JPH09214949A - デジタル衛星放送受信用チューナ - Google Patents
デジタル衛星放送受信用チューナInfo
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- JPH09214949A JPH09214949A JP1505696A JP1505696A JPH09214949A JP H09214949 A JPH09214949 A JP H09214949A JP 1505696 A JP1505696 A JP 1505696A JP 1505696 A JP1505696 A JP 1505696A JP H09214949 A JPH09214949 A JP H09214949A
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- signal
- tuner
- mixer
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来のデジタル衛星放送受信用チューナでは
Ｉベースバンド出力信号とＱベースバンド出力信号との
レベル差が大きく、デジタル処理時のエラーレートの一
因となっていた。 【解決手段】 Ｉ復調器およびＱ復調器を内蔵したデジ
タル衛星放送受信用チューナにおいて、Ｉ復調器または
Ｑ復調器の後に設けられたベースバンド出力増幅器にＡ
ＧＣ機能を有する構成としたデジタル衛星放送受信用チ
ューナ。
Ｉベースバンド出力信号とＱベースバンド出力信号との
レベル差が大きく、デジタル処理時のエラーレートの一
因となっていた。 【解決手段】 Ｉ復調器およびＱ復調器を内蔵したデジ
タル衛星放送受信用チューナにおいて、Ｉ復調器または
Ｑ復調器の後に設けられたベースバンド出力増幅器にＡ
ＧＣ機能を有する構成としたデジタル衛星放送受信用チ
ューナ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はデジタルＤＢＳチュ
ーナに関し、特に米国ＤｉｒｅｃＴＶ、欧州ＤＶＢの
他、全世界に於けるデジタル衛星放送受信用チューナに
関する。
ーナに関し、特に米国ＤｉｒｅｃＴＶ、欧州ＤＶＢの
他、全世界に於けるデジタル衛星放送受信用チューナに
関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に、ＱＰＳＫ復調器を内蔵したデジ
タル衛星放送受信用チューナのブロック図を示す。ＱＰ
ＳＫ復調器とは４相位相変位変調器（Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅＰａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）のことで、
搬送波の位相を９０度ずつずらし、これにビット（ｂｉ
ｔ）を割り振った（０＝（０，０）、π／２＝（０，
１）、π＝（１，０）、３π／２＝（１，１））もの
で、同時に２ビットのデータを送ることができる。ま
た、デジタルＤＢＳチューナとは、ＱＰＳＫ復調器を備
え、Ｉ出力端子およびＱ出力端子を持ち、デジタル放送
に対応したチューナであり、特にチューナ内でデジタル
回路を持っているわけではない。また、米国Ｄｉｒｅｃ
ＴＶは米国の衛星放送名で、米国では初めて衛星放送を
行った。また、ＤＶＢとは、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅ
ｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇの略であり、欧州ＤＶＢ
とは、欧州のデジタルテレビ放送を導入するために組織
された規格等に関する標準化組織である。
タル衛星放送受信用チューナのブロック図を示す。ＱＰ
