JPH09215399A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH09215399A JPH09215399A JP8035634A JP3563496A JPH09215399A JP H09215399 A JPH09215399 A JP H09215399A JP 8035634 A JP8035634 A JP 8035634A JP 3563496 A JP3563496 A JP 3563496A JP H09215399 A JPH09215399 A JP H09215399A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 平滑コンデンサの両端電圧に変動があって
も、一次電圧演算値の誤差を抑制し、電流指令に対する
追従性が良く、トルクを所定の値に保つことができる誘
導電動機の制御装置を提供することにある。 【解決手段】 インバータ４の出力電流の指令値と検出
値に基づいて前記インバータの電圧を指令する電流制御
系７ａ〜７ｃ、１８、１９ａ〜１９ｃと、前記電圧指令
にフィードフォワード的に注入する誘導電動機の一次電
圧を演算する一次電圧演算手段２１を有し、ベクトル制
御により駆動する誘導電動機の制御装置において、前記
インバータに入力する平滑コンデンサ３の両端電圧（直
流電圧）を検出する直流電圧検出手段９と、前記一次電
圧演算手段が出力する一次電圧を前記直流電圧検出手段
の出力に応じて補正する一次電圧補正手段１１を設け
る。
も、一次電圧演算値の誤差を抑制し、電流指令に対する
追従性が良く、トルクを所定の値に保つことができる誘
導電動機の制御装置を提供することにある。 【解決手段】 インバータ４の出力電流の指令値と検出
値に基づいて前記インバータの電圧を指令する電流制御
系７ａ〜７ｃ、１８、１９ａ〜１９ｃと、前記電圧指令
にフィードフォワード的に注入する誘導電動機の一次電
圧を演算する一次電圧演算手段２１を有し、ベクトル制
御により駆動する誘導電動機の制御装置において、前記
インバータに入力する平滑コンデンサ３の両端電圧（直
流電圧）を検出する直流電圧検出手段９と、前記一次電
圧演算手段が出力する一次電圧を前記直流電圧検出手段
の出力に応じて補正する一次電圧補正手段１１を設け
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機をベク
トル制御を用いて駆動する誘導電動機の制御装置に関す
る。
トル制御を用いて駆動する誘導電動機の制御装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機をベクトル制御を用いて駆動
する従来の制御装置を図５に示す。図５において、速度
制御回路１４は、速度指令ωr*と誘導電動機５の回転周
波数ωrとの偏差に応じてトルク指令τ*を指令する。す
べり周波数演算回路１６はトルク指令τ*から次のよう
な演算によりすべり周波数指令ωs*を出力する。但し、
Ｋsはすべり周波数演算定数である。
する従来の制御装置を図５に示す。図５において、速度
制御回路１４は、速度指令ωr*と誘導電動機５の回転周
波数ωrとの偏差に応じてトルク指令τ*を指令する。す
べり周波数演算回路１６はトルク指令τ*から次のよう
な演算によりすべり周波数指令ωs*を出力する。但し、
Ｋsはすべり周波数演算定数である。
【数１】 一次周波数演算回路１２は、次式に示すようにすべり周
波数指令ωs*と回転周波数ωrとを加算し一次周波数指
令ω1*を出力する。
波数指令ωs*と回転周波数ωrとを加算し一次周波数指
令ω1*を出力する。
【数２】 積分器１７は、一次周波数指令ω1*から次式による演算
により位相基準信号θd*を出力する。
により位相基準信号θd*を出力する。
【数３】 トルク電流演算回路１５は、トルク指令τ*から次式に
よる演算によりトルク電流指令Ｉｑ*を出力する。但
し、Ｋｔはトルク電流演算定数である。
よる演算によりトルク電流指令Ｉｑ*を出力する。但
し、Ｋｔはトルク電流演算定数である。
【数４】 一次電流指令演算回路１８は、位相基準信号θd*、トル
ク電流指令Iq*、励磁電流指令Id*から次のような演算に
より交流の電流指令信号ｉu*、ｉv*、ｉw*を演算する。
ク電流指令Iq*、励磁電流指令Id*から次のような演算に
より交流の電流指令信号ｉu*、ｉv*、ｉw*を演算する。
【数５】 電流制御回路１９ａ〜１９ｃは、各交流電流指令ｉu*、
ｉv*、ｉw*と電流検出器７ａ〜７ｃにより検出した各イ
ンバータ出力電流ｉu、ｉv、ｉwとの偏差に応じて各交
