JPH09246914A - アクティブフィルタ回路 - Google Patents
アクティブフィルタ回路Info
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- JPH09246914A JPH09246914A JP5612796A JP5612796A JPH09246914A JP H09246914 A JPH09246914 A JP H09246914A JP 5612796 A JP5612796 A JP 5612796A JP 5612796 A JP5612796 A JP 5612796A JP H09246914 A JPH09246914 A JP H09246914A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高域の周波数特性の劣化を補正することで精
細なフィルタ設計を可能とするアクティブフィルタ回路
を提供する。 【解決手段】 差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端に信号
入力端子ｖinを設け、差動増幅回路Ａ1 の出力端にコン
デンサＣ1 の片端を接続し、コンデンサＣ1 の他端を接
地し、差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端と差動増幅回路
Ａ2 の出力端の間にコンデンサＣ2 を接続し、差動増幅
回路Ａ2 の出力端にバッファアンプＢＦの入力端を接続
し、このバッファアンプＢＦの出力端と差動増幅回路Ａ
1 の非反転入力端との間に抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 およびコンデ
ンサＣ3 を直列に接続し、差動増幅回路Ａ1 の反転入力
端と差動増幅回路Ａ2 の出力端を接続手段ＣＮ1 で接続
し、差動増幅回路Ａ2 の反転入力端と抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の
接続部を接続手段ＣＮ2 で接続し、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の接
続部から信号を取り出す。
細なフィルタ設計を可能とするアクティブフィルタ回路
を提供する。 【解決手段】 差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端に信号
入力端子ｖinを設け、差動増幅回路Ａ1 の出力端にコン
デンサＣ1 の片端を接続し、コンデンサＣ1 の他端を接
地し、差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端と差動増幅回路
Ａ2 の出力端の間にコンデンサＣ2 を接続し、差動増幅
回路Ａ2 の出力端にバッファアンプＢＦの入力端を接続
し、このバッファアンプＢＦの出力端と差動増幅回路Ａ
1 の非反転入力端との間に抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 およびコンデ
ンサＣ3 を直列に接続し、差動増幅回路Ａ1 の反転入力
端と差動増幅回路Ａ2 の出力端を接続手段ＣＮ1 で接続
し、差動増幅回路Ａ2 の反転入力端と抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の
接続部を接続手段ＣＮ2 で接続し、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の接
続部から信号を取り出す。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばテレビ信号
処理回路等で使用するコンポジットＴＶ信号からクロマ
信号を除去するための帯域除去フィルタとして用いら
れ、集積回路化に好適なアクティブフィルタ回路に関す
るものである。
処理回路等で使用するコンポジットＴＶ信号からクロマ
信号を除去するための帯域除去フィルタとして用いら
れ、集積回路化に好適なアクティブフィルタ回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のアクティブフィルタ回路の一例を
図２に示し、以降図２をもとに説明する。このアクティ
ブフィルタ回路は、図２に示すように、伝達コンダクタ
ンスｇm1（＝１／Ｒ1 ）の第１の差動増幅回路Ａ1 と、
伝達コンダクタンスｇm2（＝１／Ｒ2 ）の第２の差動増
幅回路Ａ2 と、第１のコンデンサＣ1 と、第２のコンデ
ンサＣ2 とで構成されている。
図２に示し、以降図２をもとに説明する。このアクティ
ブフィルタ回路は、図２に示すように、伝達コンダクタ
ンスｇm1（＝１／Ｒ1 ）の第１の差動増幅回路Ａ1 と、
伝達コンダクタンスｇm2（＝１／Ｒ2 ）の第２の差動増
幅回路Ａ2 と、第１のコンデンサＣ1 と、第２のコンデ
ンサＣ2 とで構成されている。
【０００３】具体的に説明すると、信号入力端子ｖinに
は第１の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端が接続されて
おり、第１の差動増幅回路Ａ1 は反転入力端および非反
転入力端間の電圧差に応じて出力端から電流を取り出す
ようになっている。第１の差動増幅回路Ａ1 の出力端に
は第１のコンデンサＣ1 の片端が接続され、その他端は
接地されている。第１の差動増幅回路Ａ1 の出力端には
第２の差動増幅回路Ａ 2 の非反転入力端が接続されてお
り、第２の差動増幅回路Ａ2 の反転入力端および非反転
入力端間の電圧差に応じて出力端から電流を取り出すよ
うになっている。第２のコンデンサＣ2 は、片端が第１
の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端に接続され、他端が
第２の差動増幅回路Ａ2 の出力端に接続されている。そ
して、第１および第２の差動増幅回路Ａ1 ，Ａ2 の反転
入力端と第２の差動増幅回路Ａ2の出力端を接続手段Ｃ
Ｎ3 で接続している。そして、第２の差動増幅回路Ａ2
の出力端に信号出力端子ｖout を設けて信号を取り出す
ようにしている。
は第１の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端が接続されて
