JPH09266672A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電流をその指令値に十分高速に正確に追従さ
せる制御ができなかった。 【解決手段】 制御回路１００は、電流検出結果Ｉｕ、
Ｉｖ及びＩｗ、電圧検出結果Ｖｕｖ及びＶｄｃが入力さ
れ、上記双方向スイッチ１３へのオンオフ指令Ｓ１を出
力し、上記双方向スイッチ１４へのオンオフ指令Ｓ２を
出力し、上記双方向スイッチ１５へのオンオフ指令Ｓ３
を出力する。そして、線電流指令Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ
＊の内、その瞬時絶対値が最大となる相と他の２相との
相間に接続された２つの双方向スイッチをオンオフ制御
するようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電流の歪の発生
が少なく、高い力率で交流電力を直流電力に変換する、
新規な制御方式になる電力変換装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図１９は例えば１９９４年IEEE Industr
y Applications Society 29th AnnualMeeting、「リラ
イアブル スリーフェーズ ピーダブリュエム ブース
ト レクティファイアーズ エンプロイング ア シリ
ーズコネクティッド デュアルブースト コンバーター
サブトポロジー (Reliable 3-phase pwm boost recti
fiers employing a series-connected dual boost conv
erter sub-topology)」、第７８１〜７８８頁に示され
た従来の電力変換装置を示す回路図であり、図におい
て、１は系統側交流電源Ｖｕ、２は系統側交流電源Ｖ
ｖ、３は系統側交流電源Ｖｗであり、上記１〜３の系統
側交流電源の電圧は、３相平衡の交流電圧である。

【０００３】また、４〜６はリアクトル（誘導性要
素）、７〜９は正側ダイオード、１０〜１２は負側ダイ
オード、１３〜１５は電気弁としての双方向スイッチ、
１６はコンデンサ（容量性要素）、１７は負荷、１９は
上記系統側交流電源１及び上記系統側交流電源２との間
の差電圧Ｖｕｖを検出する電圧検出手段、２０は上記コ
ンデンサ１６の電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出手段、２
１は上記リアクトル４を流れる電流Ｉｕを検出する電流
検出手段、２２は上記リアクトル５を流れる電流Ｉｖを
検出する電流検出手段、２３は上記リアクトル６を流れ
る電流Ｉｗを検出する電流検出手段である。

【０００４】また、３０は上記電圧検出手段１９、２０
及び上記電流検出手段２１〜２３の検出結果Ｖｕｖ、Ｖ
ｄｃ、Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗに基づいて上記双方向スイッ
チ１３〜１５を開閉制御する制御回路である。

【０００５】また、図２０は図１９の制御回路３０の詳
細構成を示す回路図であり、図において、３１は上記検
出結果Ｖｕｖに基づき、上記系統側交流電源の相電圧Ｖ
ｕ、Ｖｖ、Ｖｗとそれぞれ同相かつ振幅が１の相電圧信
号Ｕｐ、Ｖｐ及びＷｐを発生する正弦波発生回路、３２
は上記コンデンサ１６の電圧を目標の電圧値に制御する
ために、上記コンデンサ１６の電圧指令値Ｖｄｃ＊と上
記検出結果Ｖｄｃをもとに電圧制御を行い、電流振幅指
令Ｉｄｃ＊を発生する電圧制御回路、４２は上記信号Ｕ
ｐ、Ｖｐ、Ｗｐより回路動作モードを決定し、モード信
号Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５及びＭ６を出力するモ
ード検出回路である。

【０００６】また、９０は電流指令発生回路であり、詳
述すると、３３は上記信号Ｕｐと上記信号Ｉｄｃ＊を乗
算し乗算結果、線電流指令Ｉｕ＊を出力する乗算回路、
３４は上記信号Ｖｐと上記信号Ｉｄｃ＊を乗算し乗算結
果、線電流指令Ｉｖ＊を出力する乗算回路、３５は上記
信号Ｗｐと上記信号Ｉｄｃ＊を乗算し乗算結果、線電流
指令Ｉｗ＊を出力する乗算回路である。

【０００７】また、３６はスイッチ指令回路であり、詳
述すると、３９は上記信号Ｉｕ＊と上記検出結果Ｉｕよ
りパルス信号Ｉｕｏｎを発生するパルス発生回路、４０
は上記信号Ｉｖ＊と上記検出結果Ｉｖよりパルス信号Ｉ
ｖｏｎを発生するパルス発生回路、４１は上記信号Ｉｗ
＊と上記検出結果Ｉｗよりパルス信号Ｉｗｏｎを発生す
るパルス発生回路、４３は上記信号Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、
Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６、Ｉｕｏｎ、Ｉｖｏｎ及びＩｗｏｎよ
り、上記双方向スイッチ１３〜１５それぞれを開閉する
ための開閉指令信号Ｓ１、Ｓ２及びＳ３を発生するスイ
ッチ選択回路である。

【０００８】次に、図２１により、上記双方向スイッチ
１３による上記電流Ｉｕを例にとりその制御法について
説明する。図２１（ａ）に示すように、いま上記リアク
トル４に流れる電流Ｉｕを矢印の方向に制御する場合に
ついて述べる。また、上記電圧Ｖｕｖの極性は正（矢印
の方向）であるとする。このとき上記双方向スイッチ１
３をオンすると、上記リアクトル４→上記双方向スイッ
チ１３→上記リアクトル５の経路により、上記電流Ｉｕ
は上記電圧Ｖｕｖの極性に従って正の方向（矢印の向
き）に増加する。また、上記双方向スイッチ１３をオフ
すると、上記リアクトル４→上記ダイオード７→上記コ
ンデンサ１６→上記ダイオード１１→上記リアクトル５
の経路により上記コンデンサ１６を充電することによ
り、上記電流Ｉｕは減少する。

【０００９】また、上記電圧Ｖｕｖの極性が負（矢印の
逆の向き）のときには、上記双方向スイッチ１３をオン
したとき、上記電流Ｉｕは上記電圧Ｖｕｖの極性に従っ
て変化するが、上記電流Ｉｕは正の方向（矢印の向き）
に増加できない。また、上記双方向スイッチ１３をオフ
したとき、上記リアクトル４→上記ダイオード７→上記
コンデンサ１６→上記ダイオード１１→上記リアクトル
５の経路により上記コンデンサ１６を充電することによ
り、上記電流Ｉｕは正の方向（矢印の向き）に増加でき
ない。すなわち、上記双方向スイッチ１３をオンオフ制
御しても、上記電流Ｉｕを所望の値に制御することがで
きないため、制御対象の上記電流Ｉｕ及び上記電圧Ｖｕ
ｖは同じ正の極性でなければならない。

【００１０】次に、制御対象の上記電流Ｉｕが負の極性
の場合、すなわち図２１（ｂ）に示すように、上記リア
クトル４に流れる電流Ｉｕを矢印の方向に制御する場合
について述べる。また、上記電圧Ｖｕｖの極性は負（矢
印の方向）であるとする。このとき上記双方向スイッチ
１３をオンすると、上記リアクトル５→上記双方向スイ
ッチ１３→上記リアクトル４の経路により、上記電流Ｉ
ｕは上記電圧Ｖｕｖの極性に従って負の方向（矢印の向
き）に増加する。また、上記双方向スイッチ１３をオフ
すると、上記リアクトル５→上記ダイオード８→上記コ
ンデンサ１６→上記ダイオード１０→上記リアクトル４
の経路により上記コンデンサ１６を充電することによ
り、上記電流Ｉｕの大きさは減少する。

