JPH0946225A - マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路 - Google Patents
マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路Info
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- JPH0946225A JPH0946225A JP7194785A JP19478595A JPH0946225A JP H0946225 A JPH0946225 A JP H0946225A JP 7194785 A JP7194785 A JP 7194785A JP 19478595 A JP19478595 A JP 19478595A JP H0946225 A JPH0946225 A JP H0946225A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 72
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
- H03L7/185—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number using a mixer in the loop
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】位相雑音が大きく、高周波領域において周波数
の安定した発振出力信号を得ることが困難である。 【解決手段】ＶＣＯ１は変調信号ｓ１５と位相同期制御
信号Ｓ７に基づいて高周波信号を生成する。分配器２ｂ
は前記高周波信号を２分配し、一方を発振出力信号ｓ２
ｂとして出力する。ｎ逓倍器１１とマイクロ波増幅器９
ｂは、基準信号をｎ逓倍するとともにレベル調整を行
う。分配器２ａはマイクロ波増幅器９ｂからの出力を２
分配して、一方を比較信号ｓ１０、他方を局部発振信号
ｓ１２とする。周波数ミキサ３とマイクロ波増幅器９ａ
は、分配器２ｂの他方の出力と局部発振信号ｓ１２とを
用いて、中間周波数信号ｓ１４を生成する。位相比較器
６は中間周波数信号ｓ１４と比較信号１０とを比較して
誤差信号６を出力する。ＬＰＦ７は、誤差信号ｓ６から
不要信号を除去して、位相同期制御信号ｓ７を生成す
る。
の安定した発振出力信号を得ることが困難である。 【解決手段】ＶＣＯ１は変調信号ｓ１５と位相同期制御
信号Ｓ７に基づいて高周波信号を生成する。分配器２ｂ
は前記高周波信号を２分配し、一方を発振出力信号ｓ２
ｂとして出力する。ｎ逓倍器１１とマイクロ波増幅器９
ｂは、基準信号をｎ逓倍するとともにレベル調整を行
う。分配器２ａはマイクロ波増幅器９ｂからの出力を２
分配して、一方を比較信号ｓ１０、他方を局部発振信号
ｓ１２とする。周波数ミキサ３とマイクロ波増幅器９ａ
は、分配器２ｂの他方の出力と局部発振信号ｓ１２とを
用いて、中間周波数信号ｓ１４を生成する。位相比較器
６は中間周波数信号ｓ１４と比較信号１０とを比較して
誤差信号６を出力する。ＬＰＦ７は、誤差信号ｓ６から
不要信号を除去して、位相同期制御信号ｓ７を生成す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波・ミリ
波帯位相同期発振回路に関し、特に、高周波数領域にお
いて周波数安定度が高く、位相雑音の少ないマイクロ波
・ミリ波帯位相同期発振回路に関する。
波帯位相同期発振回路に関し、特に、高周波数領域にお
いて周波数安定度が高く、位相雑音の少ないマイクロ波
・ミリ波帯位相同期発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、情報量の増大に伴い、マイクロ波
やミリ波のような高周波での通信が注目されている。こ
のマイクロ波・ミリ波帯における通信において使用する
マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路には、高い周波
数安定度が要求される。
やミリ波のような高周波での通信が注目されている。こ
のマイクロ波・ミリ波帯における通信において使用する
マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路には、高い周波
数安定度が要求される。
【０００３】図５は、従来のマイクロ波・ミリ波帯位相
同期発振回路の一例を示すブロック図である（特開平６
−１５２２４３号公報）。この図において、１は電圧制
御発振器（以下、ＶＣＯと記す）、２は分配器、３は周
波数ミキサ、４は分周器、５は基準信号源、６は位相比
較器、７は低域フィルタ（ＬＰＦ）、８は局部発振器で
ある。
同期発振回路の一例を示すブロック図である（特開平６
−１５２２４３号公報）。この図において、１は電圧制
御発振器（以下、ＶＣＯと記す）、２は分配器、３は周
波数ミキサ、４は分周器、５は基準信号源、６は位相比
較器、７は低域フィルタ（ＬＰＦ）、８は局部発振器で
ある。
【０００４】この位相同期発振回路では、ＶＣＯ１の出
力を分配器２により２つに分け、一方を発振出力信号と
し、もう一方を位相同期制御信号生成用に利用してい
る。ここで、ディジタル分周器４の動作周波数が、実用
上１２ＧＨｚ程度以下であるため、周波数ミキサ３と局
部発振器（発振周波数ｆｓ）８の組み合わせによって、
分配器出力（周波数ｆｃ）をディジタル型分周器４（分
周率＝ｄ）の動作周波数ｆＩＦまで、ダウンコンバート
した後、ディジタル型分周波器４により、基準信号源５
の周波数ｆｒまで周波数変換（ｆdiv＝（ｆc−ｆs）／
ｄ））している。そして、この信号と基準信号源５の信
号（周波数ｆｒ）が位相比較器６に入力される。この位
相比較器６により、前記２つの信号の位相が比較され、
誤差信号が出力される。この誤差信号はＬＰＦ７で不要
信号が除去され、ＶＣＯ１の位相同期制御信号となる。
これにより、周波数の安定化が図られている。
力を分配器２により２つに分け、一方を発振出力信号と
し、もう一方を位相同期制御信号生成用に利用してい
る。ここで、ディジタル分周器４の動作周波数が、実用
上１２ＧＨｚ程度以下であるため、周波数ミキサ３と局
部発振器（発振周波数ｆｓ）８の組み合わせによって、
分配器出力（周波数ｆｃ）をディジタル型分周器４（分
周率＝ｄ）の動作周波数ｆＩＦまで、ダウンコンバート
した後、ディジタル型分周波器４により、基準信号源５
の周波数ｆｒまで周波数変換（ｆdiv＝（ｆc−ｆs）／
ｄ））している。そして、この信号と基準信号源５の信
号（周波数ｆｒ）が位相比較器６に入力される。この位
相比較器６により、前記２つの信号の位相が比較され、
誤差信号が出力される。この誤差信号はＬＰＦ７で不要
信号が除去され、ＶＣＯ１の位相同期制御信号となる。
これにより、周波数の安定化が図られている。
【０００５】図５の構成では、ディジタル分周器４が用
いられているが、これを用いず、周波数ミキサ３により
分配器２の出力を基準信号源５の周波数まで、直接ダウ
ンコンバートし、この信号ｆＩＦと基準信号ｆｒを位相
比較器６へ入力する構成も可能である。
いられているが、これを用いず、周波数ミキサ３により
分配器２の出力を基準信号源５の周波数まで、直接ダウ
ンコンバートし、この信号ｆＩＦと基準信号ｆｒを位相
比較器６へ入力する構成も可能である。
【０００６】しかしながら、以上のような構成の位相同
期発振回路では、局部発振器８として、高周波領域にお
ける周波数安定度の優れたものが必要であり、装置が複
雑になる。また、コスト高を引き起こす。
期発振回路では、局部発振器８として、高周波領域にお
ける周波数安定度の優れたものが必要であり、装置が複
雑になる。また、コスト高を引き起こす。
【０００７】そこで、図６に示すような、周波数分周手
段としてアナログ型の分周器１０を用いる回路が知られ
ている。
段としてアナログ型の分周器１０を用いる回路が知られ
