JPH09214570A

JPH09214570A - ４値ｆｓｋ復調回路

Info

Publication number: JPH09214570A
Application number: JP3708596A
Authority: JP
Inventors: Hideto Yamaguchi; 英人山口; Kenzo Urabe; 健三占部; Hiroki Suzuki; 裕樹鈴木; Morihito Sugiura; 守人杉浦
Original assignee: Kokusai Electric Corp
Current assignee: Kokusai Electric Corp
Priority date: 1996-02-01
Filing date: 1996-02-01
Publication date: 1997-08-15
Anticipated expiration: 2016-02-01
Also published as: JP3559377B2

Abstract

(57)【要約】【課題】４値ＦＳＫ変調の変調指数の差が小さい場合で
も回転速度の大小の判定出力のジッターやあいまいさの
発生を軽減し、復調精度の向上を図る。【解決手段】４値ＦＳＫ変調された入力を直交検波して
得られる同相成分Ｉと直交成分Ｑをそれぞれ２値整形し
た信号の移動平均を求め、それをアドレスとしてＲＯＭ
５に与え対応する位相角θをとり出す。その位相角とｎ
サンプル遅延させた遅延位相角との位相差分Δθを求め
て積分放電するとともに、位相差分の絶対値を求めて積
分放電する。これらの２つの積分放電値を用いて４値判
定し、復調出力とするように構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線受信機等に用
いられる復調回路に係わり、特に、４値ＦＳＫ変調され
たキャリア信号を変調指数の大小に係わらず適正に復調
し、且つＩＣ化に適する４値ＦＳＫ復調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に周波数偏移（ＦＳＫ：Frequency
Shift Keying）変調は、入力信号に応じて、予め定めら
れた量だけ出力波の周波数をシフトさせる周波数変調の
一方式で、変調時には出力波中に位相の不連続が生じな
いようになっている。そして、ＦＳＫ復調の一つの方法
として、ＦＳＫ変調されたキャリア信号の受信波につい
て、その周波数と同一の局部発振周波数を用いてキャリ
ア信号を直交検波し、直交ベースバンド信号Ｉ（同相成
分）及びＱ（直交成分）を得た後にＦＳＫ復調を行う所
謂零ＩＦ検波方式がある。

【０００３】まず、直交検波形（零ＩＦ検波方式）の２
値ＦＳＫ復調回路について、図１４によって説明する。
図１４は、従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図
である。従来の２値ＦＳＫ復調回路は、図１４に示すよ
うに、零ＩＦ検波回路１と、２つのコンパレータ２と、
位相比較回路２０とから構成されている。

【０００４】次に、従来の２値ＦＳＫ復調回路の各部に
ついて具体的に説明する。零ＩＦ検波回路１は、ＦＳＫ
変調されている入力キャリア信号ＩＮを入力して、該入
力と同一の周波数を有する局部発振信号を用いて直交検
波し、同相成分Ｉと直交成分Ｑを出力する。コンパレー
タ２は、零ＩＦ検波回路１から出力された直交検波出力
を２値整形するもので、コンパレータ２−１は同相成分
Ｉを２値整形し、コンパレータ２−２は直交成分Ｑを２
値整形する。具体的には、次の（１）式の２値整形関数
sgn（ｘ）を用いて２値整形し、２値整形された矩形波
の信号 sgn（Ｉ）及び sgn（Ｑ）を出力する。

【０００５】

【数１】

【０００６】位相比較回路２０は、コンパレータ２−１
の出力とコンパレータ２−２の出力を比較し、一方が他
方に対して位相が進んでいるか遅れているかを２値判定
し、判定結果の２値（０か１か）を検波出力ＤＥＴとし
て出力する。具体的には、入力キャリア信号ＩＮと同一
の局部発振周波数を基準として、入力キャリア信号ＩＮ
の瞬時周波数が高い場合と低い場合のそれぞれで、２値
整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑとで表現される２次
元ベクトルの回転方向が逆になることから、この回転方
向を判別することにより入力キャリア信号ＩＮの瞬時周
波数の高，低の２値を検波して出力するようになってい
る。

【０００７】次に、従来の２値ＦＳＫ復調回路の動作を
図１５によって説明する。従来の２値ＦＳＫ復調回路
は、入力キャリア信号ＩＮが入力されると、零ＩＦ検波
回路１が入力キャリア信号ＩＮと同一の周波数を有する
局部発振信号を用いて直交検波し、同相成分Ｉと直交成
分Ｑとを出力し、コンパレータ２−１とコンパレータ２
−２とがそれぞれ同相成分Ｉと直交成分Ｑを２値整形す
る。そして、位相比較回路２０は、コンパレータ２で２
値整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑを入力とし、２値
整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑとで表現される２次
ベクトルの回転方向を判別するように構成されている。

【０００８】次に、従来の直交検波形（零ＩＦ検波方
式）の４値ＦＳＫ復調回路について説明する。従来の４
値ＦＳＫ復調回路で使われている復調方法については、
斎藤、赤岩「４値ＦＳＫ信号のダイレクトコンバージョ
ン受信方式」電子情報通信学会技術研究報告ＲＣ９４−
１２４ pp.４３〜４８に記載されている復調方法が知ら
れている。この復調方式では、同相成分Ｉと直交成分Ｑ
（但し、いずれも２値整形されている）の２軸で構成さ
れるＩＱ平面上の信号点の回転に着目し、信号点の回転
方向と回転速度とを別々に検波し、その検波結果を組合
せることで、４値ＦＳＫ信号を復調している。

【０００９】従来の４値ＦＳＫ復調回路における復調方
法について、図１５〜図１７によって具体的に説明す
る。図１５は、従来の４値ＦＳＫ復調方法における直交
検波信号のＩＱ平面上の信号点の動きを示す説明図であ
り、図１６は、従来の４値ＦＳＫ復調方法における直交
検波信号と２値整形された信号の例を示す説明図であ
り、図１７は、従来の４値ＦＳＫ復調方法における直交
検波信号を２値整形した信号のＩＱ平面上の信号点の動
きを示す説明図である。