【００１１】また、上記電圧Ｖｕｖの極性が正（矢印の
逆の向き）のときには、上記双方向スイッチ１３をオン
したとき、上記電流Ｉｕは上記電圧Ｖｕｖの極性に従っ
て変化するが、上記電流Ｉｕは負の方向（矢印の向き）
に増加できない。また、上記双方向スイッチ１３をオフ
したとき、上記リアクトル５→上記ダイオード８→上記
コンデンサ１６→上記ダイオード１０→上記リアクトル
４の経路により上記コンデンサ１６を充電することによ
り、上記電流Ｉｕは負の方向（矢印の向き）に増加でき
ない。すなわち、上記双方向スイッチ１３をオンオフ制
御しても、上記電流Ｉｕを概ね所望の値に制御すること
ができないため、制御対象の上記電流Ｉｕ及び上記電圧
Ｖｕｖは同じ負の極性でなければならない。

【００１２】説明は省略するが、上記電流Ｉｖ及びＩｗ
も同様に制御される。

【００１３】また、図２２（ａ）に各モードにおける上
記線電流指令信号Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊の波形を、
図２２（ｂ）に上記電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの波
形を示す。なお、図２２に示すモード１〜６は、モード
検出回路４２からのモード信号Ｍ１〜Ｍ６に対応するも
のである。次に、例えば図２３とともに上記回路モード
がモード１である場合についての動作を説明する。この
とき上記信号Ｉｖ＊と上記電圧Ｖｖｗの極性は、上記双
方向スイッチ１４のオンオフにより上記電流Ｉｖの増減
を行える関係にあるから、上記双方向スイッチ１４によ
り上記電流Ｉｖは概ねＩｖ＊に制御することができる。
また、上記信号Ｉｕ＊と上記電圧Ｖｗｕの極性は、上記
双方向スイッチ１５のオンオフにより上記電流Ｉｕの増
減を行える関係にあるから、上記双方向スイッチ１５に
より上記電流Ｉｕは概ねＩｕ＊に制御することができ
る。

【００１４】また、 Ｉｕ ＋ Ｉｖ＋ Ｉｗ ＝ ０ （１） が常に成立するのは明かであるから、上記電流Ｉｕ及び
上記電流Ｉｖが概ね所望の値に制御されると、上記電流
Ｉｗも（１）式を満たしながら変化し、上記電流Ｉｕ、
Ｉｖ及びＩｗを３相平衡に概ね制御することができる。

【００１５】また、モード２〜モード６に関しても同様
であるので説明を省略する。

【００１６】従って、上記電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗは、
それぞれ上記系統側交流電源の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶ
ｗと同相となり、力率の高い交流→直流電力変換装置が
得られる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の電
力変換装置の制御方法では、例えばモード１の場合にお
いて、上記電圧Ｖｖｗの大きさにより上記電流Ｉｖの増
加率や減少率が変化するが、モード１からモード２に遷
移する直前では上記電圧Ｖｖｗは零近傍となるため、上
記電流Ｉｖを上記信号Ｉｖ＊に十分高速に制御すること
ができない。また、同様にモード６からモード１に遷移
した直後では上記電圧Ｖｗｕは零近傍となるため、上記
電流Ｉｕを上記信号Ｉｕ＊に十分高速に制御することが
できない。よって、上記電流Ｉｕ及び上記電流Ｉｖはこ
れらのそれぞれの区間において所望の値に制御されない
結果、正弦波とならずに歪を発生するという問題点があ
った。また、同時に電流Ｉｗについても（１）式によ
り、同様に正弦波とならずに歪を発生するという問題点
があった。

【００１８】この発明は、かかる問題点を解決するため
になされたもので、常に線電流指令への正確な追従制御
が可能となり、全区間において歪を発生することのない
電力変換装置を提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る電力変換
装置は、３相平衡の交流電圧源、各一端が上記交流電圧
源の各相線上に挿入された３つの誘導性要素、上記誘導
性要素を介して上記交流電圧源の各相間に接続された３
つの電気弁、直流負荷と並列に接続された容量性要素
と、アノード側が上記誘導性要素の各他端と上記各電気
弁との接続部分に接続されカソード側が上記容量性要素
の正極側に接続された３つの正側ダイオード、カソード
側が上記誘導性要素の各他端と上記各電気弁との接続部
分に接続されアノード側が上記容量性要素の負極側に接
続された３つの負側ダイオード、３相平衡の線電流指令
を作成する電流指令作成手段、および上記線電流指令の
瞬時絶対値が３相中最大となる相と他の２相との相間に
接続された２つの電気弁を開閉制御することにより当該
他の２相の線電流を制御する電流制御手段を備えたもの
である。

【００２０】また、請求項２に係る電力変換装置は、請
求項１において、その電流指令作成手段は、交流電圧源
の電圧を検出しこの検出電圧と同期した３相平衡の相電
圧信号を作成する正弦波発生回路、容量性要素に印加さ
れる直流電圧を検出しこの検出電圧と直流電圧指令とか
ら電流振幅指令を作成する電圧制御回路、および上記各
相の相電圧信号と上記電流振幅指令とを乗算することに
より各相の線電流指令を作成する電流指令発生回路を備
えたものである。

【００２１】また、請求項３に係る電力変換装置は、請
求項２において、その電流制御手段は、各相線電流を検
出しこの各相検出線電流の瞬時値とそれぞれの相の線電
流指令の瞬時値との比較から各相のパルス信号を作成す
るパルス発生回路、相電圧信号を入力し同時に制御する
２つの電気弁の組合せを決定するためのモード信号を作
成するモード検出回路、および上記パルス信号とモード
信号とを入力し各モード毎に２つの電気弁を選択し当該
各電気弁へ上記パルス信号を送出するスイッチ選択回路
を備えたものである。

【００２２】また、請求項４に係る電力変換装置は、請
求項３において、そのモード検出回路は、それぞれ第
１、第２および第３相の相電圧信号が正のときハイ、負
のときローを出力する第１、第２および第３の極性判別
回路、上記第３および第１の極性判別回路の出力を入力
してモード信号Ｍ１を出力する第１のＮＯＲ回路、上記
第１および第２の極性判別回路の出力を入力してモード
信号Ｍ３を出力する第２のＮＯＲ回路、上記第２および
第３の極性判別回路の出力を入力してモード信号Ｍ５を
出力する第３のＮＯＲ回路、上記第２および第３の極性
判別回路の出力を入力してモード信号Ｍ２を出力する第
１のＡＮＤ回路、上記第３および第１の極性判別回路の
出力を入力してモード信号Ｍ４を出力する第２のＡＮＤ
回路、および上記第１および第２の極性判別回路の出力
を入力してモード信号Ｍ６を出力する第３のＡＮＤ回路
を備え、スイッチ選択回路は、上記モード信号Ｍ１およ
びＭ４を入力して信号Ｍ１４を出力する第１のＯＲ回
路、上記モード信号Ｍ２およびＭ５を入力して信号Ｍ２
５を出力する第２のＯＲ回路、上記モード信号Ｍ３およ
びＭ６を入力して信号Ｍ３６を出力する第３のＯＲ回
路、および上記信号Ｍ１４がハイのとき、第３相のパル
ス信号を第２相と第３相との相間に接続された２−３相
間電気弁にそして第１相のパルス信号を第１相と第２相
との相間に接続された１−２相間電気弁にそれぞれ送出
し、上記信号Ｍ２５がハイのとき、第２相のパルス信号
を上記１−２相間電気弁にそして第３相のパルス信号を
第３相と第１相との相間に接続された３−１相間電気弁
にそれぞれ送出し、上記信号Ｍ３６がハイのとき、第１
相のパルス信号を上記３−１相間電気弁にそして第２相
のパルス信号を上記２−３相間電気弁にそれぞれ送出す
るよう、各相パルス発生回路と各電気弁との間の接続を
開閉するスイッチ回路を備えたものである。

【００２３】また、請求項５に係る電力変換装置は、請
求項１ないし４のいずれかにおいて、その電気弁を２端
子出力タイプのものとし、正側ダイオードのアノード側
は各相の誘導性要素の他端と上記電気弁との接続点に接
続され、負側ダイオードのカソード側は各相の誘導性要
素の他端と上記電気弁との接続点に接続されたものであ
る。

