JPH09215199A

JPH09215199A - 並列型高調波補償回路

Info

Publication number: JPH09215199A
Application number: JP8017627A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Shimamori; 浩島森; Nobuhiro Hodaka; 伸洋保高; Shingo Hashizume; 真悟橋爪
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd; Fujitsu Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd; Fujitsu Ltd
Priority date: 1996-02-02
Filing date: 1996-02-02
Publication date: 1997-08-15

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、並列型高調波補償回路に関し、負
荷であるデータ処理装置の制御によらず高い信頼性の下
で自動的に運転することを目的とする。【解決手段】並列型高調波補償回路（Ｐ−ＰＦＣ）２
は高調波補償回路（ＰＦＣ）５と自動運転回路６とを備
える。ＰＦＣ５は、矩形波である出力電流ＩB と正弦波
であるべき入力電流ＩA との差ＩC を交流電力ライン４
に出し入れすることによって、入力電流を正弦波とす
る。自動運転回路６は、負荷３であるデータ処理装置か
らの制御によらずに、Ｐ−ＰＦＣ２自体の状態に基づい
てＰＦＣ５又はＰ−ＰＦＣ２を制御する。このために、
自動運転回路６は、Ｐ−ＰＦＣ２の状態に基づいてＰＦ
Ｃ５のＯＮ／ＯＦＦを制御するＯＮ／ＯＦＦ制御回路７
と、Ｐ−ＰＦＣ２の状態に基づいてこれを制御する信頼
性制御回路８とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、並列型高調波補償
回路に関し、特に、三相の商用電源から形成した安定電
源を負荷であるコンピュータ等のデータ処理装置に対し
て供給する並列型高調波補償回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】コンピュータ等のデータ処理装置に対し
て供給される電源は安定であることが要求される。そこ
で、一般に、図１９（Ａ）に示すように、商用電源１０
１を整流回路１０２により整流、平滑して高圧の直流電
圧を形成し、この高圧の直流電圧からＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１０３により低圧の直流電圧を形成して、負荷１０
４であるコンピュータ等に供給する。

【０００３】負荷１０４が大型のコンピュータである場
合には大電力を供給する必要があるため、図１９（Ａ）
に示すように、電源１０１として三相の商用電源が用い
られる。更にこれに応じて、整流回路１０２としては三
相Ｌインプット全波整流回路（ＲＥＣＴ）１０２が多く
用いられる。

【０００４】三相Ｌインプット全波整流回路１０２を用
いた場合、図１９（Ｂ）に示すように、電流波形が略完
全な矩形波になる（完全な矩形波になるのは、三相Ｌイ
ンプット全波整流回路１０２のインダクタンスＬが無限
大である場合である）。このため、電流値が急激に変化
することに起因して例えば本来の周波数成分（５０Ｈ
ｚ）の整数倍の高調波が発生する。従って、電流成分と
して、本来の周波数成分以外に、本来の周波数の整数倍
の高調波成分を含んでいた。

【０００５】この高調波電流は、電源である三相の商用
電源１０１に接続されている他の種々の機器に対して、
電源電圧の変動等の悪影響を及ぼす。このため、高調波
電流を抑制する規格が定められている。即ち、この規格
において、高調波電流の発生を抑制するために、入力電
流波形を矩形波ではなく正弦波になるべく近づけること
が定められている。

【０００６】このような規格を満たすための回路装置と
しては種々のものがあるが、その１つとして図１９
（Ｃ）に示す並列型高調波補償回路（Ｐ−ＰＦＣ、並列
型力率補償回路）１０５が知られている。並列型高調波
補償回路１０５は矩形波である機器（負荷１０４）の入
力電流ＩB と正弦波であるべき商用電源１０１からの入
力電流ＩA との差を検出してこれを補償する。

【０００７】具体的には、並列型高調波補償回路１０５
において電流検出器ＣＴ１が負荷１０４の入力電流（矩
形波）ＩB を検出する。一方、高調波補償回路ＰＦＣが
商用電源１０１の入力電圧波形に基づいて正弦波である
べき入力電流ＩA の波形を求める。そして、高調波補償
回路ＰＦＣが、入力電流（正弦波）ＩA から負荷１０４
の入力電流（矩形波）ＩB を差し引いた電流ＩC を、高
調波補償回路ＰＦＣと商用電源１０１の交流電力ライン
１０６に供給する。

【０００８】即ち、正弦波ＩA が負荷１０４の入力電流
（矩形波）ＩB より大きい場合、その差に相当する電流
ＩC が交流電力ライン１０６から高調波補償回路ＰＦＣ
に吸収（供給）される。正弦波ＩA が機器の入力電流
（矩形波）ＩB より小さい場合、その差に相当する電流
ＩC が高調波補償回路ＰＦＣから交流電力ライン１０６
に供給される。これにより、商用電源１０１から見た電
流波形を正弦波形として、高調波電流を減らしている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】前述した大電力設備用
の並列型高調波補償回路１０５のＯＮ／ＯＦＦ制御は、
従来、当該負荷１０４であるデータ処理装置側から行っ
ていた。従って、並列型高調波補償回路１０５及びデー
タ処理装置の双方にインタフェース回路を設け、かつ、
ケーブルによりこれらを接続しなければならなかった。
また、既に設置されているデータ処理装置に新たに並列
型高調波補償回路１０５を接続しようとしても、既存の
データ処理装置は並列型高調波補償回路１０５とのイン
タフェース回路を備えていないことが殆どであるため、
接続できないことが多かった。

【００１０】また、並列型高調波補償回路１０５を設け
ることにより部品数が必然的に増加するため、電源装置
を含めたデータ処理装置全体としてみた場合の信頼性が
低下してしまっていた。即ち、並列型高調波補償回路１
０５の故障に起因してデータ処理装置の運転に支障を生
じる場合もあった。特に、負荷１０４が大型コンピュー
タである場合にはできるだけ連続運転することが望まし
いため、本来のデータ処理には直接関係しない並列型高
調波補償回路１０５の故障に起因して運転に支障を生じ
ることは望ましくないことであった。

【００１１】また、これに関連して、並列型高調波補償
回路１０５を設けたことにより、データ処理装置に対し
て悪影響が及ぶ場合があった。即ち、入力電圧に瞬断や
電圧低下が発生した場合、並列型高調波補償回路１０５
のインバータのコンデンサ（Ｃ0 ）に充電された電荷が
放電されてしまう。このため、復電時に大きな突入電流
が流れ、これがデータ処理装置に悪影響を与えていた。

【００１２】また、並列型高調波補償回路１０５が過電
流供給の状態となったか否かの検出を電流のピーク値で
行っていた。このため、ピーク値が連続する場合を考慮
して熱設計を行っていたので、並列型高調波補償回路１
０５のインバータ（結果として並列型高調波補償回路１
０５自体）が非常に大きなものになっていた。そこで、
並列型高調波補償回路１０５のインバータに温度検出器
を接続して、温度が規格以上に上昇した場合、インバー
タをＯＦＦしていた。しかし、このような温度検出及び
ＯＮ／ＯＦＦ制御によっては、周囲温度、並列型高調波
補償回路１０５の設置状況等によってＯＮ／ＯＦＦ制御
の動作点が変動してしまい正確な制御は難しかった。

【００１３】また、並列型高調波補償回路１０５のオン
（ターンオン）時において、インバータの過渡電流及び
電圧のオーバーシュート等によるインバータの破壊を防
止する必要がある。このためには、ソフトスタート回路
を設けることが有効である。ソフトスタート回路はＤＣ
／ＤＣコンバータ等のように基準電圧が直流で不変であ
る場合には時定数回路によって容易に実現できる。しか
し、並列型高調波補償回路１０５のように基準電圧が交
流で常に変化する場合、ソフトスタートを実現すること
は非常に困難であった。

【００１４】更に、従来の並列型高調波補償回路１０５
は本来負荷１０４として大型コンピュータを想定した大
電力設備用であったため、装置が大型で高価であった。
このため、並列型高調波補償回路１０５の小型化、低価
格化が望まれていたが、種々の理由からその小型化、低
価格化ができなかった。また、並列型高調波補償回路１
０５を小電力設備（即ち、電力消費の小さい小型コンピ
ュータ）に接続した場合、本来大電力設備用である当該
並列型高調波補償回路１０５の動作が不安定になる。こ
のため、実際には、従来の並列型高調波補償回路１０５
を小電力設備に接続できなかった。

【００１５】本発明は、負荷であるデータ処理装置の制
御によらず自動的に運転できる並列型高調波補償回路を
提供することを目的とする。また、本発明は、高い信頼
性を有する並列型高調波補償回路を提供することを目的
とする。

【００１６】また、本発明は、高い信頼性の下で自動的
に運転できる並列型高調波補償回路を提供することを目
的とする。また、本発明は、小型化、低価格化に適した
並列型高調波補償回路を提供することを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理構成
図であり、本発明の並列型高調波補償回路を示す。並列
型高調波補償回路（Ｐ−ＰＦＣ）２は、交流電源１に接
続され、負荷３であるデータ処理装置に対して電源を供
給する。並列型高調波補償回路２は交流電力ライン４と
高調波補償回路（ＰＦＣ）５と自動運転回路６とを備え
る。

【００１８】交流電力ライン４は交流電源１と負荷３と
を接続する。交流電力ライン４には負荷３に電源を供給
するための交流電流が流れる。交流電力ライン４には高
調波補償回路５が接続される。

【００１９】高調波補償回路５は、交流電力ライン４に
並列に設けられ、当該並列型高調波補償回路２の出力電
流ＩB と正弦波であるべき並列型高調波補償回路２の入
力電流ＩA との差ＩC を検出し当該差ＩC を交流電力ラ
イン４に対して出し入れすることによって、交流電源１
から見た並列型高調波補償回路２の入力電流ＩA を正弦
波とする。

【００２０】自動運転回路６は、負荷３であるデータ処
理装置からの制御によらずに、並列型高調波補償回路２
自体の状態に基づいて、高調波補償回路５又は並列型高
調波補償回路２を制御する。自動運転回路６はＯＮ／Ｏ
ＦＦ制御回路７と信頼性制御回路８とを備える。ＯＮ／
ＯＦＦ制御回路７は並列型高調波補償回路２の状態に基
づいて高調波補償回路５のＯＮ／ＯＦＦを制御する。信
頼性制御回路８は並列型高調波補償回路２の状態に基づ
いて並列型高調波補償回路２の信頼性を高くするように
並列型高調波補償回路２を制御する。

【００２１】本発明の並列型高調波補償回路２において
は、自動運転回路６が高調波補償回路５即ち並列型高調
波補償回路２を制御する。これにより、負荷３であるデ
ータ処理装置からの制御によることなく、並列型高調波
補償回路２を自動運転できる。従って、並列型高調波補
償回路２及び負荷３であるデータ処理装置にインタフェ
ース回路を設ける必要をなくすことができ、また、既存
の負荷３であるデータ処理装置に新たに並列型高調波補
償回路２を接続することができる。

【００２２】また、本発明の並列型高調波補償回路２に
おいては、自動運転回路６が並列型高調波補償回路２の
状態に基づいて、高調波補償回路５等を制御する。従っ
て、例えば並列型高調波補償回路２に故障がある場合、
ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７によって高調波補償回路５をＯ
ＦＦすることにより負荷３であるデータ処理装置の運転
に支障を生じることを防止できる。また、例えば信頼性
制御回路８によって入力電圧の瞬断や電圧低下を検出す
ることにより、復電時に大きな突入電流が流れることを
防止できる。また、例えば信頼性制御回路８によって並
列型高調波補償回路２のインバータの温度に基づいて正
確な制御を行うことができる。

【００２３】以上のように、本発明の並列型高調波補償
回路２によれば、高い信頼性の下で、負荷３であるデー
タ処理装置の制御によらず並列型高調波補償回路２を自
動的に運転することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】図２は並列型高調波補償回路２の
構成を示す。並列型高調波補償回路２は交流電力ライン
４、高調波補償回路５及び本発明による自動運転回路６
を備える。

