JPH099094A - 高圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 共通のスイッチ素子を用いて高圧安定化と偏
向動作を良好に行う高圧発生回路を提供する。 【構成】 フライバックトランス３の低圧コイル14を水
平出力トランジスタ６に接続し、水平出力トランジスタ
６にダンパーダイオード７と共振容量回路18と偏向ヨー
ク10を並列に接続する。共振容量回路18は共振コンデン
サ８と直流カットコンデンサ20の直列回路で構成する。
駆動電源16からは、チョークコイル23と第１の通電ダイ
オード24を介してコンデンサ８，20の直列接続点Ａを経
由し、さらに第２の通電ダイオード25を介して逆流防止
ダイオード22のカソード側に達する通電通路21を形成す
る。パルス幅制御回路19は検出抵抗体９の検出電圧を受
け、高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ、オンパ
ルス幅を広くしたスイッチ制御信号を水平出力トランジ
スタ６のベースに加え、高圧出力電圧の安定化を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高圧出力電圧の安定化
手段を備えた高圧発生回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図３には高圧安定化手段を備えた各種の
高圧発生回路の従来例が示されている。

【０００３】図３の（ａ）に示す回路は偏向系と高圧系
の回路を一体型にしたもので、この高圧発生回路は、水
平出力回路２と、フライバックトランス３とを有して構
成されている。

【０００４】水平出力回路２はスイッチ素子としての水
平出力トランジスタ６と、ダンパーダイオード７と、共
振コンデンサ８と、偏向ヨーク10と、Ｓ字補正コンデン
サ11とからなる。水平出力トランジスタ６はドライブ回
路（図示せず）から送られてくる電圧パルスを受けてス
イッチング作用を行い、ダンパーダイオード７との動作
期間の分担によって偏向ヨーク10の水平偏向コイルに鋸
歯状波電流を加える。その一方において、水平出力トラ
ンジスタ６のオフ時に共振コンデンサ８とコイル成分と
のＬＣ共振作用によってコレクタパルス（フライバック
パルス）を発生させ、これをフライバックトランス３に
加える。

【０００５】フライバックトランス３はコア13に低圧コ
イル14と高圧コイル15を巻装したものからなり、低圧コ
イル14の一端は水平出力トランジスタ６のコレクタ側に
接続され、また、同コイル14の他端は高圧安定化回路12
を介して駆動電源16に接続されている。そして、高圧コ
イル15の高圧側は高圧整流ダイオード17を介して陰極線
管（図示せず）のアノードに接続されている。このフラ
イバックトランス３は水平出力回路２から加えられるフ
ライバックパルスを昇圧してその昇圧出力（高圧出力電
圧）を陰極線管のアノードに加えるものである。

【０００６】前記高圧コイル15の出力端側には高圧出力
電圧を検出する高圧検出回路として機能する検出抵抗体
９が接続されており、この検出抵抗体９で検出された高
圧出力電圧の検出電圧は高圧安定化回路12に加えられて
いる。高圧安定化回路12は高圧出力電圧の降下量に応じ
て駆動電源16の電源電圧を可変調整するもので、高圧出
力電圧の降下量が大きくなるにつれ、駆動電源16の電源
電圧を大きくする方向に制御することで、駆動電源16の
電圧アップ分がフライバックトランス３により昇圧され
て高圧出力電圧に加算される結果、高圧出力電圧の降下
量が補償されて、高圧出力電圧の安定化が達成される。

【０００７】図３の（ｂ）に示す回路は、同じく偏向系
と高圧系の回路を一体型にしたもので、この回路は、高
圧安定化回路12をフライバックトランス３の二次側に設
けたものである。すなわち、高圧安定化回路12は、検出
抵抗体９で検出される高圧出力電圧の降下量に応じて高
圧コイル15に加算電圧を加え、高圧出力電圧の降下量を
補償して高圧出力電圧の安定化を行うものであり、それ
以外の回路動作は図３の（ａ）に示すものと同様であ
る。

