JPH09261200A

JPH09261200A - Ｏｆｄｍ受信機

Info

Publication number: JPH09261200A
Application number: JP8091974A
Authority: JP
Inventors: Tomonori Tanaka; 友教田中
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1996-03-21
Filing date: 1996-03-21
Publication date: 1997-10-03

Abstract

(57)【要約】【課題】フレーム毎にしかＡＦＣの制御データを更新
することができない。【解決手段】受信されたＤＡＢ変調信号をＶＣＯ１９
から発振される発振周波数に基づいて第１及び第２乗算
器１１ａ，１１ｂ及び９０度位相器２０を介してベース
バンド変換し、当該変換されたＤＡＢ変調信号をＤＡＢ
復調信号に復調するＦＦＴ処理部１４とを有するＤＡＢ
受信機１０であって、規格上のＤＡＢ復調信号における
レベル減衰点に対応する所定周波数を予め記憶してお
き、前記ＦＦＴ処理部１４にて復調されたＤＡＢ復調信
号のスペクトラム列からレベル減衰点に対応する周波数
を検出し、当該検出された周波数と前記記憶された所定
周波数とを比較し、当該比較結果に基づいて前記ＶＣＯ
１９を制御するＤＳＰ１７とを有している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばデジタルオ
ーディオブロードキャスティング放送（以下、単にＤＡ
Ｂ放送と称する）に採用されている直交周波数分割多重
方式（以下、単にＯＦＤＭと称する）信号を受信するＯ
ＦＤＭ受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般的に、このようなＤＡＢ放送におけ
るＤＡＢ信号のベースバンド構造としては、図１０に示
すように多数のキャリア、例えば２５６ｋＨｚから１７
９２ｋＨｚまでの１５３６本のキャリアを使用した変調
方式が採用されており、各キャリアにはそれぞれπ／４
シフトＱＰＳＫ（４シフトキーイング）が施されて、一
種の並列伝送であるＯＦＤＭが採用されている。

【０００３】当該ＤＡＢ信号としては、複数個の伝送シ
ンボルから構成された１フレームを基本単位として受信
機側にて処理されるものである。尚、当該１フレーム内
の各伝送シンボルは、それぞれガードインターバルと有
効シンボル期間とから構成されている。

【０００４】また、当該フレーム内には、ヌルシンボル
と呼ばれるフレームの区切りを示す無信号区間に相当す
る伝送シンボルがあり、当該受信機側においては当該ヌ
ルシンボルを検出することにより、フレーム同期検出を
実現するものである。

【０００５】また、当該ヌルシンボルの次に伝送される
伝送シンボルは、位相参照シンボルと呼ばれ、当該位相
参照シンボルは各伝送シンボルを復調する際に必要な位
相差基準に相当するものであり、当該受信機側において
は当該位相参照シンボルを検出することにより、当該位
相参照シンボルの次に伝送される各伝送シンボルを復調
することができる。

【０００６】当該ＤＡＢ信号を受信するＯＦＤＭ受信機
は、当該ＤＡＢ信号をフレーム単位毎に例えば前記位相
参照シンボルを利用することにより、当該ＤＡＢ信号で
あるＯＦＤＭ変調信号を復調するための発振周波数を発
する周波数発振器（以下、単にＶＣＯと称する）を制御
する自動周波数制御（以下、単にＡＦＣと称する）を行
う。

【０００７】尚、通常のＤＡＢモード１規格によれば、
１フレーム当たり９６ｍｓｅｃに相当するものである。

【０００８】ＤＡＢ信号のようなデジタル放送において
は、位相変調方式であるために搬送波成分が存在せず、
復調側であるＯＦＤＭ受信機においては、同期検波方式
（以下、単にコスタスループ方式と称する）が採用され
ている。このコスタスループ方式は、受信信号から位相
情報を取り除いて、位相誤差のみを検出する方式であ
る。このようなＯＦＤＭ受信機においては、コスタスル
ープ方式にて検出された位相誤差情報に基づいてＶＣＯ
の発振周波数を制御するものである。

【０００９】また、ＤＡＢにおいては位相参照シンボル
（同期シンボル）を用いてＡＦＣを制御する方法が考え
られている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のＯＦＤＭ受信機によれば、当該位相参照シンボルを
利用してＡＦＣを行う場合、１フレーム（９６ｍｓｅ
ｃ）に一度しか、当該ＡＦＣに係わる制御データの更
新、つまりＶＣＯから発する発振周波数の制御を行うこ
とができず、言い換えればフレーム途中で制御データの
更新を行うことができず、正確な周波数制御に係わる制
御データが得られない場合には、次に制御データが得ら
れるまでの間、すなわち１フレームの間に受信データの
誤りが大きくなってしまうといった第１の問題点があっ
た。

【００１１】また、コスタスループ方式を採用している
従来のＯＦＤＭ受信機によれば、ループゲインの設定に
よってＡＦＣの周波数制御の収束時間及び収束位相精度
が決定されるのであるが、このループゲインを大きく設
定すると、ある程度の位相誤差を短時間で収束すること
ができる、しかしながら、収束精度を高くすることが難
しくなる。

【００１２】また、逆にループゲインを小さく設定する
と、収束精度が高くなるが、しかしながら、短時間にて
位相誤差を収束することができないといった第２の問題
点があった。

【００１３】さらに、コスタスループ方式においては、
（数１）に示すような近似式を用いているために、位相
誤差が大きい場合には（数１）に示すような近似式が成
立せず、有効な手段とはならない。

【００１４】

【数１】本発明は上記第１の問題点に鑑みてなされたものであ
り、その第１の目的とするところは、常にＡＦＣの制御
データを更新することができ、しかも良好な受信データ
を得ることができるＯＦＤＭ受信機を提供することにあ
る。

【００１５】また、本発明は上記第２の問題点に鑑みて
なされたものであり、その第２の目的とするところは、
収束性が速く、かつ収束精度の高い周波数制御を行うこ
とができるＯＦＤＭ受信機を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るために本発明の第１の発明におけるＯＦＤＭ受信機
は、到来するＯＦＤＭ変調信号を受信する受信手段と、
当該受信されたＯＦＤＭ変調信号を発振周波数に基づい
てＯＦＤＭ復調信号に復調する復調手段と、当該復調さ
れたＯＦＤＭ復調信号を復号化して復号化データを得
て、当該復号化データを出力する復号化データ出力部と
を有するＯＦＤＭ受信機であって、前記復調手段にて復
調されたＯＦＤＭ復調信号のスペクトラム列からレベル
減衰点に対応する周波数を検出するレベル減衰点検出手
段と、ＯＦＤＭ復調信号におけるレベル減衰点に対応す
る所定周波数を記憶した記憶手段と、前記レベル減衰点
検出手段にて検出されたレベル減衰点に対応する周波数
と前記記憶手段に記憶された所定周波数とを比較し、当
該比較結果に基づいて前記発振周波数を制御する制御手
段とを有することを特徴とする。

【００１７】尚、前記ＯＦＤＭ信号とは、例えばＤＡＢ
信号であり、図１０に示すように例えば中心周波数であ
る１０２４ｋＨｚは使用されないことなっており、この
ような中心周波数においてはレベル減衰点を有する構成
となっており、前記記憶手段に記憶する所定周波数は１
０２４ｋＨｚに相当するものである。

【００１８】前記復調手段は、例えばＶＣＯ、９０度位
相器、乗算器や高速フーリエ変換（以下、単にＦＦＴと
称する）処理部等から構成されており、前記ＶＣＯから
の発振周波数に基づいてＯＦＤＭ変調信号を乗算器及び
９０度位相器を介してベースバンド変換し、当該ベース
バンド変換されたＯＦＤＭ変調信号をＦＦＴ処理部に供
給し、当該ＦＦＴ処理部にて時系列のＯＦＤＭ変調信号
から周波数系列のＯＦＤＭ復調信号を得るものである。

【００１９】また、前記復号化データ出力手段は、例え
ば音声データ復号化器に相当するものであり、前記ＦＦ
Ｔ処理部にて得られたＯＦＤＭ復調信号を復号化し、当
該復号化データをスピーカを介して音声出力するもので
ある。

【００２０】また、前記レベル減衰点検出手段、記憶手
段及び制御手段は、例えばデジタルシグナルプロセッサ
（以下、単にＤＳＰと称する）に相当するものであり、
当該比較結果に基づいて前記ＶＣＯを制御し、当該ＶＣ
Ｏから発振される発振周波数を制御する、つまりＡＦＣ
の制御データを更新するものである。

【００２１】また、前記比較結果とは、前記レベル減衰
点検出手段にて検出されたレベル減衰点に対応する周波
数（中心周波数）と、予め記憶された所定周波数（中心
周波数）とを比較し、これら周波数同士間のズレ量に相
当するものである。