【００２５】図２において、端子ＩＮ及びＯＵＴは、各
々、並列型高調波補償回路２の入力端子及び出力端子で
あり、図１に示す交流電源１及び負荷３に接続される。
交流電力ライン４が端子ＩＮ及びＯＵＴの間に設けら
れ、交流電源１及び負荷３の間を接続する。交流電源１
は周知の三相の商用電源である。負荷３はコンピュータ
等のデータ処理装置である。交流電力ライン４には、直
列にリアクトル９が挿入され、並列に高調波補償回路５
が接続される。

【００２６】端子ＩＮ及びＯＵＴには、各々、並列型高
調波補償回路２の入力電流ＩA 及び出力電流ＩB が供給
される。入力電流ＩA 及び出力電流ＩB は、各々、実質
的な正弦波及び実質的な矩形波である。

【００２７】なお、負荷３において、並列型高調波補償
回路２には図外の三相Ｌインプット全波整流回路及びＤ
Ｃ−ＤＣコンバータが接続される（図１９参照）。従っ
て、電源は、交流電源１から並列型高調波補償回路２、
図外の三相Ｌインプット全波整流回路及び図外のＤＣ−
ＤＣコンバータを介してコンピュータ等に供給される。
三相Ｌインプット全波整流回路は並列型高調波補償回路
２により電流補償された後の電流を整流、平滑して高圧
の直流電圧を形成する。この高圧の直流電圧からＤＣ−
ＤＣコンバータが低圧の直流電圧を形成して負荷３に供
給する。

【００２８】高調波補償回路５は、正弦波であるべき入
力電流ＩA と矩形波である出力電流ＩB との差分を検出
し、これを電流ＩC として交流電力ライン４に対して出
し入れする。即ち、入力電流ＩA と出力電流ＩB との差
分の電流ＩC を補償する。これにより、入力電流ＩA が
正弦波とされる。

【００２９】高調波補償回路５は、図２に示すように、
交流電力ライン４に接続された補償電力ライン１１と、
補償電力ライン１１に接続されたインバータ（以下、６
アームインバータとも言う）１３と、インバータ１３に
接続されたキャパシタＣ0 と、インバータ１３の制御信
号を形成するインバータ制御回路１５と、電流検出器
（変流器）ＣＴ１と、電流検出器（変流器）ＣＴ２とを
備える。補償電力ライン１１にはリアクトル１２が直列
に挿入される。

【００３０】インバータ１３の制御信号を形成するため
に、インバータ１３の出力であるキャパシタＣ0 の一方
の端子電圧（ＤＣ４００Ｖ）がインバータ制御回路１５
（の誤差増幅回路１５０）にフィードバック入力され
る。同様に、インバータ１３の制御信号を形成するため
に、電流検出器ＣＴ１は交流電力ライン４に流れる（交
流）電流を検出し、電流検出器ＣＴ２は補償電力ライン
１１に流れる（直流）電流を検出する。電流検出器ＣＴ
１及び電流検出器ＣＴ２における検出信号である電流Ｉ
ac及び電流Ｉdcが、各々、インバータ制御回路１５にフ
ィードバック入力される。なお、高調波補償回路５につ
いては、図３乃至図６によって更に説明する。

【００３１】自動運転回路６は、負荷３であるデータ処
理装置からの制御によらずに、自動運転の対象である並
列型高調波補償回路２の状態に基づいて、高調波補償回
路５即ち並列型高調波補償回路２を制御する。このため
に、自動運転回路６はＯＮ／ＯＦＦ制御回路７と信頼性
制御回路８を備える。なお、図２においては、図示の都
合上、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７のみを示し、信頼性制御
回路８は図示を省略している。信頼性制御回路８につい
ては図１６以降において説明する。

【００３２】ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は並列型高調波補
償回路２の状態に基づいて高調波補償回路５又は並列型
高調波補償回路２を制御する。具体的には、ＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御回路７は交流電力ライン４に流れる交流電流に基
づいて高調波補償回路５のＯＮ／ＯＦＦを制御する。こ
のために、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は電流検出器ＣＴ１
での検出信号である電流Ｉacをその入力として取り込
む。電流検出器ＣＴ１からの電流ＩacがＯＮ／ＯＦＦ制
御回路７において並列型高調波補償回路２の状態を示す
信号として用いられる。ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７の出力
はインバータ制御回路１５（のドライブ回路１５６）に
その制御信号として入力される。

【００３３】ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は、抵抗７１、ダ
イオード７２、キャパシタ７３及び演算増幅器７４を備
える。電流検出器ＣＴ１からの電流Ｉacはダイオード７
２を介して演算増幅器７４の一方の端子（非反転端子）
に入力される。抵抗７１、ダイオード７２及びキャパシ
タ７３は、電流Ｉacの整流、平滑を行う。これにより、
電流Ｉacがその値に応じた値の電圧に変換される。演算
増幅器７４の他方の端子（反転端子）には基準電圧Ｖre
f2が入力される。基準電圧Ｖref2は予め定められた所定
の値とされ、経験的に定められる。

【００３４】電流Ｉacに基づく電圧が基準電圧Ｖref2よ
りも小さい場合、演算増幅器７４の出力がオフ（ロウレ
ベル又は回路の基準電圧、例えば０Ｖ）とされる。これ
により、インバータ制御回路１５（のドライブ回路１５
６）が動作停止の状態とされ、高調波補償回路５の動作
が停止状態とされる。従って、高調波補償回路５又は並
列型高調波補償回路２は、電流補償を行うことなく、端
子ＩＮに入力された交流電源１からの電流をそのまま端
子ＯＵＴに出力する。

【００３５】このような状態は、電流Ｉacが所定の値よ
り小さい場合である。即ち、負荷３であるデータ処理装
置が交流電源１に未接続の場合、又は、負荷３が本格的
に運用されておらず電力消費が少ない場合である。この
場合、並列型高調波補償回路２を運転する必要がない。
従って、本発明により並列型高調波補償回路２の高調波
補償回路５はオンされず、電流補償が行われない。

【００３６】電流Ｉacに基づく電圧が基準電圧Ｖref2よ
りも大きい場合、演算増幅器７４の出力がオン（ハイレ
ベル又は回路の電源電圧）とされる。これにより、イン
バータ制御回路１５（のドライブ回路１５６）が動作可
能な状態とされ、高調波補償回路５の動作が開始され
る。従って、高調波補償回路５又は並列型高調波補償回
路２は、電流補償を行って、端子ＩＮに入力される交流
電源１からの入力電流を正弦波とし、端子ＯＵＴへの出
力電流を矩形波とする。

【００３７】このような状態は、電流Ｉacが所定の値よ
り大きい場合である。即ち、負荷３であるデータ処理装
置が交流電源１に接続され、本格的に運用が開始された
場合である。この場合、並列型高調波補償回路２を運転
する必要がある。従って、本発明により並列型高調波補
償回路２の高調波補償回路５は自動的にオンされて、電
流補償が行われる。

【００３８】次に、高調波補償回路５について、図３乃
至図５に従って説明する。図３は並列型高調波補償回路
２の構成の概略を示す。図４はインバータ制御回路１５
の構成の概略を示す。図５はインバータ（６アームイン
バータ）１３の構成の概略を示す。

【００３９】交流電源１は三相の商用電源であるから、
図３に示すように、並列型高調波補償回路２には３本の
交流電力ライン４（Ｒ、Ｓ、Ｔ）が存在する。即ち、図
１、図２においては交流電力ライン４を１本のみ示して
いるが、実際には、図３に示すように、３本の交流電力
ライン４が存在し、その各々に対して並列になるよう
に、高調波補償回路５が設けられる。

【００４０】なお、この明細書においては、交流電力の
各相Ｒ、Ｓ、Ｔに対応して設けられる各回路を示す場合
において、これらを区別する場合には符号にＲ、Ｓ、Ｔ
を付加して表し、特に区別しない場合にはＲ、Ｓ、Ｔの
付加を省略して表す。

【００４１】図３に示すように、高調波補償回路５は、
３個の単位回路１６、３個の単位回路１６に共通の６ア
ームインバータ１３、６アームインバータ１３に対応す
るキャパシタＣ0 からなる。３個の単位回路１６の各々
は、補償電力ライン１１、電流検出器ＣＴ１、電流検出
器ＣＴ２、６アームインバータ１３を制御するインバー
タ制御回路１５、補償電力ライン１１に挿入されたリア
クトル１２からなる。この例の場合には、３個の単位回
路１６の各々に対応して、３個のＯＮ／ＯＦＦ制御回路
７が設けられる。

【００４２】交流電力ライン４の各々に並列に単位回路
１６の各々が設けられる。単位回路１６の各々におい
て、交流電力ライン４にリアクトル１２を介して補償電
力ライン１１が接続される。補償電力ライン１１は交流
電力ライン４と６アームインバータ１３との間を接続す
る。インバータ制御回路１５は、補償電力ライン１１の
電流を取り込んで、これと電流検出器ＣＴ１からの信号
電流Ｉac、電流検出器ＣＴ２からの信号電流Ｉdc、キャ
パシタＣ0 の端子電圧（ＤＣ４００Ｖ）とに基づいて、
６アームインバータ１３の制御信号を形成する。また、
インバータ制御回路１５の各々は、対応するＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御回路７によってそのＯＮ／ＯＦＦが制御される。

【００４３】３個の単位回路１６の補償電力ライン１１
の各々からの電流を６アームインバータ１３によって整
流、平滑して直流の高電圧（例えばＤＣ４００Ｖ）をキ
ャパシタＣ０に得る。インバータ制御回路１５の各々が
６アームインバータ１３を制御する。これにより、常に
キャパシタＣ０の一端を一定電圧（ＤＣ４００Ｖ）に維
持するように、補償電力ライン１１を介して、交流電力
ライン４とキャパシタＣ０との間で電流が流れる。即
ち、入力電流ＩA が出力電流ＩB を越える場合、その差
分ＩC がキャパシタＣ０に流れる。また、出力電流ＩB
が入力電流ＩA を越える場合、その差分ＩC がキャパシ
タＣ０から交流電力ライン４に流れる。

【００４４】この結果、正弦波であるべき入力電流ＩA
と矩形波である出力電流ＩB との間の差が電流補償され
る。なお、この時、リアクトル１２により補償電力ライ
ン１１上の電流が急峻な矩形波となることが防止され
る。

【００４５】図４はインバータ制御回路１５の構成を示
す。誤差増幅回路１５０はキャパシタＣ0 の一方の端子
に発生した電圧（ＤＣ４００Ｖ）を基準電圧Ｖref1と比
較してこれらの間の差（誤差）を求め、この誤差を増幅
した信号を乗算回路１５２にフィードバック入力する。
なお、基準電圧Ｖref1は予め所定の値（ＤＣ４００Ｖ）
に正確に定められる。

【００４６】トランス１５１は対応する補償電力ライン
１１を介して交流電力ライン４に接続される。トランス
１５１は、補償電力ライン１１を介して交流電力ライン
４の印加電圧（交流電圧）を取り込んで、これに基づい
て正弦波を発生する。この正弦波は正弦波であるべき入
力電流ＩA に対応する。トランス１５１の出力波形（ａ
点における波形）を波形ａとして示す。トランス１５１
の構成については図７により後述する。

【００４７】乗算回路１５２は、この正弦波ａと誤差増
幅回路１５０からのフィードバック入力とを乗算するこ
とにより、基準電流波形を発生する。この基準電流波形
はフィードバック入力の大きさ（誤差増幅回路１５０に
おける誤差の大きさ）に依存する。即ち、フィードバッ
ク入力が大きい場合にこれに従って大きな値とされる。
乗算回路１５２の出力波形（ｂ点における波形）を波形
ｂとして示す。乗算回路１５２は周知の構成を有する。

【００４８】この基準電流波形ｂから、同一単位回路１
６内の電流検出器ＣＴ１からの電流Ｉac（即ち、出力電
流ＩB ）を減算することにより、減算回路１５３が補償
電流波形を発生する。この補償電流波形は、入力電流Ｉ
A と出力電流ＩB との差分に基づく（対応する）もので
あり、補償すべき電流ＩC の値である。減算回路１５３
の出力波形（ｃ点における波形）を波形ｃとして示す。
減算回路１５３は周知の構成を有する。

