JPS6132912B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、直流電気量を交流電気量に変換する
インバータ装置のうち、電圧制御可能なブリツジ
インバータの改良に関する。 従来インバータの一分類法として、電圧形イン
バータと電流形インバータとに分類する方法があ
る。 第１図は電圧形インバータの、第２図は電流形
インバータのそれぞれ基本回路図である。第１
図、第２図のインバータそのものには、電圧制御
能力がないが第１図の回路を２つ組合せて、第３
図ａのごとくブリツジ接続することによつて、イ
ンバータ自体に電圧制御能力を持たせることが知
られている。な第３図ｂは、同図ａの回路におけ
る制御整流素子の制御信号波形と、負荷Ｚ_Lに印
加される出力電圧波形を示したものである（制御
信号波形のうち、斜線を施した部分では素子の閉
接状態、その他は開離状態を示すものとする。以
下素子の制御信号波形に対する取扱いは同一とす
る。）。第３図の回路における電圧制御の方法は、
サイリスタCR１，CR２の制御信号と、サイリス
タCR３，CR４の制御信号との位相差θを制御す
ることにより、出力電圧の零期間を制御するもの
で、パルス幅制御方式と呼ばれているものであ
る。 なお第１図〜第３図において第４図のごとき記
号で表わされる制御整流素子は、外部制御信号に
より理想的に閉接および開離を行うことのできる
素子を示すものとし、トランジスタまたはGTO
（ゲートターンオフサイリスタ）等がこれに近い
ものであり、またサイリスタを使用する場合は、
その強制転流手段を持ち、電流しや断機能を有す
るサイリスタを表わすものとする。 上記したインバータの分類法は、負荷側よりイ
ンバータ側を見た場合の電源インピータンスの大
小により分類する方法で、各々次のような特徴お
よび用途がある。すなわち第１図を基本回路とし
た電圧形インバータは、負荷のいかんに関係な
く、出力電圧が制御整流素子の切換えによつて発
生する方形波になるもので、負荷インピーダンス
に比べて電源インピーダンスが非常に小さくなる
よう直流入力端子間に平滑コンデンサＣ_Dが接続
される。またさらに負荷の無効電力は帰還ダイオ
ードＤを通じて、平滑コンデンサＣ_Dとの間で授
受が行なわれるので、負荷力率のいかんによらず
安定な転が可能である。このため、現在電圧形イ
ンバータは、定周波定電圧電源、可変周波可変電
圧電源、その他各種補助電源として広く実用化さ
れている。しかし、欠点としては、電流形インバ
ータに比較して一般に回路が複雑になる点があげ
られる。特にサイリスタを使用した場合は強制転
流回路が必要となるため、さらに複雑化する。 例えば第５図は、第１図の回路でサイリスタを
用いた場合の実施例で補助インパルス転流インバ
ータと呼ばれるものであり、主サイリスタCR
１，CR２に転流用補助サイリスタAux１，Aux
２および転流リアクトルＬ、転流コンデンサＣが
追加された構成となる。 一方第２図に示した電流形インバータは、負荷
インピーダンスに比べて、電源のインピーダンス
が非常に高く、定電流源となるようにしたもの
で、その結果交流出力は方形波電流となる。従つ
て、第１図の帰還ダイオードＤは不要となり、直
流側には平滑コンデンサの代りに平滑リアクトル
Ｌ_Dを有する。なお電流形インバータにおいて
は、制御整流素子にサイリスタを用いた場合、強
制転流回路を必要とする自励式インバータと、負
荷側の逆起電力により転流する他励式インバータ
の二通りがあるが、転流の問題を別にすれば、い
ずれも、電流形インバータとして共通に取扱うこ
とが可能である。この電流形インバータはその負
荷の性質により、特性が大幅に左右されるために