流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*を出力する。一次電圧演算
回路２１は、位相基準損号θd*、一次周波数指令ω1*、
トルク電流指令Iq*、励磁電流指令Id*から誘導電動機５
の等価回路定数（r1、ｌ1、ｌ2’、Ｍ’）を用いて次の
ような演算により誘導電動機５の一次電圧Ｖ1u*、Ｖ
1v*、Ｖ1w*を演算する。その演算した出力信号は一次電
圧の瞬時値である。但し、Ｖ1d*;一次電圧の二次鎖交磁
束軸成分電圧、Ｖ1q*;一次電圧のトルク軸成分電圧、ｒ
1;一次抵抗、ｌ1;一次漏れインダクタンス、ｌ2’；二
次漏れインダクタンスの一次換算値、Ｍ’;励磁インダ
クタンス）である。
ｉv*、ｉw*と電流検出器７ａ〜７ｃにより検出した各イ
ンバータ出力電流ｉu、ｉv、ｉwとの偏差に応じて各交
流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*を出力する。一次電圧演算
回路２１は、位相基準損号θd*、一次周波数指令ω1*、
トルク電流指令Iq*、励磁電流指令Id*から誘導電動機５
の等価回路定数（r1、ｌ1、ｌ2’、Ｍ’）を用いて次の
ような演算により誘導電動機５の一次電圧Ｖ1u*、Ｖ
1v*、Ｖ1w*を演算する。その演算した出力信号は一次電
圧の瞬時値である。但し、Ｖ1d*;一次電圧の二次鎖交磁
束軸成分電圧、Ｖ1q*;一次電圧のトルク軸成分電圧、ｒ
1;一次抵抗、ｌ1;一次漏れインダクタンス、ｌ2’；二
次漏れインダクタンスの一次換算値、Ｍ’;励磁インダ
クタンス）である。
【数６】
【数７】 ＰＷＭパルス出力回路２０は、加算器２３ａ〜２３ｃの
出力した各交流電圧指令（変調波）Ｖcu*、Ｖcv*、Ｖcw
*とＰＷＭパルス出力回路内部で作成する三角波信号
（搬送波）とを比較し、ＰＷＭインバータ４を構成する
スイッチング素子をオン、オフするＰＷＭパルスＴu、
Ｔv、Ｔwを出力する。以上、説明した制御装置の電流制
御系における一次電圧演算回路２１の役割を次に詳細に
述べる。電流制御系のうち一次電圧演算回路２１の一次
電圧Ｖ1u*、Ｖ1v*、Ｖ1w*がゼロである場合を考える。
すなわち、インバータの出力電流値の指令値と検出値に
基づいて電流を制御するループのみで構成される電流制
御系（部品番号７ａ〜７ｃ、１８、１９ａ〜１９ｃ）に
は、運転周波数に応じて誘導電動機５の誘起電圧が加わ
り、運転周波数が高くなるに従い電流指令値に対する検
出値の偏差が大きくなる。このため、電流指令に対する
一次電流のゲイン低下を招くことになり、一次電流を指
令信号に精度良く追従させることができなくなる。この
ゲイン低下を防ぐ回路として、一次電圧演算回路２１及
び加算器２３ａ〜２３ｃを使用し、(数６）、（数７）
式に従い誘起電圧を含めた一次電圧を演算し、フィード
フォワード的に電圧指令に注入し、ゲイン低下を防ぐ動
作を行う。なお、この種の装置として関連するものに
は、例えば特公昭６４−４４３６号公報が挙げられる。
従来の制御装置は、このような回路構成を有し、動作を
行うことにより、ＰＷＭインバータの出力電流を制御
し、高応答で精度の良いトルク制御が可能となる。
出力した各交流電圧指令（変調波）Ｖcu*、Ｖcv*、Ｖcw
*とＰＷＭパルス出力回路内部で作成する三角波信号
（搬送波）とを比較し、ＰＷＭインバータ４を構成する
スイッチング素子をオン、オフするＰＷＭパルスＴu、
Ｔv、Ｔwを出力する。以上、説明した制御装置の電流制
御系における一次電圧演算回路２１の役割を次に詳細に
述べる。電流制御系のうち一次電圧演算回路２１の一次
電圧Ｖ1u*、Ｖ1v*、Ｖ1w*がゼロである場合を考える。
すなわち、インバータの出力電流値の指令値と検出値に
基づいて電流を制御するループのみで構成される電流制
御系（部品番号７ａ〜７ｃ、１８、１９ａ〜１９ｃ）に
は、運転周波数に応じて誘導電動機５の誘起電圧が加わ
り、運転周波数が高くなるに従い電流指令値に対する検
出値の偏差が大きくなる。このため、電流指令に対する
一次電流のゲイン低下を招くことになり、一次電流を指
令信号に精度良く追従させることができなくなる。この
ゲイン低下を防ぐ回路として、一次電圧演算回路２１及
び加算器２３ａ〜２３ｃを使用し、(数６）、（数７）
式に従い誘起電圧を含めた一次電圧を演算し、フィード
フォワード的に電圧指令に注入し、ゲイン低下を防ぐ動
作を行う。なお、この種の装置として関連するものに
は、例えば特公昭６４−４４３６号公報が挙げられる。
従来の制御装置は、このような回路構成を有し、動作を
行うことにより、ＰＷＭインバータの出力電流を制御
し、高応答で精度の良いトルク制御が可能となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前記従来の制