【００４９】この補償電流波形ｃと、同一単位回路１６
内の電流検出器ＣＴ２からの電流Ｉdcとの誤差を求めこ
れを増幅することにより、誤差増幅回路１５４が補償電
流の誤差を増幅した信号を発生する。この補償電流の誤
差を増幅した信号は、次の時点において補償すべき電流
の値と現時点において実際に補償している電流の値との
差であり、どれだけ補償電流を変化させるかを示す。誤
差増幅回路１５４の出力信号（ｄ点における信号波形）
を信号ｄとして示す。誤差増幅回路１５４の構成につい
ては図８により後述する。

【００５０】この信号ｄに基づいて、ＰＷＭ制御回路１
５５がＰＷＭ変調信号を発生する。このＰＷＭ変調信号
のオンの期間（オンデューティ）の長短により、補償電
流が増減される。ＰＷＭ制御回路１５５の出力信号（ｅ
点における信号波形）を、信号ｅとして示す。ＰＷＭ制
御回路１５５は周知の構成を有する。

【００５１】このＰＷＭ変調信号ｅに基づいて、ドライ
ブ回路１５６がインバータ（６アームインバータ）駆動
信号を発生する。このインバータ駆動信号がインバータ
（６アームインバータ）１３のＭＯＳＦＥＴＱ1 〜ＭＯ
ＳＦＥＴＱ6 に制御信号として印加される。ドライブ回
路１５６は６アームインバータ１３の対応するＭＯＳＦ
ＥＴを駆動する。ドライブ回路１５６の出力信号（ｆ点
における信号波形）を、信号ｆとして示す。このインバ
ータ駆動信号ｆがインバータ１３に供給される。また、
ドライブ回路１５６にＯＮ／ＯＦＦ制御回路７からの制
御信号が供給される。ドライブ回路１５６の構成につい
ては図９及び図１０により後述する。

【００５２】ドライブ回路１５６の動作は、ＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御回路７からの制御信号によって制御される。従っ
て、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７からの制御信号がオフの場
合、ドライブ回路１５６の動作が停止される。即ち、前
段までのＰＷＭ制御回路１５５等の動作にかかわりな
く、ドライブ回路１５６の出力は形成されない。具体的
には、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７からの制御信号がドライ
ブ回路１５６への電源供給回路を遮断することにより、
ドライブ回路１５６の動作を停止する。

【００５３】図５はインバータ（６アームインバータ）
１３の構成を示す。６アームインバータ１３は６個の単
位スイッチング回路（６個のアーム）１３１〜１３６か
らなる。１個の単位スイッチング回路は、ＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ1 〜Ｑ6 ）と、ＭＯＳＦＥＴのドレイン又はソース
に直列に接続された高速低耐圧のダイオード（ＳＢＤ1
〜ＳＢＤ6 ）と、ＭＯＳＦＥＴ及び高速低耐圧のダイオ
ードの直列回路に並列に接続された高速高耐圧のダイオ
ード（Ｄ1 〜Ｄ6 ）とからなる。インバータのスイッチ
ング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いたことにより、高速
でのスイッチングが可能となる。従って、インバータ１
３は例えば数百ＫＨｚでの高周波スイッチングが可能で
ある。これは、インバータ１３の小型化に有効である。

【００５４】なお、従来、並列型高調波補償回路２のイ
ンバータ１３においては、大電流を流すため、スイッチ
ング素子をＩＧＢＴ等のバイポーラ素子で構成してい
た。このため、５０ＫＨｚ程度でのスイッチングしかで
きなかった。

【００５５】高速低耐圧のダイオードはショットキバリ
アダイオードＳＢＤ1 〜ＳＢＤ6 からなる。このダイオ
ードＳＢＤ1 〜ＳＢＤ6 における電圧降下は小さいの
で、これによるキャパシタＣ0 の充電電位の低下は略無
視できる。また、ショットキバリアダイオードＳＢＤ1
〜ＳＢＤ6 は高速での動作が可能であるので、高周波ス
イッチングを可能とし、インバータ１３の小型化に有効
である。

【００５６】ＭＯＳＦＥＴＱ1 等からなる単位スイッチ
ング回路１３１とＭＯＳＦＥＴＱ2等からなる単位スイ
ッチング回路１３２とが直列に２個接続される。２個の
単位スイッチング回路１３１及び１３２の直列回路は補
償電力ライン１１即ち交流電力ライン４の各々に対応す
る。単位スイッチング回路１３１及び１３２の接続点に
は対応する補償電力ライン１１が接続される。単位スイ
ッチング回路１３１及び１３２の直列回路はキャパシタ
Ｃ0 に並列に接続される。他についても同様である。

【００５７】直列に接続されたＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＭ
ＯＳＦＥＴＱ2 のゲートに、対応するインバータ制御回
路１５（のドライブ回路１５６）からの制御信号が印加
される。当該制御信号の印加期間だけＭＯＳＦＥＴＱ1
又はＭＯＳＦＥＴＱ2 がオンとされる。これにより、３
本の補償電力ライン１１からの電流が整流されて、キャ
パシタＣ0 の端子に直流の高電圧ＤＣ４００Ｖが発生す
る。他についても同様である。

【００５８】キャパシタＣ0 の端子電圧の変動がＶref1
（ＤＣ４００Ｖ）との比較により誤差増幅回路１５０で
検出され、乗算回路１５２にフィードバック入力され
る。これにより、常にキャパシタＣ０の一端を一定電圧
（ＤＣ４００Ｖ）に維持するように、補償電力ライン１
１を介して、交流電力ライン４とキャパシタＣ０との間
で電流が流れる。この結果、正弦波であるべき入力電流
ＩA の値と矩形波である出力電流ＩB の値との間の差Ｉ
C が補償される。

【００５９】即ち、キャパシタＣ０の電圧（ＤＣ４００
Ｖ）を一定に維持するために、インバータ制御回路１５
からの制御信号により、ＭＯＳＦＥＴＱ1 又はＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 のＯＮ／ＯＦＦ（スイッチング）が繰り返され
る。他のＭＯＳＦＥＴについても同様である。即ち、Ｐ
ＷＭ変調によりＭＯＳＦＥＴＱ1 等のオンの時間の長短
が定められ、これにより、キャパシタＣ０の電圧を一定
に維持し電流補償を行う。

【００６０】６アームインバータ１３のスイッチング素
子としてＭＯＳＦＥＴを用いたことにより、ＭＯＳＦＥ
Ｔの寄生ダイオード（ＤQ1〜ＤQ6）が当該ＭＯＳＦＥＴ
を形成した半導体基板内に存在する。寄生ダイオードＤ
Q1等は、図示のように、ＭＯＳＦＥＴＱ1 等に並列に接
続される。

【００６１】ここで、本発明によるダイオードＳＢＤ1
等がないとすると、寄生ダイオードＤQ1等はＭＯＳＦＥ
Ｔに寄生するものであるから、ＭＯＳＦＥＴＱ1 等のス
イッチングに伴い動作する。この寄生ダイオードＤQ1等
のスイッチング動作により、そのリカバリ時間が非常に
長いために、スイッチングの高速化が制限される。

【００６２】しかし、本発明により、ＭＯＳＦＥＴＱ1
等（即ち、寄生ダイオードＤQ1等）に直列かつ逆方向に
高速低耐圧のダイオードＳＢＤ1 等を接続し、かつ、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ1 等（即ち、寄生ダイオードＤQ1等）と並
列かつ同一方向に高速高耐圧のダイオードＤ1 等を接続
したことにより、寄生ダイオードＤQ1等の回復時間を非
常に短くすることができる。即ち、寄生ダイオードＤQ1
等を実質的に動作させないようにする。これにより、６
アームインバータ１３を高速で動作させることができ
る。即ち、６アームインバータ１３を高周波スイッチン
グすることができ、６アームインバータ１３を小型化す
ることができる。

【００６３】次に、図６乃至図１０によりインバータ制
御回路１５の詳細について説明する。特に、図６は本発
明によるインバータ制御回路１５の接続の実際を示す。
図７は本発明によるインバータ制御回路１５のトランス
１５１の構成の概略を示す。図８は本発明によるインバ
ータ制御回路１５の誤差増幅回路１５４の構成の概略を
示す。図９及び図１０は本発明によるインバータ制御回
路１５のドライブ回路１５６の構成の概略及び動作を示
す。

【００６４】図６に示すように、実際のインバータ制御
回路１５において、誤差増幅回路１５０は１個のみ設け
られる。これはキャパシタＣ0 が１個であることに対応
する。一方、トランス１５１乃至ドライブ回路１５６
は、並列型高調波補償回路２における３本の交流電力ラ
イン４（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の各々に対応して設けられる。例
えば、交流電力ラインＲに対応するトランスをトランス
１５１Ｒと表す。誤差増幅回路１５０は３本の交流電力
ライン４（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の各相に共通であり、その出力
が乗算回路１５２Ｒ乃至１５２Ｔに入力される。

【００６５】図７によりインバータ制御回路１５のトラ
ンス１５１の構成について説明する。特に、図７（Ａ）
は本発明によるインバータ制御回路１５のトランス１５
１の概略構成を示し、図７（Ｂ）は比較のために従来の
インバータ制御回路のトランスの概略構成を示す。

【００６６】図７（Ａ）に示すように、トランス１５１
Ｒ乃至１５１Ｔは３個の単相トランス（商用トランス）
Ｔ1 〜Ｔ3 及びその出力を受ける増幅器ＡＭＰ1 乃至Ａ
ＭＰ4 からなる。例えば、交流電力ラインＲに対応する
トランス１５１Ｒは単相トランスＴ1 及びその出力を受
ける増幅器ＡＭＰ1 からなる。３相の交流電力ライン４
（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の各々に対応する３個の単相トランス
（商用トランス）Ｔ1 〜Ｔ3 がΔ−Δ結線される。

【００６７】具体的には、２次側において、単相トラン
スＴ1 〜Ｔ3 の各々の２次巻線がΔ接続され、その出力
ラインＲ’、Ｓ’及びＴ’の各々が抵抗Ｒsgを介して中
性線ＳＧに接続される。これにより、出力ラインＲ’、
Ｓ’及びＴ’の各々に、図４に示した基準となる正弦波
ａを発生させることができる。従って、安価で小型の商
用の単相トランスＴ1 〜Ｔ3 を用いてトランス１５１を
構成することができる。これは、高調波補償回路５又は
並列型高調波補償回路２の低価格化、小型化に有効であ
る。

【００６８】出力ラインＲ’、Ｓ’及びＴ’の各々にお
ける正弦波ａは、増幅器ＡＭＰ1 〜ＡＭＰ3 を介して、
次段の３個の乗算回路１５２Ｒ乃至１５２Ｔに出力され
る。このことから、トランス１５１は基準正弦波発生回
路であると言える。増幅器ＡＭＰ1 等は出力バッファと
しても働く。増幅器ＡＭＰ1 等は、例えば出力ライン
Ｒ’、Ｓ’及びＴ’の各々における正弦波ａが十分に安
定していると考えられる場合には、省略することができ
る。

【００６９】また、１次側において、入力抵抗Ｒinと単
相トランスＴ1 〜Ｔ3 の直列回路とがΔ接続される。こ
れにより、交流電力ライン４からの入力電圧が入力抵抗
Ｒinを介して単相トランスＴ1 〜Ｔ3 に印加される。従
って、単相トランスＴ1 〜Ｔ3 の１次巻線に印加される
電圧を小さくできるので、小さな単相トランスＴ1 〜Ｔ
3 を用いることができる。これもインバータ制御回路１
５ひいては高調波補償回路５又は並列型高調波補償回路
２の小型化に有効である。

【００７０】なお、従来のインバータ制御回路１５にお
いては、図７（Ｂ）に示すように、３相トランスＴ4 を
用いていた。一般の３相トランスは大電力変換用以外の
用途に使用されることが少ないため、需要の少ない信号
用の３相トランスＴ4 は高価なものであった。このた
め、装置の低価格化の障害となっていた。また、この回
路においては、歪みによる中性点電位の変動を防止する
ために、還流巻線Ｗが必要であった。このため、構造が
複雑で大型化してしまい、装置の小型化の障害となって
いた。次に、図８によりインバータ制御回路１５の誤差
増幅回路１５４の構成について説明する。特に、図８
（Ａ）は本発明によるインバータ制御回路１５の誤差増
幅回路１５４の概略構成を示し、図８（Ｂ）は誤差増幅
回路１５４の動作波形を示す。

