JPH10107590A - ディジタル受信機の周波数調整方法及び周波数調整回路 - Google Patents
ディジタル受信機の周波数調整方法及び周波数調整回路Info
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- JPH10107590A JPH10107590A JP8256238A JP25623896A JPH10107590A JP H10107590 A JPH10107590 A JP H10107590A JP 8256238 A JP8256238 A JP 8256238A JP 25623896 A JP25623896 A JP 25623896A JP H10107590 A JPH10107590 A JP H10107590A
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- H03J7/02—Automatic frequency control
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信したディジタル信号における周波数偏差
を求め、この周波数偏差により局部発振器を制御する方
式では、受信状態により周波数偏差の信頼性が低下され
るため、局部発振器の制御の信頼性が低下される。 【解決手段】 受信したディジタル信号を中間周波数に
周波数変換するミキサ３，４と、これらミキサに局部発
振信号を供給する局部発振器（ＶＣＯ７，８とＰＬＬ
９，１０）と、中間周波数Ｄ１の周波数偏差をサンプル
毎に計測し、かつこの計測値に基づいて所要の演算を行
ない、得られた演算値に基づいて局部発振器の発振周波
数を制御する演算部２３を備える周波数調整回路２０と
を有する。演算部では、中間周波信号Ｄ１の受信電界強
度に基づいて演算値の補正を行う機能を有し、受信電界
強度が低い場合には、その際の周波数偏差を採用せず、
制御の信頼性を高める。
を求め、この周波数偏差により局部発振器を制御する方
式では、受信状態により周波数偏差の信頼性が低下され
るため、局部発振器の制御の信頼性が低下される。 【解決手段】 受信したディジタル信号を中間周波数に
周波数変換するミキサ３，４と、これらミキサに局部発
振信号を供給する局部発振器（ＶＣＯ７，８とＰＬＬ
９，１０）と、中間周波数Ｄ１の周波数偏差をサンプル
毎に計測し、かつこの計測値に基づいて所要の演算を行
ない、得られた演算値に基づいて局部発振器の発振周波
数を制御する演算部２３を備える周波数調整回路２０と
を有する。演算部では、中間周波信号Ｄ１の受信電界強
度に基づいて演算値の補正を行う機能を有し、受信電界
強度が低い場合には、その際の周波数偏差を採用せず、
制御の信頼性を高める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル移動体通
信の移動局等に用いられるディジタル受信機において、
受信周波数に移動局の基準周波数を追従させて安定化を
図るための周波数調整（ＡＦＣ：Automatic Frequency
Control ）方法及び周波数調整回路に関する。
信の移動局等に用いられるディジタル受信機において、
受信周波数に移動局の基準周波数を追従させて安定化を
図るための周波数調整（ＡＦＣ：Automatic Frequency
Control ）方法及び周波数調整回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の移動局の受信機には、特開平６−
６１８０号公報に示されるように、一般にスーパヘテロ
ダイン方式の受信機が用いられ、受信周波数から中間周
波数への周波数変換を行う局部発振器が備えられてい
る。この局部発振器は、例えば電圧制御温度補償水晶発
振器（以下、ＴＣＸＯと略記する）等の基準発振器と、
基準発振器からの発振周波数を中間周波数に変換する手
段（ＰＬＬシンセサイザ等）より構成されるが、この局
部発振器の発振周波数に偏差が含まれていると、中間周
波数が所定値からずれ、正確な復調ができなくなる。こ
のため、受信周波数に移動局の基準周波数を追従し安定
化させるため、局部発振器の発振周波数から偏差を除去
する必要があり、局部発振器の発振周波数偏差を補正す
る目的として周波数調整（ＡＦＣ）回路が用いられてい
る。
６１８０号公報に示されるように、一般にスーパヘテロ
ダイン方式の受信機が用いられ、受信周波数から中間周
波数への周波数変換を行う局部発振器が備えられてい
る。この局部発振器は、例えば電圧制御温度補償水晶発
振器（以下、ＴＣＸＯと略記する）等の基準発振器と、
基準発振器からの発振周波数を中間周波数に変換する手
段（ＰＬＬシンセサイザ等）より構成されるが、この局
部発振器の発振周波数に偏差が含まれていると、中間周
波数が所定値からずれ、正確な復調ができなくなる。こ
のため、受信周波数に移動局の基準周波数を追従し安定
化させるため、局部発振器の発振周波数から偏差を除去
する必要があり、局部発振器の発振周波数偏差を補正す
る目的として周波数調整（ＡＦＣ）回路が用いられてい
る。
【０００３】図１は、このようなＡＦＣ回路を備えたダ
ブルスーパヘテロダイン受信機の一構成例を示すブロッ
ク図である。同図において、１は受信アンテナ、２は増
幅器、３は１ｓｔミキサ、４は２ｎｄミキサ、５は中間
周波増幅器、６は復調器である。また、７，８は電圧制
御発振器、９，１０はＰＬＬシンセサイザであり、これ
らはそれぞれ対をなして局部発振器として構成される。
さらに、１１はＡ／Ｄコンバータ、２０はＡＦＣ回路、
２１はＴＣＸＯを示しており、特に前記ＡＦＣ回路２０
は、演算部２３、Ｄ／Ａコンバータ２２で構成されてい
る。
ブルスーパヘテロダイン受信機の一構成例を示すブロッ
ク図である。同図において、１は受信アンテナ、２は増
幅器、３は１ｓｔミキサ、４は２ｎｄミキサ、５は中間
周波増幅器、６は復調器である。また、７，８は電圧制
御発振器、９，１０はＰＬＬシンセサイザであり、これ
らはそれぞれ対をなして局部発振器として構成される。
さらに、１１はＡ／Ｄコンバータ、２０はＡＦＣ回路、