御装置は、平滑コンデンサ両端電圧の変動の点について
配慮がされていないため、次に述べる問題が生ずる。図
５において、ＰＭＷインバータは、制御装置の交流電圧
指令Ｖcu*,Ｖcv*，Ｖcw*を数百倍に増幅する装置と見る
ことができる。そこで、交流電圧指令とインバータ出力
電圧との関係は、増幅度をインバータゲインＧpwmとし
て表すと、次式のようになる。
御装置は、平滑コンデンサ両端電圧の変動の点について
配慮がされていないため、次に述べる問題が生ずる。図
５において、ＰＭＷインバータは、制御装置の交流電圧
指令Ｖcu*,Ｖcv*，Ｖcw*を数百倍に増幅する装置と見る
ことができる。そこで、交流電圧指令とインバータ出力
電圧との関係は、増幅度をインバータゲインＧpwmとし
て表すと、次式のようになる。
【数８】 但し、Ｖu、Ｖv、Ｖwはインバータ出力の相電圧であ
る。また、インバータ出力の相電圧のうち、一時電圧指
令Ｖ1u*,Ｖ1v*，Ｖ1w*に対応する成分の電圧をそれぞれ
Ｖ1u、Ｖ1v、Ｖ1wとすると、一次電圧指令と前記成分電
圧との関係は、(数８)式と同様に、インバータゲインＧ
pwm倍した関係となり、次式により表せる。
る。また、インバータ出力の相電圧のうち、一時電圧指
令Ｖ1u*,Ｖ1v*，Ｖ1w*に対応する成分の電圧をそれぞれ
Ｖ1u、Ｖ1v、Ｖ1wとすると、一次電圧指令と前記成分電
圧との関係は、(数８)式と同様に、インバータゲインＧ
pwm倍した関係となり、次式により表せる。
【数９】 ここで、インバータゲインＧpwmは、平滑コンデンサ両
端電圧の設計値をＫＶdcとすると、次式から求まる。
端電圧の設計値をＫＶdcとすると、次式から求まる。
【数１０】 従って、平滑コンデンサ両端電圧Ｖdcが設計値ＫＶdcと
等しい場合は、(数９)、(数１０)式からわかるように、
正確な一次電圧が出力される。しかし、実際の平滑コン
デンサ両端電圧Ｖdcは、三相交流電源１の電圧変動や誘
導電動機５の運転状況に応じて変動する。このため、平
滑コンデンサ両端電圧の変動の影響によって、演算によ
り求めた誘導電動機の一次電圧値に大きな誤差が生ずる
問題があった。
等しい場合は、(数９)、(数１０)式からわかるように、
正確な一次電圧が出力される。しかし、実際の平滑コン
デンサ両端電圧Ｖdcは、三相交流電源１の電圧変動や誘
導電動機５の運転状況に応じて変動する。このため、平
滑コンデンサ両端電圧の変動の影響によって、演算によ
り求めた誘導電動機の一次電圧値に大きな誤差が生ずる
問題があった。
【０００４】本発明の課題は、上記問題に鑑み、平滑コ
ンデンサの両端電圧に変動があっても、一次電圧演算値
の誤差を抑制し、電流指令に対する追従性が良く、トル
クを所定の値に保つに好適な誘導電動機の制御装置を提
供することにある。
ンデンサの両端電圧に変動があっても、一次電圧演算値
の誤差を抑制し、電流指令に対する追従性が良く、トル
クを所定の値に保つに好適な誘導電動機の制御装置を提
供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題は、インバータ
に入力する平滑コンデンサの両端電圧を検出する直流電
圧検出手段、または、インバータに入力する平滑コンデ
ンサの両端電圧を演算する直流電圧演算手段と、一次電
圧演算手段が出力する一次電圧を前記直流電圧検出手
段、または、前記直流電圧演算手段の出力である平滑コ
ンデンサの両端電圧の値に応じて補正する一次電圧補正
手段を設けることにより、達成される。
に入力する平滑コンデンサの両端電圧を検出する直流電
圧検出手段、または、インバータに入力する平滑コンデ
ンサの両端電圧を演算する直流電圧演算手段と、一次電
圧演算手段が出力する一次電圧を前記直流電圧検出手
段、または、前記直流電圧演算手段の出力である平滑コ
ンデンサの両端電圧の値に応じて補正する一次電圧補正
手段を設けることにより、達成される。
【０００６】本発明は、一次電圧演算手段が出力する一
次電圧（電圧指令）を平滑コンデンサの両端電圧の値に
応じて補正するので、平滑コンデンサの両端電圧に変動
があっても、誘導電動機の一次電圧演算値の誤差を抑制
し、正確な電圧指令を演算することができる。
次電圧（電圧指令）を平滑コンデンサの両端電圧の値に
応じて補正するので、平滑コンデンサの両端電圧に変動
があっても、誘導電動機の一次電圧演算値の誤差を抑制
し、正確な電圧指令を演算することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明による誘導電動機の制
御装置の一実施形態を示す。図１において、１は三相交