【０００８】図３の（ｃ）は偏向系の回路と高圧系の回
路とを分離して別個独立に形成し、それぞれの回路を別
個独立のドライブ回路によってドライブするようにした
ものであり、偏向側の回路には水平出力トランジスタ６
ａとダンパーダイオード７ａと共振コンデンサ８ａとを
有し、高圧側の回路にも水平出力トランジスタ６ｂとダ
ンパーダイオード７ｂと共振コンデンサ８ｂとを有し、
ほぼ同様な回路構成となっている。なお、偏向系の回路
の５は駆動電源16ａから偏向ヨーク10に電流を供給する
ためのチョークコイルである。この回路も、前記図３の
（ａ）に示す回路と同様に、高圧出力電圧の降下量に応
じて高圧安定化回路12により駆動電源16ｂの電圧を可変
して高圧出力電圧の安定化が行われる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図３の
（ａ）に示す偏向系と高圧系とを一体化した回路では、
駆動電源16の電源電圧を可変して高圧安定化制御を行う
に際し、駆動電源16の電源電圧が変化すると、偏向ヨー
ク10の偏向電流（水平偏向電流）が変化し、陰極線管の
画面振幅量の変化が発生するという問題がある。

【００１０】図３の（ｂ）に示す回路も、例えば、陰極
線管の画面の輝度変化等により、高圧コイル15側から陰
極線管側に高圧出力電流が流れると、この電流のエネル
ギはフライバックトランス３の一次側から引き抜かれて
消費されるために、偏向ヨーク10の偏向電流が変化し、
高圧出力電流の変化に伴って陰極線管の画面振幅量の変
化が発生するという問題がある。

【００１１】これに対し、図３の（ｃ）に示す偏向系と
高圧系を分離したタイプの回路は、高圧安定化回路12に
よって駆動電源16ｂの電源電圧を可変しても偏向系の回
路にはその影響が及ぶことがなく、前記画面のゆがみ等
の問題は生じない。しかし、この分離タイプの回路は偏
向系の回路と高圧系の回路をドライブするそれぞれ別個
のドライブ回路を必要とし、さらにそれぞれ別個の水平
出力トランジスタ６ｂ，７ｂによってスイッチング動作
を行わせているので、回路構成が複雑になって回路素子
の部品点数が多くなり、装置が大型化し、装置コストも
高くなるという問題がある。

【００１２】本発明は上記従来の課題を解決するために
なされたものであり、その目的は、高圧コイル側の負荷
変動や高圧安定化制御の影響を受けて偏向系の回路の偏
向電流が変化するということがなく、しかも、従来の偏
向系と高圧系の分離独立型のものに比べ、回路構成を簡
易化できる高圧発生回路を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、次のように構成されている。すなわち、本
発明は、フライバックトランスの低圧コイルの電源入力
端側には駆動電源が接続され、低圧コイルの他端のコレ
クタ端側と基準電位側間には直列にスイッチ素子が介設
され、このスイッチ素子に偏向ヨークと共振容量回路と
基準電位側をアノード側としたダンパーダイオードがそ
れぞれ並列に接続され、フライバックトランスの高圧コ
イル側には該高圧コイルから出力される高圧出力電圧を
検出する高圧検出回路が設けられており、この高圧検出
回路によって検出される高圧出力電圧の降下量に応じて
前記スイッチ素子のオンパルス幅を制御し高圧出力電圧
の安定化制御を行うパルス幅制御回路が設けられている
高圧発生回路であて、前記共振容量回路は基準電位側を
共振コンデンサ側とした共振コンデンサと直流カットコ
ンデンサの直列回路によって構成され、この共振容量回
路と偏向ヨークとダンパーダイオードの並列回路のコレ
クタ端側とスイッチ素子間にはスイッチ素子側をカソー
ドとした逆流防止ダイオードが設けられており、前記駆
動電源にはコイル素子と第１の通電ダイオードを順に介
して前記共振コンデンサと直流カットコンデンサの直列
接続部を経由し、さらにこの経由点から第２の通電ダイ
オードを介して前記逆流防止ダイオードのカソードとス
イッチ素子間の通路に至るスイッチ素子オン時の通電通
路が接続されていることを特徴として構成されている。

【００１４】

【作用】上記構成の本発明において、スイッチ素子は、
ダンパー期間内であって、走査期間の中央位置よりも前
半側でオンする。スイッチ素子がオンすると、ダンパー
期間内では、駆動電源から通電通路を通ってスイッチ素
子側に電流が流れ、通電通路のコイル素子に電磁エネル
ギが蓄えられる。ダンパー期間が経過すると、駆動電源
からは前記通電通路の他に、フライバックトランスの低
圧コイル側を通って電流が流れると共に、偏向ヨークの
水平偏向コイルにも正の電流が流れ、通電通路のコイル
素子と、低圧コイルと、偏向ヨークにそれぞれ電磁エネ
ルギが蓄えられていく。

