JPH09512140A - 直流制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 半導体スイッチ（１１）の操作により誘導負荷電流回路（１２）の電流を断絶するための直流制御回路を提供する。半導体スイッチ（１１）は、負荷電流回路（１２）から電力を供給される少なくとも１つの負荷に直列に接続され、フリーホイール半導体部（１６）が、該負荷に並列に接続されている。電流を断絶するように操作される制御電流は、フリーホイール半導体部（１６）が切り換えられた時にのみ半導体スイッチ（１１）が完全に断絶するような方法で最初のより高い値から減少する。オン切換電流源（１８）及びオフ切換電流源（１９）は、フリーホイール半導体部（１６）の電圧又は該電圧に応じたパラメータに従って制御可能であり、制御電流を最小値まで連続的に減少させる。該最小値は、フリーホイール半導体部（１６）の減少電圧がゼロに達したときにのみ実現可能である。本装置により、電力の散逸及び干渉力を最小限に抑え、かつ半導体スイッチ（１１）を非常に迅速に切り換えることが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】 直流制御回路 本発明は、半導体スイッチの操作により誘導負荷電源回路の電流をターンオン 及びターンオフするための、クレーム１とクレーム５との前段に基づく直流制御 回路に関する。 直流を断続するための従来装置は、電源、半導体スイッチ、消耗部または負荷 を有する直列回路装置を備えている。誘導負荷の場合は、フリーホイールダイオ ードが電源回路の誘導部に対して並列に回路内に配置され、このインダクタンス はまた、例えば全体的にまたは部分的に電源回路の導体を通じて存在することも 可能である。 例えばＭＯＳ形ＦＥＴの半導体スイッチは、ゲート・ソース間電圧を介して制 御される。このようなトランジスタが導通している限り、基本的にトランジスタ と負荷との接点に供給電位差が存在し、従ってフリーホイールダイオードにも供 給電位差が存在する。もしトランジスタをターンオフするためにゲート・ソース 間電圧が減少すると、トランジスタの内部抵抗が次第に増加し、負荷電源回路の インダクタンスの作用により、電流が少ししか減少しないために、熱変換される 電力も増加する。このため、トランジスタが過熱して損傷を受ける前に、フリー ホイールダイオードにより電流を切り換える必要がある。 この目的のために、ドイツ特許公開公報４，０１３，９９７ Ａ１は、フリーホイールダイオードが切換点に近いことを評価回路が示すまで、 トランジスタのゲートのオフ切換制御電流を高い値に保持することを開示してい る。ここで、制御電流は低い値に切り換えられる。この方法により、切換時に生 じる望ましくない効果、即ちトランジスタにおけるパワーロスと、干渉電圧及び 干渉パルスの発生とを回避できるにもかかわらず、最大切換率は制限される。な ぜなら、ドレイン・ソース間電圧が増加し、同時にＭＯＳ形ＦＥＴの有効ゲート ・ソース間の容量が減少する時に、オフ切換動作が加速するので、ダイオードの 切換点近くでより低いオフ切換電流へタイミングよく切り換えられるように、最 大オフ切換電流を大きい値にしか設定できないからである。 電流をオンに切り換える際に、別の問題、即ちショートの危険性が生じる。オ フ切換の直後に再びオン切換すると、電流は負荷電源回路内でフリーホイールダ イオードを通って流れ続ける。トランジスタをオンに切り換えるために、トラン ジスタの抵抗を落としゲート・ソース間電圧を増加させると、トランジスタとフ リーホイールダイオードとの接点の電位が正となり、その結果ダイオードがター ンオフとなる。しかし、このようなターンオフ切換は、迅速には行われない。従 って、ダイオードがターンオフになっていないままだと、トランジスタのゲート ・ソース間電圧を増加させる際に、該トランジスタがすでに完全に導通してしま う。このことは、明らかにショートを引き起こし、トランジスタ及び／またはダ イオードが故障する危険を伴う。 