ている。
【０００８】この回路では、周波数ミキサ３からの出力
信号（周波数ｆｃ／２）の一部を、増幅器９を通して周
波数ミキサ３の局部発振信号入力端子へ帰還している、
すなわちフィードバックループを形成している。このた
め、フィードバックループ内にあるランダム雑音が増幅
器９で増幅され、周波数ｆｃ／２の雑音レベルが高くな
る。周波数ミキサ３は、ＶＣＯ１からの信号ｆｃと前記
のｆｃ／２の信号（増幅器９の出力）が周波数混合さ
れ、周波数ミキサ３からの出力端子には、ｆｃ，ｆｃ±
ｆｃ／２の成分が出力される。このうちの周波数ｆｃ／
２の成分が再び、増幅器９で増幅され、周波数ミキサ３
の局部発振信号入力端子へと帰還される。この過程を繰
り返すことにより、フィードバックループ内で周波数ｆ
ｃ／２の信号が成長し、定常状態でＶＣＯ１の発振周波
数ｆｃの２分周成分ｆｃ／２が得られる。ここで、周波
数ｆｃ／２より外れた雑音成分は、前記の過程を繰り返
すことにより、増幅器の伝送帯域外になり、周波数成分
ｆｃ／２が残る。
信号（周波数ｆｃ／２）の一部を、増幅器９を通して周
波数ミキサ３の局部発振信号入力端子へ帰還している、
すなわちフィードバックループを形成している。このた
め、フィードバックループ内にあるランダム雑音が増幅
器９で増幅され、周波数ｆｃ／２の雑音レベルが高くな
る。周波数ミキサ３は、ＶＣＯ１からの信号ｆｃと前記
のｆｃ／２の信号（増幅器９の出力）が周波数混合さ
れ、周波数ミキサ３からの出力端子には、ｆｃ，ｆｃ±
ｆｃ／２の成分が出力される。このうちの周波数ｆｃ／
２の成分が再び、増幅器９で増幅され、周波数ミキサ３
の局部発振信号入力端子へと帰還される。この過程を繰
り返すことにより、フィードバックループ内で周波数ｆ
ｃ／２の信号が成長し、定常状態でＶＣＯ１の発振周波
数ｆｃの２分周成分ｆｃ／２が得られる。ここで、周波
数ｆｃ／２より外れた雑音成分は、前記の過程を繰り返
すことにより、増幅器の伝送帯域外になり、周波数成分
ｆｃ／２が残る。
【０００９】このように、図６の構成では、アナログ的
に周波数ミキサ３によって信号を２分周し、その周波数
の下げられた信号を通常のディジタル分周器４へ入力す
るため、図５の従来例のように、周波数安定度の高い局
部発振信号源を使用する必要がない。
に周波数ミキサ３によって信号を２分周し、その周波数
の下げられた信号を通常のディジタル分周器４へ入力す
るため、図５の従来例のように、周波数安定度の高い局
部発振信号源を使用する必要がない。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た図６の構成では、アナログ型分周器１０の分周率が１
／２と小さい。このため、ディジタル分周器４の動作周
波数が１２ＧＨｚ程度以下であることを考慮すると、分
配器２の出力すなわち発振出力信号の周波数が３０ＧＨ
ｚ以上のミリ波帯域において使用することは非常に困難
である。
た図６の構成では、アナログ型分周器１０の分周率が１
／２と小さい。このため、ディジタル分周器４の動作周
波数が１２ＧＨｚ程度以下であることを考慮すると、分
配器２の出力すなわち発振出力信号の周波数が３０ＧＨ
ｚ以上のミリ波帯域において使用することは非常に困難
である。
【００１１】また、フィードバックループ内において周
波数ミキサ３に入力する信号は、フィードバックループ
内のランダム雑音の成長による信号を直接用いるため、
信号の純度が悪く、位相雑音がかなり大きくなってしま
う。このため、周波数ミキサ３内で付加される雑音が大
きく、位相同期ループ２０内の雑音の影響が大きくな
り、その結果ＶＣＯ１の位相雑音に大きく影響してしま
う。
波数ミキサ３に入力する信号は、フィードバックループ
内のランダム雑音の成長による信号を直接用いるため、
信号の純度が悪く、位相雑音がかなり大きくなってしま
う。このため、周波数ミキサ３内で付加される雑音が大
きく、位相同期ループ２０内の雑音の影響が大きくな
り、その結果ＶＣＯ１の位相雑音に大きく影響してしま
う。
【００１２】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであって、位相雑音が小さく高周波領域での周
波数安定度の優れたマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振
回路を提供することを目的とする。
れたものであって、位相雑音が小さく高周波領域での周
波数安定度の優れたマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振
回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載のマイク
ロ波・ミリ波帯位相同期発振回路は、変調信号と位相同
期制御信号に基づいて高周波信号を生成する発振手段
と、高周波信号を分けて、一方を発振出力信号として出
力する第１の分配手段と、基準信号をｎ逓倍するｎ逓倍
手段と、ｎ逓倍手段からの出力を２分配して、一方を比
較信号、他方を局部発振信号とする第２の分配手段と、
第１の分配手段の他方の出力と局部発振信号とを用いて
中間周波数信号を生成する周波数混合手段と、中間周波
数信号と比較信号とを比較して誤差信号を出力する位相
比較手段と、誤差信号から不要信号を除去して、前記位
相同期制御信号を生成する低域通過手段と、を備えてな
るものである。
ロ波・ミリ波帯位相同期発振回路は、変調信号と位相同
期制御信号に基づいて高周波信号を生成する発振手段
と、高周波信号を分けて、一方を発振出力信号として出
力する第１の分配手段と、基準信号をｎ逓倍するｎ逓倍
手段と、ｎ逓倍手段からの出力を２分配して、一方を比
較信号、他方を局部発振信号とする第２の分配手段と、
第１の分配手段の他方の出力と局部発振信号とを用いて
中間周波数信号を生成する周波数混合手段と、中間周波
数信号と比較信号とを比較して誤差信号を出力する位相
比較手段と、誤差信号から不要信号を除去して、前記位
相同期制御信号を生成する低域通過手段と、を備えてな
るものである。
【００１４】上記構成では、ｎ逓倍手段により基準信号
をｎ逓倍して、比較信号と局部発振信号を生成する。ま
た、周波数混合手段が、発振手段の出力を第１の分配手
段で分けて生成した信号と前記局部発振信号とを用い
て、中間周波数信号を生成し、位相比較手段が中間周波
数信号と前記比較信号を比較する。これにより、比較信
号及び局部発振信号を、基準信号と同程度に周波数の安
定した信号とすることができ、ひいては発振手段からの
発振出力信号の周波数安定度を、基準信号の周波数安定
度と同程度まで向上させることが可能となり、位相雑音
特性を低減することができる。
をｎ逓倍して、比較信号と局部発振信号を生成する。ま
た、周波数混合手段が、発振手段の出力を第１の分配手
段で分けて生成した信号と前記局部発振信号とを用い
て、中間周波数信号を生成し、位相比較手段が中間周波
数信号と前記比較信号を比較する。これにより、比較信
号及び局部発振信号を、基準信号と同程度に周波数の安
定した信号とすることができ、ひいては発振手段からの
発振出力信号の周波数安定度を、基準信号の周波数安定
度と同程度まで向上させることが可能となり、位相雑音
特性を低減することができる。
【００１５】請求項２に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路は、変調信号と位相同期制御信号に基づ
いて高周波信号を生成する発振手段と、高周波信号を分
けて、一方を発振出力信号として出力する第１の分配手
段と、基準信号を２分配する第２の分配手段と、第２の
分配手段の一方の出力をｎ逓倍して、比較信号を生成す
るｎ逓倍手段と、第２の分配手段の他方の出力をｍ逓倍
して、局部発振信号を生成するｍ逓倍手段と、第１の分
配手段の他方の出力と局部発振信号とを用いて中間周波
数信号を生成する周波数混合手段と、中間周波数信号と