ＳＫ復調器とは４相位相変位変調器（Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅＰａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）のことで、
搬送波の位相を９０度ずつずらし、これにビット（ｂｉ
ｔ）を割り振った（０＝（０，０）、π／２＝（０，
１）、π＝（１，０）、３π／２＝（１，１））もの
で、同時に２ビットのデータを送ることができる。ま
た、デジタルＤＢＳチューナとは、ＱＰＳＫ復調器を備
え、Ｉ出力端子およびＱ出力端子を持ち、デジタル放送
に対応したチューナであり、特にチューナ内でデジタル
回路を持っているわけではない。また、米国Ｄｉｒｅｃ
ＴＶは米国の衛星放送名で、米国では初めて衛星放送を
行った。また、ＤＶＢとは、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅ
ｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇの略であり、欧州ＤＶＢ
とは、欧州のデジタルテレビ放送を導入するために組織
された規格等に関する標準化組織である。
【０００３】図４において、放送衛星より送られてくる
信号を各家庭に設置されたディッシュ（Ｄｉｓｈ、皿形
の形状から、パラボラアンテナの意味）で受信し、ＬＮ
Ｂ（ローノイズ・ブロック・コンバータ）にてダウンコ
ンバートされた後、図４に示すチューナ入力端子５０に
ＲＦ信号が入ってくる。（ディッシュ及びＬＮＢは図示
していない。）ＲＦ信号はＲＦ信号増幅器５１およびロ
ーパスフィルター５２を通過後、ＰＬＬ（位相ロック・
ループ・回路）５５でフェイズ・ロックされた第１局部
発信器５４からの局部発信信号と第１混合器５３で混合
（ミキシング）され、中間周波信号（ＩＦ信号）に変換
される。
信号を各家庭に設置されたディッシュ（Ｄｉｓｈ、皿形
の形状から、パラボラアンテナの意味）で受信し、ＬＮ
Ｂ（ローノイズ・ブロック・コンバータ）にてダウンコ
ンバートされた後、図４に示すチューナ入力端子５０に
ＲＦ信号が入ってくる。（ディッシュ及びＬＮＢは図示
していない。）ＲＦ信号はＲＦ信号増幅器５１およびロ
ーパスフィルター５２を通過後、ＰＬＬ（位相ロック・
ループ・回路）５５でフェイズ・ロックされた第１局部
発信器５４からの局部発信信号と第１混合器５３で混合
（ミキシング）され、中間周波信号（ＩＦ信号）に変換
される。
【０００４】ＩＦ信号は増幅器５６を通過後、バンドパ
スフィルター５７により帯域制限され、ＩＦ可変利得増
幅器５８により信号レベルを調節された後、２つに分岐
され、それぞれの第２混合器５９および第２混合器６０
へ送られる。第２混合器５９はＩ信号用（Ｉ混合器）で
あり、第２混合器６０はＱ信号用（Ｑ混合器）である。
スフィルター５７により帯域制限され、ＩＦ可変利得増
幅器５８により信号レベルを調節された後、２つに分岐
され、それぞれの第２混合器５９および第２混合器６０
へ送られる。第２混合器５９はＩ信号用（Ｉ混合器）で
あり、第２混合器６０はＱ信号用（Ｑ混合器）である。
【０００５】第２混合器５９へ入ってきたＩＦ信号は、
第２局部発信器６１からの局部発信信号と混合され、ベ
ースバンド信号に変換される。ここで、第２局部発信信
号は、Ｉ混合器５９およびＱ混合器６０への二手に分か
れて供給される。Ｉ混合器５９へは第２局部発信器６１
から局部発信信号が直接供給されるのに対して、Ｑ混合
器６０へは第２局部発信器６１から９０度シフタ６２を
介して局部発信信号が９０度位相がずれた状態で供給さ
れる。このため、Ｑ側のベースバンド信号は、Ｉ側のベ
ースバンド信号に対し、やはり９０度位相がずれた状態
となっている。
第２局部発信器６１からの局部発信信号と混合され、ベ
ースバンド信号に変換される。ここで、第２局部発信信
号は、Ｉ混合器５９およびＱ混合器６０への二手に分か