これを防止するために、前記ドイツ特許公開公報４，０１３， ９９７ Ａ１は、最初は制御電流を低いレベルに保持し、又は、バイポーラトラ ンジスタを使用する場合には、制御電流を低率で増加する程度に保持し、評価装 置がフリーホイールダイオードの切り換えを検知したら、制御電流を高い値に切 り換えることを提案している。これによりショートを効果的に防止できるが、し かし、この場合、オフ切換電流が常に供給されるために、トランジスタのゲート ・ソース間電圧が増加し続ける。ゲート・ソース間電流がトランジスタのトリッ プ電圧を超えると、トランジスタ内を流れる電流が増加する。この結果、ダイオ ードを通過する電流が減少する。又、ドレイン・ソース間電流が更に増加するた めに、ダイオードを通過する電流が更に減少して、流れなくなる。電流がトラン ジスタを通過すると同時に、全供給電圧が降下するので、切換動作のこの部分で 電力が大幅に散逸し、トランジスタはこの電力を熱変換しなければならない。 本願発明の一つの目的は、周知の直流制御回路をさらに改善し、電流のオン及 び／又はオフ切換の際の電力の散逸を少なくし、同時に、干渉電圧および干渉パ ルスの発生を防止しながらより迅速にスイッチ切換動作を行うことである。 この目的を達成するために、本願発明においては、オン及びオフ切換電源を、 フリーホイール半導体部における電圧又はこれに基づくパラメータにより制御可 能に設けることにより、オン又はオフ切換電流が最小値まで継続的に減少し、フ リーホイール半導体部の減少電圧が０ボルトである時に最小値に達するようにし た。 本願発明の直流制御回路においては、直流をオフに切り換える 際に、オフ切換電流が段階的に減少するのではなく、半導体スイッチをオフ切換 したときにオン切換するフリーホイール半導体部のターンオフ切換電圧の減少に 伴って連続的に減少するので、フリーホイール半導体部の切換点近くでは、オフ 切換電流は、電力散逸及び干渉力を最小限に抑えながら切り換えることが可能な 値に達する。最初はドレイン・ソース間電圧が変化せず、ゲート・ソース間電圧 のみが減少するので、ターンオフ切換電流は、周知の制御回路におけるよりも大 きくなるように選択可能である。しかしながら、トランジスタのドレイン・ソー ス間抵抗が大きすぎるために、ドレイン・ソース間電圧がトランジスタを通過す る電流に応じて増加し、その結果フリーホイール半導体部のターンオフ切換電圧 が小さくなった場合には、オフ切換電流がダイオードのオフ切換電圧に比例して 減少するので、ダイオードが切換点近くでオン切換動作を行う時間は十分にある 。従って、切換率は一般的により高くなる。 オフ切換と同様の方法で、オン切換の際にも、最初は高い値であるオン切換電 流が、フリーホイール半導体部の電圧に応じて、フリーホイール半導体部の切換 点近くの制御電流の必要最小値に達するまで継続的に減少する。従って、フリー ホイール半導体部には、必要な切換時間が与えられ、回避不可能な干渉力の発生 が防止される。フリーホイール半導体部が非常に迅速に切換点近くに達するので 、フリーホイール半導体部が切換点近くに到達する前にトランジスタ内で大幅な 電力の散逸が生じる時間は減少する。これにより、切換時間を減少させると共に 、干渉力を低く抑えな がら電力の散逸を減少させることが可能となる。 従属クレームには、クレーム１及びクレーム５に定義された直流制御回路を更 に発展させ改善した方法が述べられている。 オン切換電流源及びオフ切換電流源が、オン切換及びオフ切換制御電流の減少 を制限して最小値を設定するするための制限手段を有すると便利である。各オン 切換及びオフ切換制御電流は、望ましくはフリーホイール半導体部における電圧 の変化（０に向かう）に比例して、最小値に達するまで減少する。このため、電 流の最小値は、フリーホイール半導体部が必要な切換時間を確保できるように選 択される。 切換時間の短縮のために、フリーホイール半導体部の切換動作の後、オン切換 及び／又はオフ切換電流源をより高い制御電流に切り換える。