【００２２】従って、上記のように構成された第１の発
明のＯＦＤＭ受信機によれば、復調手段にて復調された
ＯＦＤＭ復調信号のスペクトラム列からレベル減衰点に
対応する周波数をレベル減衰点検出手段にて検出し、当
該検出されたレベル減衰点に対応する周波数と記憶手段
に記憶された所定周波数とを比較し、当該比較結果に基
づいて、前記復調手段においてＯＦＤＭ変調信号を復調
する際に要する発振周波数を制御するようにした、つま
りＯＦＤＭ信号中のレベル減衰点に相当する中心周波数
を利用することにより、このＯＦＤＭ信号におけるフレ
ーム単位ではなく、例えばフレーム単位中の伝送シンボ
ル単位で検出される中心周波数を検出し、当該検出され
た中心周波数の誤差を無くすことにより、常に当該ＡＦ
Ｃに係わる制御データの更新、つまり前記ＶＣＯから発
する発振周波数の制御を行うことができ、しかも良好な
受信データを得ることができる。

【００２３】また、第２の発明におけるＯＦＤＭ受信機
は、上記第１の発明におけるＯＦＤＭ受信機の構成に加
えて、前記記憶手段は、所定周波数の他に、当該所定周
波数のレベル値を記憶しており、前記制御手段は、前記
レベル減衰点検出手段にて検出された周波数に対応する
レベル値と当該記憶手段に記憶された所定周波数のレベ
ル値とを比較し、当該比較結果に基づいて前記発振周波
数を制御することを特徴とする。

【００２４】尚、前記レベル値とは、各周波数のスペク
トラム値に相当するものである。

【００２５】従って、第２の発明におけるＯＦＤＭ受信
機によれば、上記第１の発明の効果に加え、より一層、
確実にレベル減衰点に相当する中心周波数を検出するこ
とができる。

【００２６】また、上記第２の目的を達成するために第
３の発明におけるＯＦＤＭ受信機は、上記第１又は第２
の発明におけるＯＦＤＭ受信機の構成に加えて、前記レ
ベル減衰点検出手段にてレベル減衰点が検出されたか否
かを判別する減衰点検出判別手段と、前記ＯＦＤＭ復調
信号の位相誤差を検出する位相誤差検出手段とを有し、
前記制御手段は、前記減衰点検出判別手段からレベル減
衰点検出不可を受けると、前記位相誤差検出手段にて検
出された位相誤差に基づいて前記発振周波数を制御する
ことを特徴とする。

【００２７】尚、前記位相誤差検出手段は、例えば従来
から採用されているコスタスループ方式にて実現される
ものである。

【００２８】従って、第３の発明におけるＯＦＤＭ受信
機によれば、上記第１又は第２の発明におけるＯＦＤＭ
受信機の効果に加えて、コスタスループ方式を併用する
ことにより、レベル減衰点検出手段がレベル減衰点を検
出できなかった場合にはコスタスループ方式にて検出さ
れた位相誤差に基づいて発振周波数を制御するようにし
たので、常にＡＦＣの周波数制御に係わる収束時間を迅
速にし、かつ収束精度を良好にすることができる。

【００２９】また、上記第１の目的を達成するために第
４の発明におけるＯＦＤＭ受信機は、到来するＯＦＤＭ
変調信号を受信する受信手段と、当該受信されたＯＦＤ
Ｍ変調信号を発振周波数に基づいてＯＦＤＭ復調信号に
復調する復調手段と、当該復調されたＯＦＤＭ復調信号
を復号化して復号化データを得て、当該復号化データを
出力する復号化データ出力部とを有するＯＦＤＭ受信機
であって、前記復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信
号のスペクトラム列内から最小周波数を検出する最小周
波数検出手段と、ＯＦＤＭ復調信号における所定最小周
波数を記憶した記憶手段と、前記最小周波数領域検出手
段にて検出された最小周波数と前記記憶手段に記憶され
た所定最小周波数とを比較し、この比較結果に基づいて
前記発振周波数を制御する制御手段とを有することを特
徴とする。

【００３０】尚、上記第１の発明におけるＯＦＤＭ受信
機においては、ＯＦＤＭ復調信号のスペクトラム列内か
らレベル減衰点に対応する周波数、例えば中心周波数を
利用して発振周波数を制御するようにしたが、この第４
の発明におけるＯＦＤＭ受信機においてはスペクトラム
列内の最小周波数を利用することにより、発振周波数を
制御するようにしたものである。

【００３１】また、前記最小周波数検出手段は、前述し
たＤＳＰにて実現することができるものである。

【００３２】また、前記記憶手段に記憶された所定最小
周波数とは、ＯＦＤＭ復調信号の所定最小周波数に相当
するものである。

【００３３】また、前記比較結果とは、前記最小周波数
検出手段にて検出された最小周波数と、予め記憶された
所定最小周波数とを比較し、これら周波数同士間のズレ
量に相当するものである。

【００３４】従って、第４の発明におけるＯＦＤＭ受信
機によれば、復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号
のスペクトラム列から最小周波数を最小周波数検出手段
にて検出し、当該検出された最小周波数と記憶手段に記
憶された所定最小周波数とを比較し、当該比較結果に基
づいて、前記復調手段においてＯＦＤＭ変調信号を復調
する際に要する発振周波数を制御するようにした、つま
りＯＦＤＭ信号中の最小周波数を利用することにより、
このＯＦＤＭ信号におけるフレーム単位ではなく、例え
ばフレーム単位中の伝送シンボル単位で検出される最小
周波数を検出し、当該検出された最小周波数の誤差を無
くすことにより、常に当該ＡＦＣに係わる制御データの
更新、つまり前記ＶＣＯから発する発振周波数の制御を
行うことができ、しかも良好な受信データを得ることが
できる。

【００３５】また、上記第２の目的を達成するために第
５の発明におけるＯＦＤＭ受信機は、第４の発明におけ
るＯＦＤＭ受信機の構成に加えて、前記最小周波数検出
手段にて最小周波数が検出されたか否かを判別する最小
周波数検出判別手段と、前記ＯＦＤＭ復調信号の位相誤
差を検出する位相誤差検出手段とを有し、前記制御手段
は、前記最小周波数検出判別手段から最小周波数検出不
可を受けると、前記位相誤差検出手段にて検出された位
相誤差に基づいて前記発振周波数を制御することを特徴
とする。

【００３６】尚、前記位相誤差検出手段は、例えば従来
から採用されているコスタスループ方式にて実現される
ものである。

【００３７】従って、第５の発明におけるＯＦＤＭ受信
機によれば、上記第４の発明におけるＯＦＤＭ受信機の
効果に加えて、コスタスループ方式を併用することによ
り、最小周波数検出手段が最小周波数を検出できなかっ
た場合にはコスタスループ方式にて検出された位相誤差
に基づいて発振周波数を制御するようにしたので、常に
ＡＦＣの周波数制御に係わる収束時間を迅速にし、かつ
収束精度を良好にすることができる。

【００３８】また、上記第１の目的を達成するために第
６の発明におけるＯＦＤＭ受信機は、到来するＯＦＤＭ
変調信号を受信する受信手段と、当該受信されたＯＦＤ
Ｍ変調信号を発振周波数に基づいてＯＦＤＭ復調信号に
復調する復調手段と、当該復調されたＯＦＤＭ復調信号
を復号化して復号化データを得て、当該復号化データを
出力する復号化データ出力部とを有するＯＦＤＭ受信機
であって、前記復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信
号のスペクトラム列内から最大周波数を検出する最大周
波数検出手段と、ＯＦＤＭ復調信号における所定最大周
波数を記憶した記憶手段と、前記最大周波数検出手段に
て検出された最大周波数と前記記憶手段に記憶された所
定最大周波数とを比較し、この比較結果に基づいて前記
発振周波数を制御する制御手段とを有することを特徴と
する。

【００３９】尚、上記第１の発明におけるＯＦＤＭ受信
機においては、ＯＦＤＭ復調信号のスペクトラム列内か
らレベル減衰点を利用して発振周波数を制御するように
したが、この第６の発明におけるＯＦＤＭ受信機におい
てはスペクトラム列内の最大周波数を利用することによ
り、発振周波数を制御するようにしたものである。

【００４０】また、前記最大周波数検出手段は、前述し
たＤＳＰにて実現することができるものである。

【００４１】また、前記記憶手段に記憶された所定最大
周波数とは、ＯＦＤＭ復調信号の所定最大周波数に相当
するものである。

【００４２】また、前記比較結果とは、前記最大周波数
検出手段にて検出された最大周波数と、予め記憶された
所定最大周波数とを比較し、これら周波数同士間のズレ
量に相当するものである。