【００１０】４値ＦＳＫにおいて、直交検波出力では、
４値のシンボル００，０１，１１，１０を、２つの回転
方向と２種類の回転速度との組合せで表現する。ここ
で、回転方向は、左回転（回転角がプラス方向）と右回
転（回転角がマイナス方向）とであり、回転速度は、次
式で定義される変調指数ｍを用いて表す。

【００１１】

【数２】

【００１２】例えば、大小２種類の変調指数ｍをｍ＝
１，３としてＦＳＫ変調すると、直交検波出力における
各シンボルのＩＱ平面上での動きは、シンボル“００”
が右方向、ｍ＝３で１．５回転（図１５（ａ）の破線）
であり、シンボル“０１”が右方向、ｍ＝１で０．５回
転（図１５（ａ）の実線）であり、シンボル“１１”が
左方向、ｍ＝１で０．５回転（図１５（ｂ）の実線）で
あり、シンボル“１０”が左方向、ｍ＝３で１．５回転
（図１５（ｂ）破線）である。つまり、各シンボルの上
位のビットと回転方向が対応し、下位のビットと変調指
数ｍの大小が対応しており、且つ回転量はｍπ[rad] で
ある。

【００１３】上記のような方法でシンボル系列１１，１
０，０１を４値ＦＳＫ変調すると、直交検波後の直交成
分Ｑは図１６（ａ）に示すように変化し、同相成分Ｉは
図１６（ｂ）に示すように変化する。そして、上記の直
交成分Ｑと同相成分Ｉとをそれぞれコンパレータ２で値
整形した信号 sgn（Ｉ）と sgn（Ｑ）は、図１６
（ｃ），（ｄ）のように、＋１，−１の２値を持つ信号
になる。

【００１４】具体的には、時間ａで sgn（Ｉ）と sgn
（Ｑ）はともに＋１で始まり、時間ｂで sgn（Ｉ）が−
１に変化し、時間ｃで sgn（Ｑ）が−１に変化する。そ
して、時間ｄで sgn（Ｉ）が＋１に変化し、時間ｅで s
gn（Ｑ）が＋１に変化する。さらに、時間ｆで sgn
（Ｉ）が−１に変化し、時間ｇで sgn（Ｑ）が−１に変
化する。そして、時間ｈで sgn（Ｉ）が＋１に変化し、
時間ｉで sgn（Ｉ）が−１に変化する。

【００１５】次に、２値整形した信号 sgn（Ｉ）と sgn
（Ｑ）の動きを、 sgn（Ｉ）と sgn（Ｑ）の２軸で表現
される信号平面上に示すと、図１７のようになる。つま
り、●印は sgn（Ｉ）と sgn（Ｑ）の値の組合せに対応
する信号点の位置であり、●印を結ぶ破線は、信号の値
が変化する瞬間の信号点の軌跡を示しており、信号の値
が変化する際に sgn（Ｉ）軸または sgn（Ｑ）と交差す
ることになる。

【００１６】具体的には、時間ａから時間ｂの間は●Ａ
であり、時間ｂの瞬間に●Ｂに移動し、時間ｂから時間
ｃの間は●Ｂであり、時間ｃの瞬間に●Ｃに移動し、時
間ｃから時間ｄの間は●Ｃであり、時間ｄの瞬間に●Ｄ
に移動する。そして、以下同様に、 sgn（Ｉ）及び sgn
（Ｑ）が変化する毎に、その瞬間、●印を移動する。

【００１７】そこで、従来の４値ＦＳＫ復調回路を用い
た復調方法では、従来の２値ＦＳＫ復調と同様に、まず
sgn（Ｉ）と sgn（Ｑ）の位相関係から回転方向（左回
転または右回転）を判定する。そして、次に、１シンボ
ル毎の信号点の回転速度をカウンタを用いてカウントす
る。即ち、図１７において、信号点の回転速度が速いほ
ど１シンボル間に sgn（Ｉ）軸及び sgn（Ｑ）軸と交差
する回数も多くなるので、この回数をカウンタでカウン
トし、所定のしきい値との比較で回転速度、即ち変調指
数の大小を判定する。例えば、４値ＦＳＫの大小の変調
指数がｍ＝３、１の場合、回転の速さはそれぞれ１シン
ボルあたり１．５回および０．５回の回転であるので、
sgn（Ｉ）軸及び sgn（Ｑ）軸と交差する合計回数は、
それぞれ（６±１）回、（２±１）回に相当する。

【００１８】これを図１６に示した例で具体的に説明す
ると、変調指数がｍ＝３の例では、シンボル“１０”
で、時間ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈにおいて計６回各軸と
交差しており、変調指数がｍ＝１の例では、シンボル
“１１”で、時間ａ，ｂにおいて計２回各軸と交差して
いる。また、各々の±１回の誤差は、信号点の動作の始
点や終点が図１７の●印のごく近傍にある場合、つま
り、信号の値が変化する瞬間の状態にあって、タイミン
グジッターや歪みによるあいまいさにより発生するもの
である。一方、カウントした交差回数の大小判定を行う
しきい値は、明らかに（６＋２）／２＝４回であり、大
小判定のマージンは、わずかに±１回のカウント値の差
になる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の２値ＦＳＫ復調回路では、２値ＦＳＫ復調動作に限
定されており、２値以外のＦＳＫにはそのままでは適用
できないという問題があった。また、従来の２値ＦＳＫ
が４値ＦＳＫに適用できる場合であっても、ＦＳＫの変
調指数ｍが小さくなるにつれて、変調信号の周期を基準
としたとき、位相角の回転方向を判別するタイミングの
周期が粗くなるため、判定出力のジッターが大きくなり
検波特性が著しく劣化するという問題点があった。一
方、上記従来の４値ＦＳＫ復調回路の復調方法では、変
調指数の差が小さくなるほど回転速度の大小を判定する
ためのマージンが小さくなり、また信号点の微小な動き
が２値量子化によって消去されてしまうので、回転速度
の大小判定精度が粗くなってしまうという問題点があっ
た。