２１はＴＣＸＯを示しており、特に前記ＡＦＣ回路２０
は、演算部２３、Ｄ／Ａコンバータ２２で構成されてい
る。
【０００４】この構成において、受信アンテナ１からの
受信信号ＲＦは増幅器２にて増幅され、１ｓｔミキサ３
に入り、電圧制御発振器７とＰＬＬシンセサイザ９で生
成した第一局部発振信号Ｆ１とミキシングを行い、第一
中間周波信号ＩＦ１を得る。次に２ｎｄミキサ４に第一
中間周波信号ＩＦ１を入れて、電圧制御発振器８とＰＬ
Ｌシンセサイザ１０で生成した第二局部発振信号Ｆ２と
ミキシングを行い、第二中間周波信号ＩＦ２を得る。第
二中間周波信号は、中間周波増幅器５にて増幅され、復
調器６にて復調が行われ復調出力が得られる。また、中
間周波増幅器５では、入力の電界強度レベルをモニタ
し、直流電圧として受信電界強度（ＲＳＳＩ）を出力
し、その出力をＡ／Ｄコンバータ１１でディジタル値に
変換して演算部２３に入力することで、受信電界強度を
監視している。
受信信号ＲＦは増幅器２にて増幅され、１ｓｔミキサ３
に入り、電圧制御発振器７とＰＬＬシンセサイザ９で生
成した第一局部発振信号Ｆ１とミキシングを行い、第一
中間周波信号ＩＦ１を得る。次に２ｎｄミキサ４に第一
中間周波信号ＩＦ１を入れて、電圧制御発振器８とＰＬ
Ｌシンセサイザ１０で生成した第二局部発振信号Ｆ２と
ミキシングを行い、第二中間周波信号ＩＦ２を得る。第
二中間周波信号は、中間周波増幅器５にて増幅され、復
調器６にて復調が行われ復調出力が得られる。また、中
間周波増幅器５では、入力の電界強度レベルをモニタ
し、直流電圧として受信電界強度（ＲＳＳＩ）を出力
し、その出力をＡ／Ｄコンバータ１１でディジタル値に
変換して演算部２３に入力することで、受信電界強度を
監視している。
【０００５】前記ＡＦＣ回路２０では、受信信号ＲＦの
周波数に追従して中間周波信号ＩＦ１，ＩＦ２の中間周
波数を安定化すべく、局部発振器の発振周波数の偏差を
補正する制御を行っている。すなわち、カウンタ等で構
成される演算部２３において、中間周波信号Ｄ１より周
波数偏差の補正値を算出する。図５は、演算部２３で実
施される演算処理を示すフローチャートである。同図に
おいて、受信したシンボルの中間周波信号Ｄ１から周波
数偏差を計測し、計測した周波数偏差を受信シンボル単
位で順次加算する（ステップＳ２１）。中間周波信号Ｄ
１の周波数偏差の平均値を受信単位時間で求めるため、
受信単位時間つまり受信シンボル数の監視を行う（ステ
ップＳ２２）。監視の結果、規定のシンボル数に達した
ときにはステップＳ２３に処理を移し、規定のシンボル
数に達していない場合にはステップＳ２１に戻り、同じ
処理を繰り返す。ステップＳ２３では、周波数偏差の加
算値を受信単位時間におけるサンプル数で除算して平均
化を行い、その平均値を局部発振器の補正値Ｄ３とす
る。この新たに求めた補正値Ｄ３を１つ前の受信単位時
間に求めた補正値Ｄ３と置き換えて更新する（ステップ
Ｓ２４）。
周波数に追従して中間周波信号ＩＦ１，ＩＦ２の中間周
波数を安定化すべく、局部発振器の発振周波数の偏差を
補正する制御を行っている。すなわち、カウンタ等で構
成される演算部２３において、中間周波信号Ｄ１より周
波数偏差の補正値を算出する。図５は、演算部２３で実
施される演算処理を示すフローチャートである。同図に
おいて、受信したシンボルの中間周波信号Ｄ１から周波
数偏差を計測し、計測した周波数偏差を受信シンボル単
位で順次加算する（ステップＳ２１）。中間周波信号Ｄ
１の周波数偏差の平均値を受信単位時間で求めるため、
受信単位時間つまり受信シンボル数の監視を行う（ステ
ップＳ２２）。監視の結果、規定のシンボル数に達した
ときにはステップＳ２３に処理を移し、規定のシンボル
数に達していない場合にはステップＳ２１に戻り、同じ
処理を繰り返す。ステップＳ２３では、周波数偏差の加
算値を受信単位時間におけるサンプル数で除算して平均
化を行い、その平均値を局部発振器の補正値Ｄ３とす
る。この新たに求めた補正値Ｄ３を１つ前の受信単位時
間に求めた補正値Ｄ３と置き換えて更新する（ステップ
Ｓ２４）。
【０００６】そして、この更新された補正値Ｄ３はＤ／
Ａコンバータ２２でアナログの直流電圧に変換され、Ｔ
ＣＸＯ２１に入力してＴＣＸＯ２１の発振周波数ｆ０を
制御する。そして、ＴＣＸＯ２１の出力がＰＬＬシンセ
サイザ９及び１０に供給され、電圧制御発振器７，８の
発振周波数を制御することで、局部発振器としての発振
周波数がフィードバック制御される。このようにして、
ＴＣＸＯ２１の発振周波数ｆ０と受信周波数との偏差が
小さくなるような制御が行われ、受信信号ＲＦの周波数
への追従が確保される。また、各局部発振器の発振周波
数を、一つの基準発振器ＴＣＸＯ２１を基準としている
ため、構成を簡単に実現できるという特徴がある。
Ａコンバータ２２でアナログの直流電圧に変換され、Ｔ
ＣＸＯ２１に入力してＴＣＸＯ２１の発振周波数ｆ０を
制御する。そして、ＴＣＸＯ２１の出力がＰＬＬシンセ
サイザ９及び１０に供給され、電圧制御発振器７，８の
発振周波数を制御することで、局部発振器としての発振
周波数がフィードバック制御される。このようにして、
ＴＣＸＯ２１の発振周波数ｆ０と受信周波数との偏差が
小さくなるような制御が行われ、受信信号ＲＦの周波数
への追従が確保される。また、各局部発振器の発振周波
数を、一つの基準発振器ＴＣＸＯ２１を基準としている
ため、構成を簡単に実現できるという特徴がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このように従来のＡＦ
Ｃ回路では、受信信号の受信状態に関わらず、常に中間
周波信号の周波数偏差の計測を行い、その周波数偏差を
用いて発振周波数の補正値を算出している。このため、
フェージンクが起因する低い受信電界強度のときに、そ
の受信周波数の信頼性が低下される場合においてもこの
受信周波数に基づいて発振周波数の補正を行うことにな
り、その際における発振周波数の補正の信頼性が低下さ
れてしまい、高精度の補正が困難になるという問題があ
る。
Ｃ回路では、受信信号の受信状態に関わらず、常に中間