流電源、２はダイオードで構成され交流を直流に交換す
るコンバータ、３はコンバータ２の出力電圧を平滑する
平滑コンデンサ、４はスイッチング素子で構成され、直
流を任意の交流に変換するＰＷＭインバータ、５は誘導
電動機、６は誘導電動機５の回転速度を検出する速度検
出器、７ａ〜７ｃはＰＷＭインバータの出力電流を検出
する電流検出器、９は平滑コンデンサ３の両端電圧を検
出する直流電圧検出器、１１は一次電圧演算回路２１の
出力である一次電圧信号を補正する一次電圧補正回路、
１３は誘導電動機５の回転速度を指令する速度指令回
路、１４は速度指令回路１３と速度検出器６の出力信号
偏差に応じて誘導電動機５のトルクを指令する信号を出
力する速度制御回路、１５はトルク指令信号に応じて誘
導電動機５のトルク電流成分を演算するトルク電流演算
回路、１６はトルク指令信号に応じて誘導電動機５のす
べり周波数指令を演算するすべり周波数演算回路、１２
は速度検出器６により検出した誘導電動機５の回転速度
信号とすべり周波数指令信号とを加算して誘導電動機５
の一次周波数指令を出力する一次周波数演算回路、１７
は一次周波数指令から誘導電動機５の二次鎖交磁束の位
相基準信号を積分により演算する積分器、１８は位相基
準信号を基準とし、トルク電流指令信号と予め設定した
励磁電流指令値に応じて誘導電動機５の１次電流の瞬時
値を指令する正弦波信号を出力する一次電流指令演算回
路、１９ａ〜１９ｃは一次電流指令演算回路１８と電流
検出器７ａ〜７ｃとの各出力信号偏差に応じて誘導電動
機５の電圧を指令する電流制御回路、２１は位相基準信
号を基準とし、トルク電流指令信号と励磁電流指令値と
一次周波数指令信号とに応じて誘導電動機５の一次電圧
を演算し、一次電圧の瞬時値を出力する一次電圧演算回
路、２３ａ〜２３ｃは電圧指令信号と一次電圧信号とを
加算し、新たな電圧指令信号を出力する加算器、２０は
加算器２３ａ〜２３ｃの出力信号に応じてＰＷＭインバ
ータ４へ出力するＰＷＭパルスを発生するＰＷＭパルス
出力回路である。本実施形態は、図５の従来の制御装置
に比べて、平滑コンデンサ３の両端電圧を検出する直流
電圧検出器９、直流電圧検出器９からの出力である平滑
コンデンサ両端電圧信号の値に応じて一次電圧演算回路
２１の出力である一次電圧信号を補正する一次電圧補正
回路１１を設ける点に特徴がある。
用いて説明する。図１は、本発明による誘導電動機の制
御装置の一実施形態を示す。図１において、１は三相交
流電源、２はダイオードで構成され交流を直流に交換す
るコンバータ、３はコンバータ２の出力電圧を平滑する
平滑コンデンサ、４はスイッチング素子で構成され、直
流を任意の交流に変換するＰＷＭインバータ、５は誘導
電動機、６は誘導電動機５の回転速度を検出する速度検
出器、７ａ〜７ｃはＰＷＭインバータの出力電流を検出
する電流検出器、９は平滑コンデンサ３の両端電圧を検
出する直流電圧検出器、１１は一次電圧演算回路２１の
出力である一次電圧信号を補正する一次電圧補正回路、
１３は誘導電動機５の回転速度を指令する速度指令回
路、１４は速度指令回路１３と速度検出器６の出力信号
偏差に応じて誘導電動機５のトルクを指令する信号を出
力する速度制御回路、１５はトルク指令信号に応じて誘
導電動機５のトルク電流成分を演算するトルク電流演算
回路、１６はトルク指令信号に応じて誘導電動機５のす
べり周波数指令を演算するすべり周波数演算回路、１２
は速度検出器６により検出した誘導電動機５の回転速度
信号とすべり周波数指令信号とを加算して誘導電動機５
の一次周波数指令を出力する一次周波数演算回路、１７
は一次周波数指令から誘導電動機５の二次鎖交磁束の位
相基準信号を積分により演算する積分器、１８は位相基
準信号を基準とし、トルク電流指令信号と予め設定した
励磁電流指令値に応じて誘導電動機５の１次電流の瞬時
値を指令する正弦波信号を出力する一次電流指令演算回
路、１９ａ〜１９ｃは一次電流指令演算回路１８と電流
検出器７ａ〜７ｃとの各出力信号偏差に応じて誘導電動
機５の電圧を指令する電流制御回路、２１は位相基準信
号を基準とし、トルク電流指令信号と励磁電流指令値と
一次周波数指令信号とに応じて誘導電動機５の一次電圧
を演算し、一次電圧の瞬時値を出力する一次電圧演算回
路、２３ａ〜２３ｃは電圧指令信号と一次電圧信号とを
加算し、新たな電圧指令信号を出力する加算器、２０は
加算器２３ａ〜２３ｃの出力信号に応じてＰＷＭインバ
ータ４へ出力するＰＷＭパルスを発生するＰＷＭパルス
出力回路である。本実施形態は、図５の従来の制御装置
に比べて、平滑コンデンサ３の両端電圧を検出する直流
電圧検出器９、直流電圧検出器９からの出力である平滑