比較信号とを比較して誤差信号を出力する位相比較手段
と、誤差信号から不要信号を除去して、前記位相同期制
御信号を生成する低域通過手段と、を備えてなるもので
ある。
相同期発振回路は、変調信号と位相同期制御信号に基づ
いて高周波信号を生成する発振手段と、高周波信号を分
けて、一方を発振出力信号として出力する第１の分配手
段と、基準信号を２分配する第２の分配手段と、第２の
分配手段の一方の出力をｎ逓倍して、比較信号を生成す
るｎ逓倍手段と、第２の分配手段の他方の出力をｍ逓倍
して、局部発振信号を生成するｍ逓倍手段と、第１の分
配手段の他方の出力と局部発振信号とを用いて中間周波
数信号を生成する周波数混合手段と、中間周波数信号と
比較信号とを比較して誤差信号を出力する位相比較手段
と、誤差信号から不要信号を除去して、前記位相同期制
御信号を生成する低域通過手段と、を備えてなるもので
ある。
【００１６】上記構成では、ｎ逓倍手段が基準信号を２
分配した信号から比較信号を生成する。また、ｍ逓倍手
段が基準信号を２分配した信号から局部発振信号を生成
する。そして、周波数混合手段が、発振手段の出力を第
１の分配手段で分けて生成した信号と前記局部発振信号
を用いて、中間周波数信号を生成し、位相比較手段がそ
の信号と前記比較信号を比較する。これにより、比較信
号及び局部発振信号を基準信号と同程度に周波数の安定
した信号とすることができ、ひいては発振手段からの発
振出力信号の周波数安定度を基準信号の周波数安定度と
同程度まで向上させることが可能となり、位相雑音特性
を低減することができる。
分配した信号から比較信号を生成する。また、ｍ逓倍手
段が基準信号を２分配した信号から局部発振信号を生成
する。そして、周波数混合手段が、発振手段の出力を第
１の分配手段で分けて生成した信号と前記局部発振信号
を用いて、中間周波数信号を生成し、位相比較手段がそ
の信号と前記比較信号を比較する。これにより、比較信
号及び局部発振信号を基準信号と同程度に周波数の安定
した信号とすることができ、ひいては発振手段からの発
振出力信号の周波数安定度を基準信号の周波数安定度と
同程度まで向上させることが可能となり、位相雑音特性
を低減することができる。
【００１７】更に、ｎ逓倍手段とｍ逓倍手段の逓倍次数
ｎ，ｍを変化させれば、発振手段の出力の周波数を変え
ることができるため、発振出力信号の周波数設計におけ
る自由度が増大する。
ｎ，ｍを変化させれば、発振手段の出力の周波数を変え
ることができるため、発振出力信号の周波数設計におけ
る自由度が増大する。
【００１８】請求項３に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路は、請求項２に記載のマイクロ波・ミリ
波帯位相同期発振回路において、前記周波数混合手段
が、局部発振信号の高調波を生成する高調波混合手段か
らなることを特徴とするものである。
相同期発振回路は、請求項２に記載のマイクロ波・ミリ
波帯位相同期発振回路において、前記周波数混合手段
が、局部発振信号の高調波を生成する高調波混合手段か
らなることを特徴とするものである。
【００１９】このマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回
路は、高調波混合手段において局部発振信号のｋ次高調
波を生成する。このため、ｍ逓倍手段の逓倍次数ｍを請
求項２の場合の１／ｋとすることができる。従って、ｍ
逓倍手段での変換損失を低減することが可能となり、増
幅器を用いてヘテロダイン方式とすることによって、発
振出力信号のＣ／Ｎ比と位相雑音特性を改善することが
できる。
路は、高調波混合手段において局部発振信号のｋ次高調
波を生成する。このため、ｍ逓倍手段の逓倍次数ｍを請
求項２の場合の１／ｋとすることができる。従って、ｍ
逓倍手段での変換損失を低減することが可能となり、増
幅器を用いてヘテロダイン方式とすることによって、発
振出力信号のＣ／Ｎ比と位相雑音特性を改善することが
できる。
【００２０】請求項４に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路は、請求項１乃至請求項３のいずれかに
記載のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路におい
て、発振手段が、基本波信号と基本波信号の高調波信号
を生成する高調波発振手段からなり、第１の分配手段が
基本波信号と高調波信号を分離し、高調波信号を発振出
力信号として出力する分波手段からなるものである。
相同期発振回路は、請求項１乃至請求項３のいずれかに
記載のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路におい
て、発振手段が、基本波信号と基本波信号の高調波信号
を生成する高調波発振手段からなり、第１の分配手段が
基本波信号と高調波信号を分離し、高調波信号を発振出
力信号として出力する分波手段からなるものである。
【００２１】このマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回
路は、請求項１〜請求項３に記載のものの発振手段がｈ
次高調波を発生するマイクロ波半導体等からなってお
り、また、第１の分配手段が基本波信号とｈ次高調波を
分離する分波手段からなっている。このため、請求項１
〜請求項３に記載のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振
回路と同一の発振出力周波数を得る場合、ｎ逓倍手段，
ｍ逓倍手段の逓倍次数ｎ，ｍを１／ｈに下げることがで
きる。これにより、ｎ逓倍手段，ｍ逓倍手段での変換損
失を低減することができ、位相雑音を低減することがで
きる。また、周波数混合手段，位相比較手段等の他の構
成要素の動作周波数を低くすることができ、回路構成を
簡略化することが可能となる。
路は、請求項１〜請求項３に記載のものの発振手段がｈ
次高調波を発生するマイクロ波半導体等からなってお
り、また、第１の分配手段が基本波信号とｈ次高調波を
分離する分波手段からなっている。このため、請求項１
〜請求項３に記載のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振
回路と同一の発振出力周波数を得る場合、ｎ逓倍手段，
ｍ逓倍手段の逓倍次数ｎ，ｍを１／ｈに下げることがで
きる。これにより、ｎ逓倍手段，ｍ逓倍手段での変換損
失を低減することができ、位相雑音を低減することがで
きる。また、周波数混合手段，位相比較手段等の他の構
成要素の動作周波数を低くすることができ、回路構成を
簡略化することが可能となる。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施形態を説明する。
施形態を説明する。
【００２３】（第１の実施形態）図１は本実施形態を示
す構成図である。図１において図５，６と同一部分につ
いては同一符号を付している。図に示すように、本実施
形態は、発振手段（ＶＣＯ）１，第１の分配手段（分配
器）２ｂ，周波数混合手段（周波数ミキサ３、及び、マ
イクロ波増幅器９ａ），基準信号源５，ｎ逓倍手段（ｎ
逓倍器１１、及び、マイクロ波増幅器９ｂ），第２の分
配手段（分配器）２ａ，位相比較手段（位相比較器）
６，低域通過手段（低域フィルタ（ＬＰＦ））７からな
っている。
す構成図である。図１において図５，６と同一部分につ
いては同一符号を付している。図に示すように、本実施
形態は、発振手段（ＶＣＯ）１，第１の分配手段（分配
器）２ｂ，周波数混合手段（周波数ミキサ３、及び、マ
イクロ波増幅器９ａ），基準信号源５，ｎ逓倍手段（ｎ
逓倍器１１、及び、マイクロ波増幅器９ｂ），第２の分
配手段（分配器）２ａ，位相比較手段（位相比較器）
６，低域通過手段（低域フィルタ（ＬＰＦ））７からな
っている。
【００２４】ここで、ｎ逓倍器１１や周波数ミキサ３は
バンドパスフィルタを有し、不要高調波信号，イメージ