【００７１】図８（Ａ）に示すように、誤差増幅回路１
５４は、誤差増幅用の増幅器（差動増幅器又は演算増幅
器）ＡＭＰ4 の他に、交流信号用のソフトスタート回路
を備える。増幅器ＡＭＰ4 には、その一方の端子に補償
電力ライン１１の電流検出を行う電流検出器ＣＴ2 から
の出力Ｉdcが入力され、他方の端子に前段である減算回
路１５３からの出力が入力される。ソフトスタート回路
を設けることによって、誤差増幅回路１５４は、前段の
減算回路１５３からの出力が増幅器ＡＭＰ4 に徐々に入
力されるようする。

【００７２】誤差増幅回路１５４において、増幅器ＡＭ
Ｐ4 の一方の端子に電流検出器ＣＴ２からの電流Ｉdcが
入力され、他方の端子に前段の減算回路１５３からの出
力（図４に示す波形ｃ）が入力抵抗Ｒ1 を介して入力さ
れる。これにより、増幅器ＡＭＰ4 は両者の差を求めて
増幅して出力する。なお、増幅器ＡＭＰ4 の出力は、図
４に示す補償電流の誤差を増幅した信号ｄであり、次段
のＰＷＭ制御回路１５５に入力される。

【００７３】ソフトスタート回路は、減算回路１５３か
らの出力電流を増幅器ＡＭＰ4 に入力するための抵抗Ｒ
2 に並列に接続される。ソフトスタート回路は、全波整
流回路、フォトカプラ、フォトカプラの駆動回路からな
る。全波整流回路は、図８（Ａ）に示すように、４個の
ダイオードからなる。全波整流回路の出力にフォトカプ
ラを構成するフォトトランジスタＱp が接続される。フ
ォトカプラを構成するフォトダイオードＤp は、図８
（Ａ）に示す主としてトランジスタＱs からなる駆動回
路によって駆動される。

【００７４】図８（Ｂ）に示すように、並列型高調波補
償回路２のオン（ターンオン）の直前において、トラン
ジスタＱs はオンとされているので、フォトダイオード
Ｄpには大きな電流Ｉp1が流れる。従って、フォトトラ
ンジスタＱp もオンしており、全波整流回路の出力は略
短絡状態にある。従って、抵抗Ｒ2 の両端に生じる電圧
ＶR2は略０Ｖとなる。即ち、前段の減算回路１５３から
の出力（図４に示す波形ｃ）は、実質的に増幅器ＡＭＰ
4 に入力されず、補償電流波形（図４に示す波形ｃ）は
擬似的に０Ｖになる。

【００７５】並列型高調波補償回路２がターンオンする
と、トランジスタＱs はオフとされる。これにより、フ
ォトダイオードＤp には電源Ｖccからの電流は流れなく
なり、キャパシタＣp からの放電電流のみが電流Ｉp1と
して流れる。この放電電流Ｉp1は、図８（Ｂ）に示すよ
うに、徐々に小さくなり最終的には０となる。従って、
フォトトランジスタＱp は、徐々にオン抵抗が大きくな
り最終的には完全にオフとなる。フォトトランジスタＱ
p のオン抵抗の変化に応じて、全波整流回路における基
準電圧が徐々に高くなる。これに応じて、図８（Ｂ）に
示すように、全波整流回路の出力が徐々に大きくなり抵
抗Ｒ2 の両端に印加される。最終的に、抵抗Ｒ2 の両端
に生じる電圧ＶR2は略補償電流波形（図４に示す波形
ｃ）に基づいたものとなり、実質的に前段の減算回路１
５３からの出力（図４に示す波形ｃ）が増幅器ＡＭＰ4
即ち、誤差増幅回路１５４に入力される。

【００７６】以上によれば、並列型高調波補償回路２の
ターンオン時において、インバータ１３の過渡電流及び
電圧のオーバーシュート等による破壊を防止することが
できる。即ち、ターンオン時においては、補償すべき電
流の値（図４に示す波形ｃ）が極めて大きい。従って、
並列型高調波補償回路２がターンオンした時の補償電流
波形（図４に示す波形ｃ）をそのまま用いて、ドライブ
回路１５６においてインバータ制御信号ｆを形成する
と、インバータ１３に大きな電流が流れ、破壊の原因と
なる。そこで、ソフトスタート回路によって補償電流波
形ｃを徐々に誤差増幅回路１５４に入力することによ
り、ＰＷＭ変調信号ｅ形成のもとになる信号である補償
電流の誤差を増幅した信号ｄを徐々に大きくする。これ
により、並列型高調波補償回路２のターンオン時におい
て、インバータ１３に大きな電流が流れてこれを破壊す
ることを防止できる。

【００７７】なお、従来のインバータ制御回路１５にお
ける誤差増幅回路は自動的にソフトスタートを可能とす
る機能を備えていなかった。これは誤差増幅回路におけ
るソフトスタート回路の実現が非常に困難であることに
よる。即ち、前述のように、誤差増幅回路における基準
電圧は交流であり変動するため、自動的なソフトスター
ト回路の構成が非常に困難であった。

【００７８】次に、図９及び図１０によりインバータ制
御回路１５のドライブ回路１５６について説明する。特
に、図９（Ａ）は本発明によるインバータ制御回路１５
のドライブ回路１５６の概略構成を示し、図９（Ｂ）は
比較のために従来のインバータ制御回路のドライブ回路
の概略構成を示す。また、図１０（Ａ）は図９（Ａ）に
示す本発明によるインバータ制御回路１５のドライブ回
路１５６の動作波形を示し、図１０（Ｂ）は図９（Ｂ）
に示す従来のインバータ制御回路のドライブ回路の動作
波形を示す。

【００７９】図９（Ａ）に示すドライブ回路１５６は、
図５のインバータ１３を駆動する回路であり、特にその
上側のＭＯＳＦＥＴＱ1 、Ｑ3 及びＱ5 を駆動する回路
である。図９（Ａ）においては、ＭＯＳＦＥＴＱ1 、Ｑ
3 及びＱ5 をＭＯＳＦＥＴＱM として表す。従って、ド
ライブ回路１５６は、インバータ１３において直列に接
続された単位スイッチング回路の高電位側であって回路
の最低電位から浮いている単位スイッチング回路１３
１、１３３、１３５を駆動する回路である。

【００８０】なお、インバータ１３の下側のＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 、Ｑ4 及びＱ6 を駆動する回路は、従来のインバ
ータ制御回路のドライブ回路と同様の構成とされる。ま
た、単位スイッチング回路１３１と１３２、単位スイッ
チング回路１３３と１３４、及び、単位スイッチング回
路１３５と１３６は、各々、例えば図６のドライブ回路
１５６Ｒ、１５６Ｓ及び１５６Ｔによって駆動される。

【００８１】ＭＯＳＦＥＴＱM は、図６及び図９（Ａ）
から判るように、回路の最低電位からは浮いている状態
にある。従って、ＭＯＳＦＥＴＱM はトランスを介して
駆動する必要がある。更に、ＭＯＳＦＥＴＱM のオンの
時間（オンデューティ）を５０％以上（例えば７０％〜
８０％）にする場合があるため、駆動トランジスタのＯ
ＦＦ時におけるフライバック電圧の影響を考慮する必要
がある。即ち、フライバック電圧がトランスの正方向の
電圧以上に急激に上昇し、ＭＯＳＦＥＴＱM を破壊する
場合があるので、これを防止する必要がある。

【００８２】そこで、図９（Ａ）に示すように、ドライ
ブ回路１５６は１個のトランス（パルストランス）Ｔ5
とこれを駆動する１個の駆動トランジスタ（ＭＯＳＦＥ
Ｔ）ＱD1とを備える。トランスＴ5 は、その巻線を２個
とされる。２個の巻線はその方向が互いに逆方向とされ
る。トランスＴ5 は駆動トランジスタＱD1によって駆動
される。駆動トランジスタＱD1のゲート電極に、入力抵
抗を介して、前段のＰＷＭ制御回路１５５の出力である
ＰＷＭ変調信号ｅに基づいて形成された制御信号が入力
される。

【００８３】図１０（Ａ）に示すように、１次側におい
て、駆動トランジスタＱD1のゲート電極に高周波の制御
信号が印加される。この制御信号は、ＰＷＭ変調信号ｅ
に基づき、ＭＯＳＦＥＴＱM をオンとすべき期間中、Ｏ
Ｎ／ＯＦＦを繰り返す。駆動トランジスタＱD1のＯＮ／
ＯＦＦが繰り返されている期間中、トランスＴ5 の２個
の巻線が逆方向であることにより、２次側において、図
１０（Ａ）に示すように、電圧Ｖ1 及びＶ2 はハイレベ
ルとされる。これにより、トランジスタＱD3はオフとさ
れるので、ＭＯＳＦＥＴＱM がオンとされる。即ち、駆
動トランジスタＱD1のＯＦＦ時におけるトランスＴ5 の
リセット電圧を利用して、ＭＯＳＦＥＴＱM がオンとさ
れる。一方、駆動トランジスタＱD1のＯＮ／ＯＦＦの繰
り返しが無くなると、電圧Ｖ1 及びＶ2 はロウレベルと
される。これにより、トランジスタＱD3はオンとされる
ので、ＭＯＳＦＥＴＱM がオフとされる。

【００８４】以上により、主として1 個のトランス及び
1 個の駆動トランジスタからなるドライブ回路１５６に
より、インバータ１３の上側のＭＯＳＦＥＴＱ1 、Ｑ3
及びＱ5 を駆動することができる。従って、ドライブ回
路１５６を小型化することができると共に、その消費電
力を小さくすることができる。

【００８５】なお、従来のインバータ制御回路１５にお
いては、図９（Ｂ）に示すように、２個のトランスＴ6
、Ｔ7 及び２個の駆動トランジスタＱD1、ＱD2を用い
ていた。前述のように、ＭＯＳＦＥＴＱM のオンの時間
を例えば７０％〜８０％にする場合がある。この場合、
１個の駆動トランジスタで１個のトランスを駆動する
と、駆動トランジスタのＯＦＦ時におけるフライバック
電圧がトランスの正方向の電圧以上に急激に上昇し、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱM を破壊する。そこで、従来、１個のトラ
ンスのオン時間を５０％以下にするために２個のトラン
スＴ6 、Ｔ7 を用い、これらを別々に駆動するために２
個の駆動トランジスタＱD1、ＱD2を用いていた。

【００８６】図２に戻って、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７に
よる高調波補償回路５の制御について説明する。前述の
ように、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は、負荷３であるデー
タ処理装置からの制御によらずに、自動運転の対象であ
る並列型高調波補償回路２の状態に基づいて、高調波補
償回路５又は並列型高調波補償回路２を制御してこれを
自動運転する。

【００８７】図１に示すように、交流電源１と負荷３で
あるデータ処理装置とが並列型高調波補償回路２を介し
て接続される。これに伴って、交流電力ライン４に電流
が流れ始める。

【００８８】この時点では、交流電力ライン４を流れる
交流電流は小さいので、電流検出器ＣＴ１からの信号電
流Ｉacも小さい。即ち、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７におい
て、演算増幅器７４に入力される電流Ｉacに基づく電圧
は基準電圧Ｖref2よりも小さい。従って、演算増幅器７
４の出力がオフとされるので、インバータ制御回路１５
のドライブ回路１５６が動作停止の状態とされ、高調波
補償回路５の動作が停止状態とされる。従って、高調波
補償回路５又は並列型高調波補償回路２は、電流補償を
行うことなく、端子ＩＮに入力された交流電源１からの
電流をそのまま端子ＯＵＴに出力する。

【００８９】次に、負荷３であるデータ処理装置の動作
開始に伴って交流電力ライン４を流れる交流電流が徐々
に大きくなり、信号電流Ｉacに基づく電圧が基準電圧Ｖ
ref2よりも大きくなる。従って、演算増幅器７４の出力
がオンとされるので、インバータ制御回路１５のドライ
ブ回路１５６が動作可能な状態とされ、高調波補償回路
５の動作が開始される。従って、高調波補償回路５又は
並列型高調波補償回路２は、電流補償を行って、端子Ｉ
Ｎに入力された交流電源１からの電流について電流補償
を行った電流を端子ＯＵＴに出力する。従って、ＯＮ／
ＯＦＦ制御回路７は、負荷３であるデータ処理装置から
の制御によらず、並列型高調波補償回路２を自動的に運
転できる。換言すれば、並列型高調波補償回路２はデー
タ処理装置の制御から独立して自律的に動作する。