おり、第１の差動増幅回路Ａ1 は反転入力端および非反
転入力端間の電圧差に応じて出力端から電流を取り出す
ようになっている。第１の差動増幅回路Ａ1 の出力端に
は第１のコンデンサＣ1 の片端が接続され、その他端は
接地されている。第１の差動増幅回路Ａ1 の出力端には
第２の差動増幅回路Ａ 2 の非反転入力端が接続されてお
り、第２の差動増幅回路Ａ2 の反転入力端および非反転
入力端間の電圧差に応じて出力端から電流を取り出すよ
うになっている。第２のコンデンサＣ2 は、片端が第１
の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端に接続され、他端が
第２の差動増幅回路Ａ2 の出力端に接続されている。そ
して、第１および第２の差動増幅回路Ａ1 ，Ａ2 の反転
入力端と第２の差動増幅回路Ａ2の出力端を接続手段Ｃ
Ｎ3 で接続している。そして、第２の差動増幅回路Ａ2
の出力端に信号出力端子ｖout を設けて信号を取り出す
ようにしている。
【０００４】この図２で示されるアクティブフィルタ回
路は、広く一般的に利用されている零点周波数を持つア
クティブフィルタ回路であり、入力される信号電圧と出
力される信号電圧の間の伝達関数はつぎのようにして求
められる。まず、伝達関数を求めるための連立方程式
は、図２の回路から、〔数１〕、〔数２〕のようにな
る。
路は、広く一般的に利用されている零点周波数を持つア
クティブフィルタ回路であり、入力される信号電圧と出
力される信号電圧の間の伝達関数はつぎのようにして求
められる。まず、伝達関数を求めるための連立方程式
は、図２の回路から、〔数１〕、〔数２〕のようにな
る。
【０００５】
【数１】
【０００６】
【数２】
【０００７】ただし、〔数１〕、〔数２〕において、ｖ
inは信号入力端子ｖinに加えられる信号電圧であり、ｖ
out は信号出力端子ｖout に現れる信号電圧であり、Ｃ
1 およびＣ2 はそれぞれ第１および第２のコンデンサＣ
1 ，Ｃ2 の静電容量であり、理解を容易にするために図
２の各構成要素と同じ記号にしている。ｖx は第１の差
動増幅回路Ａ1 の出力端に現れる信号電圧である。ｓは
ラプラス演算子である。なお、ｉ1 は第１の差動増幅回
路Ａ1 から出力される電流であり、ｉ2 は第２の差動増
幅回路Ａ2 から出力される電流である。
inは信号入力端子ｖinに加えられる信号電圧であり、ｖ
out は信号出力端子ｖout に現れる信号電圧であり、Ｃ
1 およびＣ2 はそれぞれ第１および第２のコンデンサＣ
1 ，Ｃ2 の静電容量であり、理解を容易にするために図
２の各構成要素と同じ記号にしている。ｖx は第１の差
動増幅回路Ａ1 の出力端に現れる信号電圧である。ｓは
ラプラス演算子である。なお、ｉ1 は第１の差動増幅回
路Ａ1 から出力される電流であり、ｉ2 は第２の差動増
幅回路Ａ2 から出力される電流である。
【０００８】上記の〔数１〕、〔数２〕の２式で示され
る連立方程式を解き、ｇm1＝１／Ｒ 1 、ｇm2＝１／Ｒ2
とすると、信号電圧ｖinと信号電圧ｖout の間の伝達関
数Ｈ（ｓ）（＝ｖout ／ｖin）として〔数３〕が得られ
る。
る連立方程式を解き、ｇm1＝１／Ｒ 1 、ｇm2＝１／Ｒ2
とすると、信号電圧ｖinと信号電圧ｖout の間の伝達関
数Ｈ（ｓ）（＝ｖout ／ｖin）として〔数３〕が得られ
る。
【０００９】
【数３】
【００１０】この〔数３〕で表されるフィルタ特性は、
図３の実線のような特性になる。また、このように周波
数特性に零点周波数をもつ伝達関数は一般的に基本２次
帯域阻止伝達関数として〔数４〕のような基本式で表現
されている。
図３の実線のような特性になる。また、このように周波
数特性に零点周波数をもつ伝達関数は一般的に基本２次
帯域阻止伝達関数として〔数４〕のような基本式で表現
されている。
【００１１】
【数４】
【００１２】ここで、ω0 はフィルタのカットオフ点の
角周波数であり、基本２次帯域阻止伝達関数では零点を
示している。Ｑはキューファクタと言い、２次帯域阻止
伝達特性の場合、零点周波数付近での鋭さを示し、入力
信号電圧の周波数が０Ｈｚの時の利得を０ｄＢとしたと
き、零点周波数の前後の周波数特性が−３ｄＢとなる２
つの点の周波数間隔を用いて定義される。図３におい
て、破線は実線に比べてＱが大きい状態を示し、一点鎖
線は実線に比べてＱが小さい状態を示している。
角周波数であり、基本２次帯域阻止伝達関数では零点を
示している。Ｑはキューファクタと言い、２次帯域阻止
伝達特性の場合、零点周波数付近での鋭さを示し、入力
信号電圧の周波数が０Ｈｚの時の利得を０ｄＢとしたと
き、零点周波数の前後の周波数特性が−３ｄＢとなる２
つの点の周波数間隔を用いて定義される。図３におい
て、破線は実線に比べてＱが大きい状態を示し、一点鎖
線は実線に比べてＱが小さい状態を示している。
【００１３】Ｑと周波数特性の関係は、図３において矢
符で示すように、Ｑが大きいほど零点周波数付近の特性
が鋭いことを意味しており、Ｑの設計値を大きくするほ
ど特性は鋭くなる。また、Ｑは零点周波数前後の周波数
特性が−３ｄＢとなる２つの点の周波数を図３のように
ｆ1 ，ｆ2 で示し、零点の周波数をｆ0 とすると、〔数
５〕のように定義される。
符で示すように、Ｑが大きいほど零点周波数付近の特性
が鋭いことを意味しており、Ｑの設計値を大きくするほ
ど特性は鋭くなる。また、Ｑは零点周波数前後の周波数
特性が−３ｄＢとなる２つの点の周波数を図３のように
ｆ1 ，ｆ2 で示し、零点の周波数をｆ0 とすると、〔数
５〕のように定義される。
【００１４】
【数５】
【００１５】つぎに、従来例のアクティブフィルタ回路
の伝達関数を示す〔数３〕と基本式である〔数４〕を比
較すると、〔数６〕、〔数７〕のような関係が得られ、
さらに〔数６〕、〔数７〕より〔数８〕が得られ、Ｑは
入力周波数には関係のない定数で表される。
の伝達関数を示す〔数３〕と基本式である〔数４〕を比
較すると、〔数６〕、〔数７〕のような関係が得られ、
さらに〔数６〕、〔数７〕より〔数８〕が得られ、Ｑは
入力周波数には関係のない定数で表される。
【００１６】
【数６】
【００１７】
【数７】
【００１８】
【数８】
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の技術で従来
例として図２のアクティブフィルタ回路を示したが、こ