【００２０】本発明は、上記実情に鑑みてなされたもの
で、ＦＳＫ変調の変調指数の差が小さい場合でも回転速
度の大小の判定出力のジッターやあいまいさの発生を軽
減し、復調精度を向上できる４値ＦＳＫ復調回路を提供
することを目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記問題を解決するた
め、本発明の４値ＦＳＫ復調回路は、４値ＦＳＫ変調さ
れた受信信号を直交検波しベースバンド信号の同相成分
Ｉと直交成分Ｑを出力する零ＩＦ検波回路と、該零ＩＦ
検波回路から出力される同相成分Ｉと直交成分Ｑをそれ
ぞれ２値整形し２値整形信号 sgn（Ｉ）と sgn（Ｑ）を
それぞれ出力する第１及び第２のコンパレータと、該第
１及び第２のコンパレータから出力される２値整形信号
sgn（Ｉ）及び sgn（Ｑ）を所定の動作クロックのタイ
ミングで特定時間区間の移動平均を求めてディジタル移
動平均値〈Ｉ〉及び〈Ｑ〉を出力する第１及び第２の移
動平均回路と、予め移動平均値〈Ｉ〉と〈Ｑ〉のアーク
タンゼントから求めた位相角をテーブルにして記憶し、
前記第１及び第２の移動平均回路の出力をアドレスとし
て該テーブルの対応する位相角を出力するテーブルＲＯ
Ｍと、前記動作クロックに従って動作し該テーブルＲＯ
Ｍからの位相角をｎサンプル（ｎは自然数）遅延させた
遅延位相角を出力する遅延回路と、前記テーブルＲＯＭ
からの位相角と前記遅延位相角との位相差分を求めて出
力する位相差分回路と、該位相差分の絶対値を求めて出
力する絶対値演算回路と、前記位相差分回路からの位相
差分が入力され該位相差分が０の値を交差するタイミン
グに位相同期した受信シンボルタイミングを出力するデ
ィジタルＰＬＬと、前記動作クロックに従って動作し前
記位相差分回路からの位相差分を前記受信シンボルタイ
ミングによる特定期間内で積分放電する第１の積分放電
回路と、前記動作クロックに従って動作し前記絶対値演
算回路からの位相差分の絶対値を前記受信シンボルタイ
ミングによる特定期間内で積分放電する第２の積分放電
回路と、前記第１の積分放電回路からの第１の積分放電
出力と前記第２の積分放電回路からの第２の積分放電出
力とが入力され、前記受信シンボルタイミングのタイミ
ングで、前記第１の積分放電出力の正負を判定するとと
もに、前記第２の積分放電出力と所定のしきい値とを比
較して該第２の積分放電出力の値域を判定することによ
り４値ＦＳＫのシンボル判定を行った復調出力を得る判
定回路とを備えたことを特徴とするものである。

【００２２】

【発明の実施の形態】その実施の形態を図面を参照しな
がら説明する。まず、本発明に係る４値ＦＳＫ復調回路
の構成について図１によって説明する。図１は、本発明
に係る４値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図である。な
お、図１４と同様の構成をとる部分については同一の符
号を付して説明する。

【００２３】本発明の４値ＦＳＫ復調回路は、零ＩＦ検
波回路１と２つのコンパレータ２は従来の２値ＦＳＫ復
調回路と同じであるが、本発明の特徴部分として、クロ
ック発生回路３と、２つの移動平均回路４と、テーブル
ＲＯＭ５と、遅延回路６と、位相差分回路７と、絶対値
演算回路８と、ＤＰＬＬ９と、２つの積分放電回路１０
と、判定回路１１とが設けられている。

【００２４】次に、上記本発明回路の各部について具体
的に説明する。零ＩＦ検波回路１は、従来と同様に、Ｆ
ＳＫ変調された入力キャリア信号ＩＮが入力されたと
き、該入力と同一の周波数を有する局部発振信号を用い
て直交検波し、同相成分Ｉと直交成分Ｑとを出力する。
ここで、零ＩＦ検波回路１の詳細について図２によって
説明する。図２は、本発明の零ＩＦ検波回路１の内部構
成の一例を示す構成ブロック図である。この零ＩＦ検波
回路１は、９０°分配回路１２と、２つのミキサー回路
１３−１，１３−２と、２つのＬＰＦ１４−１，１４−
２と、局部発振回路１５とから構成されている。

【００２５】局部発振回路１５は、４値ＦＳＫ変調され
伝送された受信データである入力キャリア信号ＩＮと同
一の周波数の信号を発振する発振回路である。９０°分
配回路１２は、局部発振回路１５からの信号を同相（０
°）と、９０°位相シフトした直交（９０°）の２信号
に分配してそれぞれ出力する分配回路である。ミキサー
回路１３は、２つの入力信号を乗算して周波数混合する
乗算回路であり、ミキサー回路１３−１は入力キャリア
信号ＩＮと９０°分配回路１２からの同相（０°）信号
とを乗算し、ミキサー回路１３−２は入力キャリア信号
ＩＮと９０°分配回路１２からの直交（９０°）信号と
を乗算する。ＬＰＦ１４は、高周波成分を除去する低域
ろ波器（Low Pass Filter ：ＬＰＦ）であり、ＬＰＦ１
４−１はミキサー回路１３−１からの信号の高周波成分
を除去して入力キャリア信号ＩＮの同相成分Ｉを出力
し、ＬＰＦ１４−２はミキサー回路１３−２からの信号
の高周波成分を除去して入力キャリア信号ＩＮの直交成
分Ｑを出力する。

【００２６】零ＩＦ検波回路１の動作は、局部発振回路
１５から出力される入力キャリア信号ＩＮと同一周波数
の信号を９０°分配回路１２が同相（０°）と直交（９
０°）の２信号に分配して出力する。そして、入力キャ
リア信号ＩＮが入力されると、ミキサー回路１３−１は
入力キャリア信号ＩＮと９０°分配回路１２からの同相
信号とを乗算し、ＬＰＦ１４−１は高周波成分を除去し
て同相成分Ｉを出力する。一方、ミキサー回路１３−２
は入力キャリア信号ＩＮと９０°分配回路１２からの直
交信号とを乗算し、ＬＰＦ１４−２は高周波成分を除去
して直交成分Ｑを出力する。