れて供給される。Ｉ混合器５９へは第２局部発信器６１
から局部発信信号が直接供給されるのに対して、Ｑ混合
器６０へは第２局部発信器６１から９０度シフタ６２を
介して局部発信信号が９０度位相がずれた状態で供給さ
れる。このため、Ｑ側のベースバンド信号は、Ｉ側のベ
ースバンド信号に対し、やはり９０度位相がずれた状態
となっている。
【０００６】Ｉベースバンド信号は増幅器６３で増幅さ
れた後、ベースバンドフィルター６５で帯域制限された
後、Ｉ出力としてチューナから出力（出力端子６９）さ
れる。一方、Ｑベースバンド信号は増幅器６４で増幅さ
れた後、ベースバンドフィルター６６で帯域制限された
後、Ｑ出力としてチューナから出力（出力端子７０）さ
れる。
れた後、ベースバンドフィルター６５で帯域制限された
後、Ｉ出力としてチューナから出力（出力端子６９）さ
れる。一方、Ｑベースバンド信号は増幅器６４で増幅さ
れた後、ベースバンドフィルター６６で帯域制限された
後、Ｑ出力としてチューナから出力（出力端子７０）さ
れる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】デジタル衛星放送用の
受信機の場合、図４に示した様なチューナの後に、Ａ／
Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器が構成され、そして
デジタル処理が行われる。
受信機の場合、図４に示した様なチューナの後に、Ａ／
Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器が構成され、そして
デジタル処理が行われる。
【０００８】この過程で、ＩとＱの信号の振幅に大きな
差があると、それはエラーレート（誤った情報が送られ
る確率）に影響し、結果として、画質にも影響すること
になる。
差があると、それはエラーレート（誤った情報が送られ
る確率）に影響し、結果として、画質にも影響すること
になる。
【０００９】図４に示したようなチューナでは、第２混
合器によって、ＩおよびＱのベースバンド信号に変換さ
れた後、それぞれの信号の振幅を調整する回路がなく、
ベースバンド増幅器６３および６４など第２混合器以降
の回路のばらつきや周辺環境の変化により、チューナの
出力でみた時にＩとＱとの振幅差が必ず起こり、デジタ
ル処理時のエラーレートの大小の一要因となっていた。
合器によって、ＩおよびＱのベースバンド信号に変換さ
れた後、それぞれの信号の振幅を調整する回路がなく、
ベースバンド増幅器６３および６４など第２混合器以降
の回路のばらつきや周辺環境の変化により、チューナの
出力でみた時にＩとＱとの振幅差が必ず起こり、デジタ
ル処理時のエラーレートの大小の一要因となっていた。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に記載のデジタル衛星放送受信用
チューナは、Ｉ復調器およびＱ復調器を内蔵したデジタ
ル衛星放送受信用チューナにおいて、Ｉ復調器またはＱ
復調器の後に設けられたベースバンド出力増幅器の少な
くとも一方にＡＧＣ機能を有することを特徴とするもの
である。
に、本発明の請求項１に記載のデジタル衛星放送受信用
チューナは、Ｉ復調器およびＱ復調器を内蔵したデジタ
ル衛星放送受信用チューナにおいて、Ｉ復調器またはＱ
復調器の後に設けられたベースバンド出力増幅器の少な
くとも一方にＡＧＣ機能を有することを特徴とするもの
である。
【００１１】請求項２に記載のデジタル衛星放送受信用
チューナは、前記ＡＧＣ機能を有するベースバンド出力
増幅器において、ＰＩＮダイオードを用いた差動増幅器
よりなることを特徴とするものである。
チューナは、前記ＡＧＣ機能を有するベースバンド出力
増幅器において、ＰＩＮダイオードを用いた差動増幅器
よりなることを特徴とするものである。
【００１２】請求項３に記載のデジタル衛星放送受信用