周波信号の周波数偏差の計測を行い、その周波数偏差を
用いて発振周波数の補正値を算出している。このため、
フェージンクが起因する低い受信電界強度のときに、そ
の受信周波数の信頼性が低下される場合においてもこの
受信周波数に基づいて発振周波数の補正を行うことにな
り、その際における発振周波数の補正の信頼性が低下さ
れてしまい、高精度の補正が困難になるという問題があ
る。
【０００８】この問題は、例えば汎欧州仕様ディジタル
セルラ（ＧＳＭ）に適用する場合において特に問題とな
る。欧州では、それぞれの国によってディジタル携帯電
話機の使用環境が大きくことなり、地形に起因するフェ
ージングを生じやすく、中間周波信号の誤差を伴った周
波数偏差の計測が行われる可能性が高いので、これらの
周波数偏差を平均化しても誤差の影響が残る。この誤差
が電圧制御発振器に影響を与え、発振周波数の正確な補
正ができなくなるという不具合が生じるため、上述のよ
うな従来のＡＦＣ回路及びＡＦＣ調整方法の適用ができ
なくなる。
セルラ（ＧＳＭ）に適用する場合において特に問題とな
る。欧州では、それぞれの国によってディジタル携帯電
話機の使用環境が大きくことなり、地形に起因するフェ
ージングを生じやすく、中間周波信号の誤差を伴った周
波数偏差の計測が行われる可能性が高いので、これらの
周波数偏差を平均化しても誤差の影響が残る。この誤差
が電圧制御発振器に影響を与え、発振周波数の正確な補
正ができなくなるという不具合が生じるため、上述のよ
うな従来のＡＦＣ回路及びＡＦＣ調整方法の適用ができ
なくなる。
【０００９】本発明の目的は、フェージングに影響され
ることなく発振周波数を正確に補正することができるＡ
ＦＣ回路及びＡＦＣ調整方法を提供することにある。
ることなく発振周波数を正確に補正することができるＡ
ＦＣ回路及びＡＦＣ調整方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、ディジタル信
号を受信し、その受信周波数を中間周波信号に周波数変
換し、サンプル毎に中間周波信号の周波数偏差を計測と
演算を行い、得られた演算値に基づいて前記周波数変換
を行うための局部発振器を制御するＡＦＳ調整方法にお
いて、ディジタル信号の受信電界強度等からその受信状
態を検出し、この受信状態に基づいて前記演算値を補正
することを特徴とする。
号を受信し、その受信周波数を中間周波信号に周波数変
換し、サンプル毎に中間周波信号の周波数偏差を計測と
演算を行い、得られた演算値に基づいて前記周波数変換
を行うための局部発振器を制御するＡＦＳ調整方法にお
いて、ディジタル信号の受信電界強度等からその受信状
態を検出し、この受信状態に基づいて前記演算値を補正
することを特徴とする。
【００１１】また、本発明は、受信したディジタル信号
を中間周波信号に周波数変換する手段と、この周波数変
換手段に局部発振信号を供給する局部発振器と、前記中
間周波信号の周波数偏差をサンプル毎に計測し、かつこ
の計測値に基づいて所要の演算を行ない、得られた演算
値に基づいて前記局部発振器の発振周波数を制御する周
波数調整手段を備えるディジタル受信機において、周波
数調整手段には中間周波信号の受信電界強度に基づいて
演算値の補正を行う機能を有することを特徴とする。こ
の場合、ＡＦＣ調整手段は受信電界強度の変動値を検出
し、この変動値をしきい値と比較し、しきい値を越えた
ときにそのときの周波数偏差を周波数調整手段の入力か
ら削除する手段とを備える。あるいは、ＡＦＣ調整手段
は、受信電界強度の受信単位時間における平均値を算出
し、この平均値と個々の受信サンプル毎の受信電界強度
との差分絶対値を演算し、この差分絶対値をしきい値と
比較し、しきい値を越えたときにそのときの周波数変化
を周波数調整手段の入力から削除する手段を備える。
を中間周波信号に周波数変換する手段と、この周波数変
換手段に局部発振信号を供給する局部発振器と、前記中
間周波信号の周波数偏差をサンプル毎に計測し、かつこ
の計測値に基づいて所要の演算を行ない、得られた演算
値に基づいて前記局部発振器の発振周波数を制御する周
波数調整手段を備えるディジタル受信機において、周波
数調整手段には中間周波信号の受信電界強度に基づいて
演算値の補正を行う機能を有することを特徴とする。こ
の場合、ＡＦＣ調整手段は受信電界強度の変動値を検出
し、この変動値をしきい値と比較し、しきい値を越えた
ときにそのときの周波数偏差を周波数調整手段の入力か
ら削除する手段とを備える。あるいは、ＡＦＣ調整手段
は、受信電界強度の受信単位時間における平均値を算出
し、この平均値と個々の受信サンプル毎の受信電界強度
との差分絶対値を演算し、この差分絶対値をしきい値と
比較し、しきい値を越えたときにそのときの周波数変化
を周波数調整手段の入力から削除する手段を備える。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。第１の実施形態は受信状態を判別す
るのに用いる受信電界強度の変動値を受信単位時間にお
けるシンボル間の絶対差分値としている例である。この
第１の実施形態の受信機は、図１に示したブロック回路
と同じ構成である。すなわち、受信アンテナ１からの受
信信号ＲＦは増幅器２にて増幅され、１ｓｔミキサ３に
入り、電圧制御発振器７とＰＬＬシンセサイザ９で生成
した第一局部発振信号Ｆ１とミキシングを行い、第一中
間周波信号Ｄ１ＩＦ１を得る。次に２ｎｄミキサ４に第
一中間周波信号ＩＦ１を入れて、電圧制御発振器８とＰ
ＬＬシンセサイザ１０で生成した第二局部発振信号Ｆ２
とミキシングを行い、第二中間周波信号ＩＦ２を得る。
第二中間周波信号ＩＦ２は、中間周波増幅器５にて増幅
され、復調器６にて復調が行われ復調出力が得られる。
また、中間周波増幅器５では、入力の電界強度レベルを
モニタし、直流電圧として受信電界強度（ＲＳＳＩ）を
出力し、その出力をＡ／Ｄコンバータ１１でディジタル
値Ｄ２に変換してＡＦＣ回路２０の演算部２３に入力す
ることで、受信電界強度を監視している。また、ＡＦＣ
回路２０では、受信信号ＲＦの周波数に追従して中間周