このため、オン切 換及び／又はオフ切換電流源は、本発明の特に望ましい実施例によれば、フリー ホイール半導体部の正電圧又は負電圧により交互に切り換え可能な少なくとも２ 箇所の電流源を有する。この目的のために、電流源の制御入力電極に従って反対 方向に接続された２つのダイオードを用いると便利である。 最短可能オン切換時間は、不可避オフ切換遅延時間（図３（ｂ）、時点ｔ６か らｔ８参照）により予め設定される。従って、オン切換時間の短縮により更に出 力側負荷電圧を減少させることは不可能である。しかし、最短オン切換可能時間 により得られる出力電圧よりも小さい出力電圧が達成されるとすれば、これは、 出力側負荷電圧が供給電圧の予備設定フラクションを下回る場合に、 半導体スイッチを不完全オン切換するようにオン切換制御電流を予め設定する手 段を用いることにより可能となる。次にこの電圧差がトランジスタを通過し、ト ランジスタが不完全ターンオン切換する。このため、出力電圧が非常に低い値と なるので、パルス幅を設定するレギュレータが、最短可能オン切換時間によるよ りも低く出力電圧を設定することが可能となる。 供給電圧と、少なくとも１つの負荷を通過することによる電圧降下との比較の ため、フリーホイール半導体部の切換動作後に該電圧比に基づき制御電流量を設 定する比較装置を設けてもよい。 半導体スイッチとしては、望ましくはＭＯＳ形ＦＥＴあるいはＩＧＢＴ半導体 スイッチを用いるが、最初に述べた先行技術に記載されているような、基本電流 を用いて制御されるバイポーラトランジスタを用いても、同様の問題が発生する 。 半導体スイッチの制御入力は、望ましくはオン切換及びオフ切換電流源の各切 換動作制御信号により制御可能な二方向スイッチにより行われる。このため、制 御信号としては望ましくはパルス幅を変調した信号を用いる。しかし、制御信号 を直接使用して、オン切換およびオフ切換電源を交互に制御することも可能であ る。 以下に、本出願の２つの実施例を、図を参照しながら詳細に説明する。 図１は、第１の実施例の説明図である。 図２は、負荷電圧を更に減少させるための、第１の実施例には含まれていない 比較装置を含む本発明の第２の実施例の回路であ る。 図３は、本発明の動作を説明するシグナルチャートである。 図１に図示された本発明の第１の実施例においては、供給電圧Ｕ_Bを有する供 給電源１０、ＭＯＳ形ＦＥＴを構成するトランジスタ１１のドレイン・ソース間 経路及び負荷装置１２が電源回路を構成している。インダクタンス１４が負荷１ ３と直列に接続され、キャパシタンス１５が負荷１３と並列に接続されている。 この配置は、抵抗、容量及び誘導のフラクションを持つ所望の負荷を実現するこ とを目的としている。インダクタンス１４は、例えば誘導コイルにより決定され てもよいが、電源回路のワイヤのインダクタンス、又は誘導フラクションを有す る負荷抵抗器により決定されてもよい。負荷による負荷電圧降下はＵ_Aであり、 トランジスタ１１のドレイン・ソース間経路によるドレイン・ソース間電圧降下 はＵ_DSである。 フリーホイールダイオード１６が負荷装置１２と並列に接続されている。他の フリーホイール半導体部品を用いることも可能であり、例えば電磁的結合あるい は変成器結合された負荷回路では、ユニポーラトランジスタ又は整流素子ダイオ ードを用いてもよい。トランジスタ１１のゲートＧは、トランジスタ１１をオン 切換する時にはオン切換電流源１８と接続し、トランジスタ１１をオフ切換する 時にはオフ切換電流源１９と接続するように、二方向スイッチ装置１７を介して 、パルス幅を変調したシグナルシーケンスＰＷにより操作され、オフ切換電流源 １９は、電力供給のため にトランジスタ１１のソース電極Ｓと接続される。オン切換電流源１８の電力供 給のために、供給電源１０と補助電源２０とを備えた直列回路装置が用いられる 。補助電源２０の補助電圧Ｕ_Hは、供給電圧Ｕ_Bに付加される。例えば、ソースフ ォロアとして回路内に配置されるＮチャンネルＭＯＳ形ＦＥＴの場合は、オン切 換するためには、ゲート電圧がドレイン電極の供給電圧よりも高くならなければ ならない。