チューナは、前記Ｉ復調器またはＱ復調器のどちらか一
方を固定増幅度の増幅器より構成し、他の一方をＡＧＣ
機能を有するベースバンド出力増幅器より構成したこと
を特徴とするものである。
チューナは、前記Ｉ復調器またはＱ復調器のどちらか一
方を固定増幅度の増幅器より構成し、他の一方をＡＧＣ
機能を有するベースバンド出力増幅器より構成したこと
を特徴とするものである。
【００１３】次に本発明の手段および作用を詳しく説明
する。
する。
【００１４】従来のデジタル衛星放送受信用チューナの
問題点であったＩベースバンド信号レベルとＱベースバ
ンド信号レベルの振幅差を減少させ、ほぼ等しい信号レ
ベルとするため、Ｉ復調器およびＱ復調器の後に設けら
れたベースバンド出力増幅器の少なくとも一方にＡＧＣ
機能を有することにより上記の問題点を解決しているも
のである。
問題点であったＩベースバンド信号レベルとＱベースバ
ンド信号レベルの振幅差を減少させ、ほぼ等しい信号レ
ベルとするため、Ｉ復調器およびＱ復調器の後に設けら
れたベースバンド出力増幅器の少なくとも一方にＡＧＣ
機能を有することにより上記の問題点を解決しているも
のである。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１乃至図３に本発明の一実施の
形態よりなるデジタル衛星放送受信用チューナのブロッ
ク図、回路図およびＡＧＣ制御電圧と可変利得増幅度と
の関係の図を示す。
形態よりなるデジタル衛星放送受信用チューナのブロッ
ク図、回路図およびＡＧＣ制御電圧と可変利得増幅度と
の関係の図を示す。
【００１６】図１に本発明の一実施の形態よりなるＱＰ
ＳＫ復調器を内蔵したデジタル衛星放送受信用チューナ
のブロック図を示す。放送衛星より送られてくる信号を
各家庭に設置されたディッシュで受信し、ＬＮＢにてダ
ウンコンバートされた後、図１に示すチューナ入力端子
１にＲＦ信号が入ってくる。（ディッシュ及びＬＮＢは
図示していない。）ＲＦ信号はＲＦ信号増幅器２および
ローパスフィルター３を通過後、ＰＬＬ６でフェイズ・
ロックされた第１局部発信器５からの局部発信信号と第
１混合器４で混合（ミキシング）され、中間周波信号
（ＩＦ信号）に変換される。
ＳＫ復調器を内蔵したデジタル衛星放送受信用チューナ
のブロック図を示す。放送衛星より送られてくる信号を
各家庭に設置されたディッシュで受信し、ＬＮＢにてダ
ウンコンバートされた後、図１に示すチューナ入力端子
１にＲＦ信号が入ってくる。（ディッシュ及びＬＮＢは
図示していない。）ＲＦ信号はＲＦ信号増幅器２および
ローパスフィルター３を通過後、ＰＬＬ６でフェイズ・
ロックされた第１局部発信器５からの局部発信信号と第
１混合器４で混合（ミキシング）され、中間周波信号
（ＩＦ信号）に変換される。
【００１７】ＩＦ信号は増幅器７を通過後、バンドパス
フィルター８により帯域制限され、ＩＦ可変利得増幅器
９により信号レベルを調節された後、２つに分岐され、
それぞれの第２混合器１０および第２混合器１６へ送ら
れる。第２混合器１０はＩ信号用（Ｉ混合器）であり、
第２混合器１６はＱ信号用（Ｑ混合器）である。
フィルター８により帯域制限され、ＩＦ可変利得増幅器
９により信号レベルを調節された後、２つに分岐され、
それぞれの第２混合器１０および第２混合器１６へ送ら
れる。第２混合器１０はＩ信号用（Ｉ混合器）であり、
第２混合器１６はＱ信号用（Ｑ混合器）である。
【００１８】第２混合器１０へ入ってきたＩＦ信号は、
第２局部発信器１４からの局部発信信号と混合され、ベ
ースバンド信号に変換される。ここで、第２局部発信信
号は、Ｉ混合器１０およびＱ混合器１６への二手に分か
れて供給される。Ｉ混合器１０へは第２局部発信器１４
から局部発信信号が直接供給されるのに対して、Ｑ混合
器１６へは第２局部発信器１４から９０度シフタ１５を
介して局部発信信号が９０度位相がずれた状態で供給さ