【００４３】従って、第６の発明におけるＯＦＤＭ受信
機によれば、復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号
のスペクトラム列から最大周波数を最大周波数検出手段
にて検出し、当該検出された最大周波数と記憶手段に記
憶された所定最大周波数とを比較し、当該比較結果に基
づいて、前記復調手段においてＯＦＤＭ変調信号を復調
する際に要する発振周波数を制御するようにした、つま
りＯＦＤＭ信号中の最大周波数を利用することにより、
このＯＦＤＭ信号におけるフレーム単位ではなく、例え
ばフレーム単位中の伝送シンボル単位で検出される最大
周波数を検出し、当該検出された最大周波数の誤差を無
くすことにより、常に当該ＡＦＣに係わる制御データの
更新、つまり前記ＶＣＯから発する発振周波数の制御を
行うことができ、しかも良好な受信データを得ることが
できる。

【００４４】また、上記第２の目的を達成するために第
７の発明におけるＯＦＤＭ受信機は、第６の発明におけ
るＯＦＤＭ受信機の構成に加えて、前記最大周波数検出
手段にて最大周波数が検出されたか否かを判別する最大
周波数検出判別手段と、前記ＯＦＤＭ復調信号の位相誤
差を検出する位相誤差検出手段とを有し、前記制御手段
は、前記最大周波数検出判別手段から最大周波数検出不
可を受けると、前記位相誤差検出手段にて検出された位
相誤差に基づいて前記発振周波数を制御することを特徴
とする。

【００４５】尚、前記位相誤差検出手段は、例えば従来
から採用されているコスタスループ方式にて実現される
ものである。

【００４６】従って、第７の発明におけるＯＦＤＭ受信
機によれば、上記第６の発明におけるＯＦＤＭ受信機の
効果に加えて、コスタスループ方式を併用することによ
り、最大周波数検出手段が最大周波数を検出できなかっ
た場合にはコスタスループ方式にて検出された位相誤差
に基づいて発振周波数を制御するようにしたので、常に
ＡＦＣの周波数制御に係わる収束時間を迅速にし、かつ
収束精度を良好にすることができる。

【００４７】また、上記第１の目的を達成するために第
８の発明におけるＯＦＤＭ受信機は、到来するＯＦＤＭ
変調信号を受信する受信手段と、当該受信されたＯＦＤ
Ｍ変調信号を発振周波数に基づいてＯＦＤＭ復調信号に
復調する復調手段と、当該復調されたＯＦＤＭ復調信号
を復号化して復号化データを得て、当該復号化データを
出力する復号化データ出力部とを有するＯＦＤＭ受信機
であって、前記復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信
号のスペクトラム列から最小周波数及び最大周波数を検
出する信号端部検出手段と、ＯＦＤＭ復調信号における
所定最小周波数及び所定最大周波数を記憶した記憶手段
と、前記信号端部検出手段にて検出された最小周波数と
前記記憶手段に記憶された所定最小周波数とを比較する
第１比較手段と、前記信号端部検出手段にて検出された
最大周波数と前記記憶手段に記憶された所定最大周波数
とを比較する第２比較手段と、前記第１比較手段及び第
２比較手段による比較結果に基づいて前記発振周波数を
制御する制御手段とを有することを特徴とする。

【００４８】尚、第８の発明におけるＯＦＤＭ受信機
は、前記ＯＦＤＭ復調信号のスペクトラム列内の最小周
波数及び最大周波数を利用することにより、発振周波数
を制御するようにしたものである。

【００４９】また、前記信号端部検出手段、第１比較手
段及び第２比較手段は、ＤＳＰにて実現されるものであ
る。

【００５０】また、前記記憶手段に記憶された所定最大
周波数及び所定最小周波数とは、ＯＦＤＭ復調信号の所
定最大周波数及び所定最小周波数に相当するものであ
る。

【００５１】また、前記比較結果とは、前記信号端部検
出手段にて検出された最大周波数及び最小周波数と、予
め記憶された所定最大周波数及び所定最小周波数とを比
較し、これら最大周波数同士間及び最小周波数同士間の
ズレ量に相当するものである。

【００５２】従って、第８の発明におけるＯＦＤＭ受信
機によれば、復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号
のスペクトラム列から最大周波数及び最小周波数を信号
端部検出手段にて検出し、この最小周波数と前記記憶手
段に記憶された所定最小周波数とを前記第１比較手段に
て比較すると共に、前記最大周波数と前記記憶手段に記
憶された所定最大周波数とを第２比較手段にて比較し、
これら比較結果に基づいて、前記復調手段にてＯＦＤＭ
変調信号を復調する際に要する発振周波数を制御するよ
うにした、つまり、ＯＦＤＭ信号中の最大周波数及び最
小周波数を利用することにより、このＯＦＤＭ信号にお
けるフレーム単位ではなく、例えばフレーム単位中の伝
送シンボル単位で検出される最大周波数及び最小周波数
を検出し、当該検出された最大周波数及び最小周波数の
それぞれの誤差を無くすことにより、常に当該ＡＦＣに
係わる制御データの更新、つまり前記ＶＣＯから発する
発振周波数の制御を確実に実行することができ、しかも
より良好な受信データを確実に得ることができる。

【００５３】また、上記第２の目的を達成するために第
９の発明におけるＯＦＤＭ受信機は、上記第８の発明に
おけるＯＦＤＭ受信機の構成に加えて、前記信号端部検
出手段にて最大周波数及び最小周波数が検出されたか否
かを判別する信号端部検出判別手段と、前記ＯＦＤＭ復
調信号の位相誤差を検出する位相誤差検出手段とを有
し、前記制御手段は、前記信号端部検出判別手段から検
出不可を受けると、前記位相誤差検出手段にて検出され
た位相誤差に基づいて前記発振周波数を制御することを
特徴とする。

【００５４】尚、前記位相誤差検出手段は、例えば従来
から採用されているコスタスループ方式にて実現される
ものである。

【００５５】従って、第９の発明におけるＯＦＤＭ受信
機によれば、上記第８の発明におけるＯＦＤＭ受信機の
効果に加えて、コスタスループ方式を併用することによ
り、信号端部検出手段が最大周波数及び最小周波数を検
出できなかった場合にはコスタスループ方式にて検出さ
れた位相誤差に基づいて発振周波数を制御するようにし
たので、常にＡＦＣの周波数制御に係わる収束時間を迅
速にし、かつ収束精度を良好にすることができる。

【００５６】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明のＯ
ＦＤＭ受信機を適用したＤＡＢ受信機における実施の形
態について説明する。図１は本発明のＯＦＤＭ受信機を
適用したＤＡＢ受信機内部の概略構成を示すブロック図
である。

【００５７】図１に示すＤＡＢ受信機は、図示せぬが、
放送局から到来するＤＡＢ変調信号を受信して中間周波
数に変換し、当該変換されたＤＡＢ変調信号に後述する
ＶＣＯから得られる発振周波数信号を乗算して実数部信
号Ｑ（Ｒｅａｌ）を出力する第１乗算器１１ａと、当該
第１乗算器１１ａからの実数部信号から不要な高周波成
分を除去するローパス処理を施す第１ＬＰＦ１２ａと、
当該ローパス処理を施された実数部信号をデジタル信号
に変換する第１Ａ／Ｄコンバータ１３ａと、前記変換さ
れたＤＡＢ変調信号に、後述する９０度遅相させた前記
発振周波数を乗算して虚数部信号Ｉ（Ｉｍａｇｅ）を出
力する第２乗算器１１ｂと、当該第２乗算器１１ｂから
の虚数部信号にローパス処理を施す第２ＬＰＦ１２ｂ
と、当該ローパス処理を施された虚数部信号をデジタル
信号に変換する第２Ａ／Ｄコンバータ１２ｃと、前記第
１及び第２Ａ／Ｄコンバータ１３ａ，１３ｂにてデジタ
ル信号に変換された時系列の実数部信号及び虚数部信号
を周波数系列の実数部信号及び虚数部信号に変換するＦ
ＦＴ処理を施してＤＡＢ復調信号を出力するＦＦＴ処理
部１４と、当該ＤＡＢ復調信号を復号化して音声データ
を得て、図示せぬスピーカより音声出力する音声データ
復号化器１５とを有している。

【００５８】また、当該ＤＡＢ受信機１０は、前記ＦＦ
Ｔ処理部１４からのＤＡＢ復調信号を一時記憶するメモ
リ部１６と、当該メモリ部１６に記憶されたＤＡＢ復調
信号に基づいて後述する発振周波数制御処理を施すＤＳ
Ｐ１７と、当該ＤＳＰ１７にて得られた制御電圧データ
をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ１８と、当
該制御電圧データに相当するアナログ信号に基づいて前
記発振周波数を発振するＶＣＯ１９と、当該ＶＣＯ１９
にて発振された発振周波数を９０度遅相させる９０度位
相器２０とを有している。