【００２４】また、請求項６に係る電力変換装置は、請
求項１ないし４のいずれかにおいて、その各電気弁を、
スイッチング素子とこのスイッチング素子と逆並列接続
された第１と第２とのダイオードの第１の直列体および
第３と第４とのダイオードの第２の直列体とから構成し
上記第１と第２とのダイオードの接続点と上記第３と第
４とのダイオードの接続点とをその出力２端子とするも
のとし、当該２端子を誘導性要素を介して交流電圧源の
各相間に接続するとともに、正側ダイオードのアノード
側は各電気弁のスイッチング素子のアノード側に接続さ
れ、負側ダイオードのカソード側は各電気弁のスイッチ
ング素子のカソード側に接続されたものである。

【００２５】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．以下、この発明の一形態例を図に基づき
説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変
換装置を示すもので、図において、従来のものと同一符
号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。１
００は検出結果Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、Ｖｕｖ及びＶｄｃが
入力され、双方向スイッチ１３の開閉指令信号Ｓ１を出
力し、上記双方向スイッチ１４の開閉指令信号Ｓ２を出
力し、上記双方向スイッチ１５の開閉指令信号Ｓ３を出
力する制御回路である。

【００２６】図２は上記制御回路１００の詳細構成を示
す回路図であり、図において、従来のものと同一符号は
同一または相当部分を示すので説明を省略する。１０１
は相電圧信号Ｕｐ、Ｖｐ及びＷｐより回路動作モードを
決定し、モード信号Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５及び
Ｍ６を出力するモード検出回路、１０３はスイッチ指令
回路であり、詳述すると、３９は上記信号Ｉｕ＊と上記
検出結果Ｉｕよりパルス信号Ｉｕｏｎを発生するパルス
発生回路、４０は上記信号Ｉｖ＊と上記検出結果Ｉｖよ
りパルス信号Ｉｖｏｎを発生するパルス発生回路、４１
は上記信号Ｉｗ＊と上記検出結果Ｉｗよりパルス信号Ｉ
ｗｏｎを発生するパルス発生回路、１０２は上記信号Ｍ
１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６、Ｉｕｏｎ、Ｉｖｏ
ｎ及びＩｗｏｎより、上記双方向スイッチ１３〜１５そ
れぞれを開閉するための開閉指令信号Ｓ１、Ｓ２及びＳ
３を発生するスイッチ選択回路である。

【００２７】また、図３は上記パルス発生回路３９の詳
細構成を示す回路図であり、図において、４４は上記信
号Ｉｕ＊の絶対値を演算し、演算結果Ｉｕ＊ａｂｓを出
力する絶対値回路、４５は上記信号Ｉｕの絶対値を演算
し、演算結果Ｉｕａｂｓを出力する絶対値回路、４６は
上記演算結果Ｉｕ＊ａｂｓから、所定の値Ｈｉｓを減算
し、演算結果Ｉｕ＊ａｂｓ−を出力する減算回路、４７
は上記演算結果Ｉｕ＊ａｂｓに上記一定値Ｈｉｓを加算
し、演算結果Ｉｕ＊ａｂｓ＋を出力する加算回路、４８
は上記演算結果Ｉｕ＊ａｂｓ−と上記演算結果Ｉｕａｂ
ｓを比較し、上記演算結果Ｉｕ＊ａｂｓ−の値が上記演
算結果Ｉｕａｂｓよりも大きいとき出力信号Ｉｕｓをロ
ーとし、上記演算結果Ｉｕ＊ａｂｓ−の値が上記演算結
果Ｉｕａｂｓよりも小さいとき上記出力信号Ｉｕｓをハ
イとする比較器、４９は上記演算結果Ｉｕ＊ａｂｓ＋と
上記演算結果Ｉｕａｂｓを比較し、上記演算結果Ｉｕ＊
ａｂｓ＋の値が上記演算結果Ｉｕａｂｓよりも大きいと
き出力信号Ｉｕｒをハイとし、上記演算結果Ｉｕ＊ａｂ
ｓ＋の値が上記演算結果Ｉｕａｂｓよりも小さいとき上
記出力信号Ｉｕｒをローとする比較器、５０は上記信号
Ｉｕｓがローのとき出力信号Ｉｕｏｎをハイにセット
し、上記信号Ｉｕｒがローのとき上記出力信号Ｉｕｏｎ
をローにリセットするフリップフロップである。

【００２８】また、上記パルス発生回路４０及び４１
も、上記パルス発生回路３９と同様であるため説明を省
略する。

【００２９】図４は上記モード検出回路１０１の詳細構
成を示す回路図であり、図において、５１は上記信号Ｕ
ｐの極性が正のとき出力信号Ｕｐｏｌｅをハイとし、上
記信号Ｕｐの極性が負のとき上記出力信号Ｕｐｏｌｅを
ローとする極性判別回路、５２は上記信号Ｖｐの極性が
正のとき出力信号Ｖｐｏｌｅをハイとし、上記信号Ｖｐ
の極性が負のとき上記出力信号Ｖｐｏｌｅをローとする
極性判別回路、５３は上記信号Ｗｐの極性が正のとき出
力信号Ｗｐｏｌｅをハイとし、上記信号Ｗｐの極性が負
のとき上記出力信号Ｗｐｏｌｅをローとする極性判別回
路である。

【００３０】１１０は上記信号Ｕｐｏｌｅと上記信号Ｗ
ｐｏｌｅのＮＯＲを演算するＮＯＲ回路、１１１は上記
信号Ｖｐｏｌｅと上記信号ＷｐｏｌｅのＡＮＤを演算す
るＡＮＤ回路、１１２は上記信号Ｕｐｏｌｅと上記信号
ＶｐｏｌｅのＮＯＲを演算するＮＯＲ回路、１１３は上
記信号Ｕｐｏｌｅと上記信号ＷｐｏｌｅのＡＮＤを演算
するＡＮＤ回路、１１４は上記信号Ｖｐｏｌｅと上記信
号ＷｐｏｌｅのＮＯＲを演算するＮＯＲ回路、１１５は
上記信号Ｕｐｏｌｅと上記信号ＶｐｏｌｅのＡＮＤを演
算するＡＮＤ回路である。

【００３１】図５は上記スイッチ選択回路１０２の詳細
構成を示す回路図であり、図において、７３は上記信号
Ｍ１及び上記信号Ｍ４のＯＲを演算し、演算結果Ｍ１４
を出力するＯＲ回路、７４は上記信号Ｍ２及び上記信号
Ｍ５のＯＲを演算し、演算結果Ｍ２５を出力するＯＲ回
路、７５は上記信号Ｍ３及び上記信号Ｍ６のＯＲを演算
し、演算結果Ｍ３６を出力するＯＲ回路である。１２１
及び１２３は上記信号Ｍ１４がハイのときオンし、ロー
のときオフするアナログスイッチ、１２２及び１２５は
上記信号Ｍ２５がハイのときオンし、ローのときオフす
るアナログスイッチ、１２０及び１２４は上記信号Ｍ３
６がハイのときオンし、ローのときオフするアナログス
イッチである。８２は上記アナログスイッチ１２０及び
１２１がオフのとき上記信号Ｓ２をローに保持するため
の抵抗器、８３は上記アナログスイッチ１２２及び１２
３がオフのとき上記信号Ｓ１をローに保持するための抵
抗器、８４は上記アナログスイッチ１２４及び１２５が
オフのとき上記信号Ｓ３をローに保持するための抵抗器
である。

【００３２】次に動作について説明する。まず、図６に
より、図２の制御回路１００における上記正弦波発生回
路３１の動作を説明する。図６（ａ）は上記電圧検出手
段１９の検出値Ｖｕｖ、図６（ｂ）は上記正弦波発生回
路３１の出力信号Ｕｐ、Ｖｐ及びＷｐ、図６（ｃ）は上
記電圧制御回路３２の出力Ｉｄｃ＊の波形、図６（ｄ）
は上記乗算回路３３〜３５の出力Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩ
ｗ＊の波形を示している。