【００１５】スイッチ素子がオフすると、前記コイル素
子と低圧コイルと偏向ヨークのコイル成分と、共振コン
デンサのＬＣ共振によってコレクタパルス（フライバッ
クパルス）が発生する。このコレクタパルスの波高値は
ＬＣ共振時に、共振コンデンサに流れる電流の大きさ、
つまり、スイッチ素子オン時に、蓄えられたコイル素子
と低圧コイルと偏向ヨークの電磁エネルギの大きさに対
応する。

【００１６】偏向ヨークと低圧コイルに流れる正の電流
はダンパー期間以降に流れるので、ダンパー期間内にお
けるスイッチ素子のスイッチオンのタイミングに依存し
ない電流エネルギであり、スイッチ素子のオンタイミン
グの可変によって通電通路のコイル素子に流れる電流の
大きさ（コイル素子に蓄えられる電磁エネルギの大き
さ）が可変する。

【００１７】パルス幅制御回路は、高圧出力電流の降下
量に応じてスイッチ素子のオンパルス幅を大きくする方
向に制御する結果、高圧出力電圧の降下量が大きくなる
につれ、スイッチ素子のオン期間が長くなり、通電通路
のコイル素子に蓄えられる電磁エネルギが大きくなるの
で、その分、コレクタパルスの波高値が大きくなり、高
圧出力電圧の降下量が補償されて高圧出力電圧の安定化
が行われる。スイッチ素子のオンタイミングは、ダンパ
ー期間内で可変するので、スイッチ素子のオンタイミン
グの可変制御によって偏向ヨークの電流が変化するとい
うことはなく、高圧安定化の制御によって影響を受ける
ことなく良好な偏向駆動が行われる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。なお、以下の実施例の説明において、従来例と同
一の名称部分には同一符号を付し、その詳細な重複説明
は省略する。

【００１９】図１には本発明に係る高圧発生回路の一実
施例の回路構成が示されている。この実施例は、スイッ
チ素子として機能する１個の水平出力トランジスタ６の
スイッチ動作によって、高圧安定化駆動と偏向駆動を共
に良好に行わせることを特徴としている。フライバック
トランス３の低圧コイル14のコレクタ端側と基準電位側
（アース側）間には水平出力トランジスタが介設されて
いる。すなわち、低圧コイル14のコレクタ端側は水平出
力トランジスタ６のコレクタ側に接続され、水平出力ト
ランジスタ６のエミッタ側はアースに接地されている。

【００２０】そして、水平出力トランジスタ６には、ダ
ンパーダイオード７と、共振容量回路18と、偏向ヨーク
10の水平偏向コイルとＳ字補正コンデンサ11の直列回路
とがそれぞれ並列に接続されている。前記共振容量回路
18は共振コンデンサ８と直流カットコンデンサ20との直
列回路によって構成され、共振コンデンサ８の一端側は
アースに接地され、直流カットコンデンサ20の一端側は
低圧コイル14のコクレタ端側に接続されている。そし
て、ダンパーダイオード７と共振容量回路18と偏向ヨー
ク10の並列回路のコレクタ端側と水平出力トランジスタ
６のコレクタとの間には、水平出力トランジスタ６側を
カソードとして、逆流防止ダイオード22が接続されてい
る。

【００２１】駆動電源16から低圧コイル14に至る接続導
体通路には通電通路21が分岐されてる。この通電通路21
はコイル素子として機能するチョークコイル23と第１の
通電ダイオード24を介して前記共振容量回路18の共振コ
ンデンサ８と直流カットコンデンサ20の直列の接続部Ａ
に至り、このＡ点を経由してさらに、第２の通電ダイオ
ード25を介して前記逆流防止ダイオード22のカソードと
水平出力トランジスタ６のコレクタとの接続部に達して
いる。前記チョークコイル23出力側、すなわち、第１の
通電ダイオード24のアノードと、基準電位側（アース
側）との間には基準電位側をアノードとしたダイオード
26が接続されている。