れる。このため、Ｑ側のベースバンド信号は、Ｉ側のベ
ースバンド信号に対し、やはり９０度位相がずれた状態
となっている。
第２局部発信器１４からの局部発信信号と混合され、ベ
ースバンド信号に変換される。ここで、第２局部発信信
号は、Ｉ混合器１０およびＱ混合器１６への二手に分か
れて供給される。Ｉ混合器１０へは第２局部発信器１４
から局部発信信号が直接供給されるのに対して、Ｑ混合
器１６へは第２局部発信器１４から９０度シフタ１５を
介して局部発信信号が９０度位相がずれた状態で供給さ
れる。このため、Ｑ側のベースバンド信号は、Ｉ側のベ
ースバンド信号に対し、やはり９０度位相がずれた状態
となっている。
【００１９】Ｉベースバンド信号は増幅器１１で増幅さ
れた後、ベースバンドフィルター１２で帯域制限された
後、増幅器１３で増幅し、Ｉ出力としてチューナから出
力（出力端子２２）される。一方、Ｑベースバンド信号
はＱ−ＡＧＣ増幅器１７で増幅された後、ベースバンド
フィルター１９で帯域制限された後、増幅器２０で増幅
し、Ｑ出力としてチューナから出力（出力端子２３）さ
れる。このような作用を復調器と呼ぶ。
れた後、ベースバンドフィルター１２で帯域制限された
後、増幅器１３で増幅し、Ｉ出力としてチューナから出
力（出力端子２２）される。一方、Ｑベースバンド信号
はＱ−ＡＧＣ増幅器１７で増幅された後、ベースバンド
フィルター１９で帯域制限された後、増幅器２０で増幅
し、Ｑ出力としてチューナから出力（出力端子２３）さ
れる。このような作用を復調器と呼ぶ。
【００２０】また、比較増幅器２１はＩ出力信号および
Ｑ出力信号を受け、その差分をＱ−ＡＧＣ端子１８に入
力し、これはＱ−ＡＧＣ増幅器１７の偏差信号入力とし
て動作している。
Ｑ出力信号を受け、その差分をＱ−ＡＧＣ端子１８に入
力し、これはＱ−ＡＧＣ増幅器１７の偏差信号入力とし
て動作している。
【００２１】図１において、破線で囲んだ部分１００お
よび１１０はＩＣ化できる部分である。
よび１１０はＩＣ化できる部分である。
【００２２】即ち、破線で囲んだ部分１００は第１混合
器４および第１局部発信器５およびＰＬＬ６であり、破
線で囲んだ部分１１０はＩ混合器１０およびＱ混合器１
６およびより成る第２混合器および９０度シフタ１５お
よび第２局部発信器１４およびベースバンド増幅器１１
およびＡＧＣ機能を有するベースバンド増幅器１７であ
る。
器４および第１局部発信器５およびＰＬＬ６であり、破
線で囲んだ部分１１０はＩ混合器１０およびＱ混合器１
６およびより成る第２混合器および９０度シフタ１５お
よび第２局部発信器１４およびベースバンド増幅器１１
およびＡＧＣ機能を有するベースバンド増幅器１７であ
る。
【００２３】図２は本発明の実施の形態よりなる一例の
図１におけるＱ−ＡＧＣ増幅器１７に対する一実施の形
態よりなる具体的な回路例を示す。本発明の基本構成は
通常の差動増幅器であるが、そこに可変利得増幅度の調
整用にＰＩＮダイオード２５を使っていることに特徴が
ある。
図１におけるＱ−ＡＧＣ増幅器１７に対する一実施の形
態よりなる具体的な回路例を示す。本発明の基本構成は
通常の差動増幅器であるが、そこに可変利得増幅度の調
整用にＰＩＮダイオード２５を使っていることに特徴が
ある。
【００２４】図２においてはＰＩＮダイオード２５は２
個使用し、それぞれのＰＩＮダイオードのアノード側に
は、常に一定のＤＣバイアス＋Ｂ（端子２６）が抵抗Ｒ
1を介して印加されている。
個使用し、それぞれのＰＩＮダイオードのアノード側に
は、常に一定のＤＣバイアス＋Ｂ（端子２６）が抵抗Ｒ
1を介して印加されている。
【００２５】また、ＰＩＮダイオードのカソード側に
は、抵抗Ｒ2（２７）を介して、Ｑ−ＡＧＣ制御端子１
８が設けられている。ＰＩＮダイオードは、ｌ個でも２
個でもまたは、それ以上であっても回路としての動作は
同じであるが、可変利得増幅度を制御できる範囲はＰＩ