【００９０】これにより、データ処理装置が停止して負
荷３に流れる電流が少ない場合、高調波補償回路５を停
止状態として、消費電力を低減すると共に、高調波補償
回路５を構成する各部品の寿命を長くすることができ
る。また、インタフェースを設ける必要を無くし、既存
のデータ処理装置に並列型高調波補償回路２を接続する
ことができる。

【００９１】なお、演算増幅器７４の出力によって、乗
算回路１５２、減算回路１５３、誤差増幅回路１５４又
はＰＷＭ制御回路１５５のいづれかを動作停止の状態と
して、これにより同様の効果を得るようにしても良い。

【００９２】次に、リアクトル９について説明する。な
お、従来の並列型高調波補償回路においては、補償電力
ライン１１に直列に挿入されたリアクトル１２は存在し
たが、交流電力ライン４に直列に挿入されたリアクトル
９は存在しなかった。

【００９３】図２及び図１１（Ａ）に示すように、リア
クトル９は高調波補償回路５より負荷３側において、交
流電力ライン４に直列に挿入される。リアクトル９の誘
導性インダクタンス成分Ｌ1 の働きにより、交流電流Ｉ
B の波形の急激な変化、即ち、ｄｉ／ｄｔの値の急激な
変化を抑えることができる。

【００９４】図１１（Ｂ）は、リアクトル９を挿入する
ことによって、交流電力ライン４を流れる交流電流ＩB
の波形がどのように変化するかを示す。リアクトル９を
挿入しない場合、図１１（Ｂ）において矢印の左側に示
すように、電流波形は略完全な矩形波となる。これに対
して、リアクトル９を挿入した場合、図１１（Ｂ）にお
いて矢印の右側に示すように、電流波形はやや緩やかな
波形となる。即ち、電流波形の傾きが緩やかになる。こ
れにより、高調波電流成分、特に高次の高調波電流成分
を低減することができる。

【００９５】リアクトル９は例えばチョークコイルから
なる。リアクトル９であるチョークコイルの持つインダ
クタンスＬ1 、インピーダンスＺ1 は以下のように定め
られる。

【００９６】リアクトル９のインダクタンスＬ1 は、高
次の高調波電流の抑制に適した値とされる。交流電源１
は周知の商用電源であり、コンピュータ等の負荷３のイ
ンピーダンス等も予め求めることができる。従って、入
力電流及び電流波形も予め計算により求めることができ
る。また、高調波電流についても予め計算により求める
ことができる。そこで、これらに基づいて、リアクトル
９もそのインダクタンスＬ1 が最適なものを予め選択し
て用いることにより、図１１（Ｂ）に示すように、高調
波電流の抑制に適した傾きを矩形に近い電流波形に対し
て持たせることができる。図１１（Ｂ）に示す電流波形
の傾きは、リアクトル９のインダクタンスＬ1 によって
定まる。

【００９７】リアクトル９のインダクタンスＬ1 の値
は、交流電力ライン４に流れる交流電流ＩB の値に反比
例して変化するようにされる。即ち、インダクタンスＬ
1 の値は、交流電流ＩB の値の関数となる。具体的に
は、図１１（Ｃ）に示すように、交流電流ＩB の値が大
きい場合にインダクタンスＬ1 の値が小さくなり、交流
電流ＩB の値が小さい場合にインダクタンスＬ1 の値が
大きくなるようにされる。これにより、交流電流ＩB の
値にかかわらず、リアクトル９における電圧降下ＶL1が
略一定となる。

【００９８】従って、並列型高調波補償回路２の動作を
安定させ、信頼性の高いものとすることができる。具体
的には、負荷３が小電力設備（出力インピーダンスの高
い設備）即ち小型コンピュータである場合でも、並列型
高調波補償回路２を負荷３に接続することができる。即
ち、この場合、並列型高調波補償回路２の出力電流は小
さい。従って、インダクタンスＬ1 の値が上述のように
変化しないとすると、相対的に小電流領域では負荷３に
おける電圧降下が大きく並列型高調波補償回路２におけ
る電圧降下が小さくなり、並列型高調波補償回路２から
負荷３に電流が流れるために並列型高調波補償回路２の
動作が不安定になる。また、インダクタンスＬ1 の値を
初めから十分に大きな値として固定すると、リアクトル
９が非常に大きくなり、並列型高調波補償回路２も大型
化する。従って、上述のようにインダクタンスＬ1 の値
を変化させることにより、並列型高調波補償回路２の補
償可能な電流範囲を広くすることができる。

【００９９】リアクトル９のインピーダンスＺ1 は、交
流電源１のインピーダンスＺ0 より大きくされる。これ
により、並列型高調波補償回路５から見た負荷３側の入
力インピーダンスを交流電源１のインピーダンスＺ0 よ
り高くすることができるので、並列型高調波補償回路５
を安定して動作させることができる。即ち、並列型高調
波補償回路２に流れるべき交流電源１からの電流が負荷
３側に流れることを防止し、三相Ｌインプット全波整流
回路１０に印加される電圧が上昇することを防止でき
る。

【０１００】なお、図１１（Ａ）において、一点鎖線の
左側は交流電源１を主とする電源設備側を表し、電源設
備側の持つインダクタンスをＬ0 、インピーダンスをＺ
0 で表している。また、並列型高調波補償回路２及び三
相Ｌインプット全波整流回路１０は、負荷３であるデー
タ処理装置の本体内に当該本体と着脱可能に設けられ
る。データ処理装置の本体はＣＰＵ、主メモリ等が実装
された筺体である。

【０１０１】図１１においては、リアクトル９のみを挿
入した例を示したが、これに代えて、リアクトル９及び
可飽和リアクトルの双方又は可飽和リアクトルのみを挿
入するようにしても良い。この場合、可飽和リアクトル
のインピーダンスは、電源側のインピーダンスＺ０より
も大きくされる。リアクトル９及び可飽和リアクトルの
接続の順はいずれが交流電源１側であっても良い。ま
た、リアクトル９等は、並列型高調波補償回路２と三相
Ｌインプット全波整流回路１０との間に挿入してもよ
い。

【０１０２】なお、可飽和リアクトルを挿入することに
より、図１１（Ｂ）の場合よりも更に、ｄｉ／ｄｔの値
の急激な変化を抑えることができる。即ち、可飽和リア
クトルを挿入することにより、図１１（Ｂ）の場合に加
え、０Ａ（アンペア）からの立ち上がり部分及び一定電
流となる前の部分（電流波形の角部）において、更に電
流波形を緩やかにすることができる。

【０１０３】可飽和リアクトルとしてはインダクタンス
Ｌ2 の変化が高次の高調波電流の抑制に最適なものを予
め選択して用いる。前述のように入力電流、電流波形及
び高調波電流は予め求めることができる。そこで、これ
らに基づいて、可飽和リアクトルもそのインダクタンス
Ｌ2 の変化が最適なものを予め選択して用いる。即ち、
電流波形の角部においてインダクタンスの値がＬ2 とな
り、それ以外の領域においてインダクタンスの値が０と
なる可飽和リアクトルが選択される。従って、電流波形
の角部においてリアクトル９と可飽和リアクトルとによ
るインダクタンスの値がＬ1 ＋Ｌ2 と大きくなり、それ
以外の領域においてインダクタンスの値がリアクトル９
によるＬ1 のみとなる。これにより、矩形に近い電流波
形の角部をより滑らかにすることができる。

【０１０４】以上、図２乃至図１１により、ＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御回路７を備える並列型高調波補償回路２の一例に
ついて示した。以上の説明においては、図２に示すよう
に、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７が高調波補償回路５の単位
回路１６（即ち、交流電力ライン４）の各々に対応して
設けられ、対応するインバータ制御回路１５のＯＮ／Ｏ
ＦＦを個別に制御している。しかし、ＯＮ／ＯＦＦ制御
回路７は図１２（Ａ）又は（Ｂ）に示すように設けても
よい。

【０１０５】図１２（Ａ）において、ＯＮ／ＯＦＦ制御
回路７は、高調波補償回路５の単位回路１６（即ち、交
流電力ライン４）の各々に対応して設けられるが、対応
するインバータ制御回路１５のＯＮ／ＯＦＦの個別制御
は行わない。ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７の各々の出力はＯ
Ｒゲート回路Ｇ1 に入力され、その論理和がインバータ
制御回路１５の各々に入力される。この場合、交流電力
ライン４の各相（Ｒ、Ｓ、Ｔ）のいづれかに所定値以上
の電流Ｉacが流れると、全てのインバータ制御回路１５
のドライブ回路１５６の動作が可能とされ、高調波補償
回路５が各相について電流補償を行う。

【０１０６】図１２（Ｂ）において、ＯＮ／ＯＦＦ制御
回路７は、高調波補償回路５のいづれか１個の単位回路
１６（即ち、交流電力ライン４）のみに対応して設けら
れ、これが全てのインバータ制御回路１５のＯＮ／ＯＦ
Ｆを制御する。図示の例は、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７を
交流電力ライン４のＲ相のみに対応して設けた例であ
る。ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７の出力はインバータ制御回
路１５の各々に入力される。この場合、交流電力ライン
４のＲ相に所定値以上の電流Ｉacが流れると、全てのイ
ンバータ制御回路１５のドライブ回路１５６の動作が可
能とされ、高調波補償回路５が各相について電流補償を
行う。

【０１０７】なお、通常は、交流電力ライン４の各相
（Ｒ、Ｓ、Ｔ）に流れる電流Ｉacの値（キャパシタ７３
等によって平滑された値）が極端に異なることはありえ
ない。従って、図２、図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）のい
づれの構成によっても、インバータ制御回路１５のドラ
イブ回路１５６の動作を制御でき、各相について同様の
タイミングで電流補償を開始することができる。図２又
は図１２（Ａ）の構成によればＯＮ／ＯＦＦ制御回路７
による制御を各相毎により正確に行うことができ、図１
２（Ｂ）の構成によればＯＮ／ＯＦＦ制御回路７を構成
するための部品数を低減できる。

【０１０８】図１３はＯＮ／ＯＦＦ制御回路７の他の構
成を示す。図１３において、演算増幅器７４の出力は、
ドライブ回路１５６の制御信号としてではなく、別に設
けられるスイッチのＯＮ／ＯＦＦの制御信号として用い
られる。従って、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は、交流電力
ライン４に流れる交流電流Ｉacに基づいて、スイッチの
ＯＮ／ＯＦＦを制御する。スイッチとしては、例えば電
磁スイッチＭＳ（又はリレースイッチ）７６が用いられ
る。

【０１０９】電磁スイッチ７６は高調波補償回路５に設
けられ、これと交流電力ライン４との間に接続される。
即ち、交流電力ライン４と補償電力ライン１１との間に
挿入される。従って、電磁スイッチ７６はトランス１５
１及びリアクトル１２より交流電力ライン４側に設けら
れる。電磁スイッチ７６はそのスイッチ用ＭＯＳＦＥＴ
７５によってＯＮ／ＯＦＦが制御される。ＭＯＳＦＥＴ
７５は電源及び電磁スイッチ７６との間に直列に接続さ
れる。

【０１１０】従って、電磁スイッチ７６は、そのオフに
よって、並列型高調波補償回路２においてＯＮ／ＯＦＦ
制御回路７（及び信頼性制御回路８、即ち自動運転回路
６）以外の回路への電源を遮断するスイッチである。電
磁スイッチ７６のオフ状態において、交流電力ライン４
を介して交流電流が端子ＩＮから端子ＯＵＴへ流れる。
即ち、電流補償のない交流電流が交流電源１から負荷３
に流れる。