【００２２】パルス幅制御回路19にはドライブ回路（図
示せず）から水平ドライブ信号が加えられており、パル
ス幅制御回路19は、この水平ドライブ信号のパルス幅
を、検出抵抗体９によって検出される高圧出力電圧の降
下量に応じてオンパルス幅を大となる方向に制御したス
イッチ制御信号を水平出力トランジスタ６のベースに加
える。本実施例では、パルス幅制御回路19にはオンタイ
ミング設定手段30が設けられており、このオンタイミン
グ設定手段30は、水平出力トランジスタ６のオン開始点
を図２の（ｄ）に示すように、走査期間の中央点Ｍより
も前半側に設定する。これにより、パルス幅制御回路19
はオンパルスの立ち上がり開始点を必ず走査期間の中央
点Ｍよりも前半側にして、高圧出力電圧の降下量が大き
くなるにつれオンパルス幅を広くしたスイッチ制御信号
を水平出力トランジスタ６に加える。

【００２３】図２は各回路部分の波形のタイムチャート
を示したものである。同図の（ａ）は水平出力トランジ
スタ６のコレクタパルス波形を示し、同図（ｂ）はフラ
イバックトランス３の低圧コイル14に流れる電流波形を
示し、同図（ｃ）は偏向ヨーク10に流れる水平偏向電流
波形を示している。また、同図の（ｄ）はパルス幅制御
回路19から出力されるスイッチ制御信号波形を示してお
り、同図の（ｅ）は駆動電源16から通電通路21のチョー
クコイル23に流れる電流波形を示している。さらに、同
図の（ｆ）は共振コンデンサ８に流れる電流波形を示し
ている。

【００２４】本実施例の回路では、ダンパー期間では、
低圧コイル14側にはダンパーダイオード７側から図２の
（ｂ）に示すように負の電流が流れ、偏向ヨーク10には
同様にダンパーダイオード７側から同図の（ｃ）に示す
ような負の電流が流れる。ダンパー期間の途中で水平出
力トラジスタ６がオンすると、駆動電源16側から通電通
路21を通って水平出力トランジスタ６側に電流が流れ、
チョークコイル23に電磁エネルギが蓄えられる。

【００２５】一般に、ダンパー期間で、ダンパーダイオ
ード７からダンパー電流が偏向ヨーク10や低圧コイル14
に流れているときには、低圧コイル14のコレクタ端Ｑ点
の電位はほぼ−0.6 Ｖとなり、基準電位のアース電圧よ
りも低いために、駆動電源16側から低圧コイル14を通っ
て水平出力トランジスタ６側に電流は流れない。つま
り、ダンパー期間内では、水平出力トランジスタ６のス
イッチオンの立ち上がり始点がパルス幅制御回19により
制御されて可変しても、駆動電源16側から低圧コイル14
を通って偏向ヨーク10や水平出力トランジスタ６側に電
流が流れることはなく、駆動電源16からの電流は通電通
路21を通ってのみ流れる。

【００２６】水平出力トランジスタ６がオンしている状
態で、ダンパー期間が経過すると、低圧コイル14のコレ
クタ端Ｑ点の電位はアース電圧に回復する結果、駆動電
源16から低圧コイル14を通って水平出力トランジスタ６
に流れる電流と、駆動電源16側から引き続き通電通路21
を通って水平出力トランジスタ６に至る電流が生じ、偏
向ヨーク10にも水平出力トランジスタ６に向かう正の電
流が流れる。

【００２７】帰線期間の開始点で水平出力トランジスタ
６がオフすると、チョークコイル23に蓄えられた電磁エ
ネルギと、低圧コイル14に蓄えられた電磁エネルギと、
偏向ヨーク10の電磁エネルギは、それぞれ、共振コンデ
ンサ８側に流れる電流によって移動し、いわゆるＬＣ共
振によってコレクタパルスが発生する。このコレクタパ
ルスの波高値は、共振コンデンサ８の電流の大きさによ
って定まる。共振コンデンサ８の電流の大きさは低圧コ
イル14の電磁エネルギによる電流とチョークコイル23の
電磁エネルギによる電流と偏向ヨーク10の電磁エネルギ
の電流を加算した電流であり、そのうち、低圧コイル14
の電流と偏向ヨーク10における電流（水平偏向電流）の
大きさは水平出力トランジスタ６のオンタイミングによ
って変化することのない一定の値であり、したがって、
共振コンデンサ８の電流の大きさは、通電通路21のチョ
ークコイル23の電磁エネルギの大きさ（チョークコイル
23の電流の大きさ）に依存する。