信号，スプリアス信号を十分に抑制する。また、マイク
ロ波増幅器９ａ，９ｂは狭帯域特性を有した利得可変・
線形・低雑音増幅器であり、ｎ逓倍器１１，周波数ミキ
サ３，位相比較器６等での変換損失を補償し、次段に接
続される機器の雑音を低減させ、更に、スプリアス信号
を低減させ、周波数ミキサ３や位相比較器６への入力レ
ベルを調整するものである。
バンドパスフィルタを有し、不要高調波信号，イメージ
信号，スプリアス信号を十分に抑制する。また、マイク
ロ波増幅器９ａ，９ｂは狭帯域特性を有した利得可変・
線形・低雑音増幅器であり、ｎ逓倍器１１，周波数ミキ
サ３，位相比較器６等での変換損失を補償し、次段に接
続される機器の雑音を低減させ、更に、スプリアス信号
を低減させ、周波数ミキサ３や位相比較器６への入力レ
ベルを調整するものである。
【００２５】以下にこのマイクロ波・ミリ波帯位相同期
発振回路の動作について説明する。但し、ここではｎ逓
倍器１１の逓倍次数を１６，基準信号の周波数を２ＧＨ
ｚとする。また、マイクロ波増幅器９ａ，９ｂは、３２
ＧＨｚ±１ＧＨｚの狭帯域特性を有した利得可変・線形
・低雑音増幅器であるものとする。
発振回路の動作について説明する。但し、ここではｎ逓
倍器１１の逓倍次数を１６，基準信号の周波数を２ＧＨ
ｚとする。また、マイクロ波増幅器９ａ，９ｂは、３２
ＧＨｚ±１ＧＨｚの狭帯域特性を有した利得可変・線形
・低雑音増幅器であるものとする。
【００２６】ＶＣＯ１は、位相同期制御信号ｓ７と変調
信号ｓ１５とを受けて、発振周波数ｆｃ＝２ｎｆ0（６
４ＧＨｚ）の高周波信号ｓ１を分配器２ｂに出力する。
分配器２ｂは高周波信号ｓ１を２分配し、一方を発振出
力信号ｓ２ｂ（周波数２ｎｆ0（６４ＧＨｚ））として
出力し、他方を位相同期制御信号ｓ７の生成のために帰
還する。
信号ｓ１５とを受けて、発振周波数ｆｃ＝２ｎｆ0（６
４ＧＨｚ）の高周波信号ｓ１を分配器２ｂに出力する。
分配器２ｂは高周波信号ｓ１を２分配し、一方を発振出
力信号ｓ２ｂ（周波数２ｎｆ0（６４ＧＨｚ））として
出力し、他方を位相同期制御信号ｓ７の生成のために帰
還する。
【００２７】基準信号源５からの周波数ｆ0（２ＧＨ
ｚ）の基準信号は、ｎ逓倍器１１に入力し、ここで６逓
倍される。ｎ逓倍器１１からの信号（周波数ｎｆ0（３
２ＧＨｚ））はマイクロ波増幅器９ｂで増幅される。そ
して、分配器２ａによって２分配される。
ｚ）の基準信号は、ｎ逓倍器１１に入力し、ここで６逓
倍される。ｎ逓倍器１１からの信号（周波数ｎｆ0（３
２ＧＨｚ））はマイクロ波増幅器９ｂで増幅される。そ
して、分配器２ａによって２分配される。
【００２８】分配器２ａにより分配された一方の信号ｓ
１２は局部発振信号（周波数ｆＬ0＝ｎｆ0（３２ＧＨ
ｚ））として、周波数ミキサ３の局部発振信号入力端子
へ入力される。そして、分配器２ｂからの信号（周波数
ｆｃ＝２ｎｆ0（６４ＧＨｚ））と周波数混合され、マ
イクロ波増幅器９ａにより増幅されて中間周波数信号ｓ
１４（周波数ｆＩＦ＝ｎｆ0（３２ＧＨｚ））となっ
て、位相比較器６へ入力される。また、分配器２ａによ
り分配されたもう一方の信号ｓ１０（周波数ｆｒ＝ｎｆ
0（３２ＧＨｚ））は比較信号として、位相比較器６へ
入力される。
１２は局部発振信号（周波数ｆＬ0＝ｎｆ0（３２ＧＨ
ｚ））として、周波数ミキサ３の局部発振信号入力端子
へ入力される。そして、分配器２ｂからの信号（周波数
ｆｃ＝２ｎｆ0（６４ＧＨｚ））と周波数混合され、マ
イクロ波増幅器９ａにより増幅されて中間周波数信号ｓ
１４（周波数ｆＩＦ＝ｎｆ0（３２ＧＨｚ））となっ
て、位相比較器６へ入力される。また、分配器２ａによ
り分配されたもう一方の信号ｓ１０（周波数ｆｒ＝ｎｆ
0（３２ＧＨｚ））は比較信号として、位相比較器６へ
入力される。
【００２９】位相比較器６では、２つの信号ｓ１０，ｓ
１４の位相比較を行い、誤差信号ｓ６を出力する。この
誤差信号ｓ６はＬＰＦ７により不要信号が除去され、Ｖ
ＣＯ１に入力する位相同期制御信号ｓ７となる。
１４の位相比較を行い、誤差信号ｓ６を出力する。この
誤差信号ｓ６はＬＰＦ７により不要信号が除去され、Ｖ
ＣＯ１に入力する位相同期制御信号ｓ７となる。
【００３０】以上のようなＶＣＯ１の出力を帰還するル
ープ２０により誤差信号ｓ６を零に追い込む。この結
果、ＶＣＯ１の発振周波数ｆｃがミリ波のような高周波
である場合でも、その周波数を安定させ、その安定度及
び位相雑音特性を基準信号源５の周波数安定度と位相雑
音特性に近づけることができる。
ープ２０により誤差信号ｓ６を零に追い込む。この結
果、ＶＣＯ１の発振周波数ｆｃがミリ波のような高周波
である場合でも、その周波数を安定させ、その安定度及
び位相雑音特性を基準信号源５の周波数安定度と位相雑
音特性に近づけることができる。
【００３１】（第２の実施形態）図２は第２の実施形態
を示す構成図である。この図では、図１，５，６と同一
部分については同一符号を付している。図に示すよう
に、本実施形態はＶＣＯ１，分配器２ｂ，周波数ミキサ
３，マイクロ波増幅器９ａ，基準信号源５，分配器２
ａ，ｎ逓倍器１１，マイクロ波増幅器９ｂ，ｍ逓倍手段
（ｍ逓倍器１２，マイクロ波増幅器９ｃ），位相比較器
６，ＬＰＦ７からなっている。
を示す構成図である。この図では、図１，５，６と同一
部分については同一符号を付している。図に示すよう
に、本実施形態はＶＣＯ１，分配器２ｂ，周波数ミキサ
３，マイクロ波増幅器９ａ，基準信号源５，分配器２
ａ，ｎ逓倍器１１，マイクロ波増幅器９ｂ，ｍ逓倍手段
（ｍ逓倍器１２，マイクロ波増幅器９ｃ），位相比較器
６，ＬＰＦ７からなっている。
【００３２】ここで、ｎ逓倍器１１，ｍ逓倍器１２や周
波数ミキサ３はバンドパスフィルタを有し、不要高調波
信号，イメージ信号，スプリアス信号を十分に低減す
る。また、マイクロ波増幅器９ａ，９ｂ，９ｃは狭帯域
特性を有した利得可変・線形・低雑音増幅器である。
波数ミキサ３はバンドパスフィルタを有し、不要高調波
信号，イメージ信号，スプリアス信号を十分に低減す
る。また、マイクロ波増幅器９ａ，９ｂ，９ｃは狭帯域
特性を有した利得可変・線形・低雑音増幅器である。
【００３３】以下に本実施形態の動作を説明する。但
し、ここではｎ逓倍器１１の逓倍次数を１２，ｍ逓倍器
１１の逓倍次数を１８，基準信号の周波数を２ＧＨｚと
する。また、マイクロ波増幅器９ａ，９ｂ，９ｃは、そ
れぞれ２４ＧＨｚ±０．５ＧＨｚ，２４ＧＨｚ±０．５
ＧＨｚ，３８±１ＧＨｚの狭帯域特性を有した利得可変
・線形・低雑音増幅器であるものとする。
し、ここではｎ逓倍器１１の逓倍次数を１２，ｍ逓倍器
１１の逓倍次数を１８，基準信号の周波数を２ＧＨｚと
する。また、マイクロ波増幅器９ａ，９ｂ，９ｃは、そ
れぞれ２４ＧＨｚ±０．５ＧＨｚ，２４ＧＨｚ±０．５
ＧＨｚ，３８±１ＧＨｚの狭帯域特性を有した利得可変
・線形・低雑音増幅器であるものとする。
【００３４】ＶＣＯ１は、位相同期制御信号ｓ７と変調
信号ｓ１５を受けて、発振周波数ｆｃ＝ｎｆ0＋ｍｆ
0（６０ＧＨｚ）の高周波信号ｓ１を分配器２ｂに出力
する。分配器２ｂはこの高周波信号ｓ１を２分配し、一
方を発振出力信号ｓ２ｂ（周波数ｎｆ0＋ｍｆ0（６０Ｇ
Ｈｚ））として出力し、他方の信号ｓ２ｂを位相同期制
御信号ｓ７の生成のために帰還する。
信号ｓ１５を受けて、発振周波数ｆｃ＝ｎｆ0＋ｍｆ
0（６０ＧＨｚ）の高周波信号ｓ１を分配器２ｂに出力
する。分配器２ｂはこの高周波信号ｓ１を２分配し、一
方を発振出力信号ｓ２ｂ（周波数ｎｆ0＋ｍｆ0（６０Ｇ
Ｈｚ））として出力し、他方の信号ｓ２ｂを位相同期制
御信号ｓ７の生成のために帰還する。
【００３５】基準信号源５からの周波数ｆ0（２ＧＨ
ｚ）の信号は分配器２ａに入力し、ここで２分配され
る。そして、一方の信号はｍ逓倍器１２に入力し、１８
逓倍される。ｍ逓倍器１２からの信号（周波数ｍｆ
0（３６ＧＨｚ））はマイクロ波増幅器９ｃで増幅さ
れ、局部発振信号ｓ１２として、周波数ミキサ３の局部
