JPH0955864A - 高圧レギュレーション補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 多周波対応で、ブリンキングに対しても、高
圧レギュレーションを充分補正できるようにする。 【構成】 水平同期周波数が高いときには、水平出力ト
ランジスタＱ１の出力パルスをコンデンサＣ１１，Ｃ１
２で平滑，分圧して得られる分圧電圧がダイオードＤ５
を介してコンデンサＣ１３に供給され、水平同期周波数
が低いときには、高圧出力端子５に得られる高圧出力電
圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して得られる検出電圧が、ダ
イオードＤ７を介して、あるいは、フライバックトラン
ス３の三次巻線３ｃに得られるフライバックパルスがコ
ンデンサＣ４で平滑され、ダイオードＤ８を介して、コ
ンデンサＣ１３に夫々供給される。これにより、水平同
期周波数が低いときの水平同期周波数の変化による高圧
レギュレーションを補正できるし、また、ブリンキング
による高圧レギュレーションも補正できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、陰極線管ディスプレイ
装置の偏向回路に用いられ、フライバックトランスの高
圧を安定化するための高圧レギュレーション補正回路に
関する。

【０００２】

【従来の技術】陰極線管ディスプレイ装置の水平偏向回
路では、水平出力トランジスタの出力パルスがフライバ
ックトランスの一次巻線に供給され、これが昇圧された
高圧パルスがその二次巻線に得られ、この高圧パルスを
整流平滑することにより、高圧出力電圧が得られ、これ
を陰極線管のアノード電圧としている。

【０００３】このアノード電圧が変動すると、陰極線管
に表示される画面の水平サイズが変動する。従って、こ
のアノード電圧、即ち、フライバックトランスの高圧出
力電圧を一定に保持する必要がある。

【０００４】従来、フライバックトランスの高圧出力電
圧を一定に保つために、フライバックトランスの入力部
（１次側）に定電圧制御電源回路を設け、フライバック
トランスの高圧出力電圧あるいは二次巻線電圧，三次巻
線電圧を検出して、その検出電圧に応じて定電圧制御電
源回路がフライバックトランスの一次側直流電圧（偏向
回路の電源電圧）を制御するようにしている。水平出力
トランジスタの出力パルスの振幅は、この水平出力トラ
ンジスタに印加される電源電圧に応じて変化する。そこ
で、フライバックトランスの高圧出力電圧の変化に応じ
てこの電源電圧を変化させることにより、フライバック
トランスの一次側に供給される水平出力トランジスタの
出力パルスの振幅が変化し、これにより、高圧出力電圧
を一定に保つようにすることができるのである。

【０００５】ところで、近年、パソコン用のディスプレ
イ装置などでは、パソコンの機種毎に出力される画像信
号の水平同期周波数ｆ_Hが異なるため、これら異なる水
平同期周波数ｆ_H に対処できるようにする多周波対応の
陰極線管ディスプレイ装置が開発されている。

【０００６】このような多周波対応の陰極線管ディスプ
レイ装置においては、水平同期周波数ｆ_Hが変化すると
ともに、当然水平出力トランジスタの出力パルスの周波
数も変化するが、このようにフライバックトランスの駆
動パルスとしての水平出力トランジスタの出力パルスの
周波数が変化すると、フライバックトランスの巻線間の
結合度も変化し、これによってフライバックトランスの
二次側に得られる高圧出力電圧も変化する。

【０００７】図４はフライバックトランスでの駆動パル
スの周波数変化に対する一次，二次巻線間の結合度の変
化を示すものであって、周波数が高くなるほど結合度が
大きくなる。パソコンなどで使用される水平同期周波数
ｆ_Hとしては、通常３０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲で
あり、このような大きな水平同期周波数ｆ_Hの違いがあ
ると、証する水平同期周波数ｆ_Hに応じてフライバック
トランスの高圧出力電圧が大きく変化し、陰極線管のア
ノード電圧が大きく変化して陰極線管に表示される画面
の水平サイズが大きく変化する高圧レギュレーションが
生ずることにする。