従って、本実施例では、正電極の電位がＵ_B＋Ｕ_Hとなる補助電源２０ が必要となる。 オン切換電流源１８は、更に２つの補助電流源２１及び２２と接続されている 。補助電流源２１は、制御された電流源の形で設計され、ダイオード２３及びダ イオード２３と直列に接続された抵抗器２４を介して、フリーホイールダイオー ド１６に発生する電圧降下Ｕ_KAにより制御される。第２の補助電流源２２は制御 されない電流源であり、制御されるスイッチ２５を介してオン切換電流源１８と 接続されている。制御されるスイッチ２５も又、ダイオード２３と反対方向に接 続されたダイオード２６を介して、電圧Ｕ_KAにより制御される。２つのダイオー ド２３および２６は、フリーホイールダイオード１６が作動し、かつその負電流 の電圧が−Ｕ_KAである場合には、制御されるスイッチ２５がオフ切換して、補助 電流源２１が特定の電流値に設定されるように接続されている。他の場合、即ち フリーホイールダイオード１６のカソードが正の電圧である場合には、制御され るスイッチ２５が閉じて、補助電流源２１がオフ切換する。補助電流源２１と２ ２とによりオン切換電流源１８に供給される電流は、このようなオン切換電 流源１８の出力電流の制御のための制御電流として作用するか、あるいはオン切 換電源１８により発生した最小電流Ｉ_GSMINに付加される。 オフ切換電流源１９も又、制御された電源の形で設計され、抵抗器２７により 電圧降下する電圧Ｕ₂₇により制御される。電圧Ｕ₂₇は、電圧Ｕ_KAに対応している 。この目的のために、抵抗器２７は、例えばフリーホイールダイオード１６と並 列にオフ切換電流源１９と接続されている。 次に、図１に図示された実施例の動作について、図３に図示されたシグナルチ ャートを参照しながら説明する。まず、時点ｔ１からｔ５までの間に起こるトラ ンジスタ１１のオン切換について説明する。時点ｔ１において、パルス幅を変調 したシグナルシーケンスＰＷが論理０から論理１に変化すると、ゲートＧが２方 向スイッチ装置１７を介してオン切換電流源１８と接続し、その結果オン切換動 作が開始される。この時点では、フリーホイールダイオード１６は導通しており 、高い負のフロー電圧−Ｕ_KAを帯びている。このため、ダイオード２６がオフ切 換してダイオード２３が導通する。電流が、フリーホイールダイオード１６を通 過して、フロー電圧降下に応じて抵抗器２４内を流れ、該電流は補助電流源２１ の出力電流の制御電流となる。制御電流とフロー電圧との比例的関係は、抵抗器 ２４により表わされる。オン切換電流Ｉ_GSは、オン切換電流源１８からトランジ スタ１１のゲートまで流れているが、時点ｔ１において、フロー電圧−Ｕ_KAが大 きい負の値を有するために、補助電流源２１の高い制御フロー電流によ り、大きい値に設定される。オン切換電流Ｉ_GSが大きいために、トランジスタ１ １の電圧Ｕ_GS、即ちゲート・ソース間電圧は、急速に増加する（図３（ｄ）参照 ）。電圧Ｕ_GSがトランジスタ１１のトリップ電圧を超えると、トランジスタ１１ 内を流れる電流が増加し、これに対応して、フリーホイールダイオード１６内を 流れる電流が減少する。従って、フロー電圧−Ｕ_KAも小さくなる。フリーホイー ルダイオード１６のフロー電圧−Ｕ_KAが小さくなることにより、補助電流源２１ の制御電流もまた、時点ｔ２からｔ３までの間に減少する。時点ｔ３では、フロ ー電圧−Ｕ_KAが減少し、フリーホイールダイオード１６が切換点に近づく。この ため、補助電流源２１の制御電流が減少して実質的に０となり、オン切換電流源 １８を通過する電流は、恒久的に固定された最小電流Ｉ_GSMINとなる。最小電流 Ｉ_GSMINの値は、フリーホイールダイオード１６の必要切換時間（ｔ３からｔ４ まで）を確保できるように選択される。 時点ｔ４で、フリーホイールダイオード１６の切り換え動作の臨界域が終結し 、フリーホイールダイオード１６は正のターンオフ電圧Ｕ_KAを帯びる。ここでダ イオード２３がターンオフし、ダイオード２６が導通し、スイッチ２５を介して 第２の補助電流源２２をオン切換する。