発振信号入力端子へ入力する（周波数ｆＬ0＝ｍｆ0）。
そして、そこで分配器２ｂからの信号（周波数ｆｃ＝ｎ
ｆ0＋ｍｆ0（６０ＧＨｚ））と周波数混合され、マイク
ロ波増幅器９ａにより増幅されて中間周波数信号ｓ１４
（周波数ｆＩＦ＝ｎｆ0（２４ＧＨｚ））となって、位
相比較器６へ入力される。
ｚ）の信号は分配器２ａに入力し、ここで２分配され
る。そして、一方の信号はｍ逓倍器１２に入力し、１８
逓倍される。ｍ逓倍器１２からの信号（周波数ｍｆ
0（３６ＧＨｚ））はマイクロ波増幅器９ｃで増幅さ
れ、局部発振信号ｓ１２として、周波数ミキサ３の局部
発振信号入力端子へ入力する（周波数ｆＬ0＝ｍｆ0）。
そして、そこで分配器２ｂからの信号（周波数ｆｃ＝ｎ
ｆ0＋ｍｆ0（６０ＧＨｚ））と周波数混合され、マイク
ロ波増幅器９ａにより増幅されて中間周波数信号ｓ１４
（周波数ｆＩＦ＝ｎｆ0（２４ＧＨｚ））となって、位
相比較器６へ入力される。
【００３６】また、分配器２ａにより分配されたもう一
方の信号はｎ逓倍器１１に入力し、そこで１２逓倍され
る（周波数ｆｒ＝ｎｆ0（２４ＧＨｚ））。そして、増
幅器９ａで増幅されて比較信号ｓ１０となり、位相比較
器６へ入力される。
方の信号はｎ逓倍器１１に入力し、そこで１２逓倍され
る（周波数ｆｒ＝ｎｆ0（２４ＧＨｚ））。そして、増
幅器９ａで増幅されて比較信号ｓ１０となり、位相比較
器６へ入力される。
【００３７】位相比較器６では、２つの信号ｓ１０，ｓ
１４の位相比較を行い、誤差信号ｓ６を出力する。この
誤差信号ｓ６はＬＰＦ７により不要信号が除去され、Ｖ
ＣＯ１に入力する位相同期制御信号ｓ７となる。
１４の位相比較を行い、誤差信号ｓ６を出力する。この
誤差信号ｓ６はＬＰＦ７により不要信号が除去され、Ｖ
ＣＯ１に入力する位相同期制御信号ｓ７となる。
【００３８】以上のようなＶＣＯ１の出力を帰還するル
ープ２０により、誤差信号ｓ６の電圧を零に追い込む、
この結果、ＶＣＯ１の発振周波数ｆｃがミリ波のような
高周波である場合でも、その周波数を安定させ、その安
定度及び位相雑音特性を基準信号源５の周波数安定度と
位相雑音特性に近づけることができる。
ープ２０により、誤差信号ｓ６の電圧を零に追い込む、
この結果、ＶＣＯ１の発振周波数ｆｃがミリ波のような
高周波である場合でも、その周波数を安定させ、その安
定度及び位相雑音特性を基準信号源５の周波数安定度と
位相雑音特性に近づけることができる。
【００３９】第１の実施形態においては、ＶＣＯ１の発
振周波数ｆｃは基準信号源５の出力周波数ｆ0と、ｆｃ
＝２ｎｆ0の関係があるため、発振周波数ｆｃは基準信
号源５の出力周波数ｆ0の２ｎ倍である必要があるが、
本実施形態では、ＶＣＯ１の発振周波数ｆｃは基準信号
源５の出力周波数ｆ0と、ｆｃ＝（ｎ＋ｍ）ｆ0の関係で
結ばれているため、ｎ，ｍの値を変化させることによ
り、ＶＣＯ１の発振周波数ｆｃつまり発振出力信号の周
波数を自由に設定することが可能である。但し、第１の
実施形態よりは部品数が増える。
振周波数ｆｃは基準信号源５の出力周波数ｆ0と、ｆｃ
＝２ｎｆ0の関係があるため、発振周波数ｆｃは基準信
号源５の出力周波数ｆ0の２ｎ倍である必要があるが、
本実施形態では、ＶＣＯ１の発振周波数ｆｃは基準信号
源５の出力周波数ｆ0と、ｆｃ＝（ｎ＋ｍ）ｆ0の関係で
結ばれているため、ｎ，ｍの値を変化させることによ
り、ＶＣＯ１の発振周波数ｆｃつまり発振出力信号の周
波数を自由に設定することが可能である。但し、第１の
実施形態よりは部品数が増える。
【００４０】（第３の実施形態）図３は第３の実施形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【００４１】本マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路
は、図２に示した周波数ミキサ３の代わりにｋ次高調波
ミキサ３’を用いている、つまり、周波数混合手段を高
調波混合手段としている。以下にこの動作について説明
するが第２の実施形態と同一部分については説明を省略
する。
は、図２に示した周波数ミキサ３の代わりにｋ次高調波
ミキサ３’を用いている、つまり、周波数混合手段を高
調波混合手段としている。以下にこの動作について説明
するが第２の実施形態と同一部分については説明を省略
する。
【００４２】ここでは、ｋ次高調波ミキサ３’を用いて
いるため、マイクロ波増幅器９ｃの出力である局部発振
信号ｓ１２は、ｋ次高調波ミキサ３’の内部において、
ｋ次の局部発振信号（周波数ｍｋｆ0）に変換される。
従って、ｍ逓倍器１２の出力信号の周波数は、第２の実
施形態の１／ｋであればよい。
いるため、マイクロ波増幅器９ｃの出力である局部発振
信号ｓ１２は、ｋ次高調波ミキサ３’の内部において、
ｋ次の局部発振信号（周波数ｍｋｆ0）に変換される。
従って、ｍ逓倍器１２の出力信号の周波数は、第２の実
施形態の１／ｋであればよい。
【００４３】具体的には、ＶＣＯ１の発振周波数が６０
ＧＨｚ，基準信号源５の出力周波数が２ＧＨｚ，ｎ逓倍
器１１における逓倍次数ｎの値が１２，ｋ次高調波ミキ
サ３’におけるｋの値が６であるとすると、ｍ逓倍器１
２におけるｍの値は３でよくなる（第２の実施形態の場
合にはｍ＝１８）。尚、マイクロ波増幅器９ａ，９ｂ，
９ｃとしては、それぞれ２４ＧＨｚ±０．５ＧＨｚ，２
４ＧＨｚ±０．５ＧＨｚ，３８±１ＧＨｚの狭帯域特性
を有した利得可変・線形・低雑音増幅器等が使用でき
る。
ＧＨｚ，基準信号源５の出力周波数が２ＧＨｚ，ｎ逓倍
器１１における逓倍次数ｎの値が１２，ｋ次高調波ミキ
サ３’におけるｋの値が６であるとすると、ｍ逓倍器１
２におけるｍの値は３でよくなる（第２の実施形態の場
合にはｍ＝１８）。尚、マイクロ波増幅器９ａ，９ｂ，
９ｃとしては、それぞれ２４ＧＨｚ±０．５ＧＨｚ，２
４ＧＨｚ±０．５ＧＨｚ，３８±１ＧＨｚの狭帯域特性
を有した利得可変・線形・低雑音増幅器等が使用でき
る。
【００４４】ｍ逓倍器１２の逓倍次数（ｍ）が高いと、
ｍ逓倍器１２の変換損失が大きくなり、Ｃ／Ｎ比（搬送
波対雑音比）特性と位相雑音特性の劣化度が大きくな
る。このため、中間周波数信号ｓ１４のＣ／Ｎ比特性と
位相雑音特性の劣化度も大きくなる。本実施形態では、
ｋ次高調波ミキサ３’を使用しているため、ｍ逓倍器１
２の逓倍次数（ｍ）を減らすことができ、ｍ逓倍器１２
での変換損失を低減することができる。また、ｍ逓倍器
１２とｋ次高調波ミキサ３’の間に、マイクロ波増幅器
９ｃを設けているため、当該高調波ミキサ３’の変換損
失を低減させ、高調波ミキサ３’からの出力信号のＣ／
Ｎ特性と位相雑音特性を改善することができる。
ｍ逓倍器１２の変換損失が大きくなり、Ｃ／Ｎ比（搬送
波対雑音比）特性と位相雑音特性の劣化度が大きくな
る。このため、中間周波数信号ｓ１４のＣ／Ｎ比特性と
位相雑音特性の劣化度も大きくなる。本実施形態では、
ｋ次高調波ミキサ３’を使用しているため、ｍ逓倍器１
２の逓倍次数（ｍ）を減らすことができ、ｍ逓倍器１２
での変換損失を低減することができる。また、ｍ逓倍器
１２とｋ次高調波ミキサ３’の間に、マイクロ波増幅器
９ｃを設けているため、当該高調波ミキサ３’の変換損
失を低減させ、高調波ミキサ３’からの出力信号のＣ／
Ｎ特性と位相雑音特性を改善することができる。
【００４５】（第４の実施形態）図４は第４の実施形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【００４６】本実施形態は図３の位相同期発振回路の分
配器２ｂの代わりに分波手段（分波器）１４を用いてお
り、かつ、ＶＣＯ１の代わりに高調波発振手段（マイク
ロ波半導体ＶＣＯ）１’を用いている。
配器２ｂの代わりに分波手段（分波器）１４を用いてお
り、かつ、ＶＣＯ１の代わりに高調波発振手段（マイク
ロ波半導体ＶＣＯ）１’を用いている。
【００４７】以下に、このマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の動作について説明するが、図３と同一部分