【００３３】図６（ａ）に示す上記電圧検出手段１９の
出力Ｖｕｖより、図６（ｂ）に示すように、上記系統側
交流電源１の電圧Ｖｕ、上記系統側交流電源２の電圧Ｖ
ｖ及び上記系統側交流電源３の電圧Ｖｗにそれぞれ同相
かつ振幅１の正弦波相電圧信号Ｕｐ、Ｖｐ及びＷｐが出
力される。なお、上記信号Ｕｐ、Ｖｐ及びＷｐは３相平
衡となっている。

【００３４】また、上記電圧制御回路３２は上記検出結
果Ｖｄｃと指令値Ｖｄｃ＊が一致するように制御され、
例えば上記負荷１７が概ね一定の電力を消費する場合に
おいては、上記電流振幅指令Ｉｄｃ＊は図６（ｃ）に示
すように概ね直流の信号（図では大きさＡとしている）
となる。

【００３５】また、図６（ｄ）に示すように、上記乗算
回路３３により上記信号Ｕｐ及び上記信号Ｉｄｃ＊が乗
算されて上記信号Ｉｕ＊が出力され、上記乗算回路３４
により上記信号Ｖｐ及び上記信号Ｉｄｃ＊が乗算されて
上記信号Ｉｖ＊が出力され、上記乗算回路３５により上
記信号Ｗｐ及び上記信号Ｉｄｃ＊が乗算されて上記信号
Ｉｗ＊が出力される。これらはそれぞれ上記リアクトル
４、５及び６に流れる線電流の指令値である。

【００３６】次に、上記双方向スイッチ１３により正の
極性の電流Ｉｕを制御する場合の動作を図３及び図７に
より説明する。なお、このとき上記電圧Ｖｕｖは正の極
性である。

【００３７】図７は上記パルス発生回路３９の動作を示
すものであり、図７（ａ）は上記信号Ｉｕ＊の波形、図
７（ｂ）は上記絶対値回路４４の出力Ｉｕ＊ａｂｓの波
形、図７（ｃ）は上記所定値Ｈｉｓの波形（大きさは
ｈ）、図７（ｄ）は上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ、上記信号Ｉ
ｕ＊ａｂｓ−及び上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ＋の波形、図７
（ｅ）は上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ、上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ
−、上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ＋及びＩｕａｂｓの波形、図
７（ｆ）は上記比較器４８の出力Ｉｕｓの波形、図７
（ｇ）は上記比較器４９の出力Ｉｕｒの波形、図７
（ｈ）は上記フリップフロップ５０の出力Ｉｕｏｎの波
形である。

【００３８】なお、上記信号Ｉｕは正の場合としている
ので、上記信号Ｉｕａｂｓは上記信号Ｉｕと同一であ
る。また、いま上記双方向スイッチ１３により上記電流
Ｉｕを制御させる場合としているから、上記信号Ｉｕｏ
ｎは上記双方向スイッチ１３のオンオフに関与し、上記
信号Ｉｕｏｎがハイのとき上記双方向スイッチ１３はオ
ン、上記信号Ｉｕｏｎがローのとき上記双方向スイッチ
１３はオフである。

【００３９】図７（ｅ）において、いま時刻ｔ０のとき
上記信号Ｉｕａｂｓが黒点（ア）で示された値であると
する。またこのとき、上記信号Ｉｕｏｎはハイであると
する。すなわち上記双方向スイッチ１３はオンしてい
る。

【００４０】上記双方向スイッチ１３がオンしている
と、従来の技術における、図２１にて説明したように、
上記電流Ｉｕは上記電圧Ｖｕｖと同極性に図７（ｅ）の
ように正の方向に増加する。時刻ｔ１において、上記信
号Ｉｕａｂｓが上記信号Ｉｕ＊ａｂｓを超えると、上記
信号Ｉｕｒはローとなる。これにより上記フリップフロ
ップ５０はリセットされ、上記信号Ｉｕｏｎはローとな
り、上記双方向スイッチ１３はオフとなる。上記双方向
スイッチ１３がオフとなると、図２１にて説明したよう
に、上記電流Ｉｕは図７（ｅ）のように上記コンデンサ
１６を充電しながら零の方向に減少する。よって上記信
号Ｉｕａｂｓも同様に減少する。また、上記信号Ｉｕｒ
はハイに戻る。

【００４１】時刻ｔ２にて上記信号Ｉｕａｂｓが上記信
号Ｉｕ＊ａｂｓ−よりも小さくなると、上記信号Ｉｕｓ
はローとなる。これにより上記フリップフロップ５０は
セットされ、上記信号Ｉｕｏｎはハイとなり、上記双方
向スイッチ１３はオンとなる。上記双方向スイッチ１３
がオンとなると、図２１にて説明したように、上記電流
Ｉｕは図７（ｅ）のように正の方向に増加する。よって
上記信号Ｉｕａｂｓも同様に増加する。また、上記信号
Ｉｕｓはハイに戻る。

【００４２】以上の動作を繰り返すことにより、上記信
号Ｉｕａｂｓは概ね上記信号Ｉｕ＊ａｂｓに制御され
る。すなわち上記電流Ｉｕは線電流指令である上記信号
Ｉｕ＊に概ね制御される。

【００４３】次に、上記双方向スイッチ１３により負の
極性の電流Ｉｕを制御する場合の説明を図３及び図８に
より説明する。また、このとき上記電圧Ｖｕｖは負の極
性である。

【００４４】図８はこの場合の上記パルス発生回路３９
の動作を示すものであり、図８（ａ）は上記信号Ｉｕ＊
の波形（極性は負）、図８（ｂ）は上記絶対値回路４４
の出力Ｉｕ＊ａｂｓの波形、図８（ｃ）は上記所定値Ｈ
ｉｓの波形、図８（ｄ）は上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ、上記
信号Ｉｕ＊ａｂｓ−及び上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ＋の波
形、図８（ｅ）は上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ、上記信号Ｉｕ
＊ａｂｓ−、上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ＋、Ｉｕａｂｓ、Ｉ
ｕ＊及びＩｕの波形、図８（ｆ）は上記比較器４８の出
力Ｉｕｓの波形、図８（ｇ）は上記比較器４９の出力Ｉ
ｕｒの波形、図８（ｈ）は上記フリップフロップ５０の
出力Ｉｕｏｎの波形である。

【００４５】いま上記双方向スイッチ１３により上記電
流Ｉｕを制御させる場合としているから、上記信号Ｉｕ
ｏｎは上記双方向スイッチ１３のオンオフに関与し、上
記信号Ｉｕｏｎがハイのとき上記双方向スイッチ１３は
オン、上記信号Ｉｕｏｎがローのとき上記双方向スイッ
チ１３はオフである。

【００４６】図８（ｅ）において、いま時刻ｔ０のとき
上記信号Ｉｕａｂｓが黒点（イ）で示された値であると
する。またこのとき、上記信号Ｉｕｏｎはハイであると
する。すなわち上記双方向スイッチ１３はオンしてい
る。

【００４７】上記双方向スイッチ１３がオンしている
と、図２１（ｂ）にて説明したように、上記電流Ｉｕは
上記電圧Ｖｕｖと同極性に図８（ｅ）のように負の方向
に増加する。これにともない上記信号Ｉｕａｂｓは増加
する。時刻ｔ１において、上記信号Ｉｕａｂｓが上記信
号Ｉｕ＊ａｂｓを超えると、上記信号Ｉｕｒはローとな
る。これにより上記フリップフロップ５０はリセットさ
れ、上記信号Ｉｕｏｎはローとなり、上記双方向スイッ
チ１３はオフとなる。上記双方向スイッチ１３がオフと
なると、図２１（ｂ）にて説明したように、上記電流Ｉ
ｕは図８（ｅ）のように上記コンデンサ１６を充電しな
がら零の方向に減少する。よって上記信号Ｉｕａｂｓも
同様に減少する。また、上記信号Ｉｕｒはハイに戻る。