コンデンサ両端電圧信号の値に応じて一次電圧演算回路
２１の出力である一次電圧信号を補正する一次電圧補正
回路１１を設ける点に特徴がある。
【０００８】次に、図１、図２を参照にして、本実施形
態の詳細な動作について説明する。図１において、速度
制御回路１４は、速度指令ωr*と誘導電動機５の回転周
波数ωrとの偏差に応じてトルク指令τ*を指令する。す
べり周波数演算回路１６は、トルク指令τ*から従来例
と同様な演算により、すべり周波数指令ωs*を出力す
る。一次周波数演算回路１２は、すべり周波数指令ωs*
と回転周波数ωrとを加算し、一次周波数指令ω1*を出
力する。積分器１７は、一次周波数指令ω1*から従来例
と同様な演算により、位相基準信号θd*を出力する。ト
ルク電流演算回路１５は、トルク指令τ*から従来例と
同様な演算により、トルク電流指令Ｉq*を出力する。一
次電流指令演算回路１８は、位相基準信号θd*、トルク
電流指令Ｉq*、励磁電流指令Ｉd*から従来例と同様な演
算により、交流の電流指令信号ｉu*、ｉv*、ｉw*を演算
する。電流制御回路１９ａ〜１９ｃは、各交流電流指令
ｉu*、ｉv*、ｉw*と電流検出器７ａ〜７ｃにより検出し
た各インバータ出力電流ｉu、ｉv、ｉwとの偏差に応じ
て各交流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*を出力する。一次電
圧演算回路２１は、位相基準信号θd*、一次周波数指令
ω1*、トルク電流指令Ｉq*、励磁電流指令Ｉd*から従来
例と同様な演算により、誘導電動機５の一次電圧Ｖ
1u*、Ｖ1v*、Ｖ1w*を演算し、一次電圧補正回路１１に
出力する。その演算した出力信号は一次電圧の瞬時値で
ある。直流電圧検出器９は、平滑コンデンサ３の両端電
圧を検出し、検出した直流電圧信号Ｖdcを一次電圧補正
回路１１に出力する。一次電圧補正回路１１は、直流電
圧信号Ｖdcに応じて一次電圧信号Ｖ1u*、Ｖ1v*、Ｖ1w*
を補正し、補正された一次電圧信号Ｖ1cu*、Ｖ1cv*、Ｖ
1cw*を出力する。加算器２３ａ〜２３ｃにおいて、各交
流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に補正された一次電圧信号
Ｖ1cu*、Ｖ1cv*、Ｖ1cw*が加算され、ＰＷＭパルス出力
回路２０は、加算器２３ａ〜２３ｃの出力した各交流電
圧指令（変調波）Ｖcu*、Ｖc v*、Ｖcw*とＰＷＭパルス
出力回路内部で作成する三角波信号（搬送波）とを比較
し、ＰＷＭインバータ４を構成するスイッチング素子を
オン、オフするＰＷＭパルスＴu、Ｔv、Ｔwを出力す
る。
態の詳細な動作について説明する。図１において、速度
制御回路１４は、速度指令ωr*と誘導電動機５の回転周
波数ωrとの偏差に応じてトルク指令τ*を指令する。す
べり周波数演算回路１６は、トルク指令τ*から従来例
と同様な演算により、すべり周波数指令ωs*を出力す
る。一次周波数演算回路１２は、すべり周波数指令ωs*
と回転周波数ωrとを加算し、一次周波数指令ω1*を出
力する。積分器１７は、一次周波数指令ω1*から従来例
と同様な演算により、位相基準信号θd*を出力する。ト
ルク電流演算回路１５は、トルク指令τ*から従来例と
同様な演算により、トルク電流指令Ｉq*を出力する。一
次電流指令演算回路１８は、位相基準信号θd*、トルク
電流指令Ｉq*、励磁電流指令Ｉd*から従来例と同様な演
算により、交流の電流指令信号ｉu*、ｉv*、ｉw*を演算
する。電流制御回路１９ａ〜１９ｃは、各交流電流指令
ｉu*、ｉv*、ｉw*と電流検出器７ａ〜７ｃにより検出し
た各インバータ出力電流ｉu、ｉv、ｉwとの偏差に応じ
て各交流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*を出力する。一次電
圧演算回路２１は、位相基準信号θd*、一次周波数指令
ω1*、トルク電流指令Ｉq*、励磁電流指令Ｉd*から従来
例と同様な演算により、誘導電動機５の一次電圧Ｖ
1u*、Ｖ1v*、Ｖ1w*を演算し、一次電圧補正回路１１に
出力する。その演算した出力信号は一次電圧の瞬時値で
ある。直流電圧検出器９は、平滑コンデンサ３の両端電
圧を検出し、検出した直流電圧信号Ｖdcを一次電圧補正
回路１１に出力する。一次電圧補正回路１１は、直流電
圧信号Ｖdcに応じて一次電圧信号Ｖ1u*、Ｖ1v*、Ｖ1w*
を補正し、補正された一次電圧信号Ｖ1cu*、Ｖ1cv*、Ｖ
1cw*を出力する。加算器２３ａ〜２３ｃにおいて、各交
流電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に補正された一次電圧信号