については、説明を省略する。
期発振回路の動作について説明するが、図３と同一部分
については、説明を省略する。
【００４８】ここでは、ＶＣＯ１’のＤＣバイアス点を
非線形動作点に設定し、ｈ次高調波信号（ｈ：整数）を
発生させる。そして、分波器１４により基本波信号（周
波数ｆc1）とｈ次高調波信号（周波数ｆc2＝ｈｆc1）を
分波し、基本波信号を位相同期制御信号ｓ７生成のため
に用い、ｈ次高調波信号を発振出力信号ｓ２ｂとする。
非線形動作点に設定し、ｈ次高調波信号（ｈ：整数）を
発生させる。そして、分波器１４により基本波信号（周
波数ｆc1）とｈ次高調波信号（周波数ｆc2＝ｈｆc1）を
分波し、基本波信号を位相同期制御信号ｓ７生成のため
に用い、ｈ次高調波信号を発振出力信号ｓ２ｂとする。
【００４９】このため、図１〜図３に示したマイクロ波
・ミリ波帯位相同期発振器と同一の周波数をもつ発振出
力信号を得るためには、ＬＰＦ７の出力（位相同期制御
信号）ｓ７は図１〜図３の場合の１／ｈの周波数のもの
であればよい。従って、ｎ逓倍器１１及びｍ逓倍器１２
の逓倍次数（ｎ，ｍ）を１／ｈにすることができる。
・ミリ波帯位相同期発振器と同一の周波数をもつ発振出
力信号を得るためには、ＬＰＦ７の出力（位相同期制御
信号）ｓ７は図１〜図３の場合の１／ｈの周波数のもの
であればよい。従って、ｎ逓倍器１１及びｍ逓倍器１２
の逓倍次数（ｎ，ｍ）を１／ｈにすることができる。
【００５０】具体的には、ＶＣＯ１’が基本発振周波数
３０ＧＨｚ，２次高調波発振周波数６０ＧＨｚの信号を
出力できるものであり，基準信号源５の出力周波数が２
ＧＨｚで、ｋ次高調波ミキサ３’におけるｋの値が３で
あるとすると、ｎ逓倍器１１，ｍ逓倍器１２の逓倍次数
はそれぞれ６，３であればよい。尚、この場合、マイク
ロ波増幅器９ａ，９ｂ，９ｃとしては、それぞれ１２Ｇ
Ｈｚ±１ＧＨｚ，１２ＧＨｚ±１ＧＨｚ，６±０．４Ｇ
Ｈｚの狭帯域特性を有した利得可変・線形・低雑音増幅
器が使用できる。
３０ＧＨｚ，２次高調波発振周波数６０ＧＨｚの信号を
出力できるものであり，基準信号源５の出力周波数が２
ＧＨｚで、ｋ次高調波ミキサ３’におけるｋの値が３で
あるとすると、ｎ逓倍器１１，ｍ逓倍器１２の逓倍次数
はそれぞれ６，３であればよい。尚、この場合、マイク
ロ波増幅器９ａ，９ｂ，９ｃとしては、それぞれ１２Ｇ
Ｈｚ±１ＧＨｚ，１２ＧＨｚ±１ＧＨｚ，６±０．４Ｇ
Ｈｚの狭帯域特性を有した利得可変・線形・低雑音増幅
器が使用できる。
【００５１】ｎ逓倍器１１及びｍ逓倍器１２の逓倍次数
（ｎ，ｍ）が高いと、逓倍器での変換損失が大きくな
り、Ｃ／Ｎ比（搬送波対雑音比）特性と位相雑音特性の
劣化度が大きくなる。このため、帰還ループ２０内の信
号のＣ／Ｎ比特性と位相雑音特性の劣化度も大きくな
る。本実施形態では、上記のように逓倍器１１，１２の
逓倍次数（ｎ，ｍ）を減らすことができるため、位相比
較器６への入力信号ｓ１０，ｓ１４のＣ／Ｎ特性と位相
雑音特性を改善することができ、帰還ループ２０内の位
相雑音特性を低減することができる。
（ｎ，ｍ）が高いと、逓倍器での変換損失が大きくな
り、Ｃ／Ｎ比（搬送波対雑音比）特性と位相雑音特性の
劣化度が大きくなる。このため、帰還ループ２０内の信
号のＣ／Ｎ比特性と位相雑音特性の劣化度も大きくな
る。本実施形態では、上記のように逓倍器１１，１２の
逓倍次数（ｎ，ｍ）を減らすことができるため、位相比
較器６への入力信号ｓ１０，ｓ１４のＣ／Ｎ特性と位相
雑音特性を改善することができ、帰還ループ２０内の位
相雑音特性を低減することができる。
【００５２】また、ｎ逓倍器１１，ｍ逓倍器１２，ｋ次
高調波ミキサ３’，位相比較器６，マイクロ波増幅器９
ａ，９ｂの動作周波数を低くすることができ、回路構成
を簡略化することができる。
高調波ミキサ３’，位相比較器６，マイクロ波増幅器９
ａ，９ｂの動作周波数を低くすることができ、回路構成
を簡略化することができる。
【００５３】尚、本実施形態は第３の実施形態のＶＣＯ
１，分配器２ｂの代わりにＶＣＯ１’と分波器１４を用
いたものであるが、第１，第２の実施形態のＶＣＯ１と
分配器２ｂの代わりにＶＣＯ１’と分波器１４を用いた
場合においても、同様の効果が得られることはいうまで
もない。
１，分配器２ｂの代わりにＶＣＯ１’と分波器１４を用
いたものであるが、第１，第２の実施形態のＶＣＯ１と
分配器２ｂの代わりにＶＣＯ１’と分波器１４を用いた
場合においても、同様の効果が得られることはいうまで
もない。
【００５４】また、第１〜第４の実施形態において、通
信チャンネル数を設定するためにＶＣＯ１，ＶＣＯ１’
の出力周波数を小さい周波数ステップ△ｆｃ（例えば、
６０ＭＨｚ）で変える必要のあるときは、基準信号源５
に用いられている周波数シンセサイザの周波数ｆ0を変
化させてやればよい。
信チャンネル数を設定するためにＶＣＯ１，ＶＣＯ１’
の出力周波数を小さい周波数ステップ△ｆｃ（例えば、
６０ＭＨｚ）で変える必要のあるときは、基準信号源５
に用いられている周波数シンセサイザの周波数ｆ0を変
化させてやればよい。
【００５５】尚、本発明の位相同期発振回路は、マイク
ロ波帯／ミリ波帯の高安定度信号源として、また、周波
数変調器として使用することが可能である。
ロ波帯／ミリ波帯の高安定度信号源として、また、周波
数変調器として使用することが可能である。
【００５６】
【発明の効果】請求項１に記載のマイクロ波・ミリ波帯
位相同期発振回路では、ｎ逓倍器により基準信号をｎ逓
倍して、比較信号と局部発振信号を生成する。また、周
波数ミキサが高周波電圧制御発振器の出力を分配器で分
けて生成した信号と前記局部発振信号を用いて、中間周
波数信号を生成し、位相比較器が中間周波数信号と前記
比較信号を比較する。これにより、比較信号及び局部発
振信号を、基準信号と同程度に周波数の安定した信号と
することができ、ひいては発振器からの発振出力信号の
周波数安定度を基準信号の周波数安定度と同程度まで向
上させ、位相雑音特性を低減することが可能となる。
位相同期発振回路では、ｎ逓倍器により基準信号をｎ逓
倍して、比較信号と局部発振信号を生成する。また、周
波数ミキサが高周波電圧制御発振器の出力を分配器で分
けて生成した信号と前記局部発振信号を用いて、中間周
波数信号を生成し、位相比較器が中間周波数信号と前記
比較信号を比較する。これにより、比較信号及び局部発
振信号を、基準信号と同程度に周波数の安定した信号と
することができ、ひいては発振器からの発振出力信号の
周波数安定度を基準信号の周波数安定度と同程度まで向
上させ、位相雑音特性を低減することが可能となる。
【００５７】請求項２に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路では、ｎ逓倍器が基準信号を２分配した
信号から比較信号を生成する。また、ｍ逓倍器が基準信
号を２分配した信号から局部発振信号を生成する。そし
て、周波数ミキサが高周波電圧制御発振器の出力を分配
器で分けて生成した信号と前記局部発振信号を用いて、
中間周波数信号を生成し、位相比較器がその信号と前記
比較信号を比較する。これにより、比較信号及び局部発
振信号を基準信号と同程度に周波数の安定した信号とす
ることができ、ひいては発振手段からの発振出力信号の
周波数安定度及び位相雑音特性を基準信号の周波数安定
度及び位相雑音特性に近づけることができる。更に、ｎ
逓倍器とｍ逓倍器の逓倍次数ｎ，ｍを変化させれば、発
振手段の出力の周波数を変えることができるため、発振
出力信号の周波数設計における自由度が増大する。
相同期発振回路では、ｎ逓倍器が基準信号を２分配した
信号から比較信号を生成する。また、ｍ逓倍器が基準信
号を２分配した信号から局部発振信号を生成する。そし
て、周波数ミキサが高周波電圧制御発振器の出力を分配
器で分けて生成した信号と前記局部発振信号を用いて、
中間周波数信号を生成し、位相比較器がその信号と前記