その用途が非常に限定されている。すなわち他励
式においては、負荷として交流励磁電源を必要と
するため、直流送電用インバータまたは同期電動
機駆動用にほぼ限定される。また自励式において
は広い範囲の負荷力率および負荷変動に対し、安
定な動作を保証することが難かしいため、一般に
はほとんど実用化されていないのが実状である。
しかしその回路構成は電圧形に比べ簡単であり、
サイリスタを使用した場合、他励式は勿論、自励
式においてもその転流回路は比較的簡単なものと
なる。例えば第６図は三相自励式電流形インバー
タの回路例である。 本発明の目的は、前述のごとき回路構成の簡単
な電流形インバータと、電源として多くの利点を
持つ電圧形インバータを相互に組合せることによ
り、それぞれの長所を生かし、電圧制御可能なイ
ンバータを実現しさらに新しい効果を生み出すよ
うにした方式のインバータ装置を提供することに
ある。 本発明によるインバータの一実施例を第７図に
示す。この第７図の回路構成は第１図の回路と、
第２図の回路を負荷に対して並列に接続して成
り、被変換直流電源は、電流形インバータの直流
入力端子に接続され、電圧形インバータの直流入
力端子には、エネルギ蓄積素子としてのコンデン
サを接続して構成されたものである。 第８図は、第７図の回路において、電流形イン
バータの制御整流素子を、電圧形のそれに対して
電気角θだけ進ませて制御した場合（進み制御方
式）、第９図はθだけ遅れて制御した場合（遅れ
制御方式）の制御整流素子の制御信号および各部
電圧電流波形を示したものである。 第１５図は後述するように本発明によるインバ
ータの起動方法の１例を示したもので、図中１は
被変換直流電源、２は電流形インバータ、３は電
圧形インバータ、４は起動用の直流電源、５は負
荷を示す。電圧Ｖ_D，Ｅ_Bの値として定常運転中は
Ｖ_D＞Ｅ_Bになるように設定し、起動完了すればダ
イオードＤにより起動用電源４は実効的にインバ
ータ動作から切離すようになつている。 以下本発明によるインバータ動作および特性を
第７，８，９図に基づいて詳述する。 まず進み制御における動作を第８図に基づいて
説明する。進み制御において電圧形インバータの
直流電圧Ｖ_Dと出力電圧ｅ_Lは次のように決定され
る。出力電圧ｅ_Lは、電圧形インバータの制御整
流素子CR３，CR４により一義的に決められ、波
形は(ホ)の如く波高値Ｖ_Dの矩形波となる。中間タ
ツプ付平滑リアクトルＬ_Dの両端電圧波形を考え
ると、期間ＩにおいてはCR１，CR４が導通して
いることから、ａ点電位はｂ点に対し−Ｖ_D，ｃ
点電位はｂ点に対し＋Ｅとなり、ｃ−ａ間には
（Ｖ_D＋Ｅ）の電圧が印加されている。この電圧は
ａ―ｄ間の巻線にも誘起されるから、リアクトル
両端電圧Ｕ_Lは２（Ｅ＋Ｖ_D）となる。期間にお
いては、CR１，CR３が導通していることから、
ａ点電位はｂ点に対し＋Ｖ_D，ｃ点電位は期間Ｉ
と同じく＋Ｅ、従つてｃ―ａ間には−（Ｖ_D−Ｅ）
の電圧が印加されＵ_Lは−２（Ｖ_D−Ｅ）となる。
期間においてはCR２，CR３が導通しているこ
とから、ａ点電位は＋Ｖ_D，ｄ点電位は−Ｅとな
りａ―ｄ間は（Ｖ_D＋Ｅ）の電圧となり、Ｕ_Lは２
（Ｖ_D＋Ｅ）で期間Ｉに等しい。期間ではCR
２，CR４が導通していることから、ａ点電位は
−Ｖ_D，ｄ点電位は−Ｅとなりａ―ｄ間は−（Ｖ_D
−Ｅ）の電圧となり、Ｕ_Lは−２（Ｖ_D−Ｅ）で期
間に等しい。期間Ｉ〜迄で動作周期１サイク
ルを終了したことになり以下は同一波形の操返し
となる。なお、前記１サイクル期間中にはエネル
ギ蓄積素子Ｃ_Dの電圧Ｖ_Dが、その流入・流出する
電荷量により変動するが、Ｃ_Dの容量として、そ