【００２７】図１のコンパレータ２は、従来と同様に
（１）式の２値整形関数 sgn（ｘ）を用いて零ＩＦ検波
回路１から出力された直交検波出力を２値整形する。コ
ンパレータ２−１は同相成分Ｉを２値整形して２値整形
信号 sgn（Ｉ）を出力し、コンパレータ２−２は直交成
分Ｑを２値整形して２値整形信号 sgn（Ｑ）を出力す
る。クロック発生回路３は、ＦＳＫ復調回路全体のディ
ジタル動作クロックＣＬＫを発生し、移動平均回路４と
遅延回路６と積分放電回路１０とに供給する。

【００２８】移動平均回路４は、コンパレータ２からの
２値整形出力が入力され、クロック発生回路３から供給
されるクロックＣＬＫのタイミングで、特定時間区間の
ディジタル移動平均値を算出する移動平均化を行う。な
お、ここで特定時間区間とは、４値ＦＳＫ変調信号の１
シンボル長以内の任意の時間区間である。移動平均回路
４−１はコンパレータ２−１からの２値整形信号 sgn
（Ｉ）のディジタル移動平均値（Ｉ）を出力し、移動平
均回路４−２はコンパレータ２−２からの２値整形信号
sgn（Ｑ）のディジタル移動平均値（Ｑ）を出力する。

【００２９】ここで、移動平均回路４の詳細について、
図３によって説明する。図３は、本発明の移動平均回路
４の内部構成の一例を示す構成ブロック図である。この
移動平均回路４は、Ｍビットシフトレジスタ４１とアッ
プダウンカウンタ４２とから構成されている。Ｍビット
シフトレジスタ４１は、クロック発生回路３から供給さ
れるクロックＣＬＫに従って動作するＭビットのシフト
レジスタで、コンパレータ２−１の出力 sgn（Ｉ）又は
コンパレータ２−２の出力 sgn（Ｑ）を入力データとし
て入力し、Ｍクロック分遅延させて出力する。アップダ
ウンカウンタ４２は、クロック発生回路３から供給され
るクロックＣＬＫに従って動作するカウント回路であ
り、アップカウント端子（ＵＰ端子）に入力される信号
の値が１である毎にカウント値をプラス１し、ダウンカ
ウント端子（ＤＯＷＮ端子）に入力される信号の値が１
である毎にカウント値をマイナス１してカウント値を出
力する。

【００３０】アップダウンカウンタ４２では、ＵＰ端子
にコンパレータ２−１の出力 sgn（Ｉ）（又はコンパレ
ータ２−２の出力 sgn（Ｑ））が入力されて、信号の値
が１である毎にカウント値がプラス１され、一方、ＤＯ
ＷＮ端子には sgn（Ｉ）（又は sgn（Ｑ））がＭビット
シフトレジスタ４１によってＭクロック分遅延された信
号が入力されて、信号の値が１である毎にカウント値が
マイナス１される。従って、ＤＯＷＮ端子に入力される
信号の値が１の時は、必然的にそれよりもＭクロックだ
け前（過去）にＵＰ端子に入力された信号の値が１であ
ったことになり、ＵＰ端子によってプラス１されたカウ
ント値がＭクロック後にＤＯＷＮ端子によってマイナス
１されて相殺される。即ち、このアップダウンカウンタ
４２は、常に、コンパレータ２からの信号 sgn（Ｉ）
（又は sgn（Ｑ））に対して過去Ｍ回のサンプリングに
おいてサンプル値が１であった頻度（回数）をディジタ
ル移動平均値＜Ｉ＞（又は＜Ｑ＞）として出力するよう
に構成されている。

【００３１】図１に戻って、テーブルＲＯＭ５は、２つ
の入力値（同相成分及び直交成分）に対応する位相角θ
を予め記憶しているテーブル形式の記憶部であり、移動
平均回路４−１からのディジタル移動平均値＜Ｉ＞と、
移動平均回路４−２からのディジタル移動平均値＜Ｑ＞
をアドレスとして入力し、次式に示す２つのアドレスに
対応する位相角θ（ラジアン，−π≦θ≦π）を出力す
る。

【００３２】

【数３】

【００３３】遅延回路６は、クロック発生回路３から供
給されるクロックＣＬＫに従って動作し、テーブルＲＯ
Ｍ５から出力される位相角θが入力され、ｎサンプル
（ｎ＝１，２…自然数）だけ遅延させた遅延位相角θ’
を出力する。位相差分回路７は、テーブルＲＯＭ５から
出力される位相角θと遅延回路６からの遅延位相角θ’
とが入力され、それらの位相差分Δθを次式によって求
め、出力する。

【００３４】

【数４】

【００３５】ここで、本発明の位相差分回路７の詳細に
ついて、図４によって説明する。図４は本発明の位相差
分回路７の内部構成の一例を示す構成ブロック図であ
る。この位相差分回路７は、３つの加算器７１とモジュ
ロ２π演算回路７２とから構成されている。すなわち、
テーブルＲＯＭ５からの位相角θと、遅延回路６からの
遅延位相角θ’とが入力され、加算器７１−１で位相角
θから遅延位相角θ’を減算し、加算器７１−２で３π
を加算し、モジュロ２π演算回路７２で mod２πの演算
を行い、最後に加算器７１−３でπを減算することによ
り、位相差分Δθを出力する。なお、位相角を２進数で
表現する場合、２πラジアンを２のｎ乗（ｎは自然数）
に対応させれば、加算器７１−２の出力のオーバーフロ
ー（２のｎ乗）を無視することがモジュロ２π演算と等
価となるので、モジュロ２π演算回路７２は事実上不要
となる。

