は既に立ち上がっているので、積分回路４を開放状態と
しても問題はない。

【００１９】また、パワーコードをコンセントに差し込
む際、ディスプレイ機器に入力される交流電源電圧がオ
ン，オフ，オンと素早く切り換わるチャタリング状態と
なっても、水平偏向出力回路９中のトランジスタＱ９等
の破壊を防止するため、交流電源電圧をオフ（切断）し
た際には、トランジスタＱ151 をオンとすることにより
コンデンサＣ15の充電電圧を瞬時に放電させ、ＦＥＴＱ
152 をオフ、ＦＥＴＱ153 をオンし、積分回路４の出力
電圧（Ｃ点での電圧）を強制的に略０ボルトとすること
によって、次に交流電源電圧をオンした際に必ずソフト
スタートをさせるようにしている。なお、電源オンの検
出は、本実施例のように交流電源電圧を検出しても直流
電源電圧Ｖccを検出しても問題ないが、電源オフの検出
は、直流電源電圧Ｖccを検出しては時間遅れが生じるの
で、本実施例のように、交流電源電圧を検出するように
している。従って、端子１５２に入力される切換信号
は、交流電源電圧の有無を直接検出するようにすれば電
源オン・オフの素早い切換に対して有効である。

【００２０】本実施例では、左右糸巻歪補正のためにパ
ラボラ波変調回路８によって垂直パラボラ波を重畳して
いるが、上下リニアリティ補正や、フロント投射形のプ
ロジェクション機器のように斜め方向から投射する場合
に生じる台形歪補正のために、垂直パラボラ波に加えて
三角波をさらに重畳してもよい。また、垂直パラボラ波
の代わりに垂直偏向周期の正弦波を用いた方がよい場合
も考えられ、この場合はパラボラ波変調回路８を正弦波
変調回路とすることは勿論である。この場合、パラボラ
波重畳直流駆動回路６は正弦波重畳直流駆動回路とな
り、パラボラ波重畳直流出力回路７は正弦波重畳直流出
力回路となる。

【００２１】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明のラ
スタ歪補正回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧変換回
路）の出力コンデンサとしてプリント基板占有面積とコ
ストを度外視して莫大な容量値のコンデンサを用いない
限り、パラボラ波重畳直流出力回路から積分回路へのパ
ラボラ波の帰還を防止することができないという従来の
ラスタ歪補正回路の問題点を、ＤＣ／ＤＣコンバータに
入力される直流電源電圧がオンされた後の所定時間後
に、積分回路を開放するという極めて簡単な構成によっ
て解決したので、垂直パラボラ波の帰還によって垂直ラ
スタの位相から垂直パラボラ波の位相が遅れることによ
り生じる縦線上部曲がりというラスタ歪の発生を防止す
ることができると共に、電源をオンした時のソフトスタ
ート機能も両立させることができる。従って、本発明の
ラスタ歪補正回路は、信頼性にも優れているという特徴
を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のラスタ歪補正回路の一実施例を示すブ
ロック図である。

【図２】図１中の制御回路１５の具体的回路図である。

【図３】従来のラスタ歪補正回路を示すブロック図であ
る。

【図４】図３中における一部分の具体的回路図である。

【図５】図３中における一部分の具体的回路図である。

【図６】従来のラスタ歪補正回路を説明するための波形
図である。

【図７】従来のラスタ歪補正回路の問題点を説明するた
めの図である。

【図８】ディスプレイ機器の概略構成を示すブロック図
である。

【図９】ＣＲＴの蛍光面と水平鋸波電流を示す図であ
る。

【図１０】ラスタの糸巻歪と垂直パラボラ波変調された
水平鋸波電流を示す図である。

【符号の説明】

２ ＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧変換回路） ３ 水平偏向周波数検出制御回路 ４ 積分回路 ５ 直流駆動回路 ６ パラボラ波重畳直流駆動回路 ７ パラボラ波重畳直流出力回路 ８ パラボラ波変調回路 ９ 水平偏向出力回路 １０ 水平偏向駆動回路 １１ 水平偏向発振回路 １２ 水平ＡＦＣ回路