このため、オン切換電流Ｉ_GSが高い値に 固定され、その結果、もはや臨界ではないトランジスタ１１のオン切換動作が、 時点ｔ５までに急速に完了する。 時点ｔ２からｔ４までの間に、トランジスタ１１を通過する電流と、高い電圧 Ｕ_DS＝Ｕ_B＋Ｕ_AKとのために、トランジスタ１１内 で大幅な電力散逸が起こる。明細書中で図３のシグナルチャートを参照しながら 説明したように、この時間は先行技術におけるよりも短く、しかも余分な干渉力 が生じることはない。 時点ｔ６で、パルス幅を変調したシグナルシーケンスＰＷのシグナルが論理１ から論理０に変化することにより、トランジスタ１１のオフ切換動作が開始され る。これにより、トランジスタ１１のゲートが、二方向スイッチ装置１７を介し て、オフ切換電流源１９と接続する。トランジスタ１１の電圧Ｕ_DSは、トランジ スタがオン状態である時には非常に小さいので、電圧Ｕ_KA（Ｕ₂₇と等しい）は供 給電圧Ｕ_Bと等しく、即ち非常に高い。従って、オフ切換電流源１９は大きいオ フ切換電流−Ｉ_GSになる。この電流は、電圧Ｕ_GSを低下させるので、トランジス タの抵抗が時点ｔ６からｔ７までの間に増加する。時点ｔ７では、トランジスタ １１のドレイン・ソース間経路の抵抗が一定の値に到達し、このためＵ_GSの低下 に対応して電圧Ｕ_DSが上昇する。従って、フリーホイールダイオード１６の電圧 Ｕ_KAが同程度低下し、これに伴い電圧Ｕ₂₇も低下するため、オフ切換電流−Ｉ_GS も電圧Ｕ_KAの低下に比例して減少し、時点ｔ８で、最小電流−Ｉ_GSMINに到達す る。最小電流−Ｉ_GSMINの値は、オフ切換電流源１９で一定となり、オン切換電 流源１８の最小電流の値と同一である。電圧Ｕ_KA（Ｕ₂₇と等しい）は、この時点 では実質的に０である。ｔ９からｔ１０までの時間は、フリーホイール１６がイ ンダクタンス１４により生じた電流を完全に引き継ぐために必要な時間である。 この時点ｔ１０でオフ切換動作が完了する。 問題があり、回避不可能でありかつ望ましくないフリーホイールダイオードの 切り換え時間が生じるのは、一つにはダイオード自身のためでもあるが、オフ切 換線の望ましくない誘導効果や、高周波の電気振動及びピーク電圧（干渉電圧） を発生するコンデンサ等のためでもある。切り換え時間は、前述の装置によって 、望ましくない効果が発生しないように、また電磁的両立性が得られるように設 定される。 図２に図示された第２の実施例は、多くの点で第１の実施例と同一である。従 って、第１の実施例と同一の又は同様に機能する構成要素及び部品には第１の実 施例と同じ参照符号を付し、説明を省略する。第２の実施例では、第１の実施例 の補助電流源２２の代わりに、比較装置２９により制御される補助電流源２８が 備えられている。比較装置２９の出力制御量は、電圧Ｕ_Bと、負荷１３又は負荷 装置１２における電圧Ｕ_Aとの比較に基づいている。これら２つの電圧Ｕ_B及びＵ_A は、２つの抵抗器３０及び３１を介して比較装置２９に供給される。抵抗比Ｒ ／ｎ・Ｒにより決定される比Ｕ_B／Ｕ_Aが下がると、補助電流源２８の電流が減少 する。Ｒは抵抗器３１の値であり、ｎ・Ｒは抵抗器３０の抵抗値である。パルス 幅が５％である場合、ｎは例えば２０である。 パルス幅の比が非常に低い時のトランジスタ１１の最短オン切換可能時間は、 回避不可能な切り換え遅延時間（図３（ｂ）ｔ６からｔ８まで）により予め設定 される。従って、オン切換時間を更に短縮しても電圧Ｕ_Aがそれ以上低下するこ とはない。最短切換可能時間によるよりも更に出力負荷電圧Ｕ_Aを低下させるた めには、 トランジスタ１１のオン切換の間に、即ち時点ｔ４からｔ５までの間にこのトラ ンジスタのソース端子の電圧を低下させるのが唯一の方法である。しかし、この 電圧差は、上記目的のためにこの時点では完全ターンオンしないトランジスタ１ １を通過する時の電圧降下とならなければならない。上記目的は、参照符号２８ 〜３１で表される装置により達成される。 オン切換時間がより長い場合は、補助電流源２８は図１の補助電流源２２と同 様に機能する。