の図２の回路構成を実際に実現する場合に第１および第
２の差動増幅回路Ａ1 ，Ａ2 は、一般的に図５のような
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 や抵抗Ｒなどの素子を用いた回
路で構成される。Ｉは定電流源、Ｔi1，Ｔi2はそれぞれ
入力端子、Ｔo1，Ｔo2はそれぞれ出力端子である。上記
の第１および第２の差動増幅回路Ａ1 ，Ａ 2 を構成する
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 や抵抗Ｒなどの素子には、必ず
何らかの形で寄生容量が付随する。
例として図２のアクティブフィルタ回路を示したが、こ
の図２の回路構成を実際に実現する場合に第１および第
２の差動増幅回路Ａ1 ，Ａ2 は、一般的に図５のような
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 や抵抗Ｒなどの素子を用いた回
路で構成される。Ｉは定電流源、Ｔi1，Ｔi2はそれぞれ
入力端子、Ｔo1，Ｔo2はそれぞれ出力端子である。上記
の第１および第２の差動増幅回路Ａ1 ，Ａ 2 を構成する
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 や抵抗Ｒなどの素子には、必ず
何らかの形で寄生容量が付随する。
【００２０】図２のような帯域除去フィルタとして機能
するアクティブフィルタ回路に限らず、一般にアクティ
ブフィルタ回路は、上記のような寄生容量の影響を受け
ると、設計値通りのＱが得られず、大抵はＱが劣化する
ことになる。また、周波数特性については、周波数が高
くなるほど理論特性から外れてしまい、精細なフィルタ
設計ができなくなる。場合によっては目標としているフ
ィルタ特性を事実上実現できないという問題がある。
するアクティブフィルタ回路に限らず、一般にアクティ
ブフィルタ回路は、上記のような寄生容量の影響を受け
ると、設計値通りのＱが得られず、大抵はＱが劣化する
ことになる。また、周波数特性については、周波数が高
くなるほど理論特性から外れてしまい、精細なフィルタ
設計ができなくなる。場合によっては目標としているフ
ィルタ特性を事実上実現できないという問題がある。
【００２１】図４の特性例は寄生容量のフィルタ特性へ
の影響を示したものである。例えば、図４において、理
論特性が破線のようになるように回路設計し、実際に
実回路として実現した場合寄生容量の影響を受けると、
その実回路特性は二点鎖線のようにＱが劣化する。つ
まり、減衰特性が鈍くなり、ω0 点の前後における周波
数特性が−３ｄＢになる２点の周波数の間隔が広くな
る。また、全体の周波数特性は理論カーブから減衰量が
大きくなる方向にずれ、周波数が高くなるほどずれが大
きくなる。また、このフィルタ特性を調整してＱを高め
ようとすると、第１のコンデンサＣ1 または第２のコン
デンサＣ2 の静電容量値を設計変更したり、あるいは第
１の差動増幅回路Ａ1 または第２の差動増幅回路Ａ2 の
伝達コンダクタンスを設計変更することが必要となる
が、それらの値を変更すると零点周波数も変化してしま
い、所望の特性を得ることができず、図２の構成では零
点周波数を変えずにＱを調整することはできなかった。
の影響を示したものである。例えば、図４において、理
論特性が破線のようになるように回路設計し、実際に
実回路として実現した場合寄生容量の影響を受けると、
その実回路特性は二点鎖線のようにＱが劣化する。つ
まり、減衰特性が鈍くなり、ω0 点の前後における周波
数特性が−３ｄＢになる２点の周波数の間隔が広くな
る。また、全体の周波数特性は理論カーブから減衰量が
大きくなる方向にずれ、周波数が高くなるほどずれが大
きくなる。また、このフィルタ特性を調整してＱを高め
ようとすると、第１のコンデンサＣ1 または第２のコン
デンサＣ2 の静電容量値を設計変更したり、あるいは第
１の差動増幅回路Ａ1 または第２の差動増幅回路Ａ2 の
伝達コンダクタンスを設計変更することが必要となる
が、それらの値を変更すると零点周波数も変化してしま
い、所望の特性を得ることができず、図２の構成では零
点周波数を変えずにＱを調整することはできなかった。
【００２２】本発明の目的は、高域の周波数特性の劣化
を補正することで精細なフィルタ設計を可能とするアク
ティブフィルタ回路を提供することである。
を補正することで精細なフィルタ設計を可能とするアク
ティブフィルタ回路を提供することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】この発明のアクティブフ
ィルタ回路は、信号入力端子に非反転入力端が接続され
反転入力端および非反転入力端間の電圧差に応じて出力
端から電流を取り出す第１の差動増幅回路と、片端が第
１の差動増幅回路の出力端に接続され他端が接地された
第１のコンデンサと、非反転入力端が第１の差動増幅回
路の出力端に接続され反転入力端および非反転入力端間
の電圧差に応じて出力端から電流を取り出す第２の差動
増幅回路と、片端が第１の差動増幅回路の非反転入力端
に接続され他端が第２の差動増幅回路の出力端に接続さ
れた第２のコンデンサと、入力端が第２の差動増幅回路
の出力端に接続されたバッファアンプと、このバッファ
アンプの出力端と第１の差動増幅回路の非反転入力端と
の間にあって直列に接続された第１，第２の抵抗および
第３のコンデンサと、第１の差動増幅回路の反転入力端
と第２の差動増幅回路の出力端を接続する第１の接続手
段と、第２の差動増幅回路の反転入力端と第１，第２の
抵抗の接続部を接続する第２の接続手段とを備え、第１
および第２の抵抗の接続部から信号を取り出すようにし
ている。
ィルタ回路は、信号入力端子に非反転入力端が接続され
反転入力端および非反転入力端間の電圧差に応じて出力
端から電流を取り出す第１の差動増幅回路と、片端が第
１の差動増幅回路の出力端に接続され他端が接地された
第１のコンデンサと、非反転入力端が第１の差動増幅回
路の出力端に接続され反転入力端および非反転入力端間
の電圧差に応じて出力端から電流を取り出す第２の差動
増幅回路と、片端が第１の差動増幅回路の非反転入力端
に接続され他端が第２の差動増幅回路の出力端に接続さ
れた第２のコンデンサと、入力端が第２の差動増幅回路
の出力端に接続されたバッファアンプと、このバッファ