【００４８】時刻ｔ２にて上記信号Ｉｕａｂｓが上記信
号Ｉｕ＊ａｂｓ−よりも小さくなると、上記信号Ｉｕｓ
はローとなる。これにより上記フリップフロップ５０は
セットされ、上記信号Ｉｕｏｎはハイとなり、上記双方
向スイッチ１３はオンとなる。上記双方向スイッチ１３
がオンとなると、図２１（ｂ）にて説明したように、上
記電流Ｉｕは図８（ｅ）のように負の方向に増加する。
よって上記信号Ｉｕａｂｓも同様に増加する。また、上
記信号Ｉｕｓはハイに戻る。

【００４９】以上の動作を繰り返すことにより、図８
（ｅ）に示すように上記信号Ｉｕａｂｓは概ね上記信号
Ｉｕ＊ａｂｓに制御される。すなわち上記電流Ｉｕは電
流指令である上記信号Ｉｕ＊に概ね制御される。

【００５０】上記パルス発生回路４０及び４１について
も同様であるので説明を省略する。

【００５１】以上のパルス発生回路３９〜４１で説明し
た構成を採用することにより、制御対象である電流Ｉ
ｕ、Ｉｖ、Ｉｗと指令値であるＩｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊
とのそれぞれの誤差を、一定値Ｈｉｓの２倍以内に確実
に抑えて電流のリップルを所望の値以下に制御すること
ができる。

【００５２】次に、上記モード検出回路１０１の動作を
図４、図９をもとに説明する。図９（ａ）は上記信号Ｕ
ｐ、Ｖｐ及びＷｐの波形、図９（ｂ）は上記信号Ｕｐｏ
ｌｅの波形、図９（ｃ）は上記信号Ｖｐｏｌｅの波形、
図９（ｄ）は上記信号Ｗｐｏｌｅの波形、図９（ｅ）は
上記信号Ｍ１の波形、図９（ｆ）は上記信号Ｍ２の波
形、図９（ｇ）は上記信号Ｍ３の波形、図９（ｈ）は上
記信号Ｍ４の波形、図９（ｉ）は上記信号Ｍ５の波形、
図９（ｊ）は上記信号Ｍ６の波形である。

【００５３】上記ＮＯＲ回路１１０により上記信号Ｕｐ
ｏｌｅと上記信号Ｗｐｏｌｅが同時にローのとき上記信
号Ｍ１はハイとなり、上記ＡＮＤ回路１１１により上記
信号Ｖｐｏｌｅと上記信号Ｗｐｏｌｅが同時にハイのと
き上記信号Ｍ２はハイとなり、上記ＮＯＲ回路１１２に
より上記信号Ｕｐｏｌｅと上記信号Ｖｐｏｌｅが同時に
ローのとき上記信号Ｍ３はハイとなり、上記ＡＮＤ回路
１１３により上記信号Ｕｐｏｌｅと上記信号Ｗｐｏｌｅ
が同時にハイのとき上記信号Ｍ４はハイとなり、上記Ｎ
ＯＲ回路１１４により上記信号Ｖｐｏｌｅと上記信号Ｗ
ｐｏｌｅが同時にローのとき上記信号Ｍ５はハイとな
り、上記ＡＮＤ回路１１５により上記信号Ｕｐｏｌｅと
上記信号Ｖｐｏｌｅが同時にハイのとき上記信号Ｍ６は
ハイとなる。

【００５４】図１０は上記スイッチ選択回路１０２の動
作を説明するものであり、図１０（ａ）は上記信号Ｉｕ
＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊の波形、図１０（ｂ）は上記電圧
Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕの波形、図１０（ｃ）は上記信
号Ｍ１４の波形、図１０（ｄ）は上記信号Ｍ２５の波
形、図１０（ｅ）は上記信号Ｍ３６の波形である。上記
信号Ｍ１４、Ｍ２５及びＭ３６がハイのときオン指令と
して、またローのときオフ指令として上記アナログスイ
ッチ１２０〜１２５に図５に示すように入力される。

【００５５】ここで回路モードとして、上記信号Ｍ１が
ハイのときモード１、上記信号Ｍ２がハイのときモード
２、上記信号Ｍ３がハイのときモード３、上記信号Ｍ４
がハイのときモード４、上記信号Ｍ５がハイのときモー
ド５、上記信号Ｍ６がハイのときモード６とする。

【００５６】例えば図１１をもとに上記回路モードがモ
ード１である場合についての動作を説明する。このとき
上記電流Ｉｕと上記電圧Ｖｕｖは、上記双方向スイッチ
１３がオンされると上記電流Ｉｕが図の矢印の向き（上
記信号Ｉｕ＊と同一の向き）に増加するため、上記双方
向スイッチ１３により上記電流Ｉｕは概ねＩｕ＊に制御
することができる。また、上記電流Ｉｗと上記電圧Ｖｖ
ｗは、上記双方向スイッチ１４がオンされると上記電流
Ｉｗが図の矢印の向き（上記信号Ｉｗ＊と同一の向き）
に増加するため、上記双方向スイッチ１４により上記電
流Ｉｗは概ねＩｗ＊に制御することができる。

【００５７】別の表現に従えば、線電流指令の瞬時絶対
値が３相中最大となる相、ここで例として取り上げてい
るモード１では、Ｖ相（図１０参照）が該当するが、こ
のＶ相と他の２相、即ちＶ相とＵ相及びＷ相との相間に
接続された双方向スイッチ、従って、双方向スイッチ１
３及び１４をオンオフ制御することにより、それぞれ上
記電流Ｉｕ及びＩｗを制御することになる。

【００５８】上記制御方式を実現するために、モード１
では上記信号Ｍ１４はハイであるため、上記アナログス
イッチ１２１及び１２３はオンとなり、上記信号Ｉｗｏ
ｎは上記信号Ｓ２となり、また上記信号Ｉｕｏｎは上記
信号Ｓ１となる。また、上記信号Ｍ２５及びＭ３６はロ
ーであるため上記信号Ｓ３は上記抵抗器８４を介してロ
ーとなる。上記信号Ｓ２は上記双方向スイッチ１４のオ
ンオフを制御するものであり、上記信号Ｓ１は上記双方
向スイッチ１３のオンオフを制御するものであり、上記
信号Ｓ３は上記双方向スイッチ１５のオンオフを制御す
るものであるから、上記双方向スイッチ１４は上記信号
Ｉｗｏｎにあわせてオンオフし、上記双方向スイッチ１
３は上記信号Ｉｕｏｎにあわせてオンオフし、上記双方
向スイッチ１５はオフのままとなる。これにより上記電
流Ｉｕ及び上記電流Ｉｗは概ね所望の値に制御される。
また、（１）式が常に成立するのは明かであるから、上
記電流Ｉｕ及び上記電流Ｉｗが概ね所望の値に制御され
ると、上記電流Ｉｖも（１）式を満たしながら変化し、
上記電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを３相平衡に概ね制御する
ことができる。

【００５９】また、モード２〜モード６に関しても同様
であるので説明を省略する。

【００６０】従って、本発明による電力変換装置の制御
方法によると、上記電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗは、それぞ
れ上記系統側交流電源の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗと同
相となるので、力率の高い交流→直流電力変換装置を提
供することができる。

【００６１】また、図１０から明らかなように、本発明
による電力変換装置の制御方法によると、例えばモード
１の場合において、上記電流Ｉｕは上記電圧Ｖｕｖによ
り電流の増加率や減少率が変化するが、モード１全域に
おいて上記電圧Ｖｕｖは零近傍とならないため、上記電
流Ｉｕを上記信号Ｉｕ＊に十分高速に制御することがで
きる。また、同様に上記電流Ｉｗは上記電圧Ｖｖｗによ
り電流の増加率や減少率が変化するが、モード１全域に
おいて上記電圧Ｖｖｗは零近傍とならないため、上記電
流Ｉｗを上記信号Ｉｗ＊に十分高速に制御することがで
きる。よって、上記電流Ｉｕ及び上記電流Ｉｗは所望の
値に制御される結果概ね正弦波となり、従来の制御方法
の欠点である歪を発生するという問題点がなくなる。ま
た、同時に電流Ｉｖについても（１）式により、同様に
概ね正弦波となり歪を発生するという問題点がなくな
る。