【０００８】また、水平同期周波数ｆ_Hが変化すると、
水平出力トランジスタの出力パルスの振幅も変化する。
この変化は図３に示すようなものであり、水平出力トラ
ンジスタの出力パルスの振幅は、水平同期周波数ｆ_Hが
高いほど大きく、水平同期周波数ｆ_H が低いほど小さく
なる。従って、このことからも、水平同期周波数ｆ_Hの
変化とともに、フライバックトランスの高圧出力電圧が
変化する。

【０００９】これを防止するために、上記のように、フ
ライバックトランスの高圧出力電圧の変化を検出し、そ
の検出電圧に応じてフライバックトランスの一次側電源
電圧を制御する方法が採られている。

【００１０】図３は従来の高圧レギュレーション補正回
路の一例を示す回路図であって、１は定電圧入力端子、
２は定電圧制御電源回路、３はフライバックトランス、
３ａは一次巻線、３ｂは二次巻線、３ｃは三次巻線、４
は緩衝増幅器、５は高圧出力端子、６は電源電圧の印加
端子、７は駆動パルスの印加端子、８は出力端子、９は
高圧検出用端子、１０は入力端子、１１は出力端子、１
２，１３は入力端子、１４，１５はスイッチ、Ｄ１，Ｄ
２は整流ダイオード、Ｄ３〜Ｄ６はダンパーダイオー
ド、Ｃ１〜Ｃ１２はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ５は抵抗、Ｑ
１は水平出力トランジスタ、Ｌ１はリニアリテイコイ
ル、Ｌ２はリアクタ、ＤＹは水平偏向コイルである。

【００１１】同図において、水平出力トランジスタＱ
１、共振用コンデンサＣ６，Ｃ７，Ｃ１１，Ｃ１２、ダ
ンパーダイオードＤ３〜Ｄ６、リニアリテイコイルＬ１
及びリアクタＬ２が水平偏向コイルＤＹに対する通常の
水平出力回路を構成し、リニアリテイコイルＬ１とリア
クタＬ２との間にＳ次補正用のコンデンサＣ８，Ｃ９，
Ｃ１０が並列に設けられて、これらコンデンサＣ９，Ｃ
１０毎にスイッチ１４，１５が設けられている。

【００１２】一方、定電圧制御電源回路２の出力電圧
は、ダイオードＤ１で整流されてコンデンサＣ１で平滑
され、電源電圧としてフライバックトランス３の一次巻
線３ａ側の端子６に印加され、結局、この電源電圧がフ
ライバックトランス３の一次巻線３ａを介して水平出力
トランジスタＱ１のコレクタに印加される。

【００１３】入力端子１２からこの水平出力トランジス
タＱ１のベースに水平ドライブパルスが供給され、これ
に周波数，位相が同期した出力パルスが水平出力トラン
ジスタＱ１のコレクタに得られ、これが駆動パルスとし
て端子７からフライバックトランス３の一次巻線３ａに
供給され、これが昇圧されてフライバックトランス３の
二次巻線３ｂに高圧のフライバックパルスパルスが得ら
れる。このフライバックパルスがダイオードＤ２で整流
され、コンデンサＣ２で平滑されて高圧出力電圧が得ら
れ、この高圧出力電圧が出力端子５から、アノード電圧
として、図示しない陰極線管のアノードに印加される。

【００１４】また、入力端子１２から入力される水平ド
ライブパルスは、水平同期信号の周波数（水平同期周波
数ｆ_H）の変化とともに、周波数が変化する。水平出力
回路は、かかる水平同期周波数ｆ_Hの変化に対しても良
好に応答するように、共振用のコンデンサＣ６，Ｃ７，
Ｃ１１，Ｃ１２の容量が決められている。そして、水平
同期周波数ｆ_Hの変化に応じてスイッチ１４，１５が図
示しない制御回路によって制御され、これにより、いず
れの水平同期周波数ｆ_Hにおいても、Ｓ字補正が良好に
行なわれるようにしている。

【００１５】なお、入力端子１３からは、サイドピン歪
み補正信号や水平サイズ制御用信号が供給される。ま
た、図示しない陰極線管のビーム電流が入力端子１０か
ら抵抗Ｒ３，フライバックトランス３の二次巻線３ｂ，
ダイオードＤ２を介して高圧出力端子５から陰極線管の
アノードに流れ、出力端子１１でこのビーム電流を検出
することにより、コントラストの自動調整（ＡＣＬ）な
どの制御が行なわれる。