アンプの出力端と第１の差動増幅回路の非反転入力端と
の間にあって直列に接続された第１，第２の抵抗および
第３のコンデンサと、第１の差動増幅回路の反転入力端
と第２の差動増幅回路の出力端を接続する第１の接続手
段と、第２の差動増幅回路の反転入力端と第１，第２の
抵抗の接続部を接続する第２の接続手段とを備え、第１
および第２の抵抗の接続部から信号を取り出すようにし
ている。
【００２４】この発明の構成によれば、バッファアンプ
の出力端と第１の差動増幅回路の非反転入力端との間に
第１，第２の抵抗および第３のコンデンサを直列に設
け、第１の差動増幅回路の反転入力端への帰還は第２の
差動増幅回路の出力端から第１の接続手段で行い、第２
の差動増幅回路の反転入力端への帰還は第１および第２
の抵抗の接続部から行うようにしたので、第１および第
２の抵抗の抵抗値と第３のコンデンサの静電容量値とを
調整することにより、高域でのフィルタ特性を補正する
ことが可能となる。この結果、寄生容量等によるＱの劣
化を補正することが可能となる。
の出力端と第１の差動増幅回路の非反転入力端との間に
第１，第２の抵抗および第３のコンデンサを直列に設
け、第１の差動増幅回路の反転入力端への帰還は第２の
差動増幅回路の出力端から第１の接続手段で行い、第２
の差動増幅回路の反転入力端への帰還は第１および第２
の抵抗の接続部から行うようにしたので、第１および第
２の抵抗の抵抗値と第３のコンデンサの静電容量値とを
調整することにより、高域でのフィルタ特性を補正する
ことが可能となる。この結果、寄生容量等によるＱの劣
化を補正することが可能となる。
【００２５】特に、このアクティブフィルタ回路は、フ
ィルタ特性の零点周波数に全く影響を与えることなく、
独立してＱ特性のみを補正することができるので、精細
なフィルタ特性設計を可能にする。なおかつ、零点周波
数を決定している素子の値は変化させることなく任意に
Ｑ特性の補正量を設定することができるので、零点周波
数の再確認、再調整の時間的なロスを省くことのでき
る、フィルタ設計においては極めて有効な利用価値の高
いものとなり、集積回路化においては特に有効である。
ィルタ特性の零点周波数に全く影響を与えることなく、
独立してＱ特性のみを補正することができるので、精細
なフィルタ特性設計を可能にする。なおかつ、零点周波
数を決定している素子の値は変化させることなく任意に
Ｑ特性の補正量を設定することができるので、零点周波
数の再確認、再調整の時間的なロスを省くことのでき
る、フィルタ設計においては極めて有効な利用価値の高
いものとなり、集積回路化においては特に有効である。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
１を参照しながら説明する。このアクティブフィルタ回
路は、図１に示すように、伝達コンダクタンスｇm1（＝
１／Ｒ1 ）の第１の差動増幅回路Ａ1 と、伝達コンダク
タンスｇm2（＝１／Ｒ2 ）の第２の差動増幅回路Ａ
2 と、バッファアンプＢＦと、第１のコンデンサＣ
1 と、第２のコンデンサＣ2 と、第３のコンデンサＣ3
と、第１の抵抗Ｒ3 と、第２の抵抗Ｒ4 とで構成されて
いる。
１を参照しながら説明する。このアクティブフィルタ回
路は、図１に示すように、伝達コンダクタンスｇm1（＝
１／Ｒ1 ）の第１の差動増幅回路Ａ1 と、伝達コンダク
タンスｇm2（＝１／Ｒ2 ）の第２の差動増幅回路Ａ
2 と、バッファアンプＢＦと、第１のコンデンサＣ
1 と、第２のコンデンサＣ2 と、第３のコンデンサＣ3
と、第１の抵抗Ｒ3 と、第２の抵抗Ｒ4 とで構成されて
いる。
【００２７】具体的に説明すると、信号入力端子ｖinに
は第１の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端が接続されて
おり、第１の差動増幅回路Ａ1 は反転入力端および非反
転入力端間の電圧差に応じて出力端から電流を取り出す
ようになっている。第１の差動増幅回路Ａ1 の出力端に
は第１のコンデンサＣ1 の片端が接続され、その他端は
接地されている。第１の差動増幅回路Ａ1 の出力端には
第２の差動増幅回路Ａ 2 の非反転入力端が接続されてお
り、第２の差動増幅回路Ａ2 の反転入力端および非反転
入力端間の電圧差に応じて出力端から電流を取り出すよ
うになっている。第２のコンデンサＣ2 は、片端が第１
の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端に接続され、他端が
第２の差動増幅回路Ａ2 の出力端に接続されている。ま
た、バッファアンプＢＦは、入力端が第２の差動増幅回
路Ａ2 の出力端に接続されており、このバッファアンプ
ＢＦの出力端と第１の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端
との間に第１，第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 および第３のコン
デンサＣ3 が直列に接続されている。そして、第１の差
動増幅回路Ａ1 の反転入力端と第２の差動増幅回路Ａ2
の出力端を第１の接続手段ＣＮ1 で接続し、第２の差動
増幅回路Ａ2 の反転入力端と第１，第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ
4 の接続部を第２の接続手段ＣＮ2 で接続している。そ
して、第１および第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の接続部に信号
出力端子ｖou t を設けて信号を取り出すようにしてい
る。なお、バッファアンプＢＦは、第２の差動増幅回路
Ａ2 とＣ3 ，Ｒ3 ，Ｒ4 の直列回路とを分離して、第２
の差動増幅回路Ａ2 の出力部からＣ3 ，Ｒ3 ，Ｒ4 の直
列回路へ電流が流れないようにして〔数１１〕を実現す
るために挿入されている。
は第１の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端が接続されて
おり、第１の差動増幅回路Ａ1 は反転入力端および非反
転入力端間の電圧差に応じて出力端から電流を取り出す
ようになっている。第１の差動増幅回路Ａ1 の出力端に
は第１のコンデンサＣ1 の片端が接続され、その他端は
接地されている。第１の差動増幅回路Ａ1 の出力端には