の電圧変動が無視できる程度（例えばリツプル電
圧として数％）に選定するものとする。また後述
するように、１サイクル期間中の電荷の流入・流
出する電荷量が等しくなるようインバータは動作
するから、定常運転時は、その電圧Ｖ_Dは平均値
として一定に保持されると見なすことができる。
従つて平滑リアクトル電圧波形トはインバータ動
作周波数の２倍の繰返し周期を持つた交流電圧と
なる。 次に、電流形インバータの直流電源間（中間点
ｂに対し上側電源Ｅの正極と下側電源Ｅの負極
間）に直列関係に接続される制御整流素子CR
１，CP２が２個合さつて保持する電圧ｅ_Rを考え
ると、期間ＩではCR１は導通しているからCR２
の電圧（陽極側をプラス、陰極側ををマイナスと
する。以下制御整流素子の電圧極性については、
上記と同じとする）−2V_Dがｅ_Rであり、期間で
は同じくCR１が導通しているからCR２の電圧＋
2V_Dがｅ_Rであり、期間では今度はCR２が、導
通しているからCR１の電圧−2V_Dがｅ_Rであり、
期間では同じくCR２が導通しているからCR１
の電圧＋2V_Dがｅ_Rである。これは、電流形イン
バータの交流出力端電圧ｅ_L（この場合は波高値
Ｖ_Dの交流方形波電圧）を進み角θで全波整流し
た場合の直流出力電圧と等しく直流整流電圧と呼
ばれ、この場合、その平均値は ｛2V_D×（π−θ）−2V_D×θ｝／π で表わすことができる。前述した直流整流電圧と
は、他の例で言えば第２図の電流形インバータの
基本回路において負荷Ｚ_Lが逆起電圧を有する負
荷である場合に、その交流出力端電圧が制御整流
素子CR１，CR２の整流作用（交流を直流に変換
する作用）により変換される直流側の電圧（この
場合CR１，CR２が合せて保持する直流電圧）の
ことであり、さらに第３図の三相電流形インバー
タにおいては、同じく負荷Ｚ_Lが逆起電圧を有す
る負荷（例えば同期電動機）である場合にその交
流出力端電圧が制御整流素子CR１〜CR６の整流
作用により直流側（CR１，CR３，CR５の陽極
側とCR２，CR４，CR６の陰極側間）に変換さ
れる直流電圧のことである。従つて、電流形イン
バータの平滑リアクトル電圧とは、一般的に、そ
の直流整流電圧と入力直流電圧との差電圧と考え
ることができる。本願第７図の実施例における平
滑リアクトル電圧Ｕ_Lは、制御整流素子CR１，
CR２により変換される交流出力端電圧ｅ_Lの直流
整流電圧平均値 ｛2V_D×（π−θ）−2V_D×θ｝／π と入力直流電圧２Ｅとの差電圧と考えることがで
きる。 本願における電圧形インバータは後述するよう
に起動時を除き本願インバータ動作時にはその電
圧形インバータの直流入力端に特に電源を必要と
しない。このような構成の本願インバータにおけ
る電圧形インバータの直流電圧Ｖ_Dは次のように
求められる。すなわち平滑リアクトルＬ_Dの電流
が制御されて、定常的に一定の電流が流れている
状態では平滑リアクトルの一サイクル平均電圧が
零になるように制御されていることになるから
（零でない場合のインバータ動作は、あとで詳述
する）前述した交流出力端電圧ｅ_Lの直流整流電
圧平均値と入力直流電圧２Ｅが等しいとして(1)式
が成り立つ。 2E＝２Ｖ_Ｄ×（π−θ）−２Ｖ_Ｄ×θ／π ……(1) (1)式より入力電圧Ｅと、電圧形インバータ直流電
圧Ｖ_Dとの関係を求めると(2)式のごとくになる。 Ｖ_D＝π／π−２θＥ ……(2) 以上のごとくＶ_D従つて波高値Ｖ_Dの方形波交流
としてのｅ_Lはθの値によつて決定されインバー
タ自体で電圧制御が可能であることが判る。後述
する本願の他の実施例例えば第１１図ｂ、第１２