【００１６】かかる構成において、高圧出力端子５に得
られる高圧出力電圧は、また、高圧ブリーダ抵抗Ｒ１と
抵抗Ｒ３とで分圧され、その分圧電圧がコンデンサＣ３
で平滑されテ、高圧出力電圧の検出電圧として高圧検出
用端子９に得られる。この検出電圧は緩衝増幅器４を介
してコンデンサＣ１３に供給される。そして、このコン
デンサＣ１３の電圧は、抵抗Ｒ４で調整された後、抵抗
Ｒ５を介して定電圧制御電源回路２に供給され、定電圧
制御電源回路２は、この検出電圧が予め決められた規定
電圧となるように、フライバックトランス３の一次巻線
３ａの端子６に印加される電源電圧を制御する。

【００１７】つまり、高圧出力端子５に得られる高圧出
力電圧が変化して高圧検出用端子９に得られる検出電圧
が上記の規定電圧からはずれると、定電圧制御電源回路
２がこれに応じて端子６に印加する電源電圧を変化さ
せ、これに応じて水平出力トランジスタＱ１の出力パル
スの振幅が変化して高圧出力端子５に得られる高圧出力
電圧の上記変化を抑える。

【００１８】このようにして、水平同期周波数ｆ_H の変
化に伴なう高圧出力電圧の変化による画面の水平サイズ
の変動、即ち、高圧レギュレーションを補正することが
できる。

【００１９】定電圧制御電源回路２は入力端子１からの
定電圧（例えば、４５Ｖ）をチョッピングし、昇圧され
たパルスを発生して出力するものであって、抵抗Ｒ５を
介して供給される検出電圧が規定電圧値（例えば、６０
Ｖ）よりも高くなると、この出力パルスの振幅は低くな
り、この検出電圧が規定電圧よりも低くなると、この出
力パルスの振幅が高くなるように、フライバックトラン
ス３の三次巻線３ｃに発生するフライバックパルスに同
期して制御動作を行なう。この定電圧制御電源回路２の
出力パルスがダイオードＤ１とコンデンサＣ１とによっ
て整流，平滑されて電源電圧となるが、かかる定電圧制
御電源回路２の制御動作により、高圧出力端子５に得ら
れる高圧出力電圧が変動して高圧検出用端子９での検出
電圧に変動があると、水平出力トランジスタＱ１の出力
パルスがこの変動をなくすような振幅となるように、端
子６に印加される電源電圧が変化する。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、近年、パソ
コンなどのディスプレイ装置においては、パソコンから
の多種多様な信号を表示できるようにするために、様々
な性能改良がなされており、そのうちの１つに、表示画
面を明／暗と急速に切り換えてユーザに注意を喚起する
ようにしたブリンキングと呼ばれる表示モードを可能と
している。

【００２１】このようにブリンキングを行なうと、これ
に応じて陰極線管のアノード電圧も急速に変化し、表示
画面の水平，垂直サイズが大小に急激に変化するレギュ
レーションが生ずる。しかし、図３に示した従来技術で
は、かかるレギュレーションを補正することができな
い。

【００２２】即ち、図３において、高圧出力端子５に得
られる高圧出力電圧の変動は電圧検出用端子９に得られ
る検出電圧の変動として検出されるものであるが、この
検出電圧は高圧ブリーダ抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との分圧で
得られるものである。

【００２３】ところで、通常、高圧出力端子５に得られ
る高圧出力電圧は２４ｋＶや２７ｋＶと非常に高い電圧
であるのに対し、検出用端子９に得られる検出電圧は６
０Ｖと非常に低い電圧であり、この分圧比を大きくする
ために、高圧ブリーダ抵抗Ｒ１としては、例えば３００
ＭΩと非常に抵抗値が高いものが使用される。このため
に、検出用端子９に得られる検出電圧は、高圧出力端子
５に得られる高圧出力電圧に急激な変動があると、これ
に追従することができず、従って、ブリンキングのよう
な画像の急激な変化に対しては追従することができな
い。その結果、ブリンキングなどの画像の急激な変動が
あると、高圧レギュレーションの補正が充分になされ
ず、画面サイズが急速に変化するため、画面上に表示さ
れる文字や図形が二重に見えたり、ぶれて見えたりす
る。