第２の差動増幅回路Ａ 2 の非反転入力端が接続されてお
り、第２の差動増幅回路Ａ2 の反転入力端および非反転
入力端間の電圧差に応じて出力端から電流を取り出すよ
うになっている。第２のコンデンサＣ2 は、片端が第１
の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端に接続され、他端が
第２の差動増幅回路Ａ2 の出力端に接続されている。ま
た、バッファアンプＢＦは、入力端が第２の差動増幅回
路Ａ2 の出力端に接続されており、このバッファアンプ
ＢＦの出力端と第１の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端
との間に第１，第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 および第３のコン
デンサＣ3 が直列に接続されている。そして、第１の差
動増幅回路Ａ1 の反転入力端と第２の差動増幅回路Ａ2
の出力端を第１の接続手段ＣＮ1 で接続し、第２の差動
増幅回路Ａ2 の反転入力端と第１，第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ
4 の接続部を第２の接続手段ＣＮ2 で接続している。そ
して、第１および第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の接続部に信号
出力端子ｖou t を設けて信号を取り出すようにしてい
る。なお、バッファアンプＢＦは、第２の差動増幅回路
Ａ2 とＣ3 ，Ｒ3 ，Ｒ4 の直列回路とを分離して、第２
の差動増幅回路Ａ2 の出力部からＣ3 ，Ｒ3 ，Ｒ4 の直
列回路へ電流が流れないようにして〔数１１〕を実現す
るために挿入されている。
【００２８】以上のように構成されたアクティブフィル
タ回路において、入力される信号電圧と出力される信号
電圧の間の伝達関数はつぎのようにして求められる。ま
ず、伝達関数を求めるための連立方程式は、図１の回路
から、〔数９〕、〔数１０〕、〔数１１〕のようにな
る。
タ回路において、入力される信号電圧と出力される信号
電圧の間の伝達関数はつぎのようにして求められる。ま
ず、伝達関数を求めるための連立方程式は、図１の回路
から、〔数９〕、〔数１０〕、〔数１１〕のようにな
る。
【００２９】
【数９】
【００３０】
【数１０】
【００３１】
【数１１】
【００３２】ただし、〔数９〕、〔数１０〕、〔数１
１〕において、ｖinは信号入力端子ｖ inに加えられる信
号電圧であり、ｖout は信号出力端子ｖout に現れる信
号電圧であり、Ｃ1 ，Ｃ2 およびＣ3 はそれぞれ第１，
第２および第３のコンデンサＣ 1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 の静電容
量であり、Ｒ3 ，Ｒ4 はそれぞれ抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の抵抗
値であり、理解を容易にするために図１の各構成要素と
同じ記号にしている。ｖ x は第１の差動増幅回路Ａ1 の
出力端に現れる信号電圧、ｖy は第２の差動増幅回路Ａ
2 の出力端に現れる信号電圧である。ｓはラプラス演算
子である。なお、ｉ1 は第１の差動増幅回路Ａ1 から出
力される電流であり、ｉ2 は第２の差動増幅回路Ａ2 か
ら出力される電流である。
１〕において、ｖinは信号入力端子ｖ inに加えられる信
号電圧であり、ｖout は信号出力端子ｖout に現れる信
号電圧であり、Ｃ1 ，Ｃ2 およびＣ3 はそれぞれ第１，
第２および第３のコンデンサＣ 1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 の静電容
量であり、Ｒ3 ，Ｒ4 はそれぞれ抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の抵抗
値であり、理解を容易にするために図１の各構成要素と
同じ記号にしている。ｖ x は第１の差動増幅回路Ａ1 の
出力端に現れる信号電圧、ｖy は第２の差動増幅回路Ａ
2 の出力端に現れる信号電圧である。ｓはラプラス演算
子である。なお、ｉ1 は第１の差動増幅回路Ａ1 から出
力される電流であり、ｉ2 は第２の差動増幅回路Ａ2 か
ら出力される電流である。
【００３３】〔数９〕、〔数１０〕、〔数１１〕で示さ
れる連立方程式を解き、ｇm1＝１／Ｒ1 、ｇm2＝１／Ｒ
2 とすると、信号電圧ｖinと信号電圧ｖout の間の伝達
関数Ｈ（ｓ）（＝ｖout ／ｖin）として〔数１２〕が得
られる。また、〔数１２〕中の関数Ｆ（ｓ）は〔数１
３〕のようになる。
れる連立方程式を解き、ｇm1＝１／Ｒ1 、ｇm2＝１／Ｒ
2 とすると、信号電圧ｖinと信号電圧ｖout の間の伝達
関数Ｈ（ｓ）（＝ｖout ／ｖin）として〔数１２〕が得
られる。また、〔数１２〕中の関数Ｆ（ｓ）は〔数１
３〕のようになる。
【００３４】
【数１２】
【００３５】
【数１３】
【００３６】〔数１２〕とフィルタの基本式である〔数
４〕とを比較することにより、図１に示した本発明の実
施の形態におけるアクティブフィルタ回路も帯域除去フ
ィルタであることが分かる。〔数１２〕の分母の第２項
は、フィルタの基本式である〔数４〕と比較すると、Ｑ
を示す項であることが分かる。この〔数１２〕を図２の
従来例の伝達関数を示す〔数３〕と比較すると、〔数１
２〕の分母の第２項以外の項と分子はすべて〔数３〕の
ものと等しくなっているので、本発明の実施の形態にお
けるＱ以外の特性はすべて従来のものと等しいことが分
かる。
４〕とを比較することにより、図１に示した本発明の実
施の形態におけるアクティブフィルタ回路も帯域除去フ
ィルタであることが分かる。〔数１２〕の分母の第２項
は、フィルタの基本式である〔数４〕と比較すると、Ｑ
を示す項であることが分かる。この〔数１２〕を図２の
従来例の伝達関数を示す〔数３〕と比較すると、〔数１
２〕の分母の第２項以外の項と分子はすべて〔数３〕の
ものと等しくなっているので、本発明の実施の形態にお
けるＱ以外の特性はすべて従来のものと等しいことが分
かる。
【００３７】〔数１２〕のＱを示す第２項には、（１−
Ｆ（ｓ））なる関数が余分に含まれているので、Ｑは
〔数１４〕のように表せる。このように〔数１２〕の第
２項のみに（１−Ｆ（ｓ））なる関数が余分に含まれ、