図、第１３図、第１４図の構成におけるインバー
タの電圧制御原理も、基本的には第７図で説明し
たものと同じものである。すなわち、電流形イン
バータの交流出力端電圧で逆起電圧負荷に相当す
る電圧形インバータの電圧（第１１図ｂのごとく
電圧形インバータ出力そのものであつても、第１
２図、第１３図のごとく変圧器を介した出力であ
つても、さらに電圧形インバータが複数組多重接
続されたその合成出力であつても良い）が、電流
形インバータの制御整流素子の制御信号により直
流側に変換され、直流整流電圧となるが、この電
圧の平均値は、電圧形インバータの平滑コンデン
サＣ_Dの電圧Ｖ_Dと電流形インバータの交流出力端
電圧（すなわち電圧形インバータの出力電圧）に
対する制御整流素子の制御角θの函数であり、こ
の直流整流電圧平均値と直流入力電圧Ｅが等しい
（すなわち平滑リアクトルＬ_Dの一サイクル平均電
圧が零である。）という条件から(2)式に示したご
とく、一義的にＥ，Ｖ_D，θの関係を求めること
ができ、Ｅが一定の場合、θを制御することによ
り、Ｖ_Dすなわち電圧形インバータ出力電圧を制
御することができるものである。なお電圧形イン
バータの構成が各々異なり、逆起電圧負荷として
の電圧波形が変化すれば当然直流整流電圧に寄与
するＶ_Dの関係も変つてくるから(2)式の関係は各
実施例毎に異なつたものになる。 さらに、電流形インバータの出力特性は、負荷
に電流源として作用ししかもその出力電流位相
は、その制御整流素子の制御信号により一義的に
決まる（例えば第８図において、CR１，CR２の
制御信号イ，ロに対し、出力電流ｉ_Dリの位相が
一義的に決まる）ことは明らかであるから本願イ
ンバータの電圧制御の方法として「電流形インバ
ータの交流出力端電圧に対するその制御整流素子
の制御角θを制御すること」と「電流形インバー
タの交流出力電流と、その交流出力端電圧との位
相を制御すること」は同義である。従つて本願イ
ンバータの電圧制御の原理を要約すれば、電流形
インバータにおける直流整流電圧と、その直流入
力電圧が等しくなるようその交流出力電流とその
交流出力端電圧との位相を制御して所望の電圧形
インバータの直流電圧を得、その結果その直流電
圧と、電圧形インバータの制御整流素子の制御信
号により一義的に決まる所望の電圧形インバータ
の交流出力電圧を得さらにその出力に接続される
負荷に対して、所望の電圧を得ることができるよ
うにするものである。 本発明による電圧制御は波高値Ｖ_Dの制御であ
り、従つて出力波形の形を変化させることをしな
いから、第３図ａの回路によるパルス幅制御方式
のごとく、制御角θによつて高調波成分の変動が
あると云う欠点が改善される。なお(2)式よりＶ_D
従つてｅ_Lの制御は制御角θを固定し入力電圧Ｅ
を変化させることによつても可能であることが判
る。 次に電流形インバータの制御整流素子CR１の
電圧を考えると、期間，では導通しているか
らその両端電圧は零、期間ではｂ点に対するｃ
点電位が（2V_D＋Ｅ）となり、CR１には逆電圧
2V_Dが印加される。期間ではｃ点電位が−（2V_D
−Ｅ）となり、CR１には順方向に2V_Dが印加さ
れる。従つてその電圧波形はヘの如くになる。
CR２についてもその対称性から波形は全く同一
となり、位相がπだけ遅れたものとなる。これよ
り進み制御方式でCR１，CR２にサイリスタを使
用する場合、期間，における逆電圧が保証さ
れるため、その強制転流回路がなくても転流が可
能となる。従つてCR１，CR２には高速サイリス
タ（ターンオフ時間の短いサイリスタ）を使用す
る必要がなくなる。即ち制御整流素子を４個用い
て電圧制御可能にしたインバータの例である第３