【００３６】再び図１に戻って、絶対値演算回路８は、
位相差分回路７から出力される位相差分Δθが入力さ
れ、その絶対値を求め、位相差分絶対値｜Δθ｜を出力
する。ＤＰＬＬ９は、位相差分回路７から出力される位
相差分Δθを入力とし、位相差分Δθが０の値を交差す
るタイミングに位相同期した受信シンボルタイミングＲ
Ｔを出力するディジタルＰＬＬ（Digital Phase Locked
Loop ：ＤＰＬＬ）であり、出力された受信シンボルタ
イミングＲＴは積分放電回路１０及び判定回路１１に供
給される。

【００３７】積分放電回路１０は、クロック発生回路３
から供給されるクロックＣＬＫに従って動作し、位相差
分回路７から出力される位相差分Δθ又は絶対値演算回
路８から出力される位相差分絶対値｜Δθ｜を入力し
て、ＤＰＬＬ９から供給される受信シンボルタイミング
ＲＴによって得られる１シンボルの時間周期以内で前記
位相差分Δθ又は前記位相差分絶対値｜Δθ｜を積分放
電する。すなわち、積分放電回路１０−１は位相差分Δ
θの積分放電値ΣΔθを出力し、積分放電回路１０−２
は位相差分絶対値｜Δθ｜の積分放電値Σ｜Δθ｜を出
力する。

【００３８】ここで、本発明の積分放電回路１０の詳細
について、図５によって説明する。図５は本発明の積分
放電回路１０の内部構成の一例を示すブロック図であ
る。この積分放電回路１０は、加算器１０１とレジスタ
１０２とから構成され、クロック発生回路３からのクロ
ックＣＬＫとＤＰＬＬ９からの受信シンボルタイミング
ＲＴとがレジスタ１０２に供給され、位相差分回路７か
らの出力Δθ又は絶対値演算回路８からの出力｜Δθ｜
が加算器１０１の一方に入力され、レジスタ１０２から
の出力が加算器１０１の他方の入力となるように接続さ
れ、それらの加算結果はレジスタ１０２に入力されると
同時に積分放電値ΣΔθ又はΣ｜Δθ｜として出力さ
れ。

【００３９】レジスタ１０２は、クロック発生回路３か
ら供給されるクロックＣＬＫのタイミングで動作し、加
算器１０１からの出力をサンプリングすると共に、ＤＰ
ＬＬ９から供給される受信シンボルタイミングＲＴの１
周期毎に記憶している内容を零にリセットするリセット
機能付きのレジスタである。その結果、積分放電回路１
０では、クロックＣＬＫのタイミングで位相差分回路７
からの位相差分Δθとレジスタ１０２からの出力とが加
算器１０１で加算されて再びレジスタ１０２に蓄積さ
れ、この動作をＤＰＬＬ９から受信シンボルタイミング
ＲＴが与えられるまで繰り返され、受信シンボルタイミ
ングＲＴでレジスタ１０２が零クリアされるので、リセ
ット機能付きのアキュムレータ、即ち積分放電回路が実
現できる。

【００４０】図１の判定回路１１は、予め記憶している
しきい値を用いて４値ＦＳＫのシンボル判定を行う判定
回路であり、具体的には、ＤＰＬＬ９から供給される受
信シンボルタイミングＲＴのタイミングで、一方で積分
放電回路１０−１からの積分放電出力ΣΔθの正負を判
定し、他方で積分放電回路１０−２からの積分放電出力
Σ｜Δθ｜としきい値とを比較して積分放電出力Σ｜Δ
θ｜の値域を判定し、それらの２つの判定結果から４値
ＦＳＫのシンボル判定を行うように構成されている。

【００４１】ここで、本発明の判定回路１１の詳細につ
いて、図６によって説明する。図６は、本発明の判定回
路１１の内部構成の一例を示す構成ブロック図である。
この判定回路１１は、２つのレジスタ１１１と２つのデ
ィジタルコンパレータ１１２とデコーダ１１３とから構
成され、ＤＰＬＬ９からの受信シンボルタイミングＲＴ
が２つのレジスタ１１１に供給されている。レジスタ１
１１−１には積分放電回路１０−１からの積分放電出力
ΣΔθが入力され、受信シンボルタイミングＲＴのタイ
ミングでサンプリングされる。そして、ディジタルコン
パレータ１１２−１は、レジスタ１１１−１からのサン
プリング値を、０値をしきい値として正負の２値判定を
し、その判定結果を出力する。一方、レジスタ１１１−
２には積分放電回路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δ
θ｜が入力され、受信シンボルタイミングＲＴのタイミ
ングでサンプリングする。そして、ディジタルコンパレ
ータ１１２−１は、レジスタ１１１−２からのサンプリ
ング値と予め定められたしきい値ＴＨとを比較し、しき
い値より大きいか小さいかを２値判定し、その判定結果
を出力する。デコーダ１１３は、ディジタルコンパレー
タ１１２−１および１１２−２からの２つの２値判定結
果を入力し、デコードし、その結果からシンボル判定を
行い、検波復調出力ＤＥＴとして出力する。

【００４２】

【作用】次に、本発明の４値ＦＳＫ復調回路の動作につ
いて、図１，図７，図８によって具体的に説明する。図
７は、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における移動平均回
路４で移動平均化した信号の例を示す説明図であり、図
８は、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における＜Ｉ＞＜Ｑ
＞平面上の信号点の動きを示す説明図である。

【００４３】本発明の４値ＦＳＫ復調回路では、４値Ｆ
ＳＫ変調された入力キャリア信号ＩＮが入力され、零Ｉ
Ｆ検波回路１で直交検波されて同相成分ＩおよびＱが出
力される。同相成分Ｉは、コンパレータ２−１で２値整
形されて sgn（Ｉ）が出力され、移動平均回路４−１で
移動平均化されてディジタル移動平均値＜Ｉ＞となる。
一方、直交成分Ｑは、コンパレータ２−２で２値整形さ
れて sgn（Ｑ）が出力され、移動平均回路４−２で移動
平均化されてディジタル移動平均値＜Ｑ＞となる。