【００６２】また、従来の電力変換装置の制御方法によ
ると、図２２に示すように上記双方向スイッチ１３〜１
５に流れる電流の大きさは、概ね（Ｉｄｃ＊）／２〜Ｉ
ｄｃ＊であるのに対し、本発明による電力変換装置の制
御方法によると、図１０に示すように上記双方向スイッ
チ１３〜１５に流れる電流の大きさは、概ね０〜（（√
３）／２）×（Ｉｄｃ＊）であるため、上記双方向スイ
ッチにおける電流ピーク値が小さい。すなわち比較的電
流が小容量の双方向スイッチを使用することができるた
め、上記双方向スイッチ１３〜１５の小型化及び低コス
ト化等が図れる。また、上記双方向スイッチにおける損
失も減少するため、装置の小型化、軽量化及び高効率化
等が図れる。

【００６３】実施の形態２．図１２はこの発明の実施の
形態２による電力変換装置を示すもので、図において、
実施の形態１のものと同一符号は同一または相当部分を
示すので説明を省略する。２００は検出結果Ｉｕ、Ｉ
ｖ、Ｉｗ、Ｖｕｖ及びＶｄｃが入力され、上記双方向ス
イッチ１３のオンオフ指令Ｓ１を出力し、上記双方向ス
イッチ１４のオンオフ指令Ｓ２を出力し、上記双方向ス
イッチ１５のオンオフ指令Ｓ３を出力する制御回路であ
る。

【００６４】図１３は上記制御回路２００の詳細構成を
示す回路図であり、図において、実施の形態１のものと
同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略す
る。２０４はスイッチ指令回路であり、詳述すると、２
０１は上記信号Ｉｕ＊及び上記検出結果Ｉｕよりパルス
信号Ｉｕｏｎを発生するパルス発生回路、２０２は上記
信号Ｉｖ＊及び上記検出結果Ｉｖよりパルス信号Ｉｖｏ
ｎを発生するパルス発生回路、２０３は上記信号Ｉｗ＊
及び上記検出結果Ｉｗよりパルス信号Ｉｗｏｎを発生す
るパルス発生回路である。

【００６５】図１４は上記パルス発生回路２０１の詳細
構成を示す回路図であり、図において、実施の形態１の
ものと同一符号は同一または相当部分を示すので説明を
省略する。２０４は上記信号Ｉｕ＊ａｂｓ及びＩｕａｂ
ｓが入力され、上記信号Ｉｕａｂｓ＊が上記信号Ｉｕａ
ｂｓよりも大きいとき出力信号Ｉｕｄｉｎをハイとし、
上記信号Ｉｕａｂｓ＊が上記信号Ｉｕａｂｓよりも小さ
いとき出力信号Ｉｕｄｉｎをローとする比較器、２０５
は上記信号Ｉｕｄｉｎがデータとして、信号ＣＬＫがク
ロック信号として入力され、上記信号ＣＬＫの立ち上が
り時において上記データがハイのとき出力信号Ｉｕｏｎ
をハイとし、上記信号ＣＬＫの立ち上がり時において上
記データがローのとき出力信号ＩｕｏｎをローとするＤ
フリップフロップである。

【００６６】次に図１５に基づき上記パルス発生回路２
０１の動作について説明する。図１５（ａ）は上記信号
Ｉｕ＊ａｂｓ及び上記信号Ｉｕａｂｓの波形、図１５
（ｂ）は上記信号ＣＬＫの波形、図１５（ｃ）は上記信
号Ｉｕｄｉｎの波形、図１５（ｄ）は上記信号Ｉｕｏｎ
の波形である。

【００６７】いま図１５（ａ）に示すように、時刻ｔ０
にて上記信号Ｉｕａｂｓが黒点（ウ）の位置にあるとす
る。このとき上記Ｄフリップフロップ２０５の出力はハ
イであるとする。また、上記信号Ｉｕａｂｓは上記信号
Ｉｕ＊ａｂｓよりも小さいため、上記信号Ｉｕｄｉｎは
ハイである。

【００６８】Ｉｕｏｎはハイであるから上記信号Ｉｕａ
ｂｓは増加する。時刻ｔ１において上記信号Ｉｕａｂｓ
は上記信号Ｉｕ＊ａｂｓよりも大きくなるため、Ｉｕｄ
ｉｎはローとなる。

【００６９】時刻ｔ２において、上記信号ＣＬＫの立ち
上がりが生じ、このときＤフリップフロップ２０５のデ
ータ（上記信号Ｉｕｄｉｎ）はローであるため、上記Ｄ
フリップフロップ２０５の出力信号Ｉｕｏｎはローとな
り上記信号Ｉｕａｂｓは減少する。

【００７０】時刻ｔ３において、再び上記信号Ｉｕａｂ
ｓは上記信号Ｉｕ＊ａｂｓよりも小さくなるため、上記
信号Ｉｕｄｉｎはハイとなる。

【００７１】時刻ｔ４において、上記信号ＣＬＫの立ち
上がりが生じ、このときＤフリップフロップ２０５のデ
ータ（上記信号Ｉｕｄｉｎ）はハイであるため、上記Ｄ
フリップフロップ２０５の出力信号Ｉｕｏｎはハイとな
り上記信号Ｉｕａｂｓは増加する。

【００７２】以上の動作を繰り返すことにより、上記信
号Ｉｕａｂｓは概ね上記信号Ｉｕ＊ａｂｓに制御され、
従って上記電流Ｉｕは概ね電流指令である上記信号Ｉｕ
＊に制御される。

【００７３】上記パルス発生回路２０２及び２０３につ
いても同様であるので説明を省略する。

【００７４】従って、この実施の形態２の場合において
も、実施の形態１の場合と同様の効果を奏し、上記電流
Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗは、それぞれ上記系統側交流電源Ｖ
ｕ、Ｖｖ及びＶｗと同相となり、力率の高い交流→直流
電力変換装置を提供することができるとともに、以下の
特有の利点を有する。

【００７５】即ち、この実施の形態２においては、パル
ス発生回路２０１〜２０３を図１４、１５で説明したよ
うに構成したので、双方向スイッチの最高スイッチング
周波数がクロック信号ＣＬＫの周波数で抑えられるた
め、上記双方向スイッチが過剰な頻度でオンオフして破
壊するといった不具合を未然に防ぐことができる。ま
た、実施の形態１のものより回路構成が簡単になる。

【００７６】実施の形態３．上記各実施の形態では電気
弁として双方向スイッチを用いて構成しているが、図１
６（ａ）及び図１６（ｂ）に示すようにトランジスタな
どの一方向スイッチを用いて上記双方向スイッチを構成
しても、所期の目的を達成し得ることはいうまでもな
い。図１６（ａ）において３００及び３０１はトランジ
スタ、３０２及び３０３はダイオードである。この場合
も、２端子出力タイプの電気弁として上述した各構成の
装置に全く同様に適用することができる。

【００７７】また、図１６（ｂ）の双方向スイッチは、
スイッチング素子としてのトランジスタ３０８と、この
トランジスタ３０８と逆並列接続された第１のダイオー
ド３０４と第２のダイオード３０５との直列体および第
３のダイオード３０６と第４のダイオード３０７との直
列体とから構成されている。