【００５９】では、次に本発明の主眼であるＤＳＰ１７
内部の構成について説明する。図２は当該ＤＳＰ１７内
部の概略構成を示すブロック図である。

【００６０】図２においてＤＳＰ１７は、前記メモリ部
１６に一時記憶された周波数系列の実数部信号Ｑ（ｋ）
を累乗する第１累乗器１７ａと、前記メモリ部１６に一
時記憶された周波数系列の虚数部信号Ｉ（ｋ）を累乗す
る第２累乗器１７ｂと、これら第１及び第２累乗器１７
ａ，１７ｂの出力信号同士を加算する加算器１７ｃと、
当該加算器１７ｃにて加算された加算信号を１／２累乗
するＳＱＲＴ１７ｄと、当該ＳＱＲＴ１７ｄの出力信号
からレベル減衰点を検出するディップポイント検出部１
７ｅとを有している。

【００６１】また、当該ＤＳＰ１７内部には、図示せぬ
内部メモリを有しており、当該ＤＡＢ信号の規格上にお
いて所定のレベル減衰点に対応する所定中心周波数のキ
ャリア番号及びそのスペクトラム値から成る比較値と、
各キャリア番号に対応した前記ＶＣＯ１９の発振周波数
を制御する制御電圧データと、当該処理プログラム等と
を記憶している。

【００６２】また、当該キャリア番号とは、当該ＤＡＢ
信号の２５６ｋＨｚ〜１７９２ｋＨｚ中の１５３６本の
キャリアにそれぞれ付したサンプル番号に相当するもの
であり、例えば２５６ｋＨｚはキャリア番号が２５６で
あり、１７９２ｋＨｚはキャリア番号１７９２、中心周
波数である１０２４ｋＨｚはキャリア番号１０２４に相
当するものである。

【００６３】では、次に当該ＤＡＢ受信機１０の動作を
図２乃至図４に基づいて説明する。図４は当該発振周波
数制御処理におけるＤＳＰ１７の処理動作を示すフロー
チャートである。

【００６４】図４において発振周波数制御処理とは、Ｆ
ＦＴ処理部１４からの周波数系列のＤＡＢ復調信号から
レベル減衰点（ディップポイント；ＤＩＰ）を検出し、
当該検出されたレベル減衰点に対応する周波数、例えば
中心周波数と予め記憶された規格上の所定中心周波数と
を比較し、この比較結果であるズレ量に基づいて、この
ズレ量を補正するように前記ＶＣＯ１９の発振周波数を
制御するようにしたものである。

【００６５】当該ＦＦＴ処理部１４からの出力結果であ
る周波数系列のＤＡＢ復調信号を以下のようにする。

【００６６】虚数部信号に相当するＩ成分をＩ(256) ，Ｉ(257) ，…Ｉ(1792) 実数部信号に相当するＱ成分をＱ(256) ，Ｑ(257) ，…Ｑ(1792) 尚、Ｉ成分及びＱ成分の傍らに付した（）内の数値はキ
ャリア番号ｋに相当するものである。

【００６７】これらの各スペクトラム（Ｓｐｅｃｔ(k)
）を以下のように計算すると、Ｓｐｅｃｔ(k) ＝（｛Ｉ(k) ｝²＋｛Ｑ(k) ｝²）^1/2 Ｓｐｅｃｔ(256) ＝（｛Ｉ(256) ｝²＋｛Ｑ(256) ｝²）^1/2 Ｓｐｅｃｔ(257) ＝（｛Ｉ(257) ｝²＋｛Ｑ(257) ｝²）^1/2 ：：Ｓｐｅｃｔ(1792)＝（｛Ｉ(1792)｝²＋｛Ｑ(1792)｝²）^1/2 つまり、図２においてＤＳＰ１７は、例えばＦＦＴ処理
部１４から虚数部信号Ｉ(1022)及び実数部信号Ｑ(1022)
を供給する。当該ＤＳＰ１７内部の第１累乗器１７ａは
実数部信号Ｑ(1022)を累乗し、当該実数部信号｛Ｑ(102
2)｝²を加算器１７ｃの一方の入力に供給する。

【００６８】また、第２累乗器１７ｂは虚数部信号Ｉ(1
022)を累乗し、当該虚数部信号｛Ｉ(1022)｝²を加算器
１７ｃの他方の入力に供給する。当該加算器１７ｃは、
前記虚数部信号及び実数部信号を加算し、加算信号とし
て｛Ｉ(1022)｝²＋｛Ｑ(1022)｝²をＳＱＲＴ１７ｄに
供給する。当該ＳＱＲＴ１７ｄは、当該加算信号｛Ｉ(1
022)｝²＋｛Ｑ(1022)｝²を１／２乗し、スペクトラム
信号（｛Ｉ(1022)｝²＋｛Ｑ(1022)｝²）^1/2を生成
し、当該スペクトラム信号をディップポイント検出部１
７ｅに供給する。

【００６９】当該ディップポイント検出部１７ｅにおい
ては、当該スペクトラム信号（｛Ｉ(1022)｝²＋｛Ｑ(1
022)｝²）^1/2に基づいてレベル減衰点に対応する周波
数を検出し、当該検出された周波数と予め記憶された規
格上の所定周波数とを比較し、当該検出された周波数が
所定周波数からどれぐらいズレているかを算出し、当該
ズレを補正した制御電圧データをＤ／Ａコンバータ１８
を介して前記ＶＣＯ１９に供給するようにしたものであ
る。尚、ＤＳＰ１７内部においては、規格上の所定周波
数に対応するスペクトラム信号（スペクトラム値）が比
較値として記憶されているものである。また、ＤＳＰ１
７内部においては、各ズレ量に対応した制御電圧データ
が記憶されているものとする。

【００７０】このようなＤＳＰ１７内における各信号の
流れを踏まえて図４に示す当該発振周波数制御処理につ
いて説明する。

【００７１】図４においてＤＳＰ１７は、当該ＤＳＰ１
７を初期設定し（ステップＳ１１）、当該ＶＣＯ１９及
びＤ／Ａコンバータ１８を初期設定し（ステップＳ１
２）、前記ＦＦＴ処理部１４からの周波数系列の実数部
信号及び虚数部信号の取り込み許可がＯＫか否かを判定
する（ステップＳ１３）。

【００７２】当該取込許可がＯＫであれば、前記ＦＦＴ
処理部１４からの実数部信号及び虚数部信号を前記メモ
リ１６を介して取り込み（ステップＳ１４）、当該取り
込まれた実数部信号を前記第１累乗器１７ａを介して累
乗し（ステップＳ１５）、ステップＳ１４にて取り込ま
れた虚数部信号を前記第２累乗器１７ｂを介して累乗し
（ステップＳ１６）、所定中心周波数周辺のキャリア番
号である１０００〜１０５０についてスペクトラム演算
を実行し、これら各キャリア番号のスペクトラム値を算
出する（ステップＳ１７）。尚、当該ＤＳＰ１７内部の
第１及び第２累乗器１７ａ，１７ｂ、加算器１７ｃ、Ｓ
ＱＲＴ１７ｄにてスペクトラム演算を実現するものであ
る。

【００７３】次にレベル減衰点検出の初期設定として設
定キャリア番号を１０００に設定し（ステップＳ１
８）、現在の設定キャリア番号が１０５０以下であるか
否かを判定する（ステップＳ１９）。

【００７４】現在の設定キャリア番号が１０５０以下で
あれば、ステップＳ１７にて算出されたスペクトラム値
から、この設定キャリア番号に対応するスペクトラム値
を検出し（ステップＳ２０）、この設定キャリア番号に
対応するスペクトラム値が比較値よりも低いか否かを判
定する（ステップＳ２１）。尚、通常、キャリア番号１
０００〜１０５０のスペクトラム値が比較値よりも低く
なるのはレベル減衰点である周波数を検出したときであ
る。

【００７５】しかしながら、ステップＳ２１にて設定キ
ャリア番号に対応するスペクトラム値が比較値よりも低
いのであれば、レベル減衰点を検出したとして、このレ
ベル減衰点に対応するキャリア番号と、予め記憶された
所定中心周波数に対応するキャリア番号とを比較し、こ
れらキャリア番号間のズレ量に基づいて制御電圧データ
をＤ／Ａコンバータ１８に供給し（ステップＳ２２）、
ステップＳ１３に移行する。尚、ＤＳＰ１７内部のテー
ブルには、各キャリア番号に対応して制御電圧データ等
が記憶されている。

【００７６】また、ステップＳ２１にて設定キャリア番
号に対応するスペクトラム値が比較値よりも低いのでな
ければ、この設定キャリア番号（ｋ）に＋１インクリメ
ントして設定し（ステップＳ２３）、ステップＳ１９に
移行する。つまり、ステップＳ２３にてキャリア番号を
インクリメントするのは、キャリア番号１０００〜１０
５０までの間でレベル減衰点を検索するための動作に相
当するものである。