波信号ＩＦ１，ＩＦ２の中間周波数を安定化すべく、周
波数偏差を演算部２３に入力し、この演算部２３から局
部発振器の発振周波数の偏差を補正する補正値Ｄ３を出
力する。
参照して説明する。第１の実施形態は受信状態を判別す
るのに用いる受信電界強度の変動値を受信単位時間にお
けるシンボル間の絶対差分値としている例である。この
第１の実施形態の受信機は、図１に示したブロック回路
と同じ構成である。すなわち、受信アンテナ１からの受
信信号ＲＦは増幅器２にて増幅され、１ｓｔミキサ３に
入り、電圧制御発振器７とＰＬＬシンセサイザ９で生成
した第一局部発振信号Ｆ１とミキシングを行い、第一中
間周波信号Ｄ１ＩＦ１を得る。次に２ｎｄミキサ４に第
一中間周波信号ＩＦ１を入れて、電圧制御発振器８とＰ
ＬＬシンセサイザ１０で生成した第二局部発振信号Ｆ２
とミキシングを行い、第二中間周波信号ＩＦ２を得る。
第二中間周波信号ＩＦ２は、中間周波増幅器５にて増幅
され、復調器６にて復調が行われ復調出力が得られる。
また、中間周波増幅器５では、入力の電界強度レベルを
モニタし、直流電圧として受信電界強度（ＲＳＳＩ）を
出力し、その出力をＡ／Ｄコンバータ１１でディジタル
値Ｄ２に変換してＡＦＣ回路２０の演算部２３に入力す
ることで、受信電界強度を監視している。また、ＡＦＣ
回路２０では、受信信号ＲＦの周波数に追従して中間周
波信号ＩＦ１，ＩＦ２の中間周波数を安定化すべく、周
波数偏差を演算部２３に入力し、この演算部２３から局
部発振器の発振周波数の偏差を補正する補正値Ｄ３を出
力する。
【００１３】そして、この第１の実施形態では、前記演
算部２３において、周波数偏差、受信電界強度Ｄ２に基
づいて補正値Ｄ３を得るための処理プロトコルが従来の
ものとは相違している。図２はそのフローチャートを示
す図である。受信電界強度（ＲＳＳＩ）をディジタル値
として得られる受信電界強度Ｄ２を受信単位時間分格納
する（ステップＳ０１）。ステップＳ０１で格納された
受信電界強度Ｄ２を用いて受信単位時間分の受信電界強
度の変動値を求める（ステップＳ０２）。例えば、受信
単位時間を１バースト（Ｎシンボルデータ）分受信する
時間とすると、ここで定義する受信電界強度の変動値
は、受信電界強度Ｄ２においてＮ−１番目の値とＮ番目
の値との差分の絶対値とする。すなわち、差分絶対値
は、｜（Ｎ−１番目の受信電界強度）−（Ｎ番目の受信
電界強度）｜で求める。しかる上で、ステップＳ０３で
求めた絶対値と、予め設定されているしきい値との比較
を行う（ステップＳ０３）。ステップＳ０３の比較の結
果、絶対値がしきい値より大きい場合はステップＳ０５
へ処理を移し、絶対値がしきい値より小さい場合はステ
ップＳ０６に処理を移す（ステップＳ０４）。
算部２３において、周波数偏差、受信電界強度Ｄ２に基
づいて補正値Ｄ３を得るための処理プロトコルが従来の
ものとは相違している。図２はそのフローチャートを示
す図である。受信電界強度（ＲＳＳＩ）をディジタル値
として得られる受信電界強度Ｄ２を受信単位時間分格納
する（ステップＳ０１）。ステップＳ０１で格納された
受信電界強度Ｄ２を用いて受信単位時間分の受信電界強
度の変動値を求める（ステップＳ０２）。例えば、受信
単位時間を１バースト（Ｎシンボルデータ）分受信する
時間とすると、ここで定義する受信電界強度の変動値
は、受信電界強度Ｄ２においてＮ−１番目の値とＮ番目
の値との差分の絶対値とする。すなわち、差分絶対値
は、｜（Ｎ−１番目の受信電界強度）−（Ｎ番目の受信
電界強度）｜で求める。しかる上で、ステップＳ０３で
求めた絶対値と、予め設定されているしきい値との比較
を行う（ステップＳ０３）。ステップＳ０３の比較の結
果、絶対値がしきい値より大きい場合はステップＳ０５
へ処理を移し、絶対値がしきい値より小さい場合はステ
ップＳ０６に処理を移す（ステップＳ０４）。
【００１４】しきい値より絶対値が大きいと判断された
中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を平均計算には用いない
ように処理を行う（ステップＳ０５）。例えば、フェー
ジングによる受信電界強度の変動幅が１４ｄＢより大き
い場合、一般には受信信号の信頼度が低くなるため、し
きい値を１４ｄＢとすると、求めた絶対値Ａが１４ｄＢ
より大きい、つまり受信状態がフェージングにより悪い
場合、その時の中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を平均計
算に用いる加算値には加えず、信頼性の低い中間周波信
号Ｄ１の周波数偏差を除去することにより、フェージン
グによる誤差を軽減できる。ここでは、例としてしきい
値を１４ｄＢとしたが、しきい値の設定に制限はない。
中間周波信号Ｄ１の周波数偏差の平均値を受信単位時間
で求めるため、受信単位時間つまり受信シンポル数の監
視を行う（ステップＳ０６）。監視の結果、規定のシン
ポル数に達した場合には、ステップＳ０７に処理を移
し、規定のシンボル数に達していない場合には、ステッ
プＳ０２に戻り、同じ処理を繰り返す。ステップＳ０５
により信頼性の低い中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を除
外して加算した値に対し、加算分のシンボル数で除算を
行うことで、誤差を削除した中間周波信号Ｄ１の周波数
偏差の平均値Ｄ３が求められる（ステップＳ０７）。そ
して、このステップＳ０７で求められた平均値Ｄ３を新
たな補正値とし、直前の補正値と交換して更新を行う。
ついで、この更新された補正値Ｄ３をＤ／Ａコンバータ
２２に入力し、アナログ値に変換した値で、ＴＣＸＯ２
１の発振周波数を制御することにより、フェージングに
よる誤差を少なくした正確な補正を行う。
中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を平均計算には用いない
ように処理を行う（ステップＳ０５）。例えば、フェー
ジングによる受信電界強度の変動幅が１４ｄＢより大き
い場合、一般には受信信号の信頼度が低くなるため、し