Ｎダイオードの数が多いほど広くなることは当然であ
る。本発明の一実施の形態よりなる場合、抵抗Ｒ1に３
３０Ω、抵抗Ｒ2に３３０Ωを使用している。
は、抵抗Ｒ2（２７）を介して、Ｑ−ＡＧＣ制御端子１
８が設けられている。ＰＩＮダイオードは、ｌ個でも２
個でもまたは、それ以上であっても回路としての動作は
同じであるが、可変利得増幅度を制御できる範囲はＰＩ
Ｎダイオードの数が多いほど広くなることは当然であ
る。本発明の一実施の形態よりなる場合、抵抗Ｒ1に３
３０Ω、抵抗Ｒ2に３３０Ωを使用している。
【００２６】図２は図１に示すＱ−ＡＧＣ増幅器１７に
相当し、入力信号端子２８および出力端子２９はそれぞ
れ図１に示す混合器１６びベースバンドフィルタ１９に
接続される。
相当し、入力信号端子２８および出力端子２９はそれぞ
れ図１に示す混合器１６びベースバンドフィルタ１９に
接続される。
【００２７】Ｑ−ＡＧＣ制御端子１８には＋Ｂ以下のＤ
Ｃ電圧が印加され、この印加電圧を可変することによっ
て、Ｑ−ＡＧＣ制御電圧としている。即ち、＋Ｂ以下の
ＤＣ電圧をＱ−ＡＧＣ制御端子１８に印加することによ
って、ＰＩＮダイオード２５には、矢印の方向に電流が
流れ、Ｑ−ＡＧＣ制御電圧を変化させることにより、こ
の電流を変化させることにより、Ｑ−ＡＧＣ制御電圧を
変化させることができる。
Ｃ電圧が印加され、この印加電圧を可変することによっ
て、Ｑ−ＡＧＣ制御電圧としている。即ち、＋Ｂ以下の
ＤＣ電圧をＱ−ＡＧＣ制御端子１８に印加することによ
って、ＰＩＮダイオード２５には、矢印の方向に電流が
流れ、Ｑ−ＡＧＣ制御電圧を変化させることにより、こ
の電流を変化させることにより、Ｑ−ＡＧＣ制御電圧を
変化させることができる。
【００２８】ＰＩＮダイオードに流れる電流が変化する
と、ＰＩＮダイオードの持つ抵抗値も変化し、結果とし
て、差動増幅器の利得増幅度も変化することになる。
と、ＰＩＮダイオードの持つ抵抗値も変化し、結果とし
て、差動増幅器の利得増幅度も変化することになる。
【００２９】図３に図２に示したＡＧＣ増幅回路のＡＧ
Ｃ電圧と、可変利得増幅度（ゲインリダクション）との
関係を示す。本発明の一実施の形態よりなる図３におい
て、ＡＧＣ制御電圧が３Ｖの時を標準の使用状態として
設定すれば、ＡＧＣ制御電圧が１Ｖ〜３Ｖに対して可変
利得増幅度は０〜３ｄＢとなり、ＡＧＣ制御電圧が３Ｖ
〜５Ｖに対して可変利得増幅度は３〜６ｄＢと変化させ
ることができる。その結果、Ｉベースバンド増幅器の利
得増幅度とＱベースバンド増幅器の利得増幅度との差が
３ｄＢ以内であれば、Ｑ−ＡＧＣ動作により、ＩとＱと
のベースバンド増幅器の利得増幅度の差をほぼ０ｄＢに
することができる。
Ｃ電圧と、可変利得増幅度（ゲインリダクション）との
関係を示す。本発明の一実施の形態よりなる図３におい
て、ＡＧＣ制御電圧が３Ｖの時を標準の使用状態として
設定すれば、ＡＧＣ制御電圧が１Ｖ〜３Ｖに対して可変
利得増幅度は０〜３ｄＢとなり、ＡＧＣ制御電圧が３Ｖ
〜５Ｖに対して可変利得増幅度は３〜６ｄＢと変化させ
ることができる。その結果、Ｉベースバンド増幅器の利
得増幅度とＱベースバンド増幅器の利得増幅度との差が
３ｄＢ以内であれば、Ｑ−ＡＧＣ動作により、ＩとＱと
のベースバンド増幅器の利得増幅度の差をほぼ０ｄＢに
することができる。
【００３０】＋Ｂ電圧を５Ｖ、Ｑ−ＡＧＣ電圧が３Ｖの
とき、Ｉ側とＱ側との増幅器の増幅度が等しくなるよう
に回路定数を設定しておけば、Ｑ−ＡＧＣ電圧が０〜３
Ｖの時のＱ側の増幅器の増幅度はＩ側の増幅器の増幅度
より大きくなり、Ｑ−ＡＧＣ電圧が３Ｖ〜６．０Ｖの時
は、その逆になる。
とき、Ｉ側とＱ側との増幅器の増幅度が等しくなるよう
に回路定数を設定しておけば、Ｑ−ＡＧＣ電圧が０〜３
Ｖの時のＱ側の増幅器の増幅度はＩ側の増幅器の増幅度
より大きくなり、Ｑ−ＡＧＣ電圧が３Ｖ〜６．０Ｖの時
は、その逆になる。