しかし、時点ｔ４で電圧比Ｕ_A／Ｕ_Bが抵抗比Ｒ／ｎ・Ｒよりも小 さい場合には、補助電流源２８の比較装置２９の制御動作の低電流の値はより小 さくなる。従って、オン切換電流Ｉ_GSが減少し、これに伴い、トランジスタ１１ の完全オン切換に要する時間はより長くなる。出力負荷電圧Ｕ_Aを更に低下させ ることにより、比較装置２９が補助電流源２８の電流を０にまで減少させること が可能となり、その結果、オン切換電流Ｉ_GSがＩ_GSMINに到達するまで減少する 。オン切換時間が短く、最短オン切換時間に近い場合、トランジスタの電導性の 値が小さくなり、このため、オン切換の間にトランジスタを通過する電圧降下が 、ソース端子における電圧低下と等しくなる。従って、出力電圧Ｕ_Aの値が非常 に低くなり、その結果、パルス幅を決定する整流器の出力電圧を、最短オン切換 可能時間で実際に生じる電圧よりも低く設定することが可能となる。 本願発明による方法は、高電圧側のスイッチまたは低電圧側のスイッチを備え た電源装置を切り換える場合や、電磁的に結合された電源装置を切り換える場合 にも適用できる。トランジスタ１ １としては、ＭＯＳ形ＦＥＴ（Ｎチャンネル又はＰチャンネル型）又はＩＧＢＴ トランジスタが使用可能である。又、冒頭で従来技術に関して説明したように、 バイポーラトランジスタ（ｎｐｎ又はｐｎｐ形）を適用することも可能である。 本願発明の実施例の応用例として、最大可能オフ切換電流−Ｉ_GSを限定するこ とも可能である。この限定値に対応する抵抗器２７の電圧Ｕ₂₇が低下した場合に のみ、オフ切換電流は例えばこれに比例して連続的に減少する。 オン切換動作をより迅速に行うために、オン切換電流は、時点ｔ４からｔ５ま での間のフリーホイールダイオード１６のオン切換動作の後、図１に関して述べ たようにかなり増加する。同様に、トランジスタ１１をオフ切換する時には、オ フ切換電流−Ｉ_GSは、フリーホイールダイオード１６の切り換え動作後に増加す るので、トランジスタ１１をより急速に完全にオフ切換することが可能である。 フリーホイールダイオード１６の切り換え動作後の電流は、トランジスタ１１の オン切換及びオフ切換時に、上述のように段階的に増加する代わりに、アナログ 的に連続的に増加してもよい。 本願発明の実施例において、オン切換及びオフ切換電流Ｉ_GSは、最初に増加し た値から、フリーホイールダイオード１６の電圧降下に比例して連続的に減少す る。また、フリーホイールダイオード１６の電圧Ｕ_KAに対応して減少する代わり に、電圧Ｕ_KAに対応するか又は電圧Ｕ_KAに従って変化するパラメータに対応して 減少してもよい。例えば、トランジスタ１１のフロー電圧またはフロー電流の減 少に対応して電流を切り換えることも可能である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．負荷回路の少なくとも１つの負荷に、該負荷を制御するための半導体スイッ チが接続され、フリーホイール半導体部が該負荷に対して並列に回路内に配置さ れ、オフ切換により発生したオフ切換制御電流がより高い最初の値から減少する ことにより、フリーホイール半導体部が導通状態に切り換えられた時にのみ、半 導体スイッチが完全にターンオフになる、半導体スイッチの制御により誘導負荷 回路の電流をターンオンあるいはターンオフするための直流制御回路において、 切り換え電流（−Ｉ_GS）を最小値（−Ｉ_GSMIN）にまで連続的に減少させるた めに、フリーホイール半導体部（１６）の電圧又はこれに基づくパラメータによ り制御可能なオフ切換電流源（１９）を備え、該最小値がフリーホイール半導体 部（１６）の減少電圧の電圧値０ボルトに実質的に到達することを特徴とする制 御回路。 ２．オフ切換電流源（１９）がオフ切換電流を保持するための制限装置を備え、 該オフ切換電流が、フリーホイール半導体部の最小値ゼロまで減少することを特 徴とする、請求項１に記載の制御回路。 ３．