【００２４】また、フライバックトランス３の一次巻線
３ａに供給される駆動パルスが、図６（ａ）の波形Ａで
示すように、滑らかな波形のパルスとした場合、このフ
ライバックトランス３の二次巻線３ｂに得られるフライ
バックパルスは、図６（ｂ）の波形Ａ’で示されるよう
に、滑らかな波形のパルスである。かかる二次巻線３ｂ
のフライバックパルスが、図３において、ダイオードＤ
２とコンデンサＣ２とで整流，平滑されて高圧出力電圧
が形成されるのであるが、このように滑らかな波形であ
ることから、この平滑に際しての流通角が狭く、高圧出
力電圧が不安定になり易いという問題があった。

【００２５】このため、従来では、図６（ａ）の波形Ｂ
で示すように、波形Ａに奇数次の高調波信号を重畳した
ものをフライバックトランス３の駆動パルスとし、流通
角を大きくするようにしている。

【００２６】しかしながら、図３に示した従来技術にお
いて、フライバックトランス３の駆動パルスの波形をこ
のような波形Ｂとすると、画面をブリンキングした場
合、分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２から緩衝増幅器４を介して
定電圧制御電源回路２に至る制御系に位相遅れがあるた
めに、フライバックトランス３の二次巻線３ｂに得られ
るフライバックパルスは、図６（ｂ）で波形Ｂ’として
示すように、非常に複雑な波形歪みをもつパルスとな
り、このため、高圧出力端子５に得られる高圧出力電圧
が不安定となって高圧レギュレーションが生ずることに
なる。

【００２７】本発明の目的は、かかる問題を解消し、表
示画像の急変に起因する高圧レギュレーションも有効に
補正することができ、安定した表示画面を得ることがで
きるようにした高圧レギュレーション補正回路を提供す
ることにある。

【００２８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、フライバックトランスの高圧出力を検出
する第１の検出手段と、該フライバックトランスの駆動
パルスを検出する第２の検出手段と、該第１，第２の検
出手段の検出電圧に応じて該フライバックトランスの一
次側直流電圧を制御する定電圧制御電源回路とを備え、
水平同期周波数が低いときには、該定電圧制御電源回路
が該第１の検出手段の検出電圧に応じて動作し、水平同
期周波数が高いときには、該定電圧制御電源回路が該第
２の検出手段の検出電圧に応じて動作するようにする。

【００２９】

【作用】第１の手段で検出される検出電圧は、ブリンキ
ングなどの画面の明暗が急変するのには追従性が劣り、
高圧レギュレーションが生ずる。このため、第２の検出
手段を設ける。この第２の検出手段の検出電圧は、フラ
イバックトランスの２次側電圧の変動に対して追従性が
優れており、これにより、ブリンキングなどの画面の明
暗が急変して高圧出力電圧が急激に変動しても、これに
充分追従して高圧レギュレーションの補正ができる。

【００３０】しかしながら、水平同期周波数が低いとき
には、この水平同期周波数の変化に対し、フライバック
トランスの一次，二次側の巻線間の結合度が非線形に変
化するため、フライバックトランスの一次，二次側の巻
線間のパルス間で比例関係が成立しない。このために、
第２の検出手段の検出電圧のみを使用する場合、水平同
期周波数が低いときには、所望の高圧出力電圧が得られ
ない。

【００３１】そこで、本発明は、水平同期周波数が低い
とき、第２の手段の検出電圧で高圧出力電圧の変化を直
接検出し、これでもって高圧リギュレーション補正を行
なうものであり、従って、多周波対応でブリンキングな
どによる高圧レギュレーションも充分補正することがで
きる。

【００３２】

【実施例】図１は本発明による高圧レギュレーション補
正回路の一実施例を示す回路図であって、Ｄ７，Ｄ８は
ダイオードであり、図３に対応する部分には同一符号を
つけて重複する説明を省略する。