きい値を１４ｄＢとすると、求めた絶対値Ａが１４ｄＢ
より大きい、つまり受信状態がフェージングにより悪い
場合、その時の中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を平均計
算に用いる加算値には加えず、信頼性の低い中間周波信
号Ｄ１の周波数偏差を除去することにより、フェージン
グによる誤差を軽減できる。ここでは、例としてしきい
値を１４ｄＢとしたが、しきい値の設定に制限はない。
中間周波信号Ｄ１の周波数偏差の平均値を受信単位時間
で求めるため、受信単位時間つまり受信シンポル数の監
視を行う（ステップＳ０６）。監視の結果、規定のシン
ポル数に達した場合には、ステップＳ０７に処理を移
し、規定のシンボル数に達していない場合には、ステッ
プＳ０２に戻り、同じ処理を繰り返す。ステップＳ０５
により信頼性の低い中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を除
外して加算した値に対し、加算分のシンボル数で除算を
行うことで、誤差を削除した中間周波信号Ｄ１の周波数
偏差の平均値Ｄ３が求められる（ステップＳ０７）。そ
して、このステップＳ０７で求められた平均値Ｄ３を新
たな補正値とし、直前の補正値と交換して更新を行う。
ついで、この更新された補正値Ｄ３をＤ／Ａコンバータ
２２に入力し、アナログ値に変換した値で、ＴＣＸＯ２
１の発振周波数を制御することにより、フェージングに
よる誤差を少なくした正確な補正を行う。
【００１５】したがって、この第１の実施形態では、フ
ェージング起因による受信電界強度の急峻な変化、つま
り受信電界強度がしきい値より大きく変動する場合に
は、その際の中間周波信号の周波数偏差の信頼性が低い
と判断し、この周波数偏差を削除して残りの中間周波信
号Ｄ１の周波数偏差を用いて平均化を行ない、これによ
り補正値を得ることにより、フェージングによる影響を
軽減することができ、より正確に電圧制御発振器の制御
を行なうことが可能となる。
ェージング起因による受信電界強度の急峻な変化、つま
り受信電界強度がしきい値より大きく変動する場合に
は、その際の中間周波信号の周波数偏差の信頼性が低い
と判断し、この周波数偏差を削除して残りの中間周波信
号Ｄ１の周波数偏差を用いて平均化を行ない、これによ
り補正値を得ることにより、フェージングによる影響を
軽減することができ、より正確に電圧制御発振器の制御
を行なうことが可能となる。
【００１６】図３は本発明の第２の実施形態を説明する
ための図であり、第１の実施形態と同様に図１に示した
受信機におけるＡＦＣ回路の演算部２３の処理プロトコ
ルを示すフローチャートである。この第２の実施形態で
は、第２の実施形態の受信電界強度の急峻な変動の判別
の他に各シンボル毎の受信電界強度の評価も同時に行え
ることで、受信状態をより正確に判別できるようにした
例である。まず、受信電界強度Ｄ２を受信単位時間分格
納する（ステップＳ１１）。ステップＳ１１で格納され
た受信電界強度Ｄ２を用いて受信単位時間分の受信電界
強度の平均値を求める（ステップＳ２１）。例えば、受
信単位時間を１バースト（Ｎシンボルデータ）分受信す
る時間とすると、ここで定義する受信電界強度の平均値
は、受信電界強度Ｄ２をＮシンボル分加算し、その後で
シンボル数Ｎで除算する算術平均とする。ステップＳ１
２で求めたＤ２の平均値とステップＳ１で格納された各
受信シンボルに対応する受信電界強度Ｄ２との間で平均
差分絶対値を求める（ステップＳ１３）。この平均差分
絶対値は、｜（受信単位時間における受信電界強度の平
均値）−（各受信シンボルの受信電界強度）｜で求め
る。ステップＳ１３で求めた平均差分絶対値としきい値
との比較を行う（ステップＳ１４）。このステップＳ１
４での比較の結果、平均差分絶対値がしきい値より大き
い場合はステップＳ１６へ処理を移し、平均差分絶対値
がしきい値より小さい場合はステップＳ１７に処理を移
す（ステップＳ１５）。
ための図であり、第１の実施形態と同様に図１に示した
受信機におけるＡＦＣ回路の演算部２３の処理プロトコ
ルを示すフローチャートである。この第２の実施形態で
は、第２の実施形態の受信電界強度の急峻な変動の判別
の他に各シンボル毎の受信電界強度の評価も同時に行え
ることで、受信状態をより正確に判別できるようにした
例である。まず、受信電界強度Ｄ２を受信単位時間分格
納する（ステップＳ１１）。ステップＳ１１で格納され
た受信電界強度Ｄ２を用いて受信単位時間分の受信電界
強度の平均値を求める（ステップＳ２１）。例えば、受
信単位時間を１バースト（Ｎシンボルデータ）分受信す
る時間とすると、ここで定義する受信電界強度の平均値
は、受信電界強度Ｄ２をＮシンボル分加算し、その後で
シンボル数Ｎで除算する算術平均とする。ステップＳ１
２で求めたＤ２の平均値とステップＳ１で格納された各
受信シンボルに対応する受信電界強度Ｄ２との間で平均
差分絶対値を求める（ステップＳ１３）。この平均差分
絶対値は、｜（受信単位時間における受信電界強度の平
均値）−（各受信シンボルの受信電界強度）｜で求め
る。ステップＳ１３で求めた平均差分絶対値としきい値
との比較を行う（ステップＳ１４）。このステップＳ１
４での比較の結果、平均差分絶対値がしきい値より大き
い場合はステップＳ１６へ処理を移し、平均差分絶対値
がしきい値より小さい場合はステップＳ１７に処理を移
す（ステップＳ１５）。
【００１７】しきい値より絶対値が大きいと判断された
中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を平均計算には用いない
ように処理を行う（ステップＳ１６）。例えば、フェー
ジングによる受信電界強度の変動幅が１４ｄＢより大き
い場合、一般には受信信号の信頼度が低くなるため、し
きい値を１４ｄＢとすると、求めた平均差分絶対値が１
４ｄＢより大きい、つまり受信状態がフェージングによ
り悪い場合、その時の中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を
平均計算に用いる加算値には加えず、信頼性の低い中間