【００２８】すなわち、図２の（ｄ）および（ｅ）の破
線で示すように、スイッチ制御信号のオンの立ち上がり
開始点が図２の（ｄ）の左方向にずれてスイッチ制御信
号のオンパルス幅が広くなると、通電通路21には水平出
力トランジスタ６のオン開始点を起点として電流が流れ
るために、図２の（ｅ）に示すように、チョークコイル
23に流れる電流が大きくなり、その分、共振コンデンサ
８の電流も大きくなって、コレクタパルスの波高値が高
くなる。

【００２９】その逆に、スイッチ制御信号のオンの立ち
上がりタイミングが図２の（ｄ）の右方向にずれると、
スイッチ制御信号のオンパルス幅が狭くなり、チョーク
コイル23に流れる電流の大きさも小さくなる結果、共振
コンデンサの電流もその分小さくなり、発生するコレク
タパルスの波高値は低くなる。

【００３０】本実施例では、パルス幅制御回路19は、検
出抵抗体９で検出される高圧出力電圧の検出電圧を取り
込み、高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ、スイ
ッチ制御信号のオンの立ち上がり開始点のタイミングを
早めてオンパルス幅を広くするように制御する結果、オ
ンパルス幅を広くした分、共振コンデンサ８の電流が大
きくなってコレクタパルスが高くなることで、高圧出力
電圧の降下分が補償され、高圧出力電圧の安定化が達成
される。

【００３１】本実施例では、前述した如く、パルス幅制
御回路19のオンタイミング設定手段30によりスイッチ制
御信号のオン立ち上がりの開始点が、走査期間の中央点
Ｍよりも前半側に設定されるので、図２の（ｃ），
（ｄ）から明らかな如く、負の偏向電流が流れている期
間、つまり、ダンパー期間内において、必ずスイッチ制
御信号はオンとなるので、偏向電流が負から正に変わる
走査期間の中央点Ｍで、偏向電流は、負から正に円滑に
流れることとなり、高圧出力電圧の安定化制御によっ
て、水平出力トランジスタ６のオンのタイミングを可変
制御しても、偏向電流には何ら影響を及ぼすことがな
い。

【００３２】本実施例におけるオンタイミング設定手段
30を設けないで、図２の（ｈ）に示すように、スイッチ
制御信号のオンの開始点を走査期間の中央点Ｍよりも後
半側で立ち上げると、同図の（ｇ）に示すように、走査
期間の中央点Ｍからスイッチ制御信号のオン開始点まで
の時間Δｔの区間では、水平出力トランジスタ６がオフ
しているため、偏向電流は偏向ヨーク10側から水平出力
トランジスタ６側に流れることができず、電流０の状態
となり、スイッチ制御信号のパルスが立ち上がったスイ
ッチオン時のｔ₁ で、偏向電流は０からステップ状にＶ
点まで立ち上がり、Δｔの区間に偏向電流の不連続部分
が生じ、陰極線管の画面が狭くなる等の問題が生じる。
この点、本実施例では、スイッチ制御信号のオンの立ち
上がり開始点は必ず走査期間の中央点Ｍよりも前半側に
しているので、このような偏向電流の不連続部分は生じ
ることがなくなり、前記の如く、スイッチ制御信号のオ
ンパルス幅の大きさ如何に影響を受けずに、好適な偏向
系の回路駆動を行うことができる。

【００３３】また、本実施例では、共振コンデンサ８の
ＬＣ共振の充電時にチョークコイル23から第１の通電ダ
イオード24を介して共振コンデンサ８に流れる電流は、
放電時には、共振コンデンサ８から偏向ヨーク10と低圧
コイル14側に流れ、第１の通電ダイオーオ24により阻止
されてチョークコイル23側には戻らないので、共振コン
デンサ８に充電されたエネルギはコレクタパルス発生と
偏向ヨーク駆動のエネルギとして効率良く使用されるこ
ととなる。

【００３４】さらに、本実施例では通電通路21の中継経
由点Ａと低圧コイル14のコレクタ端との間には直流カッ
トコンデンサ20が設けられているので、駆動電源16から
チョークコイル23および第１の通電ダイオード24を順に
通って中継経由点Ａに達した電流は直流カットコンデン
サ20により直流カットされてダンパーダイオード７のオ
ン期間にコレクタ端Ｑ側に流れるのが阻止されることと
なり、これにより、ダンパーダイオード７からダンパー
電流が偏向ヨーク10と低圧コイル14側に流れるダンパー
電流の通電作用を妨害することなくダンパー動作を円滑
に行わせることができる。