図に比較して第７図の回路ではサイリスタを使用
した場合転流回路数の半減と高速サイリスタ数を
半減することができる。 次に入力電力と出力電力との関係をを考えて見
る。電流形インバータの出力電流波形をリ、その
波高値をＩ_D、負荷は純抵抗負荷として、その波
高値をＩ_Lとし、電圧形インバータ直流電流ｉ_c
1，ｉ_c2の電流波形を求めるとル，ヲとなる。す
なわち、期間Ｉにおいて制御整流素子はCR１，
CR４が導通しているから、ｉ_Dの電流は第７図矢
印の向しに、上部直流電源Ｅの（＋）極極→CR
１→平滑リアクトルＬ_Dの上部→CR４→下部平滑
コンデンサＣ_D→上部直流電源Ｅの（−）極に流
れる。一方ｉ_Lは矢印の向きとは逆に、下部平滑
コンデンサＣ_Dの（＋）極→負荷Ｚ_L→CR４→下
部平滑コンデンサＣ_Dの（−）極に流れる。従つ
てｉ_c2は矢印の向きに（Ｉ_D＋Ｉ_L）となる。期間
においては、制御整流素子CR１，CR３が導通
するから、ｉ_Dの電流は第７図矢印の向きに、上
部直流電源Ｅの（＋）極→CR１→平滑リアクト
ルＬ_Dの上部→Ｄ１→上部平滑コンデンサＣ_D→上
部直流電源Ｅの（−）極に流れる。一方ｉ_Lは矢
印の向きに、上部平滑コンデンサＣ_Dの（＋）極
→CR３→負荷Ｚ_L→上部平滑コンデンサＣ_Dの
（−）極に流れる。従つてｉ_c1は矢印の向きとは
逆に、（Ｉ_D−Ｉ_L）となる。期間においては、
制御整流素子CR２，CR３が導通するから、ｉ_D
の電流は第７図矢印の向きとは逆に、下部直流電
源Ｅの（＋）極→上部平滑コンデンサＣ_D→CR３
→平滑リアクトルＬ_D下部→CR２→下部直流電源
Ｅの（−）極に流れる。一方ｉ_Lは矢印の向き
に、上部平滑コンデンサＣ_Dの（＋）極→CR３→
負荷Ｚ_L→上部平滑コンデンサＣ_Dの（−）極に流
れる。従つてｉ_c1は矢印の向きに（Ｉ_D＋Ｉ_L）と
なる。期間においては、制御整流素子CR２，
CR４が導通するから、ｉ_Dの電流は矢印の向きと
は逆に、下部直流電源Ｅの（＋）極→下部平滑コ
ンデンサＣ_D→D₂→平滑リアクトルＬ_Dの下部→
下部直流電源Ｅの（−）極に流れる。一方ｉ_Lは
矢印の向きとは逆に、下部平滑コンデンサＣ_Dの
（＋）極→負荷Ｚ_L→CR４→下部平滑コンデンサ
Ｃ_Dの（−）極に流れる。従つてｉ_c2は矢印の向
きとは逆に（Ｉ_D−Ｉ_L）となる。ここで平滑コン
デンサ電圧Ｖ_Dは、入力電圧Ｅと、制御角θが決
まれば(2)式により一義的に決まる。すなわち過渡
時等平滑コンデンサ電圧がＶ_D′で、Ｖ_D′＜KE
（ただしＫ＝π／π−２θ）であれば、リアクトルＬ_D 電圧の１サイクル平均値は第８図の波形トより ２θ（Ｖ_D′＋Ｅ）−２（π−θ）（Ｖ_D′−Ｅ） ＝２（π−２θ）（KE−Ｖ_D′）＞０ となり、電流Ｉ_Dは増加する。ｉ_c1に関連したコ
ンデンサＣ_Dに流入する電荷量Ｑ_INは第８図ルの
波形から（π−θ）（Ｉ_D−Ｉ_L）であり、放電さ
れる電荷量Ｑ_OUTはθ（Ｉ_D＋Ｉ_L）であるから、
その差の電荷量は Ｑ_IN−Ｑ_OUT＝（π−２θ）（Ｉ_D−KI_L） となり、Ｉ_Dが増加すると上式の値は正となりＶ_D
＝KEまでＶ_D′を増加させる。さらにＶ_D′＞KEと
なれば逆にＩ_Dを減少させる向きにリアクトルＬ_D
の平均電圧は作用するから（Ｑ_IN−Ｑ_OUT）は負
となりＶ_D＝KEまでＶ_D′を減少させる。 いずれの場合もＶ_D＝KEとなるようＩ_Dが増減
し回路は安定に動作する。またｉ_c2に関連したコ
ンデンサＣ_Dの電圧についても全く同様に考える
ことができる。上述したように、平滑コンデンサ
Ｃ_Dに流入流出する電荷量の一サイクル平均は零
であるから(3)式が成り立ち、(3)式よりＩ_DとＩ_Lの