【００７７】図３（ｂ）に示すようにステップＳ２１に
て設定キャリア番号１０２２のスペクトラム値が比較値
よりも低いと判断されると、予め記憶された所定中心周
波数に対応するキャリア番号は１０２４に相当するの
で、ＤＡＢモードでは各サンプル間隔が１ｋＨｚである
ことから、キャリア二本分のズレ、つまり２ｋＨｚの誤
差が生じていることになり、これら２ｋＨｚ分の誤差を
調整するために制御電圧データを検索し、この制御電圧
データを前記Ｄ／Ａコンバータ１８に供給することによ
り、最終的に図３（ａ）に示すように正常なベースバン
ド構造になる。

【００７８】従って、当該ＤＡＢ受信機１０によれば、
前記ＦＦＴ処理部１４にて周波数系列の実数部信号及び
虚数部信号からなるＤＡＢ復調信号のスペクトラム列か
らレベル減衰点近傍のキャリア番号１０００から１０５
０までのスペクトラム値を算出し、この算出結果である
各キャリア番号のスペクトラム値とあらかじめ記憶され
た規格上の所定中心周波数に対応するスペクトラム値で
ある比較値とを順次比較し、この比較結果に基づいて現
在のレベル減衰点である現在中心周波数を検出し、この
現在中心周波数に対応したキャリア番号と所定中心周波
数のキャリア番号とを比較して、これらキャリア番号が
どれくらいズレているかを算出し、このズレを補正した
制御電圧データをＤ／Ａコンバータ１８を介してＶＣＯ
１９に供給するようにした、つまり、当該ＤＡＢ信号中
の中心周波数を利用することにより、当該ＤＡＢ信号に
おけるフレーム単位ではなく、例えばフレーム単位中の
伝送シンボル単位で検出される中心周波数を検出し、当
該検出された中心周波数の誤差を無くすことにより、常
に当該ＡＦＣに係わる制御データの更新、つまり前記Ｖ
ＣＯ１９から発する発振周波数の制御を行うことがで
き、しかも良好な受信データを得ることができる。

【００７９】また、上記ＤＡＢ受信機１０においては、
ＤＡＢ復調信号のスペクトラム列からレベル減衰点に対
応する中心周波数を検出し、この検出された中心周波数
を利用することにより、前記ＶＣＯの発振周波数を制御
するようにしたが、中心周波数だけでなく、他の周波
数、例えば最大周波数や最小周波数等においても可能で
ある。

【００８０】では、このようなＤＡＢ受信機における実
施の形態について説明する。尚、図１及び図２に示すＤ
ＡＢ受信機１０と重複するものには同一符号を付すと共
に、その構成及び動作の説明については省略する。図５
乃至図７は発振周波数制御処理におけるＤＳＰ１７の処
理動作を示すフローチャートである。

【００８１】このように図５乃至図７に示すＤＡＢ受信
機の発振周波数制御処理とは、ＤＳＰ１７においてＤＡ
Ｂ復調信号のスペクトラム列から最大周波数及び最小周
波数を検出し、この検出された最大周波数及び最小周波
数と、予め記憶された規格上の所定最大周波数及び所定
最小周波数とを比較し、これら各ズレ量に基づいて前記
ＶＣＯ１９の発振周波数を制御するようにしたものであ
る。尚、前記所定最大周波数及び所定最小周波数に対応
するキャリア番号は、図示せぬＤＳＰ１７内部のメモリ
に記憶されているものである。

【００８２】図５においてＤＳＰ１７は、このＤＳＰ１
７自体の初期設定を実行し（ステップＳ３１）、前記Ｖ
ＣＯ１９及びＤ／Ａコンバータ１８を初期設定し（ステ
ップＳ３２）、前記ＦＦＴ処理部１４から周波数系列の
実数部信号及び虚数部信号の取り込み許可がＯＫか否か
を判定する（ステップＳ３３）。

【００８３】この取り込み許可がＯＫであれば、前記Ｆ
ＦＴ処理部１４からの実数部信号及び虚数部信号を前記
メモリ１６を介して取り込み（ステップＳ３４）、当該
取り込まれた実数部信号を前記第１累乗器１７ａを介し
て累乗し（ステップＳ３５）、ステップＳ３４にて取り
込まれた虚数部信号を前記第２累乗器１７ｂを介して累
乗し（ステップＳ３６）、所定最小周波数周辺のキャリ
ア番号である２４８〜２５５までの各キャリア番号につ
きスペクトラム演算を実行して、各キャリア番号に対応
するスペクトラム値を算出し（ステップＳ３７）、最小
周波数に係わるディップポイント検出初期設定によりキ
ャリア番号ｋを２５５に設定し（ステップＳ３８）、図
６に示すＭ１に移行する。

【００８４】尚、図５に示すステップＳ３７及び３８、
図６に示すステップＳ４１〜４６，４８及び４９の処理
は、現在のＤＡＢ復調信号中の最小周波数周辺のキャリ
ア番号２４８〜２５５から最小周波数のキャリア番号を
検出し、この検出された最小周波数のキャリア番号と規
格上の所定最小周波数のキャリア番号とを比較し、この
比較結果に基づいてズレ量を補正しようとするものであ
る。

【００８５】図６に示すＭ１において現在設定中のキャ
リア番号ｋが２４８以上か否かを判定する（ステップＳ
４１）。

【００８６】現在の設定キャリア番号が２４８以上であ
れば、現在の設定キャリア番号のスペクトラム値と比較
値とを比較し、このスペクトラム値が比較値よりも大き
いか否かを判定する（ステップＳ４２）。

【００８７】このスペクトラム値が比較値よりも大きい
のであれば、このスペクトラム値のキャリア番号ｋを−
１デクリメントして設定し（ステップＳ４３）、この設
定キャリア番号のスペクトラム値と、この設定キャリア
番号に対応するフォーマット上の比較値とを比較し、こ
のスペクトラム値が比較値よりも小さいか否かを判定す
る（ステップＳ４４）。

【００８８】このスペクトラム値が比較値よりも小さい
のであれば、このスペクトラム値の設定キャリア番号ｋ
を＋１インクリメントして設定し（ステップＳ４５）、
この設定された設定キャリア番号を最小周波数のキャリ
ア番号とし、このキャリア番号と予め記憶された規格上
の所定最小周波数のキャリア番号とのズレ量に対応した
制御電圧データを前記Ｄ／Ａコンバータ１８に供給し
（ステップＳ４６）、図７に示すＭ４に移行する。

【００８９】また、ステップＳ４２にて現在の設定キャ
リア番号のスペクトラム値が比較値よりも大きいのでな
ければ、現在の設定キャリア番号ｋを−１デクリメント
して設定し（ステップＳ４８）、ステップＳ４１に移行
する。

【００９０】また、ステップＳ４４にて現在の設定キャ
リア番号のスペクトラム値が比較値よりも小さいのでな
ければ、現在の設定キャリア番号ｋを＋１インクリメン
トして設定し（ステップＳ４９）、ステップＳ４８に移
行する。

【００９１】また、ステップＳ４１にて現在の設定キャ
リア番号が２４８以上でなければ、図７に示すＭ３に移
行する。

【００９２】また、図７に示す処理は、現在のＤＡＢ復
調信号中の最大周波数周辺のキャリア番号１７９３〜１
８００から最大周波数のキャリア番号を検出し、この検
出された最大周波数のキャリア番号と規格上の所定最大
周波数のキャリア番号とを比較し、この比較結果に基づ
いてズレ量を補正しようとものである。

【００９３】図７に示すＭ３においては、所定最大周波
数周辺のキャリア番号１７９３〜１８００につきスペク
トラム演算を実行し、各キャリア番号のスペクトラム値
を算出し（ステップＳ５１）、最大周波数に係わるディ
ップポイント検出初期設定によりキャリア番号ｋを１７
９３に設定し（ステップＳ５２）、現在の設定キャリア
番号が１８００以下であるか否かを判定する（ステップ
Ｓ５３）。

【００９４】現在の設定キャリア番号が１８００以下で
あれば、現在の設定キャリア番号のスペクトラム値と比
較値とを比較し、このスペクトラム値が比較値よりも大
きいか否かを判定する（ステップＳ５４）。

【００９５】このスペクトラム値が比較値よりも大きい
のであれば、このスペクトラム値の設定キャリア番号ｋ
を＋１インクリメントして設定し（ステップＳ５５）、
この設定キャリア番号のスペクトラム値が比較値よりも
小さいか否かを判定する（ステップＳ５６）。