【００４４】ここで、移動平均回路４で行われる移動平
均化について、具体例によって説明する。移動平均回路
４−１及び移動平均回路４−２に入力される sgn（Ｉ）
及びsgn（Ｑ）が図１６（ｃ），（ｄ）と同様であると
すると、移動平均化されたディジタル移動平均値＜Ｉ＞
及び＜Ｑ＞は、図７（ｃ），（ｄ）に破線で示すよう
に、 sgn（Ｉ）及び sgn（Ｑ）の矩形波が平滑化され滑
らかな曲線になる。具体的には、時間ａ１以前で sgn
（Ｑ）は−１、 sgn（Ｉ）は＋１だったとすると、ａ１
からａ２までの間に sgn（Ｑ）が−１から＋１まで徐々
に変化し、ａ２からｂ１までの間は、 sgn（Ｑ）と sgn
（Ｉ）はともに＋１である。そして、ｂ１からｂ２まで
の間に sgn（Ｉ）が＋１から−１まで徐々に変化し、ｂ
２からｃ１までの間は、 sgn（Ｑ）は＋１であり、 sgn
（Ｉ）は−１である。以下同様に、ｃ１からｃ２、ｄ１
からｄ２、ｅ１からｅ２、ｆ１からｆ２、ｇ１からｇ
２、ｈ１からｈ２、ｉ１からｉ２までの間は、 sgn
（Ｑ）あるいは sgn（Ｉ）が−１から＋１へ、また＋１
から−１へ徐々に変化し、ｃ２からｄ１、ｄ２からｅ
１、ｅ２からｆ１、ｆ２からｇ１、ｇ２からｈ１、ｈ２
からｉ１までの間は、 sgn（Ｑ）と sgn（Ｉ）は＋１ま
たは−１の一定値である。

【００４５】そして、ディジタル移動平均値＜Ｉ＞及び
＜Ｑ＞の２軸で表現される信号平面上の＜Ｉ＞及び＜Ｑ
＞の組合せに対応する信号点の軌跡は、図８の実線で示
すように、 sgn（Ｉ）及び sgn（Ｑ）の組合せに対応す
る信号点の軌跡に比べて動きが平滑化される。具体的に
は、ａ１からａ２の間に●Ｄから●Ａまで徐々に移動
し、ａ２からｂ１の間は●Ａであり、ｂ１からｂ２の間
に●Ａから●Ｂまで徐々に移動し、ｂ２からｃ１の間は
●Ｂである。さらにｃ１からｃ２の間に●Ｂから●Ｃま
で徐々に移動し、ｃ２からｄ１の間は●Ｃであり、ｄ１
からｄ２の間に●Ｃから●Ｄまで徐々に移動し、ｄ２か
らｅ１の間は●Ｄである。以下同様に、信号点が時間と
ともに徐々に移動する。従って、コンパレータ２による
２値量子化で失われる信号点の微妙な動きを基本的に回
復することができる。

【００４６】次に、移動平均回路４−１からのディジタ
ル移動平均値＜Ｉ＞と移動平均回路４−２からのディジ
タル移動平均値＜Ｑ＞が、アドレスとしてテーブルＲＯ
Ｍ５に入力されて対応する位相角θが出力され、その位
相角θと、該位相角θが遅延回路６によって遅延された
遅延位相角θ’とが位相差分回路７に入力されて、位相
差分Δθが出力される。ここで、入力キャリア信号ＩＮ
の瞬時位相をφ（ｔ）、ＦＳＫによる瞬時周波数偏移を
ｆ_m（ｔ）（ｔは時間）とおくと、零ＩＦ検波の場合、
次式が成立する。

【００４７】

【数５】

【００４８】そして、テーブルＲＯＭ５から出力される
位相角θは、−π〜＋πの範囲でφ（ｔ）の動きを反映
しており、位相差分回路７による位相差分Δθは、θに
現れる見かけ上の±２πラジアンの位相ジャンプを
（４）式によって消去するので、Δθは次式に示すよう
にφ（ｔ）のｎサンプル区間（ｎは遅延回路６の遅延サ
ンプル数）の真の差分値となる。

【００４９】

【数６】

【００５０】さらに、（５）式および（６）式により、
Δθは次に示す近似式で表現される。

【００５１】

【数７】

【００５２】従って、Δθは時系列番号ｋにおける瞬時
周波数偏移ｆ_m（ｋ・ΔＴ）に比例する量であることが
わかる。換言すると、Δθは時間軸上で離散化された周
波数検波出力となっている。

【００５３】次に、位相差分回路７から出力される位相
差分Δθは、積分放電回路１０−１によってＤＰＬＬ９
からの受信シンボルタイミングＲＴによって得られる１
シンボルの時間周期以内で積分放電されるとともに、絶
対値演算回路８で絶対値化された後、積分放電回路１０
−２によって同様にＤＰＬＬ９からの受信シンボルタイ
ミングＲＴによって得られる１シンボルの時間周期以内
で積分放電される。ここで、積分放電回路１０−１は、
（７）式に示した位相差分Δθを時系列番号ｋの刻みで
１シンボル周期以内の時間長Ｔ（積分時間）の間蓄積す
ることになり、その出力は次式で示す式になる。

【００５４】

【数８】

【００５５】（８）式において、矩形波によるＦＭ変調
と等価であるＦＳＫ変調の場合、ｆ_m（ｋ・ΔＴ）は任
意の１シンボル周期内ではその当該のシンボルに割り当
てられた周波数偏移ΔＦ（ｉ）（ｉはシンボル系列番
号）となり、一定となるので（８）式は次式のように変
形できる。

【００５６】

【数９】

【００５７】また、積分放電回路１０−２は、（７）式
に示した位相差分Δθの絶対値｜Δθ｜を時系列番号ｋ
の刻みで１シンボル周期以内の時間長Ｔ（積分時間）の
間蓄積することになり、その出力は（８），（９）式を
導いたときと同様に、（１０）式に示す式になる。