オフ切換電流源（１９）が、フリーホイール半導体部（１６）のゼロまで減 少する電圧の変化に比例してオフ切換制御電流を減少させるための手段を備えた ことを特徴とする、請求項１又は請 求項２に記載の制御回路。 ４．オフ切換電流源（１９）の電流の最小値が、フリーホイール半導体部（１６ ）の必要切り換え時間を予め設定するための小さい値（−Ｉ_GSMIN）であること を特徴とする、請求項１から３までのいずれか一つに記載の制御回路。 ５．負荷回路の少なくとも１つの負荷に、該負荷を制御するための半導体スイッ チが接続され、フリーホイール半導体部が該負荷に対して並列に接続され、オン 切換のために発生させるオン切換制御電流が、フリーホイール半導体部がターン オフ切換した時にのみ半導体スイッチが完全に導通するように設定された、半導 体スイッチの操作により誘導負荷電源回路の電流をオン切換するための直流制御 回路において、 切り換え電流（Ｉ_GS）を最小値（Ｉ_GSMIN）にまで連続的に減少させるために 、フリーホイール半導体部（１６）の電圧又はこれに基づくパラメータにより制 御可能なオン切換電流源（１８）を備え、該最小値が、初期電圧以下に下がる前 に、フリーホイール半導体部（１６）の減少電圧の電圧値０ボルトに直接到達す ることを特徴とする制御回路。 ６．オン切換電流源（１８）が、オン切換電流の最小値への減少を制限するため の制限装置を備えたことを特徴とする、請求項５に記載の制御回路。 ７．オン切換電流源（１８）が、フリーホイール半導体部（１６）のゼロまで減 少する電圧の変化に比例してオン切換制御電流を減少させるための手段（２１） を備えたことを特徴とする、請求項５又は請求項６に記載の制御回路。 ８．オン切換電流源（１８）の電流の最小値が、フリーホイール半導体部（１６ ）の必要切り換え時間を予め設定するための小さい値（Ｉ_GSMIN）であることを 特徴とする、請求項５から７までのいずれかに記載の制御回路。 ９．フリーホイール半導体部（１６）の切り換え終了後、オン切換及び／又はオ フ切換電流源（１８）を、制御電流のより高い値に切り換えるための手段（２２ 、２５および２６）を備えたことを特徴とする、前述の請求項のいずれか一つに 記載の制御回路。 １０．オン切換電流源（１８）が、フリーホイール半導体部（１６）の正電圧及 び負電圧により交互に切り換え可能な、少なくとも２つの電源部（２１及び２２ ）を備えたことを特徴とする、請求項９に記載の制御回路。 １１．反対方向に接続された２つのダイオード（２３及び２６）が、入力側に配 置され、電源部（２１及び２２）の制御入力に従って交互にオン切換することを 特徴とする、請求項１０に記載の 制御回路。 １２．出力負荷電圧（Ｕ_A）が供給電圧（Ｕ_B）の予備設定フラクションより低下 した時に、半導体スイッチ（１１）を不完全オンにするオン切換制御電流を供給 するための手段（２８から３１）を備えたことを特徴とする、前述の請求項のい ずれかに記載の制御回路。 １３．少なくとも一つの負荷における供給電圧（Ｕ_B）と電圧（Ｕ_A）降下との比 較のための比較回路（２９）を備え、該比較回路（２９）が、フリーホイール半 導体部（１６）の切り換え後に、これらの電圧の比に従って制御電流（Ｉ_GS）量 を決定することを特徴とする、請求項１２に記載の制御回路。 １４．半導体スイッチ（１１）がＭＯＳ形ＦＥＴ又はＩＧＢＴ半導体スイッチで あることを特徴とする、前述の請求項のいずれかに記載の制御回路。 １５．二方向スイッチ（１７）が半導体スイッチ（１）の制御電極の入力側に配 置され、該二方向スイッチ（１７）のオン切換及びオフ切換電流源（２１及び１ ９）への各切り換え動作が制御信号（ＰＷ）により制御可能であることを特徴と する、前述の請求項のいずれかに記載の制御回路。 １６．オン切換及びオフ切換電流源（２１及び１９）が、交互にオン切換及びオ フ切換するための、制御信号（ＰＷ）により操作可能な入力部を備えたことを特 徴とする、請求項１から１４までのいずれかに記載の制御回路。 １７．制御信号（ＰＷ）がパルス幅を変調した信号であることを特徴とする、請 求項１５又は請求項１６に記載の制御回路。