【０１１１】交流電源１と負荷３とが並列型高調波補償
回路２を介して接続され交流電力ライン４に電流が流れ
始めた時点では、交流電力ライン４を流れる交流電流は
小さいので、電流検出器ＣＴ１からの信号電流Ｉacも小
さい。即ち、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７において、演算増
幅器７４に入力される電流Ｉacに基づく電圧は基準電圧
Ｖref2よりも小さい。従って、演算増幅器７４の出力が
オフとされるので、スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴ７５
がオフとされ、電磁スイッチ７６の電源回路が遮断され
る。これにより、電磁スイッチ７６がオフとされる。

【０１１２】この状態においては、高調波補償回路５全
体が交流電力ライン４から電気的に分離される。従っ
て、高調波補償回路５又は並列型高調波補償回路２は、
電流補償を行うことなく、端子ＩＮに入力された交流電
源１からの電流をそのまま端子ＯＵＴに出力する。

【０１１３】次に、交流電力ライン４を流れる交流電流
が徐々に大きくなり、信号電流Ｉacに基づく電圧が基準
電圧Ｖref2よりも大きくなる。従って、演算増幅器７４
の出力がオンとされるので、ＭＯＳＦＥＴ７５がオンと
される。これにより、電磁スイッチ７６がオンとされ
る。

【０１１４】この状態においては、高調波補償回路５全
体が交流電力ライン４に電気的に接続され、高調波補償
回路５の動作が開始される。従って、高調波補償回路５
又は並列型高調波補償回路２は、電流補償を行って、端
子ＩＮに入力された交流電源１からの電流について電流
補償を行った電流を端子ＯＵＴに出力する。従って、Ｏ
Ｎ／ＯＦＦ制御回路７は、負荷３であるデータ処理装置
からの制御によらず、高調波補償回路５を自動運転でき
る。

【０１１５】これにより、データ処理装置が停止して負
荷３に流れる電流が少ない場合、高調波補償回路５を停
止状態として、消費電力を低減すると共に、高調波補償
回路５を構成する各部品の寿命を長くすることができ
る。特に、平滑用のキャパシタＣ0 に電圧が印加される
時間を短くできるので、その寿命を長くすることができ
る。また、インタフェースを設ける必要を無くし、既存
のデータ処理装置に並列型高調波補償回路２を接続する
ことができる。

【０１１６】図１４はＯＮ／ＯＦＦ制御回路７の他の構
成を示す。図１４において、演算増幅器７４の出力は、
ドライブ回路１５６の制御信号としてではなく、並列型
高調波補償回路２における所定の負荷７７の制御信号と
して用いられる。即ち、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は、交
流電力ライン４に流れる交流電流Ｉacに基づいて又は補
償電力ライン１１に流れる電流Ｉdcに基づいて、並列型
高調波補償回路２又は並列型高調波補償回路装置におけ
る負荷であって電流補償と関係しない所定の負荷７７の
ＯＮ／ＯＦＦを制御する。

【０１１７】即ち、負荷７７は、並列型高調波補償回路
２において当該回路の電流補償の動作とは直接には関係
しないような負荷の集合であり、また、並列型高調波補
償回路２を搭載する装置（並列型高調波補償回路装置）
を構成する各部品の内でその寿命（の短さ）が問題にな
る部品（寿命部品）の集合である。負荷７７は、電流補
償の動作とは関係せずその寿命が短い部品、例えば並列
型高調波補償回路２用のファン（冷却用の換気扇）等で
ある。負荷７７はそのスイッチ用ＭＯＳＦＥＴ７５によ
ってＯＮ／ＯＦＦが制御される。ＭＯＳＦＥＴ７５は電
源及び負荷７７との間に直列に接続される。

【０１１８】交流電源１と負荷３とが並列型高調波補償
回路２を介して接続され交流電力ライン４に電流が流れ
始めた時点では、電流検出器ＣＴ１からの信号電流Ｉac
も小さい。即ち、演算増幅器７４に入力される電流Ｉac
に基づく電圧は基準電圧Ｖref2よりも小さい。従って、
演算増幅器７４の出力がオフとされるので、スイッチと
してのＭＯＳＦＥＴ７５がオフとされ、ファン等の負荷
７７の電源回路が遮断される。これにより、ファン等の
負荷７７がオフとされる。

【０１１９】この状態においては、前述のように高調波
補償回路５が電流補償を行うことなく、端子ＩＮに入力
された交流電源１からの電流をそのまま端子ＯＵＴに出
力する。従って、並列型高調波補償回路２における電力
消費は少ないので、当該回路用のファン等の動作を停止
させても問題はなく、逆にこの分消費電力を低減でき
る。また、高調波補償回路５を構成する各部品の寿命を
長くすることができる。特に、寿命の短いファンの寿命
を長くすることができる。

【０１２０】次に、交流電力ライン４を流れる交流電流
が徐々に大きくなり、信号電流Ｉacに基づく電圧が基準
電圧Ｖref2よりも大きくなる。従って、演算増幅器７４
の出力がオンとされるので、ＭＯＳＦＥＴ７５がオンと
される。これにより、負荷７７がオンとされる。

【０１２１】この状態においては、前述のように高調波
補償回路５が電流補償を行っているので、当該回路用の
ファン等の動作を開始して回路（特にインバータ１３）
の冷却等を行う。従って、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は、
負荷３であるデータ処理装置からの制御によらず、並列
型高調波補償回路２の電流補償に直接には関係しない負
荷７７についても自動運転できる。

【０１２２】なお、図１４において点線で示すように、
演算増幅器７４の入力として、信号電流Ｉacに代えて電
流検出器ＣＴ２からの信号電流Ｉdcをもちいても良い。
この場合、実際の高調波補償回路５による電流補償の有
無に基づいて、負荷７７の運転を制御することになる。
また、基準電圧Ｖref2の値を種々の値に設定することに
より、必要に応じた負荷７７の制御が可能である。例え
ば、交流電力ライン４に交流電流が流れる時点でファン
等を動かすようにしても良く、また、インバータ１３が
発熱する時点でファン等を動かすようにしても良い。ま
た、演算増幅器７４の出力がオフである場合でも、ファ
ン等を完全に停止することなく、通常の数分の１の電力
で運転するようにしても良い。

【０１２３】図１５はＯＮ／ＯＦＦ制御回路７の他の構
成を示す。図１５において、演算増幅器７４の非反転端
子への入力はハイパスフィルタ７８を介して入力され
る。演算増幅器７４の出力はドライブ回路１５６の制御
信号として用いられる。ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は、交
流電力ライン４に流れる交流電流Ｉacをハイパスフィル
タ７８によって濾波した信号に基づいて、高調波補償回
路５のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

【０１２４】ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７は、抵抗７１、ハ
イパスフィルタ７８及び演算増幅器７４を備える。電流
検出器ＣＴ１からの信号電流Ｉacは、演算増幅器７４の
非反転端子にハイパスフィルタ７８を介して入力され
る。従って、ハイパスフィルタ７８によって検出された
（濾波された）高調波電流成分に対応する電圧が演算増
幅器７４に入力される。即ち、並列型高調波補償回路２
は高調波電流を補償するものであるから、高調波電流が
所定の値以上に生じている場合に高調波補償回路５が動
作させられる。

【０１２５】交流電源１と負荷３とが並列型高調波補償
回路２を介して接続され交流電力ライン４に電流が流れ
始めた時点では、電流検出器ＣＴ１からの信号電流Ｉac
において高調波電流成分は少ない。従って、ハイパスフ
ィルタ７８によって信号電流Ｉacの殆どがカットされる
ので、演算増幅器７４に入力される電流Ｉacに基づく電
圧は基準電圧Ｖref2よりも小さい。従って、演算増幅器
７４の出力がオフとされるので、インバータ制御回路１
５のドライブ回路１５６が動作停止の状態とされ、高調
波補償回路５の動作が停止状態とされる。従って、高調
波補償回路５又は並列型高調波補償回路２は、電流補償
を行うことなく、端子ＩＮに入力された交流電源１から
の電流をそのまま端子ＯＵＴに出力する。

【０１２６】次に、交流電力ライン４を流れる交流電流
が徐々に大きくなり、高調波電流成分も大きくなり、ハ
イパスフィルタ７８を通過する電流成分が多くなると、
信号電流Ｉacに基づく電圧が基準電圧Ｖref2よりも大き
くなる。従って、演算増幅器７４の出力がオンとされる
ので、インバータ制御回路１５のドライブ回路１５６が
動作可能な状態とされる。即ち、高調波補償回路５の動
作が開始される。従って、高調波補償回路５又は並列型
高調波補償回路２は、電流補償を行って、端子ＩＮに入
力された交流電源１からの電流について電流補償を行っ
た電流を端子ＯＵＴに出力する。従って、ＯＮ／ＯＦＦ
制御回路７は、負荷３であるデータ処理装置からの制御
によらず、自動運転される。

【０１２７】なお、演算増幅器７４の出力によって、乗
算回路１５２、減算回路１５３、誤差増幅回路１５４又
はＰＷＭ制御回路１５５のいづれかを動作停止の状態と
しても良い。また、ハイパスフィルタ７８を図２、図１
３及び図１４に示すＯＮ／ＯＦＦ制御回路７に適用する
ようにしても良い。これにより、高調波電流成分が少な
い場合、電磁スイッチ７６をオフして高調波補償回路５
を交流電力ライン４から切り離し、また、ファン等の負
荷７７の運転を停止する（又は通常より低電力で運転す
る）ようにしても良い。

【０１２８】以上、図１３乃至図１５により、ＯＮ／Ｏ
ＦＦ制御回路７の種々の構成について説明した。図１３
及び図１５の構成において、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７
は、図２、図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）のいづれの構成
によってもよい。図１４の構成において、制御の対象で
ある負荷７７が各相Ｒ、Ｓ、Ｔ毎に存在する場合、ＯＮ
／ＯＦＦ制御回路７は図２、図１２（Ａ）、図１２
（Ｂ）のいづれの構成によってもよく、負荷７７が各相
Ｒ、Ｓ、Ｔ毎には存在しない場合、ＯＮ／ＯＦＦ制御回
路７は図１２（Ａ）又は図１２（Ｂ）の構成による。ま
た、図２、図１３、図１４の構成において、図１５に示
すハイパスフィルタ７８（及び抵抗７１）で濾波した後
の信号電流をダイオード７２に入力するようにしても良
い。

【０１２９】次に、図１６により自動運転回路６の信頼
性制御回路８について説明する。前述のように、自動運
転回路６はＯＮ／ＯＦＦ制御回路７と信頼性制御回路８
を備えるが、図１６においては、図示の都合上、信頼性
制御回路８のみを示しＯＮ／ＯＦＦ制御回路７の図示は
省略している。なお、実際の並列型高調波補償回路２
は、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路７と信頼性制御回路８のいず
れか一方又は双方を備える。

【０１３０】信頼性制御回路８は、負荷３であるデータ
処理装置からの制御によらずに、自動運転の対象である
並列型高調波補償回路２の状態に基づいて、高調波補償
回路５又は並列型高調波補償回路２をの信頼性を高くす
るように制御して、高い信頼性の下で自動運転する。信
頼性制御回路８は高調波補償回路５又は並列型高調波補
償回路２の異常検出処理とこれに基づいた並列型高調波
補償回路２の保護処理を行う。従って、信頼性制御回路
８は並列型高調波補償回路２の異常検出／保護回路であ
る。

【０１３１】具体的には、信頼性制御回路８は、補償電
力ライン１１に流れる電流Ｉdc、インバータ１３の温
度、インバータ１３の出力電圧、及び並列型高調波補償
回路２における負荷であって電流補償と関係しない所定
の負荷（８６）の状態に基づいて、高調波補償回路５の
ＯＮ／ＯＦＦを制御する。信頼性制御回路８（のラッチ
回路８５）の出力はインバータ制御回路１５のドライブ
回路１５６にその制御信号として入力される。

【０１３２】このために、信頼性制御回路８は、過電流
検出回路８１、温度検出回路８２、過電圧検出回路８
３、低電圧検出回路８４、ラッチ回路８５、回転数検出
回路８７を備える。なお、符号８６はファンであり、図
９における負荷７７と類似のものである。

【０１３３】例えば、信頼性制御回路８は電流検出器Ｃ
Ｔ２からの検出信号である電流Ｉdc等を異常検出信号と
して取り込む。従って、電流検出器ＣＴ２からの電流Ｉ
dc等が信頼性制御回路８における並列型高調波補償回路
２の状態（異常か否かの状態）を示す信号として用いら
れる。