【００３１】この様に、Ｑ側の増幅器はその増幅度を増
減させることができ、ＡＧＣ増幅器としてはたらくこと
になり、その結果、常にＱ側の増幅器の増幅度をＩ側の
増幅器の増幅度に合わせることができる。
減させることができ、ＡＧＣ増幅器としてはたらくこと
になり、その結果、常にＱ側の増幅器の増幅度をＩ側の
増幅器の増幅度に合わせることができる。
【００３２】またこのＡＧＣ増幅器をＩ側にのみ使用
し、Ｑ側には固定増幅度の増幅器を使用しても同じ動作
結果が得られることは当然である。
し、Ｑ側には固定増幅度の増幅器を使用しても同じ動作
結果が得られることは当然である。
【００３３】表１に本発明の効果を示す。図４の従来例
では、Ｉ出力信号レベルとＱ出力信号レベルとの差は
１．２ｄＢ程度あったが、本発明を適用することによ
り、Ｉ出力信号レベルとＱ出力信号レベルとの差をほぼ
０ｄＢ程度とすることができた。
では、Ｉ出力信号レベルとＱ出力信号レベルとの差は
１．２ｄＢ程度あったが、本発明を適用することによ
り、Ｉ出力信号レベルとＱ出力信号レベルとの差をほぼ
０ｄＢ程度とすることができた。
【００３４】
【表１】
【００３５】
【発明の効果】以上のように、本発明の請求項１によれ
ば、Ｉ復調器およびＱ復調器を内蔵したデジタル衛星放
送受信用チューナにおいて、Ｉ復調器およびＱ復調器の
後に設けられたベースバンド出力増幅器にＡＧＣ機能を
有することにより、Ｉベースバンド信号レベルとＱベー
スバンド信号レベルとの差をほぼ０ｄＢとすることがで
きる。
ば、Ｉ復調器およびＱ復調器を内蔵したデジタル衛星放
送受信用チューナにおいて、Ｉ復調器およびＱ復調器の
後に設けられたベースバンド出力増幅器にＡＧＣ機能を
有することにより、Ｉベースバンド信号レベルとＱベー
スバンド信号レベルとの差をほぼ０ｄＢとすることがで
きる。
【００３６】また、本発明の請求項２記載のデジタル衛
星放送受信用チューナは、前記ＡＧＣ機能を有するベー
スバンド出力増幅器にＰＩＮダイオードを用いた差動増
幅器とすることによりＡＧＣ電圧を容易に制御すること
ができる。
星放送受信用チューナは、前記ＡＧＣ機能を有するベー
スバンド出力増幅器にＰＩＮダイオードを用いた差動増
幅器とすることによりＡＧＣ電圧を容易に制御すること
ができる。
【００３７】さらに、本発明の請求項３記載のデジタル
衛星放送受信用チューナは、前記Ｉ復調器またはＱ復調
器のどちらか一方を固定増幅度の増幅器より構成し、他
の一方をＡＧＣ機能を有するベースバンド出力増幅器よ
り構成することにより安価で回路部品の少ないＡＧＣベ
ースバンド増幅器を構成することができる。
衛星放送受信用チューナは、前記Ｉ復調器またはＱ復調
器のどちらか一方を固定増幅度の増幅器より構成し、他
の一方をＡＧＣ機能を有するベースバンド出力増幅器よ
り構成することにより安価で回路部品の少ないＡＧＣベ
ースバンド増幅器を構成することができる。
【図１】本発明の一実施の形態よりなるＱＰＳＫ復調器
を内蔵したデジタル衛星放送受信用チューナのブロック
図である。
を内蔵したデジタル衛星放送受信用チューナのブロック
図である。
【図２】本発明の一実施の形態よりなる例の図１におけ
るＱ−ＡＧＣ増幅器に対する具体的な回路例を示す図で
ある。
るＱ−ＡＧＣ増幅器に対する具体的な回路例を示す図で
ある。
【図３】本発明の一実施の形態よりなるＡＧＣ増幅回路
のＡＧＣ電圧と利得増幅度の制御割合（ゲインリダクシ
ョン）の関係を示す図である。
のＡＧＣ電圧と利得増幅度の制御割合（ゲインリダクシ
ョン）の関係を示す図である。
【図４】従来例のＱＰＳＫ復調器を内蔵したデジタル衛
星放送受信用チューナのブロック図を示す図である。
星放送受信用チューナのブロック図を示す図である。