【００５８】

【数１０】

【００５９】次に、判定回路１１は、積分放電回路１０
−１からの積分放電出力ΣΔθと、積分放電回路１０−
２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜を入力とし、シンボル
判定を行う。（９）式から、ΣΔθはＦＳＫの周波数偏
移ΔＦ（ｉ）に比例した積分値であるので、その正負を
判定することにより、＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の２軸で構成さ
れる信号平面上の＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の組み合わせに対応
する信号点の軌跡の回転方向を得ることができる。そし
て、（１０）式から、Σ｜Δθ｜はＦＳＫの周波数偏移
の絶対値｜ΔＦ（ｉ）｜に比例した積分値であるので、
その値域を判定することにより、＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の２
軸で構成される信号平面上の＜Ｉ＞及び＜Ｑ＞の組み合
わせに対応する信号点の軌跡の１シンボル分の回転量を
得ることができる。これらの回転方向と回転量から、４
値ＦＳＫの検波機能が実現できる。

【００６０】次に、本発明を４値ＦＳＫに適応したとき
の動作を、計算機シミュレーションの結果を示した図９
〜図１３を用いて説明する。ここで、計算に用いたパラ
メータとしては、伝送速度６．４kbps（変調速度：Ｒ＝
３．２kbaud ）、周波数偏移ΔＦ_max＝４．８kHz （ｍ
＝３）、１．６kHz （ｍ＝１）、遅延サンプル数ｎ＝
１、積分時間Ｔ＝１シンボル長、積分サンプル数Ｔ／Δ
Ｔ＝６４としている。また、移動平均回路４−１，４−
２の平均値算出サンプル数を１６サンプルとしている。

【００６１】図９は、受信波にノイズがほとんどない場
合の、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における積分放電回
路１０−１からの積分放電出力ΣΔθを示したものであ
る。図は、横軸を時間とし、積分放電出力ΣΔθのとり
得るパターンを同じタイミングで重ねて描いたものであ
る。前述のように、１シンボルの時間周期で積分放電し
ている。図に示されるように、積分放電出力ΣΔθは零
値を境に２分されており、零値をしきい値にすることに
よって各シンボルの回転方向が判定できる。

【００６２】図１０は、受信波にノイズがほとんどない
場合の、本発明の４値ＦＳＫ復調回路における積分放電
回路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜を示したも
のである。図は、横軸を時間とし、積分放電出力Σ｜Δ
θ｜のとり得るパターンを同じタイミングで重ねて描い
たものである。図９同様、１シンボルの時間周期で積分
放電している。図に示されるように、積分放電出力Σ｜
Δθ｜はＴＨ値を境に２分されており、ＴＨ値をしきい
値にすることによって各シンボルの回転量の大小が判定
できる。

【００６３】図１１は、受信波に一定の割合でノイズが
加わっている場合の、直交検波出力の１シンボルの出力
例（シンボル“１０”：左方向、１．５回転）を示して
いる。この出力例でのシンボルは、図１１中ａで始ま
り、ｂ，ｃ経てｄで終わっている。図１２は、図１１に
示した直交検波信号が得られた場合の、本発明の４値Ｆ
ＳＫ復調回路における積分放電回路１０−１からの積分
放電出力ΣΔθを破線で、積分放電回路１０−２からの
積分放電出力Σ｜Δθ｜を実線でそれぞれ示したもので
ある。図１２中ａ，ｂ，ｃ，ｄは、図１１におけるａ，
ｂ，ｃ，ｄと同じ時間を示している。図１１を詳細に観
察すると、このシンボルは、ＩＱ平面上の原点を基準
に、ａからｂまでは左回転し、ｂからｃまでは右回転
し、ｃからｄまでは再び左回転している。従って、この
図から、確率的に最も“起こりそうな”パターンとし
て、ノイズが加わった影響でｂからｃまでの間が右回転
になってしまったがもともとｂからｃも破線のように左
回転だったと考えられ、このシンボルは左方向、１．５
回転（シンボル“１０”）であると推測できる。

【００６４】ところが、シンボルの最終点ｄにおける積
分放電回路１０−１からの積分放電出力ΣΔθ（図１２
の破線）の値は、図１０と比較してわかるように、この
シンボルが左方向、０．５回転（シンボル“１１”）と
判定されるような値になっている。なぜならば、図１１
中ｂからｃまでの右回転によって左回転の回転量がキャ
ンセルされ、実際の回転量より小さくなってしまうから
である。一方、シンボルの最終点ｄにおける積分放電回
路１０−２からの積分放電出力Σ｜Δθ｜の値は、この
シンボルが左方向、１．５回転（シンボル“１０”）と
判定するのに十分な値となっている。

【００６５】図１３は、同じシンボル（シンボル“１
０”：左方向、１．５回転）を繰り返し送信し、さらに
一定の割合でノイズが加わっている場合の、本発明の４
値ＦＳＫ復調回路における判定回路１１での被判定値の
度数分布を示したものである。図中（ａ）（実線）は積
分放電出力Σ｜Δθ｜に関する被判定値であり、（ｂ）
（破線）は積分放電出力ΣΔθに関する被判定値であ
る。（ｂ）には分布のピークとなるところが２つある
が、このうち内側のピークは、先の例で述べたように、
回転方向の変化によって回転量がキャンセルされたもの
であり、従ってこの値を用いてシンボルの回転量の大小
を判定するのは不適切であるが、この値を用いてシンボ
ルの回転方向を判定することはできる。

【００６６】一方、（ａ）は非負なのでシンボルの回転
方向の判定はできないが、シンボルの回転量を高い精度
で判定することができる。このことから、所望する信号
に対しノイズの割合が大きく、シンボルの途中で回転方
向が変化してしまっても、本発明の４値ＦＳＫ復調回路
のように積分放電出力ΣΔθと積分放電出力Σ｜Δθ｜
の２つの値を用いてシンボル判定を行えば、シンボル誤
りを防ぐことができる。また、送信側から時間的なイン
ターバルをおいて多数回送信するタイムダイバーシチに
対しては、受信側で積分放電出力ΣΔθと積分放電出力
Σ｜Δθ｜を合成又は選択して用いることにより、シン
ボル単位で高いダイバーシチ利得を得ることができる。