Ｖ1cu*、Ｖ1cv*、Ｖ1cw*が加算され、ＰＷＭパルス出力
回路２０は、加算器２３ａ〜２３ｃの出力した各交流電
圧指令（変調波）Ｖcu*、Ｖc v*、Ｖcw*とＰＷＭパルス
出力回路内部で作成する三角波信号（搬送波）とを比較
し、ＰＷＭインバータ４を構成するスイッチング素子を
オン、オフするＰＷＭパルスＴu、Ｔv、Ｔwを出力す
る。
【０００９】図２に、一次電圧補正回路１１の内部構成
を示す。図２において、１１１は直流電圧検出器９の出
力である直流電圧信号Ｖdcに応じて一次電圧演算回路２
１の出力する一次電圧信号（Ｖ1u*、Ｖ1v*、Ｖ1w*）を
補正する電圧補正係数Ｋvを演算する電圧補正係数演算
回路であり、電圧補正係数Ｋvは次式に従い演算する。
但し、ＫＶdcは直流電圧の設計値である。
を示す。図２において、１１１は直流電圧検出器９の出
力である直流電圧信号Ｖdcに応じて一次電圧演算回路２
１の出力する一次電圧信号（Ｖ1u*、Ｖ1v*、Ｖ1w*）を
補正する電圧補正係数Ｋvを演算する電圧補正係数演算
回路であり、電圧補正係数Ｋvは次式に従い演算する。
但し、ＫＶdcは直流電圧の設計値である。
【数１１】 １１２ａ〜１１２ｃは一次電圧信号（Ｖ1u*、Ｖ1v*、Ｖ
1w*）と電圧補正係数Ｋvとを乗算し、補正された一次電
圧信号（Ｖ1cu*、Ｖ1cv*、Ｖ1cw*）を出力する乗算器で
ある。ここで、（数１１）式から分かるように、平滑コ
ンデンサ３の直流電圧に変動がなく、設計時に計算した
電圧値と同じであれば、すなわち、Ｖdc＝ＫＶdcとな
り、電圧補正係数Ｋv＝１になり、一次電圧信号の値
は、一次電圧補正演算回路の入力値と出力値で変わらな
い。また、直流電圧が設計時の電圧より大きい（Ｖdc＞
ＫＶdc）場合、Ｋv＜１となり、誘導電動機５に出力す
る一次電圧が大きくなるのを防ぐように動作する。逆
に、直流電圧が設計時の電圧より小さい（Ｖdc＜ＫＶd
c）場合、Ｋv＞１となり、誘導電動機５に出力する一次
電圧が小さくなるのを防ぐように動作する。このように
して、本実施形態によれば、平滑コンデンサ両端電圧を
検出し、検出した電圧信号の値に応じて一次電圧信号の
値を補正するため、一次電圧演算値の誤差を抑制するこ
とができる。
1w*）と電圧補正係数Ｋvとを乗算し、補正された一次電
圧信号（Ｖ1cu*、Ｖ1cv*、Ｖ1cw*）を出力する乗算器で
ある。ここで、（数１１）式から分かるように、平滑コ
ンデンサ３の直流電圧に変動がなく、設計時に計算した
電圧値と同じであれば、すなわち、Ｖdc＝ＫＶdcとな
り、電圧補正係数Ｋv＝１になり、一次電圧信号の値
は、一次電圧補正演算回路の入力値と出力値で変わらな
い。また、直流電圧が設計時の電圧より大きい（Ｖdc＞
ＫＶdc）場合、Ｋv＜１となり、誘導電動機５に出力す
る一次電圧が大きくなるのを防ぐように動作する。逆
に、直流電圧が設計時の電圧より小さい（Ｖdc＜ＫＶd
c）場合、Ｋv＞１となり、誘導電動機５に出力する一次
電圧が小さくなるのを防ぐように動作する。このように
して、本実施形態によれば、平滑コンデンサ両端電圧を
検出し、検出した電圧信号の値に応じて一次電圧信号の
値を補正するため、一次電圧演算値の誤差を抑制するこ
とができる。
【００１０】図３は、本発明の他の実施形態を示す。本
実施形態の特徴点は、平滑コンデンサ３の両端電圧を直
流電圧検出器９を用いずに推定演算により求めることに
ある。また、図３において、図１と同一記号のものは相
当物を示し、図１と同一動作を行うので、説明を省略
し、図３の特有の回路及びその動作について説明する。
図３において、１０は直流電圧検出器９の代りに平滑コ
ンデンサ３の両端電圧を推定演算により検出する直流電
圧演算回路であり、図４に直流電圧演算回路１０の内部
構成を示す。
実施形態の特徴点は、平滑コンデンサ３の両端電圧を直
流電圧検出器９を用いずに推定演算により求めることに
ある。また、図３において、図１と同一記号のものは相
当物を示し、図１と同一動作を行うので、説明を省略
し、図３の特有の回路及びその動作について説明する。
図３において、１０は直流電圧検出器９の代りに平滑コ
ンデンサ３の両端電圧を推定演算により検出する直流電
圧演算回路であり、図４に直流電圧演算回路１０の内部
構成を示す。
【００１１】図４において、１０１は速度制御回路１４
の出力であるトルク指令τ*と速度検出器６の出力であ
る回転周波数ωrとに応じてインバータ出力電力Ｐ2を出
力するインバータ出力電力演算回路であり、次式に示す
演算により、インバータ出力電力Ｐ2を出力する。
の出力であるトルク指令τ*と速度検出器６の出力であ
る回転周波数ωrとに応じてインバータ出力電力Ｐ2を出
力するインバータ出力電力演算回路であり、次式に示す