【００７８】図１６（ｂ）に示した双方向スイッチを用
いて主回路を構成すると図１７のようになる。図におい
て３１０〜３１３、３１５〜３１８及び３２０〜３２３
はダイオード、３１４、３１９及び３２４はトランジス
タであり、上記ダイオード３１０〜３１３及び上記トラ
ンジスタ３１４により上記双方向スイッチ１３を構成
し、上記ダイオード３１５〜３１８及び上記トランジス
タ３１９により上記双方向スイッチ１４を構成し、上記
ダイオード３２０〜３２３及び上記トランジスタ３２４
により上記双方向スイッチ１５を構成している。この図
１７に示す場合も、上述した各構成の場合と全く同様に
動作する。

【００７９】実施の形態４．図１８に主回路構成の他の
形態例を示す。図において４００〜４０３、４０５〜４
０８、４１０〜４１３及び４１５〜４２０はダイオー
ド、４０４、４０９及び４１４はトランジスタであり、
上記ダイオード４００〜４０３及び上記トランジスタ４
０４により上記双方向スイッチ１３を構成し、上記ダイ
オード４０５〜４０８及び上記トランジスタ４０９によ
り上記双方向スイッチ１４を構成し、上記ダイオード４
１０〜４１３及び上記トランジスタ４１４により上記双
方向スイッチ１５を構成している。図１８に示すように
主回路を構成しても、所期の目的を達成し得ることはい
うまでもない。即ち、図１８のダイオード４１５、４１
７及び４１９を図１の正側ダイオード７、８及び９に、
また、図１８のダイオード４１６、４１８及び４２０を
図１の負側ダイオード１０、１１及び１２に対応させて
考えると、両回路がほぼ同様の動作をすることが容易に
想定できる。

【００８０】先の図１７の回路では、上記双方向スイッ
チのスイッチングのタイミングで、双方向スイッチを構
成するダイオードに流れる電流も流れたり切れたりする
動作を繰り返すが、図１８の回路では、このような動作
とならず、ダイオードの入切の動作頻度が減少するの
で、上記ダイオードからの発生ノイズの低減や上記ダイ
オードのスイッチング損失の低減が図れるという効果が
ある。

【００８１】実施の形態５．上記各形態では上記モード
検出回路の入力信号は上記信号Ｕｐ、Ｖｐ及びＷｐとし
ているが、これらの信号はそれぞれ上記信号Ｉｕ＊、Ｉ
ｖ＊及びＩｗ＊に置き換えて構成しても所期の目的を達
成し得ることはいうまでもない。

【００８２】実施の形態６．上記各形態では３つの電流
検出手段を用いて３つの電流検出結果を得て制御を行う
が、上記電流検出手段を２つとして（１）式より残りの
電流検出結果を計算して制御を行っても所期の目的を達
成し得ることはいうまでもない。

【００８３】

【発明の効果】以上のように、請求項１に係る電力変換
装置は、所定の交流電圧源、誘導性要素、電気弁、容量
性要素、正側ダイオード、負側ダイオード、電流指令作
成手段、および電流制御手段を備えたものとしたので、
線電流のその指令値への正確な追従制御が可能となり、
全区間において歪を発生することがない電力変換装置を
提供することができる。

【００８４】また、請求項２に係る電力変換装置の電流
指令作成手段は、交流電圧源の電圧を検出しこの検出電
圧と同期した３相平衡の相電圧信号を作成する正弦波発
生回路、容量性要素に印加される直流電圧を検出しこの
検出電圧と直流電圧指令とから電流振幅指令を作成する
電圧制御回路、および上記各相の相電圧信号と上記電流
振幅指令とを乗算することにより各相の線電流指令を作
成する電流指令発生回路を備えたものとしたので、高力
率運転を可能とする電力変換装置の具体的構成を提供す
ることができる。

【００８５】また、請求項３に係る電力変換装置の電流
制御手段は、各相線電流を検出しこの各相検出線電流の
瞬時値とそれぞれの相の線電流指令の瞬時値との比較か
ら各相のパルス信号を作成するパルス発生回路、相電圧
信号を入力し同時に制御する２つの電気弁の組合せを決
定するためのモード信号を作成するモード検出回路、お
よび上記パルス信号とモード信号とを入力し各モード毎
に２つの電気弁を選択し当該各電気弁へ上記パルス信号
を送出するスイッチ選択回路を備えたものとしたので、
制御すべき電気弁の選択と当該電気弁のオンオフ制御と
が確実になされる。

【００８６】また、請求項４に係る電力変換装置のモー
ド検出回路は、それぞれ第１、第２および第３相の相電
圧信号が正のときハイ、負のときローを出力する第１、
第２および第３の極性判別回路、上記第３および第１の
極性判別回路の出力を入力してモード信号Ｍ１を出力す
る第１のＮＯＲ回路、上記第１および第２の極性判別回
路の出力を入力してモード信号Ｍ３を出力する第２のＮ
ＯＲ回路、上記第２および第３の極性判別回路の出力を
入力してモード信号Ｍ５を出力する第３のＮＯＲ回路、
上記第２および第３の極性判別回路の出力を入力してモ
ード信号Ｍ２を出力する第１のＡＮＤ回路、上記第３お
よび第１の極性判別回路の出力を入力してモード信号Ｍ
４を出力する第２のＡＮＤ回路、および上記第１および
第２の極性判別回路の出力を入力してモード信号Ｍ６を
出力する第３のＡＮＤ回路を備え、スイッチ選択回路
は、上記モード信号Ｍ１およびＭ４を入力して信号Ｍ１
４を出力する第１のＯＲ回路、上記モード信号Ｍ２およ
びＭ５を入力して信号Ｍ２５を出力する第２のＯＲ回
路、上記モード信号Ｍ３およびＭ６を入力して信号Ｍ３
６を出力する第３のＯＲ回路、および上記信号Ｍ１４が
ハイのとき、第３相のパルス信号を第２相と第３相との
相間に接続された２−３相間電気弁にそして第１相のパ
ルス信号を第１相と第２相との相間に接続された１−２
相間電気弁にそれぞれ送出し、上記信号Ｍ２５がハイの
とき、第２相のパルス信号を上記１−２相間電気弁にそ
して第３相のパルス信号を第３相と第１相との相間に接
続された３−１相間電気弁にそれぞれ送出し、上記信号
Ｍ３６がハイのとき、第１相のパルス信号を上記３−１
相間電気弁にそして第２相のパルス信号を上記２−３相
間電気弁にそれぞれ送出するよう、各相パルス発生回路
と各電気弁との間の接続を開閉するスイッチ回路を備え
たものとしたので、相電圧信号にもとづき、電気弁へ必
要なパルス信号を供給する制御が具体的確実になされ
る。

【００８７】また、請求項５に係る電力変換装置は、そ
の電気弁を２端子出力タイプのものとし、正側ダイオー
ドのアノード側は各相の誘導性要素の他端と上記電気弁
との接続点に接続され、負側ダイオードのカソード側は
各相の誘導性要素の他端と上記電気弁との接続点に接続
されたものとしたので、主回路構成が簡便となる。

【００８８】また、請求項６に係る電力変換装置は、そ
の各電気弁を、スイッチング素子とこのスイッチング素
子と逆並列接続された第１と第２とのダイオードの第１
の直列体および第３と第４とのダイオードの第２の直列
体とから構成し上記第１と第２とのダイオードの接続点
と上記第３と第４とのダイオードの接続点とをその出力
２端子とするものとし、当該２端子を誘導性要素を介し
て交流電圧源の各相間に接続するとともに、正側ダイオ
ードのアノード側は各電気弁のスイッチング素子のアノ
ード側に接続され、負側ダイオードのカソード側は各電
気弁のスイッチング素子のカソード側に接続されたもの
としたので、電気弁を構成するダイオードからの発生ノ
イズが低減し、そのスイッチング損失も低減する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による電力変換装置
の全体回路構成を示す図である。