Ｑが周波数の関数となることが本発明の特徴とするとこ
ろであり、これによって、零点周波数より低域の特性を
あまり変化させず（劣化させず）に、零点周波数より高
域の特性を補正することが可能となる。なお、補正は、
抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の抵抗値および第３のコンデンサＣ3 の
静電容量値の何れかを調整してＦ（ｓ）の値を変化させ
ることで可能となる。
Ｆ（ｓ））なる関数が余分に含まれているので、Ｑは
〔数１４〕のように表せる。このように〔数１２〕の第
２項のみに（１−Ｆ（ｓ））なる関数が余分に含まれ、
Ｑが周波数の関数となることが本発明の特徴とするとこ
ろであり、これによって、零点周波数より低域の特性を
あまり変化させず（劣化させず）に、零点周波数より高
域の特性を補正することが可能となる。なお、補正は、
抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の抵抗値および第３のコンデンサＣ3 の
静電容量値の何れかを調整してＦ（ｓ）の値を変化させ
ることで可能となる。
【００３８】
【数１４】
【００３９】〔数１３〕を見ると、関数Ｆ（ｓ）にはフ
ィルタの基本特性を決定している定数Ｒ1 ，Ｒ2 ，
Ｃ1 ，Ｃ2 が含まれていないので、基本特性（零点周波
数）を変化させることなく任意に補正量を変えられるこ
とが分かる。また、〔数１２〕を見ると、関数Ｆ（ｓ）
は定数１からＦ（ｓ）を減算する形で伝達関数である
〔数１２〕に含まれているので、関数Ｆ（ｓ）は零の値
をとることもでき、補正を全くかけないようにすること
もできる。
ィルタの基本特性を決定している定数Ｒ1 ，Ｒ2 ，
Ｃ1 ，Ｃ2 が含まれていないので、基本特性（零点周波
数）を変化させることなく任意に補正量を変えられるこ
とが分かる。また、〔数１２〕を見ると、関数Ｆ（ｓ）
は定数１からＦ（ｓ）を減算する形で伝達関数である
〔数１２〕に含まれているので、関数Ｆ（ｓ）は零の値
をとることもでき、補正を全くかけないようにすること
もできる。
【００４０】このようにして、この実施の形態のアクテ
ィブフィルタ回路による補正を行った場合の周波数特性
は図４の実線で示すような理論特性となり、零点周波
数より低域の周波数特性は折れ点の位置が変化する（周
波数特性のカーブの形が変化する）が、ほぼ補正前の形
を保ったまま高域の周波数特性を主に補正することがで
き、同時に零点周波数近傍での周波数特性を鋭くするこ
と、すなわちＱを大きくことができる。
ィブフィルタ回路による補正を行った場合の周波数特性
は図４の実線で示すような理論特性となり、零点周波
数より低域の周波数特性は折れ点の位置が変化する（周
波数特性のカーブの形が変化する）が、ほぼ補正前の形
を保ったまま高域の周波数特性を主に補正することがで
き、同時に零点周波数近傍での周波数特性を鋭くするこ
と、すなわちＱを大きくことができる。
【００４１】〔数１３〕より、補正量を零にするために
は、第３のコンデンサＣ3 または抵抗Ｒ4 の値を零にす
るか、抵抗Ｒ3 の値を無限大（実用的には抵抗Ｒ4 の値
に比べ極めて大きい値）にすればよい。ここで、本発明
の実施の形態のアクティブフィルタ回路と従来例のアク
ティブフィルタ回路の違いについて図４を参照しながら
詳しく説明する。図４において、破線が前述したよう
に、従来例のアクティブフィルタ回路における理論特性
を示し、一点鎖線が前述したように、従来例のアクテ
ィブフィルタ回路における実回路特性を示し、実線が
本発明の実施の形態のアクティブフィルタ回路による理
論特性を示しており、特に破線の特性は本発明の実施
の形態のアクティブフィルタ回路において補正を行わな
いように設定した場合の特性でもある。二点鎖線は本
発明の実施の形態のアクティブフィルタ回路の実回路特
性であり、回路の寄生容量により理論特性と比べてやや
Ｑが劣化しているが、ほとんど理論特性と変わらない。
は、第３のコンデンサＣ3 または抵抗Ｒ4 の値を零にす
るか、抵抗Ｒ3 の値を無限大（実用的には抵抗Ｒ4 の値
に比べ極めて大きい値）にすればよい。ここで、本発明
の実施の形態のアクティブフィルタ回路と従来例のアク
ティブフィルタ回路の違いについて図４を参照しながら
詳しく説明する。図４において、破線が前述したよう
に、従来例のアクティブフィルタ回路における理論特性
を示し、一点鎖線が前述したように、従来例のアクテ
ィブフィルタ回路における実回路特性を示し、実線が
本発明の実施の形態のアクティブフィルタ回路による理
論特性を示しており、特に破線の特性は本発明の実施
の形態のアクティブフィルタ回路において補正を行わな
いように設定した場合の特性でもある。二点鎖線は本
発明の実施の形態のアクティブフィルタ回路の実回路特
性であり、回路の寄生容量により理論特性と比べてやや
Ｑが劣化しているが、ほとんど理論特性と変わらない。
【００４２】本発明の実施の形態のアクティブフィルタ
回路において、フィルタ特性の補正を行うと、図４の破
線のような従来例の理論特性が、実線のような理論
特性となり、二点鎖線のような実回路特性となる。つ
まり、零点周波数より低域の周波数特性は折れ点の位置
が変化する（周波数特性のカーブの形が変化する）が、
ほぼ補正前の形を保ったまま高域の周波数特性を主に補
正することができる。この結果、図４の二点鎖線のよ
うな高域で周波数特性が劣化した実回路特性（従来例）
を実線に近い形に補正することができる。
回路において、フィルタ特性の補正を行うと、図４の破
線のような従来例の理論特性が、実線のような理論
特性となり、二点鎖線のような実回路特性となる。つ
まり、零点周波数より低域の周波数特性は折れ点の位置
が変化する（周波数特性のカーブの形が変化する）が、
ほぼ補正前の形を保ったまま高域の周波数特性を主に補
正することができる。この結果、図４の二点鎖線のよ
うな高域で周波数特性が劣化した実回路特性（従来例）
を実線に近い形に補正することができる。
【００４３】また、本発明の実施の形態におけるアクテ
ィブフィルタ回路における補正量は任意に設定できるの
で、図４の実線の理論特性のように、零点周波数より
高域の周波数特性にピーキングを行うだけでなく、実線
の理論特性よりも少ない目に、つまり、従来例におけ
る破線の特性から二点鎖線への特性劣化を補うだけ
の量に設定すれば、実現回路において、破線の特性を