【００３３】図１において、緩衝増幅器４から出力され
る検出電圧は、ダイオードＤ７を介してコンデンサＣ１
３に供給され、水平出力トランジスタＱ１の出力パルス
はコンデンサＣ１１，Ｃ１２で平滑，分圧され、ダイオ
ードＤ５を介してコンデンサＣ１３に供給され、また、
フライバックトランス３の三次巻線３ｃに生じて端子８
に得られるパルスがコンデンサＣ４で平滑され、ダイオ
ードＤ８を介してコンデンサＣ１３に供給されるように
構成されており、このコンデンサＣ１３に得られる電圧
が抵抗Ｒ５で調整され、検出制御電圧として、抵抗Ｒ４
を介し、定電圧制御電源回路２に供給される。

【００３４】ダイオードＤ５，Ｄ７，Ｄ８はオア回路を
構成しており、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の分圧電圧と
緩衝増幅器４から出力される検出電圧とコンデンサＣ４
で平滑された電圧とのいずれか振幅が大きいものがコン
デンサＣ１３に供給される。コンデンサＣ１３の電圧は
ダイオードＤ５，Ｄ７，Ｄ８のいずれかを介した電圧に
等しい値をもつ。

【００３５】ここで、水平出力トランジスタＱ１の出力
パルスが規定の振幅（例えば、１ｋＶ）であって、コン
デンサＣ１１，Ｃ１２の分圧電圧がダイオードＤ５を介
してコンデンサＣ１３に供給されるとき、このコンデン
サＣ１３に規定の電圧（例えば、６０Ｖ）が得られるよ
うに、コンデンサＣ１１，Ｃ１２による分圧比が設定さ
れている。同様にして、水平出力トランジスタＱ１の出
力パルスが規定の振幅であって、コンデンサＣ４で平滑
された電圧がダイオードＤ８を介してコンデンサＣ１３
に供給されるとき、このコンデンサＣ１３に規定の電圧
が得られるように、フライバックトランス３の一次巻線
３ａに対する三次巻線３ｃの巻数比が設定されている。
なお、上記のように、高圧出力端子５に規定の大きさの
高圧出力電圧が得られるとき、緩衝増幅器４からの検出
電圧によるコンデンサＣ１３での電圧が上記規定の電圧
であるように、抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧比が設定され
ていることはいうまでもない。

【００３６】さて、かかる構成において、コンデンサＣ
１１，Ｃ１２の分圧比は抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧比に
比べて充分小さい。このため、水平出力トランジスタＱ
１の出力パルスの変動によるコンデンサＣ１１，Ｃ１２
の分圧電圧の変動は、高圧出力端子５に得られる高圧出
力電圧の変動による端子９に得られる検出電圧の変動に
比べて大きい。また、水平出力トランジスタＱ１の出力
パルスの変動によるコンデンサＣ１１，Ｃ１２の分圧電
圧の変動は、コンデンサＣ４で平滑された電圧の変動に
比べても大きい。

【００３７】ところで、水平同期周波数ｆ_Hの変化に対
して、図４に示したようにフライバックトランス３の一
次巻線３ａと二次巻線３ｂ，三次巻線３ｃとの間の結合
度が変化し、また、水平出力トランジスタＱ１の出力パ
ルスの振幅も、図５に示したように変化する。

【００３８】そこで、いま、水平同期周波数ｆ_Hが高く
なったとすると、図４により、フライバックトランス３
の一次巻線３ａと二次巻線３ｂ，三次巻線３ｃとの間の
結合度が大きくなり、また、図５により、水平出力トラ
ンジスタＱ１の出力パルスの振幅も大きくなる。これに
より、コンデンサＣ４で平滑された電圧や高圧検出用端
子９に得られる検出電圧が上昇するが、コンデンサＣ１
１，Ｃ１２の分圧電圧の振幅の方がより上昇し、コンデ
ンサＣ１３には、この分圧電圧が供給される。これによ
り、定電圧制御電源回路２はこのコンデンサＣ１１，Ｃ
１２の分圧電圧が規定電圧（上記の６０Ｖ）となるよう
に、端子６に印加する電源電圧を低下させる。