【００６７】

【発明の効果】本発明によれば、入力キャリア信号ＩＮ
を直交検波した同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをそれぞれコ
ンパレータ２で２値整形し、以降はクロック発生回路３
から供給されるクロックに従って、ディジタル信号処理
による周波数検波機能を用いてＦＳＫ復調を行うので、
面倒な調整を行わずに４値ＦＳＫに容易に適用でき、か
つ変調指数の大小にかかわらず復調精度を向上できる効
果がある。また、コンパレータ２で２値整形した同相成
分 sgn（Ｉ）及び直交成分 sgn（Ｑ）から移動平均回路
４でディジタル移動平均値をとって平滑化した信号につ
いて、信号点の回転方向及び回転量を判定するので、２
値整形で失われる信号点の微妙な動きを回復することが
でき、検波特性の劣化を防ぎ、良好な検波特性が得ら
れ、復調精度を向上できる効果がある。また、積分放電
回路１０−１における位相差分の積分放電出力ΣΔθと
積分放電回路１０−２における位相差分絶対値の積分放
電出力Σ｜Δθ｜の２つの値を用いてシンボル判定する
ことにより、シンボルの一時的な回転方向の変化による
シンボル判定誤りを防ぐことができ、検波特性の劣化を
防ぎ、良好な検波特性が得られ、復調精度を向上できる
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す構成図である。

【図２】本発明の実施例における零ＩＦ検波回路の詳細
構成例図である。

【図３】本発明の実施例における移動平均回路の詳細構
成例図である。

【図４】本発明の実施例における位相差分回路の詳細構
成例図である。

【図５】本発明の実施例における積分放電回路の詳細構
成例図である。

【図６】本発明の実施例における判定回路の詳細構成例
図である。

【図７】本発明の実施例における移動平均回路の動作例
説明図である。

【図８】本発明の実施例における移動平均化信号の＜Ｉ
＞＜Ｑ＞平面上の動きを示す説明図である。

【図９】本発明の実施例における積分放電回路１０−１
の出力例（１）図である。

【図１０】本発明の実施例における積分放電回路１０−
２の出力例（２）図である。

【図１１】本発明の実施例におけるノイズを含む直交検
波信号例図である。

【図１２】本発明の実施例におけるノイズを含む積分放
電回路の出力例図である。

【図１３】本発明の実施例における積分放電回路の出力
度数分布図である。

【図１４】従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成例図であ
る。

【図１５】従来の４値ＦＳＫ復調回路における直交検波
信号のＩＱ平面上の動きを示す説明図である。

【図１６】従来の４値ＦＳＫ復調回路における直交検波
信号と２値整形された信号の波形例図である。

【図１７】従来の４値ＦＳＫ復調回路における２値整形
信号のＩＱ平面上の動きを示す説明図である。

【符号の説明】

１零ＩＦ検波回路２コンパレータ３クロック発生回路４移動平均回路５テーブルＲＯＭ６遅延回路７位相差分回路８絶対値演算回路９ＤＰＬＬ１０積分放電回路１１判定回路１２９０°分配回路１３ミキサー回路１４ＬＰＦ１５局部発振回路２０位相比較回路４１Ｍビットシフトレジスタ４２アップダウンカウンタ７１加算器７２モジュロπ演算回路１０１加算器１０２レジスタ１１１レジスタ１１２ディジタルコンパレータ１１３デコーダ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者杉浦守人東京都中野区東中野三丁目14番20号国際電気株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】４値ＦＳＫ変調された受信信号を直交検
波しベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを出力
する零ＩＦ検波回路と、該零ＩＦ検波回路から出力される同相成分Ｉと直交成分
Ｑをそれぞれ２値整形し２値整形信号 sgn（Ｉ）と sgn
（Ｑ）をそれぞれ出力する第１及び第２のコンパレータ
と、該第１及び第２のコンパレータから出力される２値整形
信号 sgn（Ｉ）及び sgn（Ｑ）を所定の動作クロックの
タイミングで特定時間区間の移動平均を求めてディジタ
ル移動平均値〈Ｉ〉及び〈Ｑ〉を出力する第１及び第２
の移動平均回路と、予め移動平均値〈Ｉ〉と〈Ｑ〉のアークタンゼントから
求めた位相角をテーブルにして記憶し、前記第１及び第
２の移動平均回路の出力をアドレスとして該テーブルの
対応する位相角を出力するテーブルＲＯＭと、前記動作クロックに従って動作し該テーブルＲＯＭから
の位相角をｎサンプル（ｎは自然数）遅延させた遅延位
相角を出力する遅延回路と、前記テーブルＲＯＭからの位相角と前記遅延位相角との
位相差分を求めて出力する位相差分回路と、該位相差分の絶対値を求めて出力する絶対値演算回路
と、前記位相差分回路からの位相差分が入力され該位相差分
が０の値を交差するタイミングに位相同期した受信シン
ボルタイミングを出力するディジタルＰＬＬと、前記動作クロックに従って動作し前記位相差分回路から
の位相差分を前記受信シンボルタイミングによる特定期
間内で積分放電する第１の積分放電回路と、前記動作クロックに従って動作し前記絶対値演算回路か
らの位相差分の絶対値を前記受信シンボルタイミングに
よる特定期間内で積分放電する第２の積分放電回路と、前記第１の積分放電回路からの第１の積分放電出力と前
記第２の積分放電回路からの第２の積分放電出力とが入
力され、前記受信シンボルタイミングのタイミングで、
前記第１の積分放電出力の正負を判定するとともに、前
記第２の積分放電出力と所定のしきい値とを比較して該
第２の積分放電出力の値域を判定することにより４値Ｆ
ＳＫのシンボル判定を行った復調出力を得る判定回路と
を備えたことを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。