演算により、インバータ出力電力Ｐ2を出力する。
【数１２】 １０２は電流検出器７ａ〜７ｃの出力であるインバータ
出力電流ｉu、ｉv、ｉwとＰＷＭパルス出力回路２０の
出力であるＰＷＭパルス信号Ｔu、Ｔv、Ｔwとに応じて
インバータ入力電流Ｉdcを出力するインバータ入力電流
演算回路であり、次式に示す演算により、インバータ入
力電流Ｉdcを出力する。但し、ＴuP、ＴvP、ＴwPはＰＷ
Ｍパルス信号Ｔu、Ｔv、Ｔwのオン区間のパルス幅であ
り、Ｔcは三角波信号のキャリア周期である。
出力電流ｉu、ｉv、ｉwとＰＷＭパルス出力回路２０の
出力であるＰＷＭパルス信号Ｔu、Ｔv、Ｔwとに応じて
インバータ入力電流Ｉdcを出力するインバータ入力電流
演算回路であり、次式に示す演算により、インバータ入
力電流Ｉdcを出力する。但し、ＴuP、ＴvP、ＴwPはＰＷ
Ｍパルス信号Ｔu、Ｔv、Ｔwのオン区間のパルス幅であ
り、Ｔcは三角波信号のキャリア周期である。
【数１３】 インバータ４の入力電力Ｐ1は、インバータ入力電流Ｉd
cと平滑コンデンサ両端電圧（インバータ入力電圧）Ｖd
cとの積であり、次式で表せる。
cと平滑コンデンサ両端電圧（インバータ入力電圧）Ｖd
cとの積であり、次式で表せる。
【数１４】 また、インバータ入力電力Ｐ1とインバータ出力電流Ｐ2
との関係は、次式のようになる。ここで、ηはインバー
タ４の効率であり予め設計的に求めることができる。
との関係は、次式のようになる。ここで、ηはインバー
タ４の効率であり予め設計的に求めることができる。
【数１５】 上記（数１４）（数１５）式から、直流電圧Ｖdcは次式
により求まる。
により求まる。
【数１６】 １０３はインバータ入力電流Ｉdcとインバータ効率ηと
の乗算を行う乗算器であり、１０４はインバータ出力電
流Ｐ2から乗算器１０３の出力を割算する割算器であ
る。このような演算を行うことによって、平滑コンデン
サ両端電圧Ｖdcを検出する。図３の実施形態において
も、図１の実施形態と同様に、一次電圧演算値の誤差を
抑制することができる。
の乗算を行う乗算器であり、１０４はインバータ出力電
流Ｐ2から乗算器１０３の出力を割算する割算器であ
る。このような演算を行うことによって、平滑コンデン
サ両端電圧Ｖdcを検出する。図３の実施形態において
も、図１の実施形態と同様に、一次電圧演算値の誤差を
抑制することができる。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
平滑コンデンサ両端電圧を検出または演算し、この検出
または演算した平滑コンデンサの両端電圧信号の値に応
じて一次電圧演算値による一次電圧（電圧指令）を補正
するので、平滑コンデンサの両端電圧に変動があって
も、一次電圧演算値の誤差を抑制することができ、電流
指令に対する追従性が良く、トルクを所定の値に保つこ
とができる。
平滑コンデンサ両端電圧を検出または演算し、この検出
または演算した平滑コンデンサの両端電圧信号の値に応
じて一次電圧演算値による一次電圧（電圧指令）を補正
するので、平滑コンデンサの両端電圧に変動があって
も、一次電圧演算値の誤差を抑制することができ、電流
指令に対する追従性が良く、トルクを所定の値に保つこ
とができる。
【図１】本発明の一実施形態の構成図
【図２】一次電圧補正回路の内部構成図
【図３】本発明の他の実施形態の構成図
【図４】直流電圧演算回路の内部構成図
【図５】従来例の構成図
３ 平滑コンデンサ ４ ＰＷＭインバータ ５ 誘導電動機 ６ 速度検出器 ７ａ〜７ｃ 電流検出器 ９ 直流電圧検出器 １０ 直流電圧演算回路 １１ 一次電圧補正回路 １２ 一次周波数演算回路 １３ 速度指令回路 １４ 速度制御回路 １５ トルク電流演算回路 １６ すべり周波数演算回路 １７ 積分器 １８ 一次電流指令演算回路 ２０ ＰＷＭパルス出力回路 ２１ 一次電圧演算回路 １０１ インバータ出力電力演算回路 １０２ インバータ入力電流演算回路 １１１ 電圧補正係数演算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 長瀬 博 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所水戸工場内
Claims (5)
- 【請求項１】 インバータの出力電流の指令値と検出値
に基づいて前記インバータの電圧を指令する電流制御系
と、前記電圧指令にフィードフォワード的に注入する誘
導電動機の一次電圧を演算する一次電圧演算手段を有
し、ベクトル制御により駆動する誘導電動機の制御装置
において、前記インバータに入力する平滑コンデンサの