【００３９】また、水平同期周波数ｆ_Hが低くなると、
同様にして、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の分圧電圧の振
幅やコンデンサＣ４で平滑された電圧，高圧検出用端子
９に得られる検出電圧が低くなるが、コンデンサＣ１
１，Ｃ１２の分圧電圧の振幅の方がコンデンサＣ４で平
滑された電圧や高圧検出用端子９に得られる検出電圧よ
りも低くなる。このため、コンデンサＣ４で平滑された
電圧あるいは高圧検出用端子９に得られる検出電圧がコ
ンデンサＣ１３に供給され、これらが規定電圧となるよ
うに、定電圧制御電源回路２が端子６に印加する電源電
圧を上昇させて水平出力トランジスタＱ１の出力パルス
の振幅を高める。

【００４０】このようにして、水平同期周波数ｆ_Hが高
いときには、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の分圧電圧の振
幅が規定電圧となるように、定電圧制御電源回路２が動
作し、水平同期周波数ｆ_Hが低いときには、コンデンサ
Ｃ４で平滑された電圧あるいは高圧検出用端子９に得ら
れる検出電圧が規定電圧となるように、定電圧制御電源
回路２が動作する。

【００４１】ところで、上記のブリンキングのように、
画面の明暗が急速に変化する場合、高圧出力端子５に得
られる高圧出力電圧が急速に変化するが、フライバック
トランス３の二次巻線３ａにながれるビーム電流も急速
に変化し、これに応答して、フライバックトランス２の
一次巻線３ａ側からみたインピーダンスも急速に変化す
る。従って、水平出力トランジスタＱ１の出力パルスの
振幅も急速に変化して、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の分
圧電圧の振幅も急速に変化する。即ち、コンデンサＣ１
１，Ｃ１２の分圧電圧は、ブリンキングなどの画面の明
暗の急速な変化に対して、非常に応答性がよいことにな
る。

【００４２】そこで、水平同期周波数ｆ_Hが高くて、定
電圧制御電源回路２がコンデンサＣ１１，Ｃ１２の分圧
電圧に応じて制御動作を行なう場合には、ブリンキング
などの画面の明暗の急速な変化によるレギュレーション
を良好に補正することができる。

【００４３】なお、このことからすると、コンデンサＣ
１１，Ｃ１２の分圧電圧のみを用いてレギュレーション
の補正をすることが考えられる。しかしながら、図４に
示したように、水平同期周波数ｆ_Hが低いときには、フ
ライバックトランス３の一次巻線３ａと二次巻線３ｂと
の間の結合度が非線形に変化し、二次巻線３ｂに生ずる
電圧は一次巻線の駆動パルスに比例せず、高圧出力端子
５にに得られる高圧出力電圧は、図７（ａ）に示すよう
に、水平同期周波数の低い領域で非常に高くなってしま
う。

【００４４】これを防止するために、従来、図８に示す
ように、水平同期周波数の取り得る領域を複数に区分
し、夫々毎に所望の定数を設定するようにすることが知
られているが、ある程度の改善は得られるものの、結合
度が著しく低下する水平同期周波数の低い領域では、高
圧レギュレーション特性の充分な改善は望めなかった。

【００４５】このため、この実施例では、水平同期周波
数ｆ_Hが低いときには、フライバックトランス３の二次
巻線３ｂ側の高圧出力端子５に得られる高圧出力電圧の
変動を、直接これを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して検出し、
その検出電圧に応じて定電圧制御電源回路２を制御して
いる。これにより、かかる高圧出力電圧の変動を抑える
ことができるのである。但し、この場合には、上記従来
の技術と同様に、ブリンキングなどの画面の明暗の急激
な変換によるレギュレーションを補正することができな
いが、水平同期周波数ｆ_Hの変動によるレギュレーショ
ンを抑えることが可能となる。

【００４６】この実施例における水平同期周波数に対す
る高圧出力電圧の特性を示すと、図７（ｂ）に示すよう
になり、多周波対応としての高圧レギュリーション補正
が充分良好になされ得ることを示している。