比較信号を比較する。これにより、比較信号及び局部発
振信号を基準信号と同程度に周波数の安定した信号とす
ることができ、ひいては発振手段からの発振出力信号の
周波数安定度及び位相雑音特性を基準信号の周波数安定
度及び位相雑音特性に近づけることができる。更に、ｎ
逓倍器とｍ逓倍器の逓倍次数ｎ，ｍを変化させれば、発
振手段の出力の周波数を変えることができるため、発振
出力信号の周波数設計における自由度が増大する。
【００５８】請求項３に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路では、高調波ミキサにおいて局部発振信
号のｋ次高調波を生成する。このため、ｍ逓倍器の逓倍
次数ｍを請求項２の場合の１／ｋとすることができる。
従って、ｍ逓倍器での変換損失を低減することが可能と
なる。これにより、発振出力信号のＣ／Ｎ比と位相雑音
特性を改善することができる。
相同期発振回路では、高調波ミキサにおいて局部発振信
号のｋ次高調波を生成する。このため、ｍ逓倍器の逓倍
次数ｍを請求項２の場合の１／ｋとすることができる。
従って、ｍ逓倍器での変換損失を低減することが可能と
なる。これにより、発振出力信号のＣ／Ｎ比と位相雑音
特性を改善することができる。
【００５９】請求項４に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路では、ｈ次高調波を発生するマイクロ波
半導体等からなる高周波電圧制御発振器と、その出力で
ある基本波信号とｈ次高調波を分離する分波器を備えて
いる。このため、請求項１〜請求項３に記載のマイクロ
波・ミリ波帯位相同期発振回路と同一の発振出力周波数
を得る場合、ｎ逓倍器，ｍ逓倍器の逓倍次数ｎ，ｍを１
／ｈに下げることができる。これにより、ｎ逓倍器，ｍ
逓倍器での変換損失を低減することができ、位相雑音を
低減することができる。また、周波数ミキサ，位相比較
器等の他の構成要素の動作周波数を低くすることがで
き、回路構成を簡略化することが可能となる。
相同期発振回路では、ｈ次高調波を発生するマイクロ波
半導体等からなる高周波電圧制御発振器と、その出力で
ある基本波信号とｈ次高調波を分離する分波器を備えて
いる。このため、請求項１〜請求項３に記載のマイクロ
波・ミリ波帯位相同期発振回路と同一の発振出力周波数
を得る場合、ｎ逓倍器，ｍ逓倍器の逓倍次数ｎ，ｍを１
／ｈに下げることができる。これにより、ｎ逓倍器，ｍ
逓倍器での変換損失を低減することができ、位相雑音を
低減することができる。また、周波数ミキサ，位相比較
器等の他の構成要素の動作周波数を低くすることがで
き、回路構成を簡略化することが可能となる。
【図１】第１の実施形態のマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の構成を示すブロック図である。
期発振回路の構成を示すブロック図である。
【図２】第２の実施形態のマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の構成を示すブロック図である。
期発振回路の構成を示すブロック図である。
【図３】第３の実施形態のマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の構成を示すブロック図である。
期発振回路の構成を示すブロック図である。
【図４】第４の実施形態のマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の構成を示すブロック図である。
期発振回路の構成を示すブロック図である。
【図５】従来のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図６】従来のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路
の他の構成を示すブロック図である。
の他の構成を示すブロック図である。
１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １’ マイクロ波半導体ＶＣＯ ２ａ，２ｂ 分配器 ３ 周波数ミキサ ３’ 高調波ミキサ ６ 位相比較器 ７ 低域フィルタ（ＬＰＦ） ９ａ，９ｂ，９ｃ マイクロ波増幅器 １１ ｎ逓倍器 １２ ｍ逓倍器 １４ 分波器 ２０ 帰還ループ ｓ１ 高周波信号 ｓ２ｂ 発信出力信号 ｓ７ 位相同期制御信号 ｓ１０ 比較信号 ｓ１２ 局部発振信号 ｓ１４ 中間周波数信号 ｓ１５ 変調信号
Claims (4)
- 【請求項１】変調信号と位相同期制御信号に基づいて高
周波信号を生成する発振手段と、 前記高周波信号を分けて、一方を発振出力信号として出
力する第１の分配手段と、 基準信号をｎ逓倍するｎ逓倍手段と、 該ｎ逓倍手段からの出力を２分配して、一方を比較信
号、他方を局部発振信号とする第２の分配手段と、 前記第１の分配手段の他方の出力と前記局部発振信号を
用いて、中間周波数信号を生成する周波数混合手段と、 前記中間周波数信号と前記比較信号とを比較して誤差信
号を出力する位相比較手段と、 前記誤差信号から不要信号を除去して、前記位相同期制
御信号を生成する低域通過手段と、を備えてなることを
特徴とするマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路。 - 【請求項２】変調信号と位相同期制御信号に基づいて、
高周波信号を生成する発振手段と、 前記高周波信号を分けて、一方を発振出力信号として出
力する第１の分配手段と、 基準信号を２分配する第２の分配手段と、 該第２の分配手段の一方の出力をｎ逓倍して、比較信号
を生成するｎ逓倍手段と、 前記第２の分配手段の他方の出力をｍ逓倍して、局部発
振信号を生成するｍ逓倍手段と、 前記第１の分配手段の他方の出力と前記局部発振信号を
用いて、中間周波数信号を生成する周波数混合手段と、 前記中間周波数信号と前記比較信号とを比較して誤差信
号を出力する位相比較手段と、 前記誤差信号から不要信号を除去して、前記位相同期制
御信号を生成する低域通過手段と、を備えてなることを
特徴とするマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路。 - 【請求項３】請求項２に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路において、 前記周波数混合手段は、前記局部発振信号の高調波を生
成する高調波混合手段からなることを特徴とするマイク
ロ波・ミリ波帯位相同期発振回路。 - 【請求項４】請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の
マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路において、 前記発振手段は、基本波信号と該基本波信号の高調波信
号を生成する高調波発振手段からなり、 前記第１の分配手段は、前記基本波信号と前記高調波信
号を分離し、前記高調波信号を発振出力信号として出力
する分波手段からなることを特徴とするマイクロ波・ミ
リ波帯位相同期発振回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7194785A JPH0946225A (ja) | 1995-07-31 | 1995-07-31 | マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路 |
| US08/679,679 US5712602A (en) | 1995-07-31 | 1996-07-09 | Phase-locked oscillator for microwave/millimeter-wave ranges |