関係を求めると(4)式が得られる。 （Ｉ_D＋Ｉ_L）θ＝（Ｉ_D−Ｉ_L）（π−θ） …(3) Ｉ_D＝（π／π−２θ）Ｉ_L…(4) (2)式と(4)式より EI_D＝Ｖ_DＩ_L …(5) となり、負荷電力Ｐ_L（＝Ｖ_DＩ_L）は入力電力Ｐ_D
（＝EI_D′）に等しくなることが判る。このことは
起動、負荷変動等の過渡的な場合を除いた定常運
転状態では、電圧形インバータ側から有効電力を
供給する必要がない、すなわち被変換直流電源
は、電圧形インバータ入力側には必要でないこと
を示すものである。 次に遅れ制御した場合の特性、各部動作を考え
る。制御整流素子の制御信号を第９図イ〜ニとす
れば、期間〜は第７図における期間〜と
表に示すような対応となる。

【表】 これより各期間について第８図に求めたと同じ
考えから、各部電圧、電流波形を求めると、第９
図ホ〜ヲのごとくになる。平滑リアクトル電圧波
形トと電圧形インバータ直流電流波形ル、ヲが、
第８図と同じであるところから、進み制御で求め
た(1)〜(5)式迄の特性は遅れ制御についても全く同
一のものとなる。進み制御と比較して異なるの
は、第９図ヘの如くCR１，CR２の転流に際して
逆電圧が保証されないために、サイリスタを使用
する場合は、強制転流回路が必要となることであ
る。しかし反面電圧形インバータのサイリスタ
CR３，CR４については、CR３が転流する寸前
すなわち期間Ｉの終了時点で電流ｉ_c1が波形ルで
示されたようにダイオードＤ１を流れておりCR
３の電流が零、またCR４が転流する寸前すなわ
ち期間の終了時点で電流ｉ_c2が波形ヲで示され
たようにダイオードD₂を流れており、CR４の電
流が零となることからCR３，CR４の転流回路を
削除するかまたは簡単なものとすることができる
効果がある。 ここで交流出力電圧ｅ_Lに対する各部電流の関
係をベクトル図で示すと、進み制御で負荷が遅れ
負荷の場合第１０図ａのごとくになる。すなわ
ち、電流形インバータ出力電流ｉ_Dは電源ｅ_Lに対
してθだけ進み、負荷電流ｉ_Lはだけ遅れる。
一方、電圧形インバータ電圧Ｖ_Dが(2)式で示され
る値に保たれるためにはｉ_INVに有効電力分があ
つてはならないから、Ｉ_Dcosθ＝Ｉ_Lcosの関係
が成り立つように電流形インバータの電流Ｉ_Dが
決定される。このときｉ_INVの電流ベクトルは第
１０図ａに示すごとくｅ_Lに対してπ／２遅れ位
相となり無効電力のみが電圧形インバータから供
給される。遅れ制御で負荷が遅れ力率の場合は第
１０図ｂのごとくになるが、これについても電流
形インンバータの電流Ｉ_DがＩ_Dcosθ＝Ｉ_Lcos
となるように決定されることから容易に求めるこ
とができる。（ただし基本波成分について）すな
わち第１０図は負荷有効電力は電流形インバータ
の出力有効電力により供給され、電圧形インバー
タは無効電力処理のみに関与していること、従つ
て電圧形インバータには、負荷電力供給源として
他の直流電源を必要としないことを示している。
また第１０図は後述する他の実施例において、電
圧形および電流形インバータの制御整流素子の対
応が必ずしも明確でない場合において、制御角θ
を電流形インバータの交流出力端電圧ｅ_Lに対す
る交流出力電流ｉ_Dの位相角として定義すること
を示すものである。 以上の如く本発明によれば、回路構成の簡単な
電流形インバータと、電源としての多くの利点を
持つ電圧形インバータとを組合せて、電圧制御可
能なインバータを実現することができる。特にサ
イリスタを使用する場合においては、従来方式に
比べ回路の大幅な簡略化が可能となる等、その効
果は顕著である。更に電圧制御を行つても出力電