【００３５】さらに、中継経由点Ａから逆流防止ダイオ
ード22のカソード側には第２の通電ダイオード25を介し
て通電通路21が接続されているために、水平出力トラン
ジスタ６がオンすると同時に、駆動電源16側からチョー
クコイル23を通って水平出力トランジスタ６側に電流を
流し、チョークコイル23に電磁エネルギを蓄えることが
できるという効果が得られる。しかも、これら第１およ
び第２の通電ダイオード24，25は共にチョークコイル23
側から水平出力トランジスタ６側に向かう方向を順方向
としているために、水平出力トランジスタ６のオフ時の
ＬＣ共振の際に、共振コンデンサ８および直流カットコ
ンデンサ20に蓄えられた静電エネルギがチョークコイル
23側に逆流するのを防止できる。

【００３６】さらに、第２の通電ダイオード25のカソー
ド側は、逆流防止ダイオード22のカソード側に接続され
ているので、ダンパー期間で水平出力トランジスタ６が
オンしたときに、通電通路21を通って水平出力トランジ
スタ６側に流れる電流が偏向ヨーク10や共振容量回路18
側に流れるのが阻止されるので、ダンパーダイオード７
から偏向ヨーク10や低圧コイル14側に流れるダンパー電
流のダンパー通電動作を妨害することが防止され、ダン
パー期間でのダンパー作用を円滑に行わせることができ
る。

【００３７】さらに、本実施例の回路によれば、偏向ヨ
ーク10とフライバックトランス３が同一の回路に有る高
圧・偏向一体型の回路としたにもかかわらず、高圧出力
電圧の安定化のためのコレクタパルスの波高値の増加分
に必要なエネルギと、高圧コイル15に流れる高圧出力電
流の増加に起因する一次側のエネルギ減分の補充エネル
ギがチョークコイル23から供給されるので、コレクタパ
ルスの波高値増加や高圧出力電流の増加によるエネルギ
減の補充が偏向電流のエネルギによって行われることは
ないので、偏向電流の減少を防止でき、これにより、偏
向電流の減少に起因して生じる陰極線管の画面のゆがみ
（曲がり）の発生を防止することができる。

【００３８】なお、本発明は上記実施例に限定されるこ
とはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、上記
実施例では、スイッチ素子としての水平出力トランジス
タ６をバイポーラトランジスタで構成したが、このスイ
ッチ素子は、ＭＯＳ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）
等の他の様々なスイッチ素子を用いて構成することがで
きる。

【００３９】また、駆動電源16の電流を流す通電通路21
のコイル素子を、チョークコイル23により形成したが、
このコイル素子は、チョークコイル以外のパルストラン
スを用いて構成することも可能である。

【００４０】

【発明の効果】本発明は、駆動電源から逆流防止ダイオ
ードのカソードとスイッチ素子間の通路にかけて通電通
路が設けられ、この通電通路にコイル素子を介設し、駆
動電源からコイル素子を通して流れる電流を、共振コン
デンサと直流カットコンデンサの直列接続部を経由して
流れるように構成したものであるから、スイッチ素子を
オンさせることにより、直ちに駆動電源からスイッチ素
子に向けて電流を流すことができる。したがって、スイ
ッチ素子のオン開始点のタイミングを制御することで、
通電通路のコイル素子に蓄えられる電磁エネルギが変化
し、このコイル素子の電磁エネルギが共振コンデンサの
ＬＣ共振のエネルギとして供給されるので、スイッチ素
子のパルス幅制御により、フライバックトランスの一次
側で発生するコレクタパルスの波高値を制御できる。

【００４１】つまり、パルス幅制御回路により、高圧出
力電圧の降下量が大きくなるにつれ、スイッチ素子のオ
ンパルス幅を広くする方向に制御される結果、通電通路
のコイル素子に蓄えられる電磁エネルギも増加して、そ
の分コレクタパルスの波高値が高くなり、前記高圧出力
電圧の降下分が補償されて、高圧出力電圧の安定化を的
確に行うことが可能となる。