【００４７】なお、この実施例では、コンデンサＣ４で
平滑される電圧と高圧検出用端子９に得られる検出電圧
とをともに使用するようにしているが、コンデンサＣ４
で平滑される電圧にも、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されて高
圧検出用端子９に得られる検出電圧と同様に、水平同期
周波数ｆ_Hの変動によるフライバックトランス３の一次
巻線３ａと三次巻線３ｃとの結合度の変化が現われるも
のであるから、高圧検出用端子９に得られる検出電圧と
このコンデンサＣ４で平滑される電圧とのいずれかを用
いるようにしてもよい。

【００４８】また、この実施例では、水平同期周波数ｆ
_Hが高い場合には、ブリンキングのような画面の急速な
明暗の変化に充分応答する水平出力トランジスタＱ１の
出力パルスの分圧電圧を用いて、高圧レギュレーション
の補正を行なうものであるから、フライバックトランス
３の駆動パルスとして、図６（ａ）に波形Ｂとして示す
ように、奇数次の高調波を含む波形としても、ブリンキ
ングに影響されることがなく、安定した高圧出力電圧が
得られることになる。

【００４９】図２は図１における定電圧制御電源回路２
の一具体例を示す構成図であって、１６は集積回路、１
７はコンパレータ、１８は基準電圧源、１９は発振器、
２０はコンパレータ、２１はＳ−Ｒラッチ、Ｒ６〜Ｒ８
は抵抗、Ｑ２〜Ｑ４はトランジスタ、Ｌ３はチョークコ
イルであり、図１に対応する部分には同一符号をつけて
いる。

【００５０】同図において、ここでは、抵抗Ｒ５からの
検出制御電圧に応じたパルス幅のスイッチングパルスを
形成する集積回路１６が用いられ、このスイッチングパ
ルスによってスイッチングトランジスタＱ４がオン，オ
フ制御されることにより、この検出制御電圧に応じた振
幅のパルス電圧が得られる。

【００５１】このために、入力端子１からの定電圧は、
チョークコイルＬ３を介してスイッチングトランジスタ
Ｑ４のコレクタに供給され、スイッチングトランジスタ
Ｑ４がオフしたときに、パルス電圧が得られる。チョー
クコイルＬ３はスイッチングトランジスタＱ４がオンし
ている期間、入力端子１からの定電圧によって電磁エネ
ルギーを蓄積し、スイッチングトランジスタＱ４がオフ
すると、この蓄積した電磁エネルギーをダイオードＤ１
を介してコンデンサＣ１に放出する。ここで、長時間ス
イッチングトランジスタＱ４がオンすれば、チョークコ
イルＬ３での電磁エネルギーの蓄積量が大きく、従っ
て、スイッチングトランジスタＱ４がオフしたときにそ
のコレクタからダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１
に供給されるパルス電圧の振幅は大きい。逆に、スイッ
チングトランジスタＱ４のオン期間が短いときには、チ
ョークコイルＬ３での電磁エネルギーの蓄積量が小さ
く、従って、スイッチングトランジスタＱ４がオフした
ときにそのコレクタからダイオードＤ１を介してコンデ
ンサＣ１に供給されるパルス電圧の振幅は小さい。

【００５２】集積回路１６では、入力端子１からの定電
圧が、発振器１９に電源電圧として供給され、また、抵
抗Ｒ６を介してトランジスタＱ２にコレクタ電圧として
供給される。発振器１９は鋸歯状波を発生し、図１にお
けるフライバックトランス３の三次巻線３ｃに生じてコ
ンデンサＣ４を介して供給されるフライバックパルスに
同期して動作する。

【００５３】抵抗Ｒ５からの検出制御電圧はコンパレー
タ１７でツェナーダイオードなどからなる基準電圧源１
８からの基準電圧と比較され、基準電圧と検出制御電圧
との差分の振幅の電圧が得られる。この電圧は、検出制
御電圧が高いほど振幅が小さく、検出制御電圧が低いほ
ど振幅が大きい。

【００５４】コンパレータ１７の出力電圧はコンパレー
タ２０で発振器１９からの鋸歯状波と振幅比較され、鋸
歯状波がコンパレータ１７の出力電圧よりも高い期間高
レベルとなるパルスが出力される。Ｓ−Ｒラッチ２１は
このコンパレータ２０の出力パルスの立下りエッジでセ
ットされ、この鋸歯状波の急峻な立上りでリセットされ
る。従って、このＳ−Ｒラッチ２１のＱ出力の高レベル
期間は、抵抗Ｒ５からの検出制御電圧が低いほど長くな
り、高いほど短かくなる。