再現することもできる。
ィブフィルタ回路における補正量は任意に設定できるの
で、図４の実線の理論特性のように、零点周波数より
高域の周波数特性にピーキングを行うだけでなく、実線
の理論特性よりも少ない目に、つまり、従来例におけ
る破線の特性から二点鎖線への特性劣化を補うだけ
の量に設定すれば、実現回路において、破線の特性を
再現することもできる。
【００４４】このように、この実施の形態のアクティブ
フィルタ回路によると、バッファアンプＢＦの出力端と
第１の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端との間に第１お
よび第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 および第３のコンデンサＣ3
を直列に設け、第１の差動増幅回路Ａ1 の反転入力端へ
の帰還は第２の差動増幅回路Ａ2 の出力端から第１の接
続手段ＣＮ1 を通して行い、第２の差動増幅回路Ａ2 の
反転入力端への帰還は第１および第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4
の接続部から行うようにしたので、第１および第２の抵
抗Ｒ3 ，Ｒ4 の抵抗値と第３のコンデンサＣ3 の静電容
量値とを調整することにより、高域でのフィルタ特性を
補正することが可能となる。
フィルタ回路によると、バッファアンプＢＦの出力端と
第１の差動増幅回路Ａ1 の非反転入力端との間に第１お
よび第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 および第３のコンデンサＣ3
を直列に設け、第１の差動増幅回路Ａ1 の反転入力端へ
の帰還は第２の差動増幅回路Ａ2 の出力端から第１の接
続手段ＣＮ1 を通して行い、第２の差動増幅回路Ａ2 の
反転入力端への帰還は第１および第２の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4
の接続部から行うようにしたので、第１および第２の抵
抗Ｒ3 ，Ｒ4 の抵抗値と第３のコンデンサＣ3 の静電容
量値とを調整することにより、高域でのフィルタ特性を
補正することが可能となる。
【００４５】特に、このアクティブフィルタ回路は、フ
ィルタ特性の零点周波数に全く影響を与えることなく、
独立してＱ特性のみを補正することができるので、精細
なフィルタ特性設計を可能にする。なおかつ、零点周波
数を決定している素子の値は変化させることなく任意に
Ｑ特性の補正量を設定することができるので、零点周波
数の再確認、再調整の時間的なロスを省くことのでき
る、フィルタ設計においては極めて有効な利用価値の高
いものとなる。
ィルタ特性の零点周波数に全く影響を与えることなく、
独立してＱ特性のみを補正することができるので、精細
なフィルタ特性設計を可能にする。なおかつ、零点周波
数を決定している素子の値は変化させることなく任意に
Ｑ特性の補正量を設定することができるので、零点周波
数の再確認、再調整の時間的なロスを省くことのでき
る、フィルタ設計においては極めて有効な利用価値の高
いものとなる。
【００４６】このようなアクティブフィルタ回路を用い
れば、零点周波数より高域の周波数特性が劣化した帯域
除去フィルタにおいて、零点周波数前後の周波数特性の
対象性を改善することができ、テレビ信号処理回路等で
使用するコンポジットＴＶ信号からクロマ信号を除去す
るための帯域除去フィルタには零点周波数前後の周波数
特性の対象性が良いこと、および零点周波数での減衰量
は大きくかつ零点周波数前後近傍の減衰量は小さいこと
が要求されるので、このような場合には特に効果が大き
い。
れば、零点周波数より高域の周波数特性が劣化した帯域
除去フィルタにおいて、零点周波数前後の周波数特性の
対象性を改善することができ、テレビ信号処理回路等で
使用するコンポジットＴＶ信号からクロマ信号を除去す
るための帯域除去フィルタには零点周波数前後の周波数
特性の対象性が良いこと、および零点周波数での減衰量
は大きくかつ零点周波数前後近傍の減衰量は小さいこと
が要求されるので、このような場合には特に効果が大き
い。
【００４７】半導体集積回路上でフィルタを構成する場
合、素子が持つ寄生容量のフィルタ特性への影響はさら
に大きくなるので、上記の効果が特に発揮される。ま
た、通信システム等では、特に急峻な遮断特性を持つフ
ィルタを半導体集積回路上で構成することが要求され、
通常急峻な遮断特性を得るにはチェビシェフ特性を用い
るが、チェビシェフフィルタは次数が増える、数多くの
素子が直並列接続されるので特性の調整が困難である、
インダクタンスを必要とする、という欠点があることか
ら事実上半導体集積回路上で構成するは不可能である。
合、素子が持つ寄生容量のフィルタ特性への影響はさら
に大きくなるので、上記の効果が特に発揮される。ま
た、通信システム等では、特に急峻な遮断特性を持つフ
ィルタを半導体集積回路上で構成することが要求され、
通常急峻な遮断特性を得るにはチェビシェフ特性を用い
るが、チェビシェフフィルタは次数が増える、数多くの
素子が直並列接続されるので特性の調整が困難である、
インダクタンスを必要とする、という欠点があることか
ら事実上半導体集積回路上で構成するは不可能である。
【００４８】このような場合、例えば図６に示すよう
に、図６（ａ）のような特性を持つ比較的次数の小さい
高域通過フィルタと図６（ｂ）のような特性を持つ本発
明の実施の形態の補正をかけた状態の帯域除去フィルタ
（アクティブフィルタ回路）を組み合わせることで図６
（ｃ）のように小さい次数で急峻な遮断特性のフィルタ
を得ることができる。
に、図６（ａ）のような特性を持つ比較的次数の小さい
高域通過フィルタと図６（ｂ）のような特性を持つ本発
明の実施の形態の補正をかけた状態の帯域除去フィルタ
（アクティブフィルタ回路）を組み合わせることで図６
（ｃ）のように小さい次数で急峻な遮断特性のフィルタ
を得ることができる。
【００４９】このように、この実施の形態によれば、き
め細かなフィルタ特性を実現することができ、多種多様
な分野でのフィルタ設計が可能となり、半導体集積回路
上に構成するフィルタを設計する場合には特に効果が大
きい。
め細かなフィルタ特性を実現することができ、多種多様
な分野でのフィルタ設計が可能となり、半導体集積回路