圧波形は変らないという従来にない効果が附与さ
れた。 なお電圧制御の方法に、進み制御と、遅れ制御
の２通りがあることを示したが、どちらの方法を
取るかは装置の仕様、使用部品仕様等を考慮して
総合的に判断されるべきものである。また直流電
圧Ｖ_Dまたは出力電圧ｅ_Lを制御するのに、入力電
圧Ｅを制御するか、制御角θにより制御するか
は、第１０図のベクトル図をもとに電圧形インバ
ータの所要出力容量等を勘案し、総合的に判断断
されるべきものである。 本発明によるインバータの他の実施例を第１１
図に示す。第１１図ａは第７図の単相インバータ
を基本回路として、三相インバータを構成したも
ので電流形インバータはその制御整流素子が電気
角180゜通電するもので、謂ゆる180゜通電形と呼
ばれるものである。第１１図ｂはａと同じく三相
インバータの例であるが、その制御整流素子が
120゜通電する120゜通電形となつている点が異な
つており、そのため平滑リアクトルＬ_Dは直流回
路に一括してまとめることができる。なお第１１
図のインバータは出力変圧器なしで、低歪率の制
御された三相出力電圧を負荷に供給することがで
きるものである。 本発明によるインバータは更に変圧器を用い
て、電流形インバータと電圧形インバータを絶縁
することが可能である。このことは電圧形インバ
ータの直流電圧を使用部品定格等を考慮して最適
の電圧に設定できることを示し、被変換直流電源
の電圧が外部条件で決められるような用途におい
ても、経済的なインバータを提供することができ
るものである。 第１２図は第７図の単相インバータに変圧器Ｔ
を用いた実施例であり、第１３図は第１１図ｂの
三相インバータを〓―△接続の変圧器Ｔにより、
電流形インバータと電圧形インバータを絶縁した
実施例である。 また本発明によるインバータの出力諸特性は、
電圧形インバータのそれと同一のものであるか
ら、現在公知となつている各種出力回路に関する
技術は、本発明の要旨を変えない範囲でそのまま
適用できることは勿論である。一例として多重形
インバータによる波形改善の例を第１４図に示
す。第１４図は電圧形三相インバータを２ユニツ
ト使用し、インバータＡに対しインバータＢを30
゜遅れ動作させ、インバータＡの変圧器T₁2次側
は１巻線であるが、インバータＢの変圧器T₂2次
側は２巻線設け、図のように接続し各々２次巻線
の電圧の関係を(6)，(7)式を満足するように選定す
ることにより、出力電圧に含まれる高調波の最低
次数を第11調波とするようにして波形改善をはか
つたものである。 ｕ＝ｖ＝ｗ＝√３x₁ ……(6) x₁＝x₂＝y₁＝y₂＝z₁＝z₂ ……(7) 第１４図では電流形インバータは１台である
が、第１３図に示した三相インバータを１ユニツ
トとして、上述の技術をそのまま適用できること
は勿論である。 以上説明した実施例において、第７図、第１１
図、第１４図と第１２図、第１３図のものとで、
負荷Ｚ_Lの接続方法に若干の相違違がある。すな
わち、第７図、第１１図、第１４図では電圧形イ
ンバータの交流出力端と電流形インバータの交流
出力端が並列接続された点に負荷Ｚ_Lが接続され
るが、第１２図、第１３図では負荷Ｚ_Lが変圧器
を介して電圧形インバータの第二の交流出力端と
でも言うべき他の出力端に接続されていることで
ある。しかし、変圧器各巻線の電圧・電流につい
て巻線eeで決まる、変換を施こせば、第１２図に
ついては第７図、第１３図については第１１図ｂ
と全く同一構成のものとなることは容易に理解で
きる。 更に本発明インバータまたは他の直流電源を追
加することにより、起動電力を外部より与えると
ともにこの外部電源の電力により、電流形インバ