１ チューナ入力端子 ２ ＲＦ信号増幅器 ３ ローパスフィルター ４ 第１混合器 ５ 第１局部発信器 ６ ＰＬＬ ７ ＩＦ信号増幅器 ８ バンドパスフィルター ９ ＡＧＣ増幅器（ＩＦ可変利得増幅器） １０ 第２混合器（Ｉ混合器） １１ ベースバンド増幅器 １２ ベースバンドフィルター １３ 増幅器 １４ 第２局部発信器 １５ ９０度シフタ １６ 第２混合器（Ｑ混合器） １７ ＡＧＣアンプ １７ ＡＧＣ増幅器（ベースバンド増幅器） １８ Ｑ−ＡＧＣ制御端子 １９ ベースバンドフィルター ２０ 増幅器 ２１ 比較増幅器 ２２ Ｉ信号出力端子 ２３ Ｑ信号出力端子 ２５ 可変利得増幅度の調整用のＰＩＮダイオード ２６ ＤＣバイアス＋Ｂの端子 ２７ 抵抗Ｒ2 ２８ 入力信号端子 ２９ 出力端子 １００ 破線で囲んだＩＣ化できる部分 １１０ 破線で囲んだＩＣ化できる部分
Claims (3)
- 【請求項１】 Ｉ復調器およびＱ復調器を内蔵したデジ
タル衛星放送受信用チューナにおいて、Ｉ復調器または
Ｑ復調器の後にＡＧＣ機能を有するベースバンド出力増
幅器を少なくとも一方に設けたことを特徴とするデジタ
ル衛星放送受信用チューナ。 - 【請求項２】 前記ＡＧＣ機能を有するベースバンド出
力増幅器において、ＰＩＮダイオードを用いた差動増幅
器よりなることを特徴とする請求項１記載のデジタル衛
星放送受信用チューナ。 - 【請求項３】 前記Ｉ復調器またはＱ復調器のどちらか
一方を固定増幅度の増幅器より構成し、他の一方をＡＧ
Ｃ機能を有するベースバンド出力増幅器より構成したこ
とを特徴とする請求項１記載のデジタル衛星放送受信用
チューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1505696A JPH09214949A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | デジタル衛星放送受信用チューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1505696A JPH09214949A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | デジタル衛星放送受信用チューナ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09214949A true JPH09214949A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=11878191
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1505696A Pending JPH09214949A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | デジタル衛星放送受信用チューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09214949A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002077769A (ja) * | 2000-06-13 | 2002-03-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル放送受信装置 |
-
1996
- 1996-01-31 JP JP1505696A patent/JPH09214949A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002077769A (ja) * | 2000-06-13 | 2002-03-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル放送受信装置 |
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