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成４年６月１５日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１２】ところで、コレクタパルスＶｃｐが垂直パ
ラボラ波で変調されている場合、垂直パラボラ波は、図
６に示すように、１垂直周期のトレース期間は低周波で
なだらかな形状をしているが、破線で囲んだ垂直帰線期
間の両端部は急俊な波形であり、高周波成分が存在す
る。この破線で囲んだ部分以外では、上記のように水平
ＡＦＣ回路１２のハイパスフィルタ機能により水平ＡＦ
Ｃ回路１２の出力は現れないが、破線で囲んだ垂直帰線
期間の両端部での高周波成分は水平同期信号と位相比較
され、ＡＦＣ出力としてＤ点に重畳されてしまう。この
ため、垂直同期信号の両端部分は水平偏向発振回路１１
の水平出力パルスの位相がずれ、画面上のその部分は縦
線上部曲がりというラスタ歪が生じる。このため、水平
ＡＦＣ回路１２には、上記のような水平偏向周波数より
も大きい周波数の高周波成分を除去するためのローパス
フィルタ（ＬＰＦ）１３を接続し、パルス整形回路１１
１より出力される水平出力パルスの位相ずれによって生
じる上部曲がりを防止している。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、（１）交流電源電圧を整
流した第１の直流電源電圧を水平偏向周波数に応じて第
２の直流電源電圧に変換する電圧変換回路と、前記第２
の直流電源電圧が供給される積分回路と、前記第２の直
流電源電圧及び前記積分回路の出力が供給される直流駆
動回路と、前記直流駆動回路より出力される直流駆動電
流を垂直パラボラ波変調するパラボラ波変調回路と、前
記第２の直流電源電圧及び前記垂直パラボラ波変調され
た直流駆動電流が供給されるパラボラ波重畳直流駆動回
路と、前記第２の直流電源電圧及び前記パラボラ波重畳
直流駆動回路の出力が供給され、垂直パラボラ波電圧を
出力するパラボラ波重畳直流出力回路と、前記垂直パラ
ボラ波電圧が供給され、コレクタパルスを出力する水平
偏向出力回路と、水平同期信号が供給され、前記コレク
タパルスの位相と前記水平同期信号の位相とを比較して
制御信号を出力する水平ＡＦＣ回路と、前記制御信号が
供給されると共に、水平出力パルスを出力する水平偏向
発振回路と、前記水平出力パルスを増幅して前記水平偏
向出力回路に供給する水平偏向駆動回路とを備えて構成
されるラスタ歪補正回路において、前記交流電源電圧が
オンされた後の所定時間後に前記積分回路を開放し、前
記パラボラ波重畳直流出力回路より出力される前記垂直
パラボラ波電圧が前記積分回路に帰還することによる影
響をなくしたことを特徴とするラスタ歪補正回路を提供
し、（２）交流電源電圧を整流した第１の直流電源電圧
を水平偏向周波数に応じて第２の直流電源電圧に変換す
る電圧変換回路と、前記第２の直流電源電圧が供給され
る積分回路と、前記第２の直流電源電圧及び前記積分回
路の出力が供給される直流駆動回路と、前記直流駆動回
路より出力される直流駆動電流を垂直偏向周期の正弦波
で変調する正弦波変調回路と、前記第２の直流電源電圧
及び前記正弦波変調された直流駆動電流が供給される正
弦波重畳直流駆動回路と、前記第２の直流電源電圧及び
前記正弦波重畳直流駆動回路の出力が供給され、正弦波
電圧を出力する正弦波重畳直流出力回路と、前記正弦波
電圧が供給され、コレクタパルスを出力する水平偏向出
力回路と、水平同期信号が供給され、前記コレクタパル
スの位相と前記水平同期信号の位相とを比較して制御信
号を出力する水平ＡＦＣ回路と、前記制御信号が供給さ
れると共に、水平出力パルスを出力する水平偏向発振回
路と、前記水平出力パルスを増幅して前記水平偏向出力
回路に供給する水平偏向駆動回路とを備えて構成される
ラスタ歪補正回路において、前記交流電源電圧がオンさ
れた後の所定時間後に前記積分回路を開放し、前記正弦