【００５５】かかるＳ−Ｒラッチ２１のＱ出力は、トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３からなるエミッタホロワを介し、ス
イッチングパルスとしてスイッチングトランジスタＱ４
のベースに供給される。

【００５６】この具体例は以上のように構成され、動作
するから、抵抗Ｒ５を介して供給される検出制御電圧が
規定電圧に対して低くなると、Ｓ−Ｒラッチ２１から供
給されるスイッチングパルスにより、スイッチングトラ
ンジスタＱ４のオン期間が長く設定され、従って、チョ
ークコイルＬ３に蓄積される電磁エネルギーの量が大き
くなって、コンデンサＣ１に供給されるパルス電圧の振
幅が大きくなり、コンデンサＣ１に得られる電源電圧が
高くなる。この結果、図１での水平出力トランジスタＱ
１の出力パルスの振幅が大きくなり、検出制御電圧は規
定電圧になるように変化する。また、検出制御電圧が規
定電圧に対して低くなると、Ｓ−Ｒラッチ２１から供給
されるスイッチングパルスにより、スイッチングトラン
ジスタＱ４のオン期間が短かく設定され、従って、チョ
ークコイルＬ３に蓄積される電磁エネルギーの量が小さ
くなって、コンデンサＣ１に供給されるパルス電圧の振
幅が小さくなり、コンデンサＣ１に得られる電源電圧が
低くなる。この結果、図１での水平出力トランジスタＱ
１の出力パルスの振幅が小さくなり、検出制御電圧は規
定電圧になるように変化する。

【００５７】なお、この具体例は、図１に示した実施例
で使用できる定電圧制御電源回路２の一例に過ぎず、上
記のように昇圧形方式のものに限らず、電圧降圧形形式
でもよいし、また、スイッチング電圧制御しない方式と
して、直列方式定電圧方式なども使用可能である。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
多周波対応に良好な高圧レギュレーション補正が可能と
なるとともに、ブリンキングのような画面の急激な明暗
の変化に対しても、画面サイズを変化させずに、安定し
た画面を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による高圧レギュレーション補正回路の
一実施例を示す回路図である。

【図２】図１における定電圧制御電源回路の一具体例を
示す構成図である。

【図３】従来の高圧レギュレーション補正回路の一例を
示す回路図である。

【図４】水平偏向回路でのフライバックトランスの一次
巻線と他の巻線との結合度の水平同期周波数変化による
特性を示す図である。

【図５】水平偏向回路での水平出力トランジスタの出力
パルスの水平同期周波数変化による特性を示す図であ
る。

【図６】高圧出力電圧の安定化のためのフライバックト
ランスの一次，二次巻線でのパルス波形と、そのブリン
キングによる影響を示す図である。

【図７】従来技術での水平同期周波数に対する高圧出力
電圧の特性と図１に示した実施例での水平同期周波数に
対する高圧出力電圧の特性とを示す図である。

【図８】従来の高圧レギュレーション補正の一方法を示
す図である。

【符号の説明】

２ 定電圧制御電源回路 ３ フライバックトランス ４ 緩衝増幅器 ５ 高圧出力端子 ６ 電源電圧印加端子 ７ 駆動パルスの印加端子 ８ フライバックパルスの出力端子 ９ 高圧検出用端子

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 陰極線管ディスプレイ装置の偏向回路に
   おける高圧レギュレーション補正回路において、 フライバックトランスの高圧出力を検出する第１の検出
   手段と、 該フライバックトランスの駆動パルスを検出する第２の
   検出手段と、 該第１，第２の検出手段の検出電圧に応じて該フライバ
   ックトランスの一次側直流電圧を制御する定電圧制御電
   源回路とを備え、 水平同期周波数が低いときには、該定電圧制御電源回路
   が該第１の検出手段の検出電圧に応じて動作し、水平同
   期周波数が高いときには、該定電圧制御電源回路が該第
   ２の検出手段の検出電圧に応じて動作することを特徴と
   する高圧レギュレーション補正回路。