周波信号Ｄ１の周波数偏差として除外することにより、
フェージングによる誤差を軽減できる。ここでは、例と
してしきい値を１４ｄＢとしたが、しきい値の設定に制
限はない。
中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を平均計算には用いない
ように処理を行う（ステップＳ１６）。例えば、フェー
ジングによる受信電界強度の変動幅が１４ｄＢより大き
い場合、一般には受信信号の信頼度が低くなるため、し
きい値を１４ｄＢとすると、求めた平均差分絶対値が１
４ｄＢより大きい、つまり受信状態がフェージングによ
り悪い場合、その時の中間周波信号Ｄ１の周波数偏差を
平均計算に用いる加算値には加えず、信頼性の低い中間
周波信号Ｄ１の周波数偏差として除外することにより、
フェージングによる誤差を軽減できる。ここでは、例と
してしきい値を１４ｄＢとしたが、しきい値の設定に制
限はない。
【００１８】次いで、中間周波信号Ｄ１の周波数偏差の
平均値を受信単位時間で求めるため、受信単位時間つま
り受信シンボル数の監視を行う（ステップＳ１７）。監
視の結果、規定のシンボル数に達した場合にはステップ
Ｓ１８に処理を移し、規定のシンボル数に達していない
場合にはステップＳ１３に戻り同じ処理を繰り返す。ス
テップＳ７により信頼性の低い中間周波信号Ｄ１の周波
数偏差を除外して加算した値に対し、加算分のシンポル
数で除算を行うことで、誤差を削除した中間周波数信号
の周波数偏差の平均値Ｄ３が求められる（ステップＳ１
８）。このステップＳ１８で求められた中間周波信号Ｄ
１の周波数偏差の平均値Ｄ３を補正値とし、これを直前
の補正値と置き換えて更新し、この補正値Ｄ３をＤ／Ａ
コンバータ２２に入力を行い、アナログ値に変換した値
で、ＴＣＸＯ２１の発振周波数を制御することにより、
フェージングによる誤差を少なくした正確な補正を行
う。
平均値を受信単位時間で求めるため、受信単位時間つま
り受信シンボル数の監視を行う（ステップＳ１７）。監
視の結果、規定のシンボル数に達した場合にはステップ
Ｓ１８に処理を移し、規定のシンボル数に達していない
場合にはステップＳ１３に戻り同じ処理を繰り返す。ス
テップＳ７により信頼性の低い中間周波信号Ｄ１の周波
数偏差を除外して加算した値に対し、加算分のシンポル
数で除算を行うことで、誤差を削除した中間周波数信号
の周波数偏差の平均値Ｄ３が求められる（ステップＳ１
８）。このステップＳ１８で求められた中間周波信号Ｄ
１の周波数偏差の平均値Ｄ３を補正値とし、これを直前
の補正値と置き換えて更新し、この補正値Ｄ３をＤ／Ａ
コンバータ２２に入力を行い、アナログ値に変換した値
で、ＴＣＸＯ２１の発振周波数を制御することにより、
フェージングによる誤差を少なくした正確な補正を行
う。
【００１９】なお、この第２の実施形態において受信電
界強度による受信状態の判別及び周波数偏差の選択につ
いて、図４を用いて説明を行う。受信電界強度Ｄ２（折
れ線１で示す）の受信単位時間（例では１バースト）に
おける平均値（直線１で示す）を求め、求めた平均値と
各シンボル毎の受信電界強度との平均差分絶対値（折れ
線２で示す）を計算する。この平均差分絶対値は、平均
値からの変動の大きさを示す指標となり、しきい値（直
線２で示す）を設けることにより受信状態の良い悪いが
判別できる。受信電界強度Ｄ２が平均値より大きくずれ
る。つまり、受信状態が悪いとそれに対応して絶対値も
大きな振幅を示す。しきい値より大きい場合は受信状態
が悪いので、この時の中間周波信号Ｄ１から計測した周
波数偏差の信頼度は低く平均計算から除外し、残りの周
波数偏差を用いて平均化処理（算術平均）を行い、補正
値Ｄ３を求める。得られた補正値Ｄ３をＤ／Ａコンバー
タ２２に入力し、アナログ値に変換した値でＴＣＸＯ２
１の発振周波数の制御を行う。
界強度による受信状態の判別及び周波数偏差の選択につ
いて、図４を用いて説明を行う。受信電界強度Ｄ２（折
れ線１で示す）の受信単位時間（例では１バースト）に
おける平均値（直線１で示す）を求め、求めた平均値と
各シンボル毎の受信電界強度との平均差分絶対値（折れ
線２で示す）を計算する。この平均差分絶対値は、平均
値からの変動の大きさを示す指標となり、しきい値（直
線２で示す）を設けることにより受信状態の良い悪いが
判別できる。受信電界強度Ｄ２が平均値より大きくずれ
る。つまり、受信状態が悪いとそれに対応して絶対値も
大きな振幅を示す。しきい値より大きい場合は受信状態
が悪いので、この時の中間周波信号Ｄ１から計測した周
波数偏差の信頼度は低く平均計算から除外し、残りの周
波数偏差を用いて平均化処理（算術平均）を行い、補正
値Ｄ３を求める。得られた補正値Ｄ３をＤ／Ａコンバー
タ２２に入力し、アナログ値に変換した値でＴＣＸＯ２
１の発振周波数の制御を行う。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、受信した
ディジタル信号の受信電界強度等から受信状態を検出
し、この受信状態に基づいて周波数偏差に基づく局部発
振器の制御用の演算値を補正する構成としているので、
フェージング起因による受信電界強度の急峻な変化、つ
まり受信電界強度の値がしきい値よりも大きく変動する
場合において、その際の周波数偏差の信頼性が低いもの
と判断し、この周波数偏差を削除して残りの周波数偏差
を用いて平均化を行うことにより、フェージングによる
影響を軽減することができ、より正確に局部発振器の制
御が行えるという効果がある。
ディジタル信号の受信電界強度等から受信状態を検出
し、この受信状態に基づいて周波数偏差に基づく局部発
振器の制御用の演算値を補正する構成としているので、
フェージング起因による受信電界強度の急峻な変化、つ
まり受信電界強度の値がしきい値よりも大きく変動する
場合において、その際の周波数偏差の信頼性が低いもの
と判断し、この周波数偏差を削除して残りの周波数偏差
を用いて平均化を行うことにより、フェージングによる
影響を軽減することができ、より正確に局部発振器の制
御が行えるという効果がある。