| DE19630335A DE19630335C2 (de) | 1995-07-31 | 1996-07-26 | Phasensynchronisierter Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7194785A JPH0946225A (ja) | 1995-07-31 | 1995-07-31 | マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0946225A true JPH0946225A (ja) | 1997-02-14 |
Family
ID=16330227
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7194785A Pending JPH0946225A (ja) | 1995-07-31 | 1995-07-31 | マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5712602A (ja) |
| JP (1) | JPH0946225A (ja) |
| DE (1) | DE19630335C2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6300840B1 (en) | 1999-06-03 | 2001-10-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Microwave/millimeter-wave integrated circuit |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3496752B2 (ja) | 1998-02-19 | 2004-02-16 | シャープ株式会社 | マイクロ波・ミリ波装置 |
| JP3889885B2 (ja) | 1998-02-27 | 2007-03-07 | シャープ株式会社 | ミリ波送信装置、ミリ波受信装置、ミリ波送受信システム及び電子機器 |
| JP2000058691A (ja) | 1998-08-07 | 2000-02-25 | Sharp Corp | ミリ波半導体装置 |
| JP4087023B2 (ja) | 1998-09-22 | 2008-05-14 | シャープ株式会社 | ミリ波帯信号送受信システムおよびミリ波帯信号送受信システムを具備した家屋 |
| JP3603995B2 (ja) | 1999-03-31 | 2004-12-22 | シャープ株式会社 | 高周波無線通信装置 |
| JP3663323B2 (ja) | 1999-04-05 | 2005-06-22 | シャープ株式会社 | ミリ波送信装置およびミリ波受信装置 |
| JP3796372B2 (ja) | 1999-06-07 | 2006-07-12 | シャープ株式会社 | ミリ波帯通信装置 |
| US6396355B1 (en) * | 2000-04-12 | 2002-05-28 | Rockwell Collins, Inc. | Signal generator having fine resolution and low phase noise |
| JP2003152533A (ja) * | 2001-11-16 | 2003-05-23 | Alps Electric Co Ltd | アナログ位相同期発振器 |
| US7430265B2 (en) * | 2002-06-27 | 2008-09-30 | Infineon Technologies Ag | Circuit arrangement provided with a phase-locked loop and transmitter-receiver with said circuit arrangement |
| KR101264770B1 (ko) * | 2009-11-16 | 2013-05-15 | 한국전자통신연구원 | 위상동기루프 장치 및 이를 이용한 위성통신 단말기 |
| US8704562B2 (en) | 2012-07-16 | 2014-04-22 | Nanowave Technologies Inc. | Ultra low phase noise signal source |
| KR20150069283A (ko) * | 2013-12-13 | 2015-06-23 | 한국전자통신연구원 | 위상 동기 루프 장치 및 위상 동기 루프 장치의 동작 방법 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2641949C3 (de) * | 1976-09-17 | 1979-02-22 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Anordnung zur Synchronisierung eines freischwingenden Oszillators |
| JPS6014526B2 (ja) * | 1980-05-10 | 1985-04-13 | アルプス電気株式会社 | Ｐｌｌ発振回路 |
| JPS6359116A (ja) * | 1986-08-28 | 1988-03-15 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｌｌ周波数シンセサイザ |
| GB2209442A (en) * | 1987-09-04 | 1989-05-10 | Marconi Instruments Ltd | Frequency synthesizer |
| US5221062A (en) * | 1989-12-07 | 1993-06-22 | Hughes Aircraft Company | Frequency synthesizer |
| US5146186A (en) * | 1991-05-13 | 1992-09-08 | Microsource, Inc. | Programmable-step, high-resolution frequency synthesizer which substantially eliminates spurious frequencies without adversely affecting phase noise |
| JPH06152243A (ja) * | 1992-11-10 | 1994-05-31 | Fujitsu Ltd | 超高周波発振器 |
-
1995
- 1995-07-31 JP JP7194785A patent/JPH0946225A/ja active Pending
-
1996
- 1996-07-09 US US08/679,679 patent/US5712602A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-26 DE DE19630335A patent/DE19630335C2/de not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6300840B1 (en) | 1999-06-03 | 2001-10-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Microwave/millimeter-wave integrated circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5712602A (en) | 1998-01-27 |
| DE19630335C2 (de) | 2001-08-02 |
| DE19630335A1 (de) | 1997-02-06 |
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