【０１３４】過電流検出回路８１は電流検出器ＣＴ２か
らの信号電流Ｉdcが所定の値以上であるか否かを監視
し、所定の値以上である場合に異常信号を出力する。温
度検出回路８２は６アームインバータ１３の温度が所定
の値以上であるか否かを監視し、所定の値以上である場
合に異常信号を出力する。過電圧検出回路８３は６アー
ムインバータ１３又はキャパシタＣ0 の端子電圧が所定
の値以上であるか否かを監視し、所定の値以上である場
合に異常信号を出力する。低電圧検出回路８４は６アー
ムインバータ１３又はキャパシタＣ0 の端子電圧が所定
の値以下であるか否かを監視し、所定の値以下である場
合に異常信号を出力する。回転数検出回路８７はファン
８６の回転数が所定の値以上であるか否かを監視し、所
定の値以上である場合に異常信号を出力する。

【０１３５】ラッチ回路８５は、過電流検出回路８１、
温度検出回路８２、過電圧検出回路８３、低電圧検出回
路８４及び回転数検出回路８７からの異常信号を取り込
んでこれを保持する。そして、ラッチ回路８５は、過電
流検出回路８１等からの異常信号が１個でも入力された
場合、インバータ制御回路１５のドライブ回路１５６を
動作停止の状態とする。即ち、高調波補償回路５の動作
を停止状態とする。従って、上記異常信号が入力された
場合、高調波補償回路５又は並列型高調波補償回路２
は、電流補償を行うことなく、端子ＩＮに入力された交
流電源１からの電流をそのまま端子ＯＵＴに出力する。
なお、過電流検出回路８１等からの異常信号が全く出力
されない場合、ラッチ回路８５はインバータ制御回路１
５のドライブ回路１５６を動作可能の状態とする。

【０１３６】これにより、電流検出器ＣＴ２からの信号
電流Ｉdcは所定の値以下に低下する。また、６アームイ
ンバータ１３の温度も所定の値以下に低下する。また、
６アームインバータ１３又はキャパシタＣ0 の端子電圧
も所定の値以下に低下する。また、６アームインバータ
１３又はキャパシタＣ0 の端子電圧が所定の値以上に上
昇する。即ち、キャパシタＣ0 の端子電圧が正常値（許
容値）の範囲内とされる。また、ファン８６の回転数が
所定の値以下に低下する。

【０１３７】これらの処理によって、結果として、並列
型高調波補償回路２の異常検出に基づく保守処理が自動
的に行われ、負荷３であるデータ処理装置が並列型高調
波補償回路２の故障に起因して運転停止することを防止
できる。具体的には、並列型高調波補償回路２において
高調波補償回路５等に異常が発生しても、交流電力ライ
ン４に異常がなければ電源を負荷３に供給することはで
きる。そこで、高調波補償回路５に異常が発生した場
合、ドライブ回路１５６の動作を強制的に停止させて、
インバータ１３即ち高調波補償回路５ひいては並列型高
調波補償回路２を交流電力ライン４から切り離す。これ
により、高調波電流の補償はできなくなるが、並列型高
調波補償回路２の故障により負荷３を停止させることを
防止して連続運転することができる。従って、特に、連
続運転の要求が強い大型コンピュータ等において、並列
型高調波補償回路２を接続することによる部品数の増加
に起因する信頼性の低下の防止に有効である。

【０１３８】なお、ラッチ回路８５の出力により、乗算
回路１５２、減算回路１５３、誤差増幅回路１５４又は
ＰＷＭ制御回路１５５のいづれかを動作停止の状態とし
ても良い。また、図１３に示す電磁スイッチ７６を設
け、これをラッチ回路８５の出力によりオフとすること
によって、高調波補償回路５を交流電力ライン４から切
り離すようにしても良い。

【０１３９】また、ラッチ回路８５の内容は、例えば高
調波補償回路５による電流補償の開始時にその都度リセ
ットされる。この電流補償の開始は、電流検出器ＣＴ２
からの信号電流Ｉdcが所定の値以上か否かにより検出で
きる。従って、電流Ｉdcが所定の値以上となった場合、
ラッチ回路８５の内容がリセットされる。

【０１４０】信頼性制御回路８は、基本的には、図２、
図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）に示すＯＮ／ＯＦＦ制御回
路７と同様に、各相Ｒ、Ｓ、Ｔに対してどのような構成
としてもよい。従って、例えば図１６に示す信頼性制御
回路８を交流電力ライン４の各相Ｒ、Ｓ、Ｔ毎に対応し
て設けても良い。しかし、実際は、種々の理由から以下
のような構成とされる。過電流検出回路８１は、各相
Ｒ、Ｓ、Ｔ毎に過電流検出を行うために、各相Ｒ、Ｓ、
Ｔ毎に設けられる。即ち、各補償電力ライン１１毎に設
けられる。温度検出回路８２は、６アームインバータ１
３の温度が各相に対応する単位スイッチング回路毎に異
なることは少ない（無視できる）ので、各相に共通に１
個のみ設けられる。過電圧検出回路８３及び低電圧検出
回路８４は、６アームインバータ１３の出力又はキャパ
シタＣ0 の端子電圧は１個であるので、各相に共通に１
個のみ設けられる。ファン回転検出回路８７は、監視対
象であるファン８６が各相毎に設けられるものではない
ので、各相に共通に１個のみ設けられる。

【０１４１】ラッチ回路８５は、これらの出力を受ける
ので、各相に共通に１個のみ設けられる。ラッチ回路８
５の出力が、インバータ制御回路１５のドライブ回路１
５６の各々にその制御信号として入力される。従って、
過電流検出回路８１については図１２（Ａ）に類似の構
成とされ、他の回路については図１２（Ｂ）に類似の構
成とされる。

【０１４２】図１７は信頼性制御回路８の他の構成を示
す。図１７において、信頼性制御回路８はＯＮ／ＯＦＦ
制御回路７と同様の構成とされる。そして、インバータ
制御回路１５のトランス１５１の出力が信頼性制御回路
８の入力（即ち、異常検出信号）として用いられ、演算
増幅器９１の出力はドライブ回路１５６の制御信号とし
て用いられる。従って、信頼性制御回路８は、トランス
１５１の出力に基づいて、高調波補償回路５のＯＮ／Ｏ
ＦＦを制御する。

【０１４３】信頼性制御回路８は、抵抗８８、ダイオー
ド８９、キャパシタ９０及び演算増幅器９１を備える。
トランス１５１の出力は、ダイオード８９を介して、演
算増幅器９１の反転端子に入力される。演算増幅器９１
の非反転端子には、基準電圧Ｖref3が入力される。基準
電圧Ｖref3の値は予め定められた所定の値とされ、経験
的に求まる。抵抗８８、ダイオード８９及びキャパシタ
９０により、トランス１５１の出力電流が平滑されその
値に応じた値の電圧に変換される。

【０１４４】なお、この信頼性制御回路８は、図２、図
１２（Ａ）、図１２（Ｂ）に示すＯＮ／ＯＦＦ制御回路
７と同様に、各相Ｒ、Ｓ、Ｔに対してどのような構成と
してもよい。

【０１４５】トランス１５１の出力電流に基づく電圧が
基準電圧Ｖref3よりも大きい場合、演算増幅器９１の出
力がオンとされる。これは、補償電力ライン１１を流れ
る電流が所定の値より大きい場合、即ち、交流電源１が
瞬断又は停電していない場合である。演算増幅器９１の
出力をインバータ制御回路１５のドライブ回路１５６に
その制御信号として供給することにより、ドライブ回路
１５６が動作可能な状態とされ、高調波補償回路５の動
作が開始される。従って、高調波補償回路５又は並列型
高調波補償回路２は、電流補償を行って、端子ＩＮに入
力された交流電源１からの電流について電流補償を行っ
た電流を端子ＯＵＴに出力する。

【０１４６】一方、トランス１５１の出力電流に基づく
電圧が基準電圧Ｖref3よりも小さい場合、演算増幅器９
１の出力がオフとされる。即ち、異常信号が形成され
る。これは、補償電力ライン１１を流れる電流が異常に
小さい場合、即ち、交流電源１が瞬断又は停電している
場合である。演算増幅器９１の出力をインバータ制御回
路１５のドライブ回路１５６にその制御信号として供給
することにより、ドライブ回路１５６が動作停止の状態
とされ、高調波補償回路５の動作が停止状態とされる。
従って、高調波補償回路５又は並列型高調波補償回路２
は、電流補償を行うことなく、端子ＩＮに入力された交
流電源１からの電流をそのまま端子ＯＵＴに出力する。

【０１４７】この時、ドライブ回路１５６の出力は全て
ロウレベルとされるので、図６に示すインバータ１３の
ＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ6 が全てオフする。従って、キャ
パシタＣ0 が補償電力ライン１１から切り離される。こ
れにより、キャパシタＣ0 の端子電圧（ＤＣ４００Ｖ）
は維持される。なお、ダイオードＤ1 等は逆方向なので
キャパシタＣ0 からの電流は流れない。

【０１４８】従って、基準正弦波発生回路であるトラン
ス１５１の出力を利用して交流電源１の瞬断及び／又は
停電を検出し、インバータ１３即ち高調波補償回路５の
動作を停止することができる。これにより、キャパシタ
Ｃ0 の端子電圧（ＤＣ４００Ｖ）を維持し、結果とし
て、復電時において交流電力ライン４に突入電流が流れ
ることを防止し、かつ、瞬断及び／又は停電時において
負荷３の動作を継続することができる。なお、瞬断及び
／又は停電時の補償自体は、並列型高調波補償回路２の
補償するところではない。

【０１４９】図１８は信頼性制御回路８の他の構成を示
す。図１８において、信頼性制御回路８は，インバータ
制御回路１５のドライブ回路１５６を制御すると共に、
状態表示インタフェース１７に所定の表示を行う。

【０１５０】信頼性制御回路８は、電流検出器ＣＴ２か
らの検出信号である電流Ｉdc等を、異常検出信号として
取り込む。電流検出器ＣＴ２からの電流Ｉac等が、信頼
性制御回路８において、並列型高調波補償回路２の状態
（異常か否かの状態）を示す信号として用いられる。信
頼性制御回路８の出力はインバータ制御回路１５のドラ
イブ回路１５６にその制御信号として入力される。

【０１５１】信頼性制御回路８は、ピーク値検出回路９
２、平均値検出回路９３からなる過電流検出回路８１及
び回転数検出回路８７を備える。なお、符号８６はファ
ンである。

【０１５２】なお、この信頼性制御回路８は、基本的に
は、図２、図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）に示すＯＮ／Ｏ
ＦＦ制御回路７と同様に、各相Ｒ、Ｓ、Ｔに対してどの
ような構成としてもよい。従って、例えば図１６に示す
信頼性制御回路８を交流電力ライン４の各相Ｒ、Ｓ、Ｔ
毎に対応して設けても良い。

【０１５３】しかし、実際は、ピーク値検出回路９２及
び平均値検出回路９３は、各相Ｒ、Ｓ、Ｔ毎にピーク値
検出及び平均値検出を行うために、各相Ｒ、Ｓ、Ｔ毎に
設けられる。回転数検出回路８７は、前述のように、各
相に共通に１個のみ設けられる。ラッチ回路８５は、こ
れらの出力を受けるので、各相に共通に１個のみ設けら
れる。ラッチ回路８５の出力が、インバータ制御回路１
５のドライブ回路１５６の各々にその制御信号として入
力される。従って、過電流検出回路８１については図１
２（Ａ）に類似に構成とされ、他の回路については図１
２（Ｂ）に類似の構成とされる。

【０１５４】なお、この信頼性制御回路８は、図２、図
１２（Ａ）、図１２（Ｂ）に示すＯＮ／ＯＦＦ制御回路
７と同様に、各相Ｒ、Ｓ、Ｔに対してどのような構成と
してもよい。