【図１】本発明が前提とされるディジタル受信機のブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態における演算部の処理
プロトコルを説明するためのフローチャートである。
プロトコルを説明するためのフローチャートである。
【図３】本発明の第２の実施形態における演算部の処理
プロトコルを説明するためのフローチャートである。
プロトコルを説明するためのフローチャートである。
【図４】第２の実施形態における補正値を計算する処理
手順を模式的に示す図である。
手順を模式的に示す図である。
【図５】従来における演算部の処理プロトコルを説明す
るためのフローチャートである。
るためのフローチャートである。
１ 受信アンテナ ２ 増幅器 ３ １ｓｔミキサ ４ ２ｎｄミキサ ５ 中間周波増幅器 ６ 復調回路 ７，８ 電圧制御発振器 ９，１０ ＰＬＬ １１ Ａ／Ｄコンバータ ２０ ＡＦＣ回路 ２１ 温度補償水晶発振器 ２２ Ｄ／Ａコンバータ ２３ 演算部
Claims (5)
- 【請求項１】 ディジタル信号を受信し、その受信周波
数を中間周波信号に周波数変換し、サンプル毎に中間周
波信号の周波数偏差を計測と演算を行い、得られた演算
値に基づいて前記周波数変換を行うための局部発振器を
制御するディジタル受信機の周波数調整方法において、
前記ディジタル信号の受信状態を検出し、この受信状態
に基づいて前記演算値を補正することを特徴とする周波
数調整方法。 - 【請求項２】 受信状態としてディジタル信号の受信電
界強度を検出し、この受信電界強度ないしその変動が所
定の基準範囲を越えたときに受信状態の劣化を検出して
前記演算値を補正する請求項１の周波数調整方法。 - 【請求項３】 受信したディジタル信号を中間周波信号
に周波数変換する手段と、前記周波数変換手段に局部発
振信号を供給する局部発振器と、前記中間周波信号の周
波数偏差をサンプル毎に計測し、かつこの計測値に基づ
いて所要の演算を行ない、得られた演算値に基づいて前
記局部発振器の発振周波数を制御する周波数調整手段を
備えるディジタル受信機において、前記周波数調整手段
は、前記中間周波信号の受信電界強度に基づいて前記演
算値の補正を行う機能を有することを特徴とする周波数
調整回路。 - 【請求項４】 周波数調整手段は受信電界強度の変動値
を検出し、この変動値をしきい値と比較し、しきい値を
越えたときにそのときの周波数偏差を周波数調整手段の
入力から削除する手段とを備える請求項３の周波数調整
回路。 - 【請求項５】 周波数調整手段は受信電界強度の受信単
位時間における平均値を算出し、この平均値と個々の受
信サンプル毎の受信電界強度との差分絶対値を演算し、
この差分絶対値をしきい値と比較し、しきい値を越えた
ときにそのときの周波数変化を周波数調整手段の入力か
ら削除する手段を備える請求項３の周波数調整回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8256238A JP3042418B2 (ja) | 1996-09-27 | 1996-09-27 | ディジタル受信機の周波数調整方法及び周波数調整回路 |
| DE69726377T DE69726377T2 (de) | 1996-09-27 | 1997-09-12 | Frequenzeinstellverfahren und -schaltung für digitalen Empfänger |
| EP97115921A EP0833448B1 (en) | 1996-09-27 | 1997-09-12 | Frequency adjusting method for use with digital receiver and frequency adjusting circuit thereof |
| US08/929,058 US6052419A (en) | 1996-09-27 | 1997-09-15 | Frequency adjusting method for use with digital receiver and frequency adjusting circuit thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8256238A JP3042418B2 (ja) | 1996-09-27 | 1996-09-27 | ディジタル受信機の周波数調整方法及び周波数調整回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10107590A true JPH10107590A (ja) | 1998-04-24 |
| JP3042418B2 JP3042418B2 (ja) | 2000-05-15 |
Family
ID=17289862
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8256238A Expired - Fee Related JP3042418B2 (ja) | 1996-09-27 | 1996-09-27 | ディジタル受信機の周波数調整方法及び周波数調整回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6052419A (ja) |
| EP (1) | EP0833448B1 (ja) |
| JP (1) | JP3042418B2 (ja) |
| DE (1) | DE69726377T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP3492206B2 (ja) * | 1998-06-24 | 2004-02-03 | 松下電器産業株式会社 | 電界検出方法 |
| EP1067675B1 (en) * | 1999-07-08 | 2005-04-27 | Sony International (Europe) GmbH | Calibration of a N-port receiver |