【００９６】この設定キャリア番号のスペクトラム値が
比較値よりも小さいのであれば、この設定キャリア番号
ｋを−１デクリメントして設定し（ステップＳ５７）、
この設定キャリア番号を最大周波数のキャリア番号と
し、このキャリア番号と規格上の所定最大周波数のキャ
リア番号とを比較し、このズレ量に対応した制御電圧デ
ータをＤ／Ａコンバータ１８に供給し（ステップＳ５
８）、この設定キャリア番号をテーブル内に更新し（ス
テップＳ６１）、図５に示すＭ２に移行する。

【００９７】また、ステップＳ５４にてスペクトラム値
が比較値よりも大きいのでなければ、このスペクトラム
値の設定キャリア番号ｋを＋１インクリメントして設定
し（ステップＳ５９）、ステップＳ５３に移行する。

【００９８】また、ステップＳ５６にてスペクトラム値
が比較値よりも小さいのでなければ、このスペクトラム
値の設定キャリア番号ｋを−１デクリメントして設定し
（ステップＳ６０）、ステップＳ５９に移行する。

【００９９】また、ステップＳ５３にて現在の設定キャ
リア番号が１８００以下でなければ、図５に示すＭ２に
移行する。尚、図５乃至図７に示す発振周波数制御処理
におけるスペクトラム列の端部検出（最大周波数及び最
小周波数検出）においては、まず最初に最小周波数の検
出（キャリア番号２４８〜２５５）を実行し、この処理
において最小周波数側の端部が検出されない場合には最
大周波数の検出（キャリア番号１７９３〜１８００）を
実行するものである。

【０１００】例えば図８（ｂ）に示すようにＤＡＢ復調
信号のスペクトル列にて検出された最小周波数のキャリ
ア番号が２５４の場合には、図６に示すステップＳ４４
にてキャリア番号２５３のスペクトラム値が比較値より
も大きいと判断されるので、ステップＳ４５にてキャリ
ア番号２５４が最小周波数であると判別される。

【０１０１】そして、このキャリア番号２５４とフォー
マット上の所定最小周波数に対応するキャリア番号２５
６とを比較し、その番号において２個、つまり２ｋＨｚ
のズレ量があると判断され、このズレ量を補正する制御
電圧データをＤ／Ａコンバータ１８に供給することによ
り、図８（ａ）に示すような正常なベースバンド構造に
することができる。

【０１０２】また、最大周波数についても同様であり、
図８（ｃ）に示すようにＤＡＢ復調信号のスペクトラム
列にて検出された最大周波数のキャリア番号が１７９４
の場合には、図７に示すステップＳ５６にてキャリア番
号１７９５のスペクトラム値が比較値よりも小さいと判
断されるので、この判断処理によりステップＳ５７にて
キャリア番号１７９４が最大周波数であると判別され
る。

【０１０３】そして、このキャリア番号１７９４とフォ
ーマット上の所定最大周波数に対応するキャリア番号と
を比較し、その番号において２個、つまり２ｋＨｚのズ
レ量があると判断され、このズレ量を補正する制御電圧
データをＤ／Ａコンバータ１８に供給することにより、
図８（ａ）に示すような正常なベースバンド構造にする
ことができる。

【０１０４】従って、図５乃至図７に示すような発振周
波数制御処理を行うＤＡＢ受信機１０によれば、前記Ｆ
ＦＴ処理部１４にて周波数系列の実数部信号及び虚数部
信号からなるＤＡＢ復調信号のスペクトラム列から最小
周波数及び最大周波数のキャリア番号のスペクトラム値
を算出し、この算出結果である各キャリア番号のスペク
トラム値と比較値とを順次比較し、この比較結果に基づ
いて最小周波数及び最大周波数の各キャリア番号を検出
し、この最小周波数のキャリア番号と所定最小周波数の
キャリア番号、及び最大周波数のキャリア番号と所定最
大周波数のキャリア番号とを順次比較し、最小周波数及
び最大周波数のそれぞれについてズレ量を算出し、この
ズレ量に基づいて制御電圧データをＤ／Ａコンバータ１
８及びＶＣＯ１９に供給するようにした、つまり、ＤＡ
Ｂ信号中の最小周波数及び最大周波数を利用することに
より、このＤＡＢ信号におけるフレーム単位ではなく、
例えばフレーム単位中の伝送シンボル単位で検出される
最大周波数及び最小周波数を検出し、これら検出された
最大周波数及び最小周波数の誤差を無くすことにより、
常にＡＦＣに係わる制御データの更新、つまり前記ＶＣ
Ｏ１９から発する発振周波数の制御を行うことができ、
しかも良好な受信データを得ることができる。

【０１０５】尚、上記実施の形態においては、最大周波
数検出に要するスペクトラム演算対象のキャリア番号の
範囲を１７９３〜１８００とし、最小周波数検出に要す
るスペクトラム演算対象のキャリア番号の範囲を２４８
〜２５５としたが、この数値の限りでないこと言うまで
もない。

【０１０６】また、図４乃至図７に示す発振周波数制御
処理を簡単に説明すれば、例えば最大周波数検出に要す
るスペクトラム演算対象のキャリア番号の範囲を１７９
３〜１８００とした場合、最初のキャリア番号１７９３
が比較値よりも大きいと比較結果フラグを“１”、次に
キャリア番号１７９４が比較値よりも大きいと比較結果
フラグを“１”、さらに次のキャリア番号１７９５が比
較値よりも小さいと比較結果フラグを“０”となり、Ｄ
ＳＰ１７側においては“１→１→０”と言った比較結果
フラグの遷移パターンを得る。

【０１０７】ＤＳＰ１７は、この遷移パターンに基づい
て“０”の比較結果フラグから一つ手前のキャリア番
号、つまり１７９４を最大周波数として判別し、このキ
ャリア番号１７９４と所定最大周波数のキャリア番号１
７９２とを比較し、１７９４−１７９２＝２から２個の
ズレ、すなわち２ｋＨｚのズレを算出することができ
る。

【０１０８】また、このような遷移パターンを得られた
か否かを判別することにより、所定周波数を検出できた
か否かも判別することができるようにしたので、確実に
誤検出を防止することができる。

【０１０９】また、このようなＤＡＢ受信機において
は、ＤＡＢ復調信号のスペクトラム列から中心周波数、
最大周波数又は最小周波数を検出することにより、この
検出された周波数とフォーマット上の各所定周波数（中
心周波数、最大周波数及び最小周波数）とを比較し、こ
の比較結果に基づいてズレ量を算出するようにしたが、
中心周波数、最大周波数又は最小周波数を検出できなか
った場合にはズレ量を検出することができず、このズレ
を結果的に補正することができない。

【０１１０】そこで、このように中心周波数、最大周波
数や最小周波数を検出できなかった場合には、前述した
コスタスループ方式を用いてＤＡＢ信号の位相誤差を解
消しようとするものである。

【０１１１】このようなＤＡＢ受信機は、ＤＳＰ１７の
内部構成を次のようにすれば実現することができる。図
９は他の実施形態を示すＤＡＢ受信機内部におけるＤＳ
Ｐ１７の内部構成を示すブロック図である。尚、図２に
示す構成と重複するものには、同一符号を付すと共に、
その構成及び動作の説明については省略する。

【０１１２】図９においてＤＳＰ１７は、大まかにディ
ップポイントブロック３０と、コスタスループブロック
４０と、これらディップポイントブロック３０及びコス
タスループブロック４０を切換選択する切換ＳＷ５０と
を有し、このディップポイントブロック３０にて検出す
べき所定周波数が検出できなかった場合にはコスタスル
ープブロック４０にて得られた位相誤差に基づいてＤＡ
Ｂ復調信号のズレ量を補正しようとするものである。

【０１１３】前記ディップポイントブロック３０として
は、メモリ１６、第１及び第２累乗器１７ａ，１７ｂ、
加算器１７ｃ，ＳＱＲＴ１７ｄ及びディップポイント検
出部１７ｅを有している。

【０１１４】前記コスタスループブロック４０として
は、前記ＦＦＴ処理部１４からのＤＡＢ復調信号の実数
部信号及び虚数部信号同士を各キャリア番号毎に乗算す
る第１乗算器４１と、前記第２累乗器１７ｂの出力信号
から第１累乗器１７ａの出力信号を各キャリア番号毎に
減算する減算器４２と、この減算器４２の出力信号と前
記第１乗算器４１の出力信号とを各キャリア番号毎に乗
算する第２乗算器４３と、この第２乗算器４３の出力信
号を全キャリア番号分まで順次加算するΣ回路４４と、
このΣ回路４４の出力信号を平均化し、この平均値に基
づいて前記制御電圧データを出力するＫ回路４５とを有
している。