【図２】 図１の制御回路を示す図である。

【図３】 図２のパルス発生回路を示す図である。

【図４】 図２のモード検出回路を示す図である。

【図５】 図２のスイッチ選択回路を示す図である。

【図６】 図２の正弦波発生回路及び乗算器の動作を示
す図である。

【図７】 図２のパルス発生回路の動作を示す図であ
る。

【図８】 図２のパルス発生回路の動作を示す図であ
る。

【図９】 図２のモード検出回路の動作を示す図であ
る。

【図１０】 図２のスイッチ選択回路の動作を示す図で
ある。

【図１１】 この発明の実施の形態１における電流制御
方法を示す図である。

【図１２】 この発明の実施の形態２による電力変換装
置の全体回路構成を示す図である。

【図１３】 図１２の制御回路を示す図である。

【図１４】 図１２のパルス発生回路を示す図である。

【図１５】 図１２のパルス発生回路の動作を示す図で
ある。

【図１６】 この発明の実施の形態３における双方向ス
イッチの構成を示す図である。

【図１７】 図１６の双方向スイッチを適用した電力変
換装置の全体回路構成を示す図である。

【図１８】 この発明の実施の形態４による電力変換装
置の全体回路構成を示す図である。

【図１９】 従来の電力変換装置の全体回路構成を示す
図である。

【図２０】 図１９の制御回路を示す図である。

【図２１】 従来の電力変換装置の電流制御方法を示す
図である。

【図２２】 従来の電力変換装置の制御方法の回路モー
ドを示す図である。

【図２３】 従来の電力変換装置の電流制御方法を示す
図である。

【符号の説明】

１〜３ 系統側交流電源、４〜６ リアクトル、７〜１
２，３０２〜３０７，３１０〜３１３，３１５〜３１
８，３２０〜３２３，４００〜４０３，４０５〜４０
８，４１０〜４１３，４１５〜４２０ ダイオード、１
３〜１５ 双方向スイッチ、１６ コンデンサ、１７
負荷、１９，２０ 電圧検出手段、２１〜２３ 電流検
出手段、３０，１００，２００ 制御回路、３１ 正弦
波発生回路、３２ 電圧制御回路、３３〜３５ 乗算
器、３６，１０３，２０４ スイッチ指令回路、３９〜
４１，２０１〜２０３ パルス発生回路、４２，１０１
モード検出回路、４３，１０２ スイッチ選択回路、
４４，４５ 絶対値回路、４６ 減算回路、４７ 加算
回路、４８，４９，２０４ 比較器、５０ フリップフ
ロップ、５１〜５３ 極性判別回路、１１１，１１３，
１１５ ＡＮＤ回路、７３〜７５ ＯＲ回路、１２０〜
１２５ アナログスイッチ、８２〜８４ 抵抗器、９０
電流指令発生回路、１１０，１１２，１１４ ＮＯＲ
回路、２０５ Ｄフリップフロップ、３００，３０１，
３０８，３１４，３１９，３２４，４０４，４０９，４
１４トランジスタ。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相平衡の交流電圧源、各一端が上記交
   流電圧源の各相線上に挿入された３つの誘導性要素、上
   記誘導性要素を介して上記交流電圧源の各相間に接続さ
   れた３つの電気弁、直流負荷と並列に接続された容量性
   要素と、アノード側が上記誘導性要素の各他端と上記各
   電気弁との接続部分に接続されカソード側が上記容量性
   要素の正極側に接続された３つの正側ダイオード、カソ
   ード側が上記誘導性要素の各他端と上記各電気弁との接
   続部分に接続されアノード側が上記容量性要素の負極側
   に接続された３つの負側ダイオード、３相平衡の線電流
   指令を作成する電流指令作成手段、および上記線電流指
   令の瞬時絶対値が３相中最大となる相と他の２相との相
   間に接続された２つの電気弁を開閉制御することにより
   当該他の２相の線電流を制御する電流制御手段を備えた
   電力変換装置。
2. 【請求項２】 電流指令作成手段は、交流電圧源の電圧
   を検出しこの検出電圧と同期した３相平衡の相電圧信号
   を作成する正弦波発生回路、容量性要素に印加される直
   流電圧を検出しこの検出電圧と直流電圧指令とから電流
   振幅指令を作成する電圧制御回路、および上記各相の相
   電圧信号と上記電流振幅指令とを乗算することにより各
   相の線電流指令を作成する電流指令発生回路を備えたこ
   とを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 【請求項３】 電流制御手段は、各相線電流を検出しこ
   の各相検出線電流の瞬時値とそれぞれの相の線電流指令
   の瞬時値との比較から各相のパルス信号を作成するパル
   ス発生回路、相電圧信号を入力し同時に制御する２つの
   電気弁の組合せを決定するためのモード信号を作成する
   モード検出回路、および上記パルス信号とモード信号と
   を入力し各モード毎に２つの電気弁を選択し当該各電気
   弁へ上記パルス信号を送出するスイッチ選択回路を備え
   たことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 【請求項４】 モード検出回路は、それぞれ第１、第２
   および第３相の相電圧信号が正のときハイ、負のときロ
   ーを出力する第１、第２および第３の極性判別回路、上
   記第３および第１の極性判別回路の出力を入力してモー
   ド信号Ｍ１を出力する第１のＮＯＲ回路、上記第１およ
   び第２の極性判別回路の出力を入力してモード信号Ｍ３
   を出力する第２のＮＯＲ回路、上記第２および第３の極
   性判別回路の出力を入力してモード信号Ｍ５を出力する
   第３のＮＯＲ回路、上記第２および第３の極性判別回路
   の出力を入力してモード信号Ｍ２を出力する第１のＡＮ
   Ｄ回路、上記第３および第１の極性判別回路の出力を入
   力してモード信号Ｍ４を出力する第２のＡＮＤ回路、お
   よび上記第１および第２の極性判別回路の出力を入力し
   てモード信号Ｍ６を出力する第３のＡＮＤ回路を備え、 スイッチ選択回路は、上記モード信号Ｍ１およびＭ４を
   入力して信号Ｍ１４を出力する第１のＯＲ回路、上記モ
   ード信号Ｍ２およびＭ５を入力して信号Ｍ２５を出力す
   る第２のＯＲ回路、上記モード信号Ｍ３およびＭ６を入
   力して信号Ｍ３６を出力する第３のＯＲ回路、および上
   記信号Ｍ１４がハイのとき、第３相のパルス信号を第２
   相と第３相との相間に接続された２−３相間電気弁にそ
   して第１相のパルス信号を第１相と第２相との相間に接
   続された１−２相間電気弁にそれぞれ送出し、上記信号
   Ｍ２５がハイのとき、第２相のパルス信号を上記１−２
   相間電気弁にそして第３相のパルス信号を第３相と第１
   相との相間に接続された３−１相間電気弁にそれぞれ送
   出し、上記信号Ｍ３６がハイのとき、第１相のパルス信
   号を上記３−１相間電気弁にそして第２相のパルス信号
   を上記２−３相間電気弁にそれぞれ送出するよう、各相
   パルス発生回路と各電気弁との間の接続を開閉するスイ
   ッチ回路を備えたことを特徴とする請求項３記載の電力
   変換装置。
5. 【請求項５】 電気弁を２端子出力タイプのものとし、
   正側ダイオードのアノード側は各相の誘導性要素の他端
   と上記電気弁との接続点に接続され、負側ダイオードの
   カソード側は各相の誘導性要素の他端と上記電気弁との
   接続点に接続されたことを特徴とする請求項１ないし４
   のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 【請求項６】 各電気弁を、スイッチング素子とこのス
   イッチング素子と逆並列接続された第１と第２とのダイ
   オードの第１の直列体および第３と第４とのダイオード
   の第２の直列体とから構成し上記第１と第２とのダイオ
   ードの接続点と上記第３と第４とのダイオードの接続点
   とをその出力２端子とするものとし、当該２端子を誘導
   性要素を介して交流電圧源の各相間に接続するととも
   に、正側ダイオードのアノード側は各電気弁のスイッチ
   ング素子のアノード側に接続され、負側ダイオードのカ
   ソード側は各電気弁のスイッチング素子のカソード側に
   接続されたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれ
   かに記載の電力変換装置。