| US7127010B1 (en) * | 1999-07-29 | 2006-10-24 | Bose Corporation | Oscillator controlling |
| AU7724800A (en) | 1999-09-27 | 2001-04-30 | Parthus Technologies Plc | Method and apparatus for in the field wireless device calibration |
| CA2352398C (en) * | 2000-07-06 | 2005-07-26 | Unique Broadband Systems, Inc. | Low phase noise frequency converter |
| EP1182792A1 (en) * | 2000-08-25 | 2002-02-27 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | An electronic circuit for and a method of controlling the output frequency of a frequency synthesizer |
| ATE349842T1 (de) * | 2001-02-26 | 2007-01-15 | Juniper Networks Inc | Schätzung eines frequenzversatzes, zur anwendung bei kurzen datenbursts |
| FR2867926B1 (fr) * | 2004-03-16 | 2006-07-07 | St Microelectronics Sa | Procede et systeme de reception satellitaire |
| CN110311673B (zh) * | 2019-06-24 | 2024-02-02 | Oppo广东移动通信有限公司 | 一种频率校准方法、终端及存储介质 |
| EP3982549A1 (en) * | 2020-10-09 | 2022-04-13 | Beammwave AB | Multi-antenna transceiver system for multi-band operation |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2086159A (en) * | 1980-10-22 | 1982-05-06 | Philips Electronic Associated | Automatic frequency control system |
| JPH0744485B2 (ja) * | 1987-05-22 | 1995-05-15 | 三菱電機株式会社 | 自動車電話装置 |
| JPH07105822B2 (ja) * | 1989-08-10 | 1995-11-13 | 三菱電機株式会社 | 自動周波数制御装置 |
| FI91821C (fi) * | 1991-02-22 | 1994-08-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Radiopuhelimen automaattinen taajuudensäätökytkentä |
| DE69217140T2 (de) * | 1991-08-07 | 1997-07-03 | Toshiba Kawasaki Kk | QPSK-Demodulator mit automatischer Frequenznachregelung |
| CA2098660C (en) * | 1992-06-23 | 1999-08-03 | Gen Suganuma | Automatic frequency control circuit |
| JP2540093B2 (ja) * | 1992-06-23 | 1996-10-02 | 日本無線株式会社 | Ａｆｃ回路 |
| JPH07297779A (ja) * | 1994-04-26 | 1995-11-10 | Toshiba Corp | 自動周波数制御機能を備えたディジタル無線機 |
| JP2755210B2 (ja) * | 1995-04-11 | 1998-05-20 | 日本電気株式会社 | 周波数自動制御回路 |
-
1996
- 1996-09-27 JP JP8256238A patent/JP3042418B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-09-12 DE DE69726377T patent/DE69726377T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-09-12 EP EP97115921A patent/EP0833448B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-09-15 US US08/929,058 patent/US6052419A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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|---|---|
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| DE69726377D1 (de) | 2004-01-08 |
| JP3042418B2 (ja) | 2000-05-15 |
| EP0833448A2 (en) | 1998-04-01 |
| US6052419A (en) | 2000-04-18 |
| DE69726377T2 (de) | 2004-09-09 |
| EP0833448B1 (en) | 2003-11-26 |
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