【０１１５】尚、前記Σ回路４４にて全キャリア番号分
の出力信号を順次加算するようにしたのは、ＤＡＢ信号
がマルチキャリア方式を採用しているからである。

【０１１６】一般的にＤＡＢ変調信号はｄｋ＝ａｋ＋ｊ
ｂｋ（ａｋ＝Ｉ１，ｂｋ＝Ｉ１，ｋはキャリア番号）で
あり、このＤＡＢ変調信号を前記ＦＦＴ処理部１４にて
復調すると、（数２）に示すようにＤＡＢ復調信号を得
ることができる。

【０１１７】

【数２】このＤＡＢ復調信号を実数部信号成分Ｑ及び虚数部信号
成分Ｉに分けると、（数３）に示すようになる。

【０１１８】

【数３】前記コスタスループブロック４０の減算器４２は、前記
第１累乗器１７ａからの実数部信号｛Ｑ（ｋ）｝²と、
前記第２累乗器１７ｂから虚数部信号｛Ｉ（ｋ）｝²を
入力し、この虚数部信号｛Ｉ（ｋ）｝²から実数部信号
｛Ｑ（ｋ）｝²を減算することにより、（数４）に示す
ような出力信号Ｐｋを生成し、この出力信号Ｐｋを第２
乗算器４３の一方の入力に供給する。

【０１１９】

【数４】また、第１乗算器４１は、前記ＦＦＴ処理部１４からの
実数部信号Ｑ（ｋ）及び虚数部信号Ｉ（ｋ）を入力し、
これら実数部信号Ｑ（ｋ）及び虚数部信号Ｉ（ｋ）同士
を乗算することにより、（数５）に示すような出力信号
Ｒｋを生成し、この出力信号Ｒｋを第２乗算器４３の他
方の入力に供給する。

【０１２０】

【数５】第２乗算器４３は、夫々入力された各キャリア番号毎の
出力信号Ｐｋと出力信号Ｒｋとを乗算することにより、
（数６）に示すような出力信号Ｓｋを生成する。

【０１２１】

【数６】この出力信号Ｓｋは、ＤＡＢ変調信号の位相情報が取り
除かれて位相誤差の影響だけが抽出された成分信号であ
る。尚、例えば４φｋ≦３０ｄｅｇのような位相誤差が
小さい場合には、（数７）に示すような近似式を用いる
ことができ、この近似式を（数６）に代入すると、Ｓｋ
＝ｓｉｎ４φｋ＝φｋということになる。

【０１２２】

【数７】この第２乗算器４３は、このような演算を各キャリア番
号毎に実行して、各キャリア番号毎の出力信号ＳｋをΣ
回路４４に順次供給する。

【０１２３】このΣ回路４４は、各キャリア番号毎の出
力信号Ｓｋを順次供給し、これら出力信号Ｓｋ、つまり
各キャリア番号の位相誤差を全キャリア番号数分まで順
次加算し、（数８）に示すような加算信号ΣをＫ回路４
５に供給する。

【０１２４】

【数８】Ｋ回路４５は、この加算信号Σを全キャリア番号の数で
除算することにより、ＤＡＢ信号の位相誤差における平
均値を算出し、この算出された平均値に基づいて制御電
圧データを算出し、この制御電圧データを前記切換ＳＷ
５０及びＤ／Ａコンバータ１８を介してＶＣＯ１９に供
給する。

【０１２５】従って、このようなＤＡＢ受信機によれ
ば、前記ディップポイントブロック３０による検出と、
コスタスループブロック４０による検出を併用すること
により、このＤＡＢ受信機のＡＦＣの収束時間を迅速に
し、かつその収束精度を著しく良好にすることができ
る。

【０１２６】尚、ディップポイントブロック３０におい
ては、位相誤差が大きいときに迅速にラフな周波数制御
を行うことが可能であり、ＤＡＢモード１の場合には約
１ｋＨｚ程度に収束することができる。また、コスタス
ループブロック４０においては、ある程度の誤差を引き
込んでいるので、正確な周波数制御を迅速に行うことが
できる。

【０１２７】

【発明の効果】上記のように構成された第１の発明のＯ
ＦＤＭ受信機によれば、復調手段にて復調されたＯＦＤ
Ｍ復調信号のスペクトラム列からレベル減衰点に対応す
る周波数をレベル減衰点検出手段にて検出し、当該検出
されたレベル減衰点に対応する周波数と記憶手段に記憶
された所定周波数とを比較し、当該比較結果に基づい
て、前記復調手段においてＯＦＤＭ変調信号を復調する
際に要する発振周波数を制御するようにした、つまりＯ
ＦＤＭ信号中のレベル減衰点に相当する中心周波数を利
用することにより、このＯＦＤＭ信号におけるフレーム
単位ではなく、例えばフレーム単位中の伝送シンボル単
位で検出される中心周波数を検出し、当該検出された中
心周波数の誤差を無くすことにより、常に当該ＡＦＣに
係わる制御データの更新、つまり前記ＶＣＯから発する
発振周波数の制御を行うことができ、しかも良好な受信
データを得ることができる。

【０１２８】また、第２の発明におけるＯＦＤＭ受信機
によれば、上記第１の発明の効果に加え、より一層、確
実にレベル減衰点に相当する中心周波数を検出すること
ができる。

【０１２９】また、第３の発明におけるＯＦＤＭ受信機
によれば、上記第１又は第２の発明におけるＯＦＤＭ受
信機の効果に加えて、コスタスループ方式を併用するこ
とにより、レベル減衰点検出手段がレベル減衰点を検出
できなかった場合にはコスタスループ方式にて検出され
た位相誤差に基づいて発振周波数を制御するようにした
ので、常にＡＦＣの周波数制御に係わる収束時間を迅速
にし、かつ収束精度を良好にすることができる。

【０１３０】また、第４の発明におけるＯＦＤＭ受信機
によれば、復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号の
スペクトラム列から最小周波数を最小周波数検出手段に
て検出し、当該検出された最小周波数と記憶手段に記憶
された所定最小周波数とを比較し、当該比較結果に基づ
いて、前記復調手段においてＯＦＤＭ変調信号を復調す
る際に要する発振周波数を制御するようにした、つまり
ＯＦＤＭ信号中の最小周波数を利用することにより、こ
のＯＦＤＭ信号におけるフレーム単位ではなく、例えば
フレーム単位中の伝送シンボル単位で検出される最小周
波数を検出し、当該検出された最小周波数の誤差を無く
すことにより、常に当該ＡＦＣに係わる制御データの更
新、つまり前記ＶＣＯから発する発振周波数の制御を行
うことができ、しかも良好な受信データを得ることがで
きる。

【０１３１】また、第５の発明におけるＯＦＤＭ受信機
によれば、上記第４の発明におけるＯＦＤＭ受信機の効
果に加えて、コスタスループ方式を併用することによ
り、最小周波数検出手段が最小周波数を検出できなかっ
た場合にはコスタスループ方式にて検出された位相誤差
に基づいて発振周波数を制御するようにしたので、常に
ＡＦＣの周波数制御に係わる収束時間を迅速にし、かつ
収束精度を良好にすることができる。

【０１３２】また、第６の発明におけるＯＦＤＭ受信機
によれば、復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号の
スペクトラム列から最大周波数を最大周波数検出手段に
て検出し、当該検出された最大周波数と記憶手段に記憶
された所定最大周波数とを比較し、当該比較結果に基づ
いて、前記復調手段においてＯＦＤＭ変調信号を復調す
る際に要する発振周波数を制御するようにした、つまり
ＯＦＤＭ信号中の最大周波数を利用することにより、こ
のＯＦＤＭ信号におけるフレーム単位ではなく、例えば
フレーム単位中の伝送シンボル単位で検出される最大周
波数を検出し、当該検出された最大周波数の誤差を無く
すことにより、常に当該ＡＦＣに係わる制御データの更
新、つまり前記ＶＣＯから発する発振周波数の制御を行
うことができ、しかも良好な受信データを得ることがで
きる。

【０１３３】また、第７の発明におけるＯＦＤＭ受信機
によれば、上記第６の発明におけるＯＦＤＭ受信機の効
果に加えて、コスタスループ方式を併用することによ
り、最大周波数検出手段が最大周波数を検出できなかっ
た場合にはコスタスループ方式にて検出された位相誤差
に基づいて発振周波数を制御するようにしたので、常に
ＡＦＣの周波数制御に係わる収束時間を迅速にし、かつ
収束精度を良好にすることができる。