上に構成するフィルタを設計する場合には特に効果が大
きい。
【００５０】
【発明の効果】この発明のアクティブフィルタ回路によ
れば、フィルタ特性の零点周波数に全く影響を与えるこ
となく、独立してＱ特性のみを補正することができるの
で、精細なフィルタ特性設計を可能にする。なおかつ、
零点周波数を決定している素子の値は変化させることな
く任意にＱ特性の補正量を設定することができるので、
零点周波数の再確認、再調整の時間的なロスを省くこと
ができ、フィルタ設計においては極めて有効な利用価値
の高いものとなり、集積回路化においては特に有効であ
る。
れば、フィルタ特性の零点周波数に全く影響を与えるこ
となく、独立してＱ特性のみを補正することができるの
で、精細なフィルタ特性設計を可能にする。なおかつ、
零点周波数を決定している素子の値は変化させることな
く任意にＱ特性の補正量を設定することができるので、
零点周波数の再確認、再調整の時間的なロスを省くこと
ができ、フィルタ設計においては極めて有効な利用価値
の高いものとなり、集積回路化においては特に有効であ
る。
【図１】本発明のアクティブフィルタ回路における実施
の形態の構成を示す回路図である。
の形態の構成を示す回路図である。
【図２】従来例のアクティブフィルタ回路の構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図３】実施の形態および従来例のアクティブフィルタ
回路の動作、特性を説明するためのゲイン−周波数特性
図である。
回路の動作、特性を説明するためのゲイン−周波数特性
図である。
【図４】実施の形態および従来例のアクティブフィルタ
回路の動作、特性を説明するためのゲイン−周波数特性
図である。
回路の動作、特性を説明するためのゲイン−周波数特性
図である。
【図５】差動増幅回路の構成の一概念を示す回路図であ
る。
る。
【図６】本発明の実施の形態のアクティブフィルタ回路
を利用した場合の効果を説明するためのゲイン−周波数
特性図である。
を利用した場合の効果を説明するためのゲイン−周波数
特性図である。
Ａ1 第１の差動増幅回路 Ａ2 第２の差動増幅回路 Ｃ1 第１のコンデンサ Ｃ2 第２のコンデンサ Ｃ3 第３のコンデンサ Ｒ3 第１の抵抗 Ｒ4 第２の抵抗 ＢＦ バッファアンプ Ｑ1 トランジスタ Ｑ2 トランジスタ Ｒ 抵抗 Ｉ 電流源 ＣＮ1 第１の接続手段 ＣＮ2 第２の接続手段
Claims (1)
- 【請求項１】 信号入力端子に非反転入力端が接続され
反転入力端および非反転入力端間の電圧差に応じて出力
端から電流を取り出す第１の差動増幅回路と、 片端が前記第１の差動増幅回路の出力端に接続され他端
が接地された第１のコンデンサと、 非反転入力端が前記第１の差動増幅回路の出力端に接続
され反転入力端および非反転入力端間の電圧差に応じて
出力端から電流を取り出す第２の差動増幅回路と、 片端が前記第１の差動増幅回路の非反転入力端に接続さ
れ他端が前記第２の差動増幅回路の出力端に接続された
第２のコンデンサと、 入力端が前記第２の差動増幅回路の出力端に接続された
バッファアンプと、 このバッファアンプの出力端と前記第１の差動増幅回路
の非反転入力端との間にあって直列に接続された第１，
第２の抵抗および第３のコンデンサと、 前記第１の差動増幅回路の反転入力端と前記第２の差動
増幅回路の出力端を接続する第１の接続手段と、 前記第２の差動増幅回路の反転入力端と前記第１，第２
の抵抗の接続部を接続する第２の接続手段とを備え、 前記第１および第２の抵抗の接続部から信号を取り出す
ことを特徴とするアクティブフィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05612796A JP3181829B2 (ja) | 1996-03-13 | 1996-03-13 | アクティブフィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05612796A JP3181829B2 (ja) | 1996-03-13 | 1996-03-13 | アクティブフィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09246914A true JPH09246914A (ja) | 1997-09-19 |
| JP3181829B2 JP3181829B2 (ja) | 2001-07-03 |
Family
ID=13018419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05612796A Expired - Fee Related JP3181829B2 (ja) | 1996-03-13 | 1996-03-13 | アクティブフィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3181829B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100333340B1 (ko) * | 1999-09-30 | 2002-04-18 | 윤상원 | 피이드백 회로가 있는 능동 인버터를 이용한 고주파용 여파기 회로 |
| KR100372123B1 (ko) * | 1999-03-11 | 2003-02-14 | 가부시끼가이샤 도시바 | 액티브 필터 회로 |
-
1996
- 1996-03-13 JP JP05612796A patent/JP3181829B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100372123B1 (ko) * | 1999-03-11 | 2003-02-14 | 가부시끼가이샤 도시바 | 액티브 필터 회로 |
| KR100333340B1 (ko) * | 1999-09-30 | 2002-04-18 | 윤상원 | 피이드백 회로가 있는 능동 인버터를 이용한 고주파용 여파기 회로 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3181829B2 (ja) | 2001-07-03 |
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