【０１５５】過電流検出回路８１において、ピーク値検
出回路９２は、電流検出器ＣＴ２からの信号電流Ｉdcの
ピーク値が所定の値以上であるか否かを監視し、所定の
値以上である場合に異常信号を出力する。また、平均値
検出回路９３は、電流検出器ＣＴ２からの信号電流Ｉdc
の平均値が所定の値以上であるか否かを監視し、所定の
値以上である場合に異常信号を出力する。従って、信頼
性制御回路８は、補償電力ライン１１に流れる電流のピ
ーク値及び／又は平均値に基づいて、高調波補償回路５
のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

【０１５６】ピーク値検出回路９２はピーク整流器から
なり、平均値検出回路９３は平均値整流器からなる。ピ
ーク値検出回路９２は信号電流Ｉdcのピーク値を検出
し、これと予め与えられた所定の値とを比較する。平均
値検出回路９３は信号電流Ｉdcを整流してロウパスフィ
ルタを通して信号電流Ｉdcの平均値を求め、これと予め
与えられた所定の値とを比較する。

【０１５７】過電流検出回路８１は、信号電流Ｉdcにつ
いて、そのピーク値及び平均値の双方に基づいて異常検
出を行う。従って、過電流検出回路８１は、ピーク値検
出回路９２又は平均値検出回路９３のいづれか一方から
異常信号が出力された場合、インバータ制御回路１５の
ドライブ回路１５６の動作を制限する。なお、異常信号
が全く出力されない場合、過電流検出回路８１は、イン
バータ制御回路１５のドライブ回路１５６を通常の動作
が可能な状態とする。

【０１５８】具体的には、異常信号が出力された場合、
ドライブ回路１５６の出力がオンとされる期間が短くさ
れる。即ち、図１０（Ａ）に示す波形において、ＭＯＳ
ＦＥＴＱD1の制御信号のＯＮ／ＯＦＦの繰り返される期
間が通常（同一のＰＷＭ変調信号ｅに対する場合））よ
りも短縮される。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱM ( 即
ち、ＭＯＳＦＥＴＱ1 等）がオンとされる期間が通常よ
りも短縮される。この結果、キャパシタＣ0 から補償電
力ライン１１に流れる電流は、通常よりも少なくされ
る。即ち、高調波補償回路５は、補償すべき電流の全て
を補償することはせずに、その内のある程度の部分のみ
を補償する。従って、高調波補償回路５又は並列型高調
波補償回路２は、端子ＩＮに入力された交流電源１から
の電流について、ある程度の（制限された）高調波電流
補償を行った電流を、端子ＯＵＴに出力する。

【０１５９】これにより、過電流によるインバータ１３
の過熱についての保護を確実に行うことができる。従っ
て、インバータ１３の熱設計において、信号電流Ｉdcの
ピーク値が連続する場合を考慮する必要がないので、イ
ンバータ１３を小さくすることができる。

【０１６０】また、信号電流Ｉdcの平均値がインバータ
１３の定格の範囲を越えた場合に異常検出をするように
することによって、インバータ１３をその定格内で動作
させることができる。これにより、インバータ１３を保
護すると共に、その寿命を長くすることができる。

【０１６１】回転数検出回路８７はファン８６の回転数
が所定の値以上であるか否かを監視し、所定の値以上で
ある場合に異常信号を状態表示インタフェース１７に表
示出力する。これにより、ファン８６の異常をオペレー
タに知らせることができる。ここで、ファン８６は図１
４に示す負荷７７と同様のものと考えられるので、ファ
ン８６以外の各部品について、回転数検出回路８７のよ
うな回路を設けることにより、その異常検出を行うよう
にしても良い。

【０１６２】ドライブ回路１５６は、その動作を停止状
態とされた場合、これを状態表示インタフェース１７に
表示出力する。これにより、高調波補償回路５又は並列
型高調波補償回路２の異常をオペレータに知らせること
ができる。なお、前述の図２の並列型高調波補償回路２
等においても、演算増幅器７４の出力やラッチ回路８５
の出力があった場合には、その旨を状態表示インタフェ
ース１７に表示出力するようにしても良い。これによ
り、並列型高調波補償回路２の自動運転の状態や信頼性
制御の状態をシステム保守員に知らせることができる。

【０１６３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
並列型高調波補償回路において、並列型高調波補償回路
自体の状態に基づいて高調波補償回路又は並列型高調波
補償回路を制御するＯＮ／ＯＦＦ制御回路及び／又は信
頼性制御回路とを備える自動運転回路を設けることによ
り、負荷であるデータ処理装置からの制御によることな
く、並列型高調波補償回路を自動運転できるので、並列
型高調波補償回路及び負荷であるデータ処理装置にイン
タフェース回路を設ける必要をなくし、既に設置されて
いるデータ処理装置に新たに並列型高調波補償回路を接
続することができ、また、並列型高調波補償回路に故障
がある場合でも負荷であるデータ処理装置の運転に支障
を生じることを防止でき、更に、高い信頼性の下で負荷
であるデータ処理装置の制御によらず並列型高調波補償
回路を自動的に運転することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理構成図である。

【図２】並列型高調波補償回路説明図である。

【図３】並列型高調波補償回路説明図である。

【図４】インバータ制御回路説明図である。

【図５】６アームインバータ説明図である。

【図６】インバータ制御回路説明図である。

【図７】トランス説明図である。

【図８】誤差増幅回路説明図である。

【図９】ドライブ回路説明図である。

【図１０】ドライブ回路の動作説明図である。

【図１１】リアクトル説明図である。

【図１２】並列型高調波補償回路説明図である。

【図１３】並列型高調波補償回路説明図である。

【図１４】並列型高調波補償回路説明図である。

【図１５】並列型高調波補償回路説明図である。

【図１６】並列型高調波補償回路説明図である。

【図１７】並列型高調波補償回路説明図である。

【図１８】並列型高調波補償回路説明図である。

【図１９】従来技術説明図である。

【符号の説明】

１交流電源２並列型高調波補償回路（Ｐ−ＰＦＣ）３負荷４交流電源ライン５高調波補償回路（ＰＦＣ）６自動運転回路７ＯＮ／ＯＦＦ制御回路８信頼性制御回路９リアクトル１０三相Ｌインプット全波整流回路（ＲＥＣＴ）１１補償電力ライン１２リアクトル１３６アームインバータ１４誤差増幅回路１５インバータ制御回路１６単位回路１７状態表示インタフェース

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者保高伸洋長野県松本市筑摩四丁目18番１号富士電機ハイテック株式会社内 (72)発明者橋爪真悟長野県松本市筑摩四丁目18番１号富士電機ハイテック株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源に接続されるべき並列型高調波
補償回路であって、負荷であるデータ処理装置等の電子
機器に対して電源を供給する並列型高調波補償回路にお
いて、交流電力ラインに並列に設けられ、当該並列型高調波補
償回路の出力電流と正弦波であるべき入力電流との差分
を検出し、当該差分を前記交流電力ラインに対して出し
入れすることによって当該並列型高調波補償回路の入力
電流を正弦波とする電流補償を行う高調波補償回路と、負荷であるデータ処理装置からの制御によらずに、当該
並列型高調波補償回路の状態に基づいて、前記高調波補
償回路又は当該並列型高調波補償回路を制御する自動運
転回路とを備え、前記自動運転回路はＯＮ／ＯＦＦ制御回路を備え、前記ＯＮ／ＯＦＦ制御回路は、当該並列型高調波補償回
路の状態に基づいて、又は、前記交流電力ラインに流れ
る交流電流に基づいて、前記高調波補償回路のＯＮ／Ｏ
ＦＦを制御することを特徴とする並列型高調波補償回
路。
【請求項２】前記自動運転回路は信頼性制御回路を備
え、前記高調波補償回路は、前記交流電力ラインに接続され
た補償電力ラインと、前記補償電力ラインに接続された
インバータと、前記インバータの制御信号を形成するイ
ンバータ制御回路とからなり、前記信頼性制御回路は、前記補償電力ラインに流れる電
流に基づいて、当該並列型高調波補償回路の信頼性を高
くするように前記高調波補償回路のＯＮ／ＯＦＦを制御
することを特徴とする請求項１に記載の並列型高調波補
償回路。
【請求項３】交流電源に接続されるべき並列型高調波
補償回路であって、負荷であるデータ処理装置に対して
電源を供給する並列型高調波補償回路において、交流電源と負荷との間を接続し、交流電流の流れる交流
電力ラインと、前記交流電力ラインに並列に設けられ、当該並列型高調
波補償回路の出力電流と正弦波との差分を検出し、当該
差分を前記交流電力ラインに対して出し入れすることに
よって当該並列型高調波補償回路の入力電流を正弦波と
する電流補償を行う高調波補償回路と、前記高調波補償回路より負荷側において前記交流電力ラ
インに直列に挿入され、そのインダクタンスの値が前記
交流電力ラインに流れる電流の値に反比例して変化する
リアクトルとを備えることを特徴とする並列型高調波補
償回路。
【請求項４】交流電源に接続されるべき並列型高調波
補償回路であって、負荷であるデータ処理装置に対して
電源を供給する並列型高調波補償回路において、交流電力ラインに並列に設けられ、当該並列型高調波補
償回路の出力電流と正弦波との差分を検出し、当該差分
を前記交流電力ラインに対して出し入れすることによっ
て当該並列型高調波補償回路の入力電流を正弦波とする
電流補償を行う回路であって、前記交流電力ラインに接
続された補償電力ラインと、前記補償電力ラインに接続
されたインバータと、前記インバータの制御信号を形成
するインバータ制御回路とからなる高調波補償回路を備
え、前記インバータはその単位スイッチング回路を２個直列
に接続してなる直列回路を前記補償電力ラインに対応し
て設けてなり、前記単位スイッチング回路が、ＭＯＳＦＥＴと、前記Ｍ
ＯＳＦＥＴのドレイン又はソースに直列に接続された高
速低耐圧のダイオードと、前記ＭＯＳＦＥＴ及び高速低
耐圧のダイオードの直列回路に並列に接続された高速高
耐圧のダイオードとからなることを特徴とする並列型高
調波補償回路。
【請求項５】交流電源に接続されるべき並列型高調波
補償回路であって、負荷であるデータ処理装置に対して
電源を供給する並列型高調波補償回路において、交流電源と負荷との間を接続し交流電流の流れる複数の
交流電力ラインと、前記交流電力ラインに並列に設けられ、当該並列型高調
波補償回路の出力電流と正弦波との差分を検出し、当該
差分を前記交流電力ラインに対して出し入れすることに
よって当該並列型高調波補償回路の入力電流を正弦波と
する電流補償を行う回路であって、前記交流電力ライン
に接続された補償電力ラインと、前記補償電力ラインに
接続されたインバータと、前記インバータの制御信号を
形成するインバータ制御回路とからなる高調波補償回路
とを備え、前記インバータ制御回路は前記交流電力ラインの各々に
接続された複数のトランスを備え、前記トランスは単相トランスからなり、複数の前記単相トランスをΔ−Δ結線し、その１次側に
おいて前記交流電力ラインからの入力電圧が単相トラン
スに入力されるように当該単相トランスの各々をΔ接続
し、その２次側において当該単相トランスの各々の２次
巻線をΔ接続しかつその出力ラインの各々を中性線に接
続することを特徴とする並列型高調波補償回路。
【請求項６】交流電源に接続されるべき並列型高調波
補償回路であって、負荷であるデータ処理装置に対して
電源を供給する並列型高調波補償回路において、交流電力ラインに並列に設けられ、当該並列型高調波補
償回路の出力電流と正弦波との差分を検出し、当該差分
を前記交流電力ラインに対して出し入れすることによっ
て当該並列型高調波補償回路の入力電流を正弦波とする
電流補償を行う回路であって、前記交流電力ラインに接
続された補償電力ラインと、前記補償電力ラインに接続
されたインバータと、前記インバータの制御信号を形成
するインバータ制御回路とからなる高調波補償回路を備
え、前記インバータ制御回路は誤差増幅回路を備え、前記誤差増幅回路は、一方の端子に前記補償電力ライン
の電流検出を行う電流検出器からの出力が入力され他方
の端子に前段からの出力が入力される増幅器と、主とし
て全波整流回路とフォトカプラとからなる交流信号用の
ソフトスタート回路であって前段からの出力が前記増幅
器に徐々に入力されるようするソフトスタート回路とを
備えることを特徴とする並列型高調波補償回路。