【０１３４】また、第８の発明におけるＯＦＤＭ受信機
によれば、復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号の
スペクトラム列から最大周波数及び最小周波数を信号端
部検出手段にて検出し、この最小周波数と記憶手段に記
憶された所定最小周波数とを前記第１比較手段にて比較
すると共に、前記最大周波数と前記記憶手段に記憶され
た所定最大周波数とを第２比較手段にて比較し、これら
比較結果に基づいて、前記復調手段にてＯＦＤＭ変調信
号を復調する際に要する発振周波数を制御するようにし
た、つまり、ＯＦＤＭ信号中の最大周波数及び最小周波
数を利用することにより、このＯＦＤＭ信号におけるフ
レーム単位ではなく、例えばフレーム単位中の伝送シン
ボル単位で検出される最大周波数及び最小周波数を検出
し、当該検出された最大周波数及び最小周波数のそれぞ
れの誤差を無くすことにより、常に当該ＡＦＣに係わる
制御データの更新、つまり前記ＶＣＯから発する発振周
波数の制御を確実に実行することができ、しかもより良
好な受信データを確実に得ることができる。

【０１３５】また、第９の発明におけるＯＦＤＭ受信機
によれば、上記第８の発明におけるＯＦＤＭ受信機の効
果に加えて、コスタスループ方式を併用することによ
り、信号端部検出手段が最大周波数及び最小周波数を検
出できなかった場合にはコスタスループ方式にて検出さ
れた位相誤差に基づいて発振周波数を制御するようにし
たので、常にＡＦＣの周波数制御に係わる収束時間を迅
速にし、かつ収束精度を良好にすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＯＦＤＭ受信機の実施形態であるＤＡ
Ｂ受信機内部の概略構成を示すブロック図である。

【図２】当該ＤＡＢ受信機の要部であるＤＳＰ内部の概
略構成を示すブロック図である。

【図３】ＤＡＢ信号のベースバンド構造を示す説明図で
ある。ａ）正常時ｂ）異常時

【図４】本実施形態を示す発振周波数制御処理における
ＤＳＰの処理動作を示すフローチャートである。

【図５】他の実施形態を示す発振周波数制御処理におけ
るＤＳＰの処理動作を示すフローチャートである。

【図６】他の実施形態を示す発振周波数制御処理におけ
るＤＳＰの処理動作を示すフローチャートである。

【図７】他の実施形態を示す発振周波数制御処理におけ
るＤＳＰの処理動作を示すフローチャートである。

【図８】他の実施形態におけるＤＡＢ信号のベースバン
ド構造を示す説明図である。ａ）正常時ｂ）異常時（最小周波数側にズレている場合）ｃ）異常時（最大周波数側にズレている場合）

【図９】他の実施形態におけるＤＡＢ受信機の要部であ
るＤＳＰ内部の概略構成を示すブロック図である。

【図１０】通常のＤＡＢ信号のベースバンド構造を示す
説明図である。

【符号の説明】

１０ＤＡＢ受信機（ＯＦＤＭ受信機）１１ａ第１乗算器（復調手段）１１ｂ第２乗算器（復調手段）１４ＦＦＴ処理部（復調手段）１５音声データ復号化器（復号化データ出力部）１７ＤＳＰ（レベル減衰点検出手段、最大周波数検出
手段、最小周波数検出手段、信号端部検出手段、最大周
波数検出判別手段、最小周波数検出判別手段、信号端部
検出判別手段、第１比較手段、第２比較手段、記憶手
段、制御手段）１７ｅディップポイント検出部（レベル減衰点検出手
段、最大周波数検出手段、最小周波数検出手段）４０コスタスループブロック（位相誤差検出手段）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】到来するＯＦＤＭ変調信号を受信する受
信手段と、当該受信されたＯＦＤＭ変調信号を発振周波
数に基づいてＯＦＤＭ復調信号に復調する復調手段と、
当該復調されたＯＦＤＭ復調信号を復号化して復号化デ
ータを得て、当該復号化データを出力する復号化データ
出力部とを有するＯＦＤＭ受信機であって、前記復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号のスペク
トラム列からレベル減衰点に対応する周波数を検出する
レベル減衰点検出手段と、ＯＦＤＭ復調信号におけるレベル減衰点に対応する所定
周波数を記憶した記憶手段と、前記レベル減衰点検出手段にて検出されたレベル減衰点
に対応する周波数と前記記憶手段に記憶された所定周波
数とを比較し、当該比較結果に基づいて前記発振周波数
を制御する制御手段とを有することを特徴とするＯＦＤ
Ｍ受信機。
【請求項２】前記記憶手段は、前記所定周波数の他
に、当該所定周波数のレベル値を記憶しており、前記制御手段は、前記レベル減衰点検出手段にて検出さ
れた周波数に対応するレベル値と当該記憶手段に記憶さ
れた所定周波数のレベル値とを比較し、当該比較結果に
基づいて前記発振周波数を制御することを特徴とする請
求項１記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項３】前記レベル減衰点検出手段にてレベル減
衰点が検出されたか否かを判別する減衰点検出判別手段
と、前記ＯＦＤＭ復調信号の位相誤差を検出する位相誤差検
出手段とを有し、前記制御手段は、前記減衰点検出判別手段からレベル減
衰点検出不可を受けると、前記位相誤差検出手段にて検
出された位相誤差に基づいて前記発振周波数を制御する
ことを特徴とする請求項１又は２記載のＯＦＤＭ受信
機。
【請求項４】到来するＯＦＤＭ変調信号を受信する受
信手段と、当該受信されたＯＦＤＭ変調信号を発振周波
数に基づいてＯＦＤＭ復調信号に復調する復調手段と、
当該復調されたＯＦＤＭ復調信号を復号化して復号化デ
ータを得て、当該復号化データを出力する復号化データ
出力部とを有するＯＦＤＭ受信機であって、前記復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号のスペク
トラム列内から最小周波数を検出する最小周波数検出手
段と、ＯＦＤＭ復調信号における所定最小周波数を記憶した記
憶手段と、前記最小周波数検出手段にて検出された最小周波数と前
記記憶手段に記憶された所定最小周波数とを比較し、こ
の比較結果に基づいて前記発振周波数を制御する制御手
段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項５】前記最小周波数検出手段にて最小周波数
が検出されたか否かを判別する最小周波数検出判別手段
と、前記ＯＦＤＭ復調信号の位相誤差を検出する位相誤差検
出手段とを有し、前記制御手段は、前記最小周波数検出判別手段から最小
周波数検出不可を受けると、前記位相誤差検出手段にて
検出された位相誤差に基づいて前記発振周波数を制御す
ることを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項６】到来するＯＦＤＭ変調信号を受信する受
信手段と、当該受信されたＯＦＤＭ変調信号を発振周波
数に基づいてＯＦＤＭ復調信号に復調する復調手段と、
当該復調されたＯＦＤＭ復調信号を復号化して復号化デ
ータを得て、当該復号化データを出力する復号化データ
出力部とを有するＯＦＤＭ受信機であって、前記復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号のスペク
トラム列内から最大周波数を検出する最大周波数検出手
段と、ＯＦＤＭ復調信号における所定最大周波数を記憶した記
憶手段と、前記最大周波数検出手段にて検出された最大周波数と前
記記憶手段に記憶された所定最大周波数とを比較し、こ
の比較結果に基づいて前記発振周波数を制御する制御手
段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項７】前記最大周波数検出手段にて最大周波数
が検出されたか否かを判別する最大周波数検出判別手段
と、前記ＯＦＤＭ復調信号の位相誤差を検出する位相誤差検
出手段とを有し、前記制御手段は、前記最大周波数検出判別手段から最大
周波数検出不可を受けると、前記位相誤差検出手段にて
検出された位相誤差に基づいて前記発振周波数を制御す
ることを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ受信機。
【請求項８】到来するＯＦＤＭ変調信号を受信する受
信手段と、当該受信されたＯＦＤＭ変調信号を発振周波
数に基づいてＯＦＤＭ復調信号に復調する復調手段と、
当該復調されたＯＦＤＭ復調信号を復号化して復号化デ
ータを得て、当該復号化データを出力する復号化データ
出力部とを有するＯＦＤＭ受信機であって、前記復調手段にて復調されたＯＦＤＭ復調信号のスペク
トラム列から最小周波数及び最大周波数を検出する信号
端部検出手段と、ＯＦＤＭ復調信号における所定最小周波数及び所定最大
周波数を記憶した記憶手段と、前記信号端部検出手段にて検出された最小周波数と前記
記憶手段に記憶された所定最小周波数とを比較する第１
比較手段と、前記信号端部検出手段にて検出された最大周波数と前記
記憶手段に記憶された所定最大周波数とを比較する第２
比較手段と、前記第１比較手段及び第２比較手段による比較結果に基
づいて前記発振周波数を制御する制御手段とを有するこ
とを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項９】前記信号端部検出手段にて最大周波数及
び最小周波数が検出されたか否かを判別する信号端部検
出判別手段と、前記ＯＦＤＭ復調信号の位相誤差を検出する位相誤差検
出手段とを有し、前記制御手段は、前記信号端部検出判別手段から検出不
可を受けると、前記位相誤差検出手段にて検出された位
相誤差に基づいて前記発振周波数を制御することを特徴
とする請求項８記載のＯＦＤＭ受信機。