波重畳直流出力回路より出力される前記正弦波電圧が前
記積分回路に帰還することによる影響をなくしたことを
特徴とするラスタ歪補正回路を提供し、（３）前記交流
電源電圧をオフとした時に、前記積分回路の出力電圧を
強制的に略０ボルトとする制御回路を備えることを特徴
とする（１）または（２）記載のラスタ歪補正回路を提
供し、（４）前記制御回路は前記交流電源電圧の有無を
検出するよう構成したことを特徴とする（３）記載のラ
スタ歪補正回路を提供するものである。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源電圧を整流した第１の直流電源電
   圧を水平偏向周波数に応じて第２の直流電源電圧に変換
   する電圧変換回路と、 前記第２の直流電源電圧が供給される積分回路と、 前記第２の直流電源電圧及び前記積分回路の出力が供給
   される直流駆動回路と、 前記直流駆動回路より出力される直流駆動電流を垂直パ
   ラボラ波変調するパラボラ波変調回路と、 前記第２の直流電源電圧及び前記垂直パラボラ波変調さ
   れた直流駆動電流が供給されるパラボラ波重畳直流駆動
   回路と、 前記第２の直流電源電圧及び前記パラボラ波重畳直流駆
   動回路の出力が供給され、垂直パラボラ波電圧を出力す
   るパラボラ波重畳直流出力回路と、 前記垂直パラボラ波電圧が供給され、コレクタパルスを
   出力する水平偏向出力回路と、 水平同期信号が供給され、前記コレクタパルスの位相と
   前記水平同期信号の位相とを比較して制御信号を出力す
   る水平ＡＦＣ回路と、 前記制御信号が供給されると共に、水平出力パルスを出
   力する水平偏向発振回路と、 前記水平出力パルスを増幅して前記水平偏向出力回路に
   供給する水平偏向駆動回路とを備えて構成されるラスタ
   歪補正回路において、 前記交流電源電圧がオンされた後の所定時間後に前記積
   分回路を開放し、前記パラボラ波重畳直流出力回路より
   出力される前記垂直パラボラ波電圧が前記積分回路に帰
   還することによる影響をなくしたことを特徴とするラス
   タ歪補正回路。
2. 【請求項２】交流電源電圧を整流した第１の直流電源電
   圧を水平偏向周波数に応じて第２の直流電源電圧に変換
   する電圧変換回路と、 前記第２の直流電源電圧が供給される積分回路と、 前記第２の直流電源電圧及び前記積分回路の出力が供給
   される直流駆動回路と、 前記直流駆動回路より出力される直流駆動電流を垂直偏
   向周期の正弦波で変調する正弦波変調回路と、 前記第２の直流電源電圧及び前記正弦波変調された直流
   駆動電流が供給される正弦波重畳直流駆動回路と、 前記第２の直流電源電圧及び前記正弦波重畳直流駆動回
   路の出力が供給され、正弦波電圧を出力する正弦波重畳
   直流出力回路と、 前記正弦波電圧が供給され、コレクタパルスを出力する
   水平偏向出力回路と、 水平同期信号が供給され、前記コレクタパルスの位相と
   前記水平同期信号の位相とを比較して制御信号を出力す
   る水平ＡＦＣ回路と、 前記制御信号が供給されると共に、水平出力パルスを出
   力する水平偏向発振回路と、 前記水平出力パルスを増幅して前記水平偏向出力回路に
   供給する水平偏向駆動回路とを備えて構成されるラスタ
   歪補正回路において、 前記交流電源電圧がオンされた後の所定時間後に前記積
   分回路を開放し、前記正弦波重畳直流出力回路より出力
   される前記正弦波電圧が前記積分回路に帰還することに
   よる影響をなくしたことを特徴とするラスタ歪補正回
   路。
3. 【請求項３】前記交流電源電圧をオフとした時に、前記
   積分回路の出力電圧を強制的に略０ボルトとする制御回
   路を備えることを特徴とする請求項１または２記載のラ
   スタ歪補正回路。
4. 【請求項４】前記制御回路は前記交流電源電圧の有無を
   検出するよう構成したことを特徴とする請求項３記載の
   ラスタ歪補正回路。