ータ直流入力端に接続される被変換直流電源の遮
断等に対し無停電化することが可能である。 第１５図は無停電化をした場合の実施例をブロ
ツク図で示したものである。図中、１は被変換直
流電源、２は電流形インバータ、３は電圧形イン
バータ、４は起動用または無停電化のため追加さ
れた他の直流電源、５は負荷を示す。なおダイオ
ードＤは起動電力のみを外部電源より与える場合
に挿入され、この場合外部直流電源電圧Ｅ_Bと電
圧形インバータ直流電圧Ｖ_Dの関係は出力回路に
変圧器等を使用した場合、起動時の負荷突入電流
を除ぐため Ｅ_B≒Ｖ_Ｄ／２〜Ｖ_Ｄ／３ となるように選定する。 以上詳述したとおり、本発明によれば電流形イ
ンバータと電圧形インバータとを相互に組合せる
ことにより、回路構成の簡略化を計ることができ
るとともに、従来のインバータでは得られなかつ
た特性を附与することができ、従つて小形軽量で
経済的なインバータ装置を提供することができる
ものである。 最後に本発明のインバータにサイリスタを使用
する場合、その強制転流回路として電圧型インバ
ータについては第５図、電流形インバータについ
ては第６図に一例を掲げたが、上述した本発明に
よるインバータの特性は、その転流方式により本
質的に左右されるものではないので、その要旨を
変えない範囲で現在公知となつている各種の転流
回路を適用できることは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電圧形インバータの基本回路に
関する結線図、第２図は従来の電流形インバータ
の基本回路に関する結線図、第３図は従来の電圧
形ブリツジインバータの結線図とパルス幅制御に
よる電圧制御の方法を示したタイムチヤート、第
４図は理想的な制御整流素子を示す記号、第５図
は従来の電圧形インバータにサイリスタを用いた
場合の強制転流回路の一例、第６図は従来の自励
式三相電流形インバータにサイリスタを用いた場
合の強制転流回路の一例、第７図は本発明のイン
バータの基本回路に関する結線図、第８図及び第
９図は、第７図の回路動作を説明するための各部
電圧・電流波形図、第１０図は第７図の回路の電
圧・電流についてのベクトル図、第１１図〜第１
５図は本発明による他の実施例を示す結線図であ
る。 CR１，CR２，CR３，CR４…サイリスタ、
CD…平滑コンデンサ、D₁，D₂…ダイオード、Ｌ
_D…リアクトル。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 平滑用リアクトルと、複数個の制御整流素子
   とにより構成され負荷に電流源として作用する電
   流形インバータの交流出力端と、少なくとも一つ
   以上の交流出力端を有し、複数個の制御整流素子
   と複数個の帰還整流器と直流端子間に接続される
   エネルギ蓄積素子とにより構成され、負荷に電圧
   源として作用する電圧形インバータの交流出力端
   を並列に結合し、負荷を前記電圧形インバータの
   交流出力端に結合してなるインバータ装置で、該
   インバータ装置の負荷電力を、前記電流形インバ
   ータの直流入力端子に接続された被変換直流電源
   から供給するインバータ装置において、 前記電流形インバータの交流出力電流と、前記
   電圧形インバータの交流出力端電圧との位相を制
   御することにより、前記電圧形インバータの交流
   出力端電圧を制御するようにしたことを特徴とす
   るインバータ装置。 ２ 前記電流形インバータの交流出力端と、前記
   電圧形インバータの交流出力端が、変圧器を介
   し、負荷に並列に結合されてなる特許請求の範囲
   第１項記載のインバータ装置。