【００４２】しかも、前記通電通路は第１の通電ダイオ
ードを介して共振回路と直流カットコンデサの直列接続
部を経由し、さらに、この経由点から第２の通電ダイオ
ードを介して逆流防止ダイオードのカソード側に接続さ
れるので、共振コンデンサのＬＣ共振の放電時の電流が
共振コンデンサ側から通電通路のコイル素子側に逆流す
るのを効果的に防止でき、これにより、コイル素子に蓄
えられた電磁エネルギを、効率良くＬＣ共振のエネルギ
として使用することができる。

【００４３】さらに、前記通電通路を通って流れる電流
は逆流防止ダイオードによって共振容量回路とダンパー
ダイオードと偏向ヨークの並列回路側に流れるのが阻止
され、通電通路を通って共振コンデンサと直流カットコ
ンデンサの接続部の経由点に達する電流は直流カットコ
ンデンサにより低圧コイルのコレクタ端側に流れるのが
阻止され、かつ、経由点から第２の通電ダイオードを通
ってスイッチ素子側に流れる電流は逆流防止ダイオード
によってダンパーダイオード７からのダンパー電流の流
れる経路に入り込むのが阻止されるので、ダンパー期間
におけるダンパーダイオードのダンパー作用が妨害され
ることがなく、高圧安定化の動作に影響を受けることな
くダンパー動作を安定に行うことできる。

【００４４】さらに、コレクタパルスの波高値の増加分
のエネルギと、フライバックトランスの二次側に流れる
高圧出力電流の増加に起因するフライバックトランスの
一次側のエネルギ減少分の補充は通電通路のコイル素子
に蓄えられる電磁エネルギの供給によって行われること
となり、これにより、コレクタパルスの増加分のエネル
ギと高圧出力電流の増加による一次側エネルギの減少分
補充のエネルギは偏向電流によって行われることはない
ので、高圧の安定化動作や高圧出力電流の変動によって
偏向電流が変化して陰極線管の画面にゆがみ（曲がり）
が生じるという従来の高圧・偏向一体型回路の問題点を
完璧に解消することができる。

【００４５】このように本発明は、従来例の偏向・高圧
分離型の回路と同等の性能が得られるが、１個のスイッ
チ素子で偏向と高圧安定化の動作を行うので回路素子の
部品点数が少なく、従来の偏向・高圧分離型の回路に比
べ回路構成の大幅な範囲化とコスト低減が図れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る高圧発生回路の一実施例の回路図
である。

【図２】同実施例の各回路部分の動作を示すタイムチャ
ートである。

【図３】従来の各種タイプの高圧発生回路の回路図であ
る。

【符号の説明】

３ フライバックトランス ６，６ａ，６ｂ 水平出力トランジスタ ７，７ａ，７ｂ ダンパーダイオード ８，８ａ，８ｂ 共振コンデンサ 10 偏向ヨーク 19 パルス幅制御回路 20 直流カットコンデンサ 21 通電通路 22 逆流防止ダイオード 23 チョークコイル 24 第１の通電ダイオード 25 第２の通電ダイオード

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 フライバックトランスの低圧コイルの電
   源入力端側には駆動電源が接続され、低圧コイルの他端
   のコレクタ端側と基準電位側間には直列にスイッチ素子
   が介設され、このスイッチ素子に偏向ヨークと共振容量
   回路と基準電位側をアノード側としたダンパーダイオー
   ドがそれぞれ並列に接続され、フライバックトランスの
   高圧コイル側には該高圧コイルから出力される高圧出力
   電圧を検出する高圧検出回路が設けられており、この高
   圧検出回路によって検出される高圧出力電圧の降下量に
   応じて前記スイッチ素子のオンパルス幅を制御し高圧出
   力電圧の安定化制御を行うパルス幅制御回路が設けられ
   ている高圧発生回路であて、前記共振容量回路は基準電
   位側を共振コンデンサ側とした共振コンデンサと直流カ
   ットコンデンサの直列回路によって構成され、この共振
   容量回路と偏向ヨークとダンパーダイオードの並列回路
   のコレクタ端側とスイッチ素子間にはスイッチ素子側を
   カソードとした逆流防止ダイオードが設けられており、
   前記駆動電源にはコイル素子と第１の通電ダイオードを
   順に介して前記共振コンデンサと直流カットコンデンサ
   の直列接続部を経由し、さらにこの経由点から第２の通
   電ダイオードを介して前記逆流防止ダイオードのカソー
   ドとスイッチ素子間の通路に至るスイッチ素子オン時の
   通電通路が接続されていることを特徴とする高圧発生回
   路。