両端電圧（直流電圧）を検出する直流電圧検出手段と、
前記一次電圧演算手段が出力する一次電圧を前記直流電
圧検出手段の出力に応じて補正する一次電圧補正手段を
設けることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項２】 インバータの出力電流の指令値と検出値
に基づいて前記インバータの電圧を指令する電流制御系
と、前記電圧指令にフィードフォワード的に注入する誘
導電動機の一次電圧を演算する一次電圧演算手段を有
し、ベクトル制御により駆動する誘導電動機の制御装置
において、前記インバータに入力する平滑コンデンサの
両端電圧（直流電圧）を演算する直流電圧演算手段と、
前記一次電圧演算手段が出力する一次電圧を前記直流電
圧演算手段の出力に応じて補正する一次電圧補正手段を
設けることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項３】 請求項２において、直流電圧演算手段
は、トルク指令と誘導電動機の回転周波数とに応じてイ
ンバータ出力電力を出力するインバータ出力電力演算手
段と、インバータの出力電流とインバータを制御するＰ
ＷＭパルス幅とに応じてインバータ入力電流を出力する
インバータ入力電流演算手段を有し、直流電圧を演算す
ることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３のいずれかにおい
て、一次電圧補正手段は、直流電圧に応じて一次電圧演
算手段の出力する一次電圧を補正する電圧補正係数を演
算する電圧補正係数演算手段を有することを特徴とする
誘導電動機の制御装置。 - 【請求項５】 請求項４において、電圧補正係数は、次
式により演算することを特徴とする誘導電動機の制御装
置。 Ｋv＝ＫＶdc／Ｖdc 但し、Ｋvは電圧補正係数、Ｖdcは直流電圧信号、ＫＶd
cは直流電圧の設計値
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8035634A JPH09215399A (ja) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8035634A JPH09215399A (ja) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09215399A true JPH09215399A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=12447315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8035634A Pending JPH09215399A (ja) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09215399A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8816617B2 (en) | 2009-03-09 | 2014-08-26 | Nec Corporation | Three-phase motor controller, three-phase motor system, three-phase motor control method and program |
| JP2020178382A (ja) * | 2019-04-15 | 2020-10-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置およびこれを用いた電動化車両 |
-
1996
- 1996-01-30 JP JP8035634A patent/JPH09215399A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8816617B2 (en) | 2009-03-09 | 2014-08-26 | Nec Corporation | Three-phase motor controller, three-phase motor system, three-phase motor control method and program |
| JP2020178382A (ja) * | 2019-04-15 | 2020-10-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置およびこれを用いた電動化車両 |
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