JP3669790B2 - ４値ｆｓｋ復調回路 - Google Patents
４値ｆｓｋ復調回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3669790B2 JP3669790B2 JP24712996A JP24712996A JP3669790B2 JP 3669790 B2 JP3669790 B2 JP 3669790B2 JP 24712996 A JP24712996 A JP 24712996A JP 24712996 A JP24712996 A JP 24712996A JP 3669790 B2 JP3669790 B2 JP 3669790B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- phase
- component
- difference
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線受信機等に用いられる４値ＦＳＫ復調回路に係り、特に容易な回路構成で、変調指数の如何にかかわらず適正に復調できる４値ＦＳＫ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数偏移変調（ＦＳＫ変調）は、周波数変調方式の一つで、入力信号に応じてキャリア信号の周波数を予め定められた量だけシフトさせて出力波とする変調方式であって、出力波には位相の不連続が生じないように回路が構成されている。
【０００３】
このように変調されたＦＳＫ復調の一方法として、ＦＳＫ変調されたキャリア信号を受信すると、変調前の該キャリア信号の周波数の信号を発振する局部発振器を用いて該キャリア信号を直交検波し、直交ベースバンド信号としてＩ成分（同相成分）及びＱ成分（直交成分）を得て、これにＦＳＫ復調を行う方法（いわゆる「零ＩＦ検波方式」）がある。
【０００４】
ここでは、まず、零ＩＦ検波方式による従来の２値ＦＳＫ復調回路を説明し、しかる後に従来の４値ＦＳＫ復調回路について説明を行うこととする。
従来の２値ＦＳＫ復調回路について、図１４と図１５を用いて説明する。図１４は、従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図であり、図１５は、従来の２値ＦＳＫ復調回路における零ＩＦ検波回路の一例の構成ブロック図である。
従来の２値ＦＳＫ復調回路は、図１４に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、位相比較回路３とから主に構成されている。
【０００５】
次に、各部を具体的に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、受信したＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波して直交ベースバンド信号をそのＩ成分とＱ成分とに分けてそれぞれコンパレータ２ａ，２ｂに出力するものである。
零ＩＦ検波回路１の具体的な構成については、後に説明する。
【０００６】
コンパレータ２ａは、直交ベースバンド信号のＩ成分の入力を受けて、これを矩形に変化するディジタル信号を表す波形に整形するものである（以下、この動作を「２値整形」と称する）。
コンパレータ２ｂは、直交ベースバンド信号のＱ成分の入力を受けて、２値整形するものである。
尚、以下でコンパレータ２ａの出力する信号を「整形Ｉ信号」と、コンパレータ２ｂの出力する信号を「整形Ｑ信号」と称することとする。
【０００７】
位相比較回路３は、コンパレータ２ａ，２ｂから整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、どちらの信号の位相が先進しているかを表す信号を検波出力として出力するものである。具体的には、この検波出力は、「０」又は「１」の２値信号となっている。
【０００８】
つまり、位相比較回路３は、受信したキャリア信号の瞬時周波数が高い場合と低い場合とで整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向が逆になることを利用して、この回転方向を比較判定して瞬時周波数の高低を２値信号として出力するものである。
【０００９】
ここで、零ＩＦ検波回路１について、より詳細に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、例えば、図１５に示すように、局部発振器１１と、９０゜分配回路１２と、第１のミキサー回路１３と、第２のミキサー回路１４と、第１のＬＰＦ１５と、第２のＬＰＦ１６とから構成されているようなものが考えられる。
【００１０】
以下、各部を具体的に説明する。
局部発振器１１は、変調前のキャリア信号の周波数の信号を局部発振信号として９０゜分配回路１２に出力するものである。
９０゜分配回路１２は、局部発振信号の入力を受けて、これを同相信号としてそのまま第１のミキサー回路１３に出力するとともに、局部発振信号の位相を９０゜シフトさせて直交信号として第２のミキサー回路１４に出力するものである。
【００１１】
第１のミキサー回路１３は、乗算回路であって、同相信号と受信したキャリア信号とを乗算した信号を第１のＬＰＦ１５に出力するものである。
第２のミキサー回路１４は、乗算回路であって、直交信号と受信したキャリア信号とを乗算した信号を第２のＬＰＦ１６に出力するものである。
【００１２】
第１のＬＰＦ１５は、高周波成分を除去する低域濾波器であり、第１のミキサー回路１３から入力される信号の高周波成分を除去して直交ベースバンド信号のＩ成分として出力するものである。
第２のＬＰＦ１６は、第１のＬＰＦ１５と同様のものであって、第２のミキサー回路１４から入力される信号の高周波成分を除去して直交ベースバンド信号のＱ成分として出力するものである。
【００１３】
つまり、局部発振信号の周波数よりも受信したキャリア信号の周波数が高ければ（そのようにＦＳＫ変調されていれば）、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルは、正の向きに回転し、局部発振信号の周波数よりも受信したキャリア信号の周波数が低ければ（そのようにＦＳＫ変調されていれば）、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルは、負の向きに回転するようになる。
【００１４】
そこで、位相比較回路３がこの回転の方向を判定して、キャリア信号がどのようにＦＳＫ変調されているかを検知するようになる。
【００１５】
ここで、従来の２値ＦＳＫ復調回路の動作について説明する。
零ＩＦ検波回路１がＦＳＫ変調されたキャリア信号を受信して、これを直交検波し、直交ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分とに分けて出力する。
そして、コンパレータ２ａ，２ｂが、これらの成分を２値整形して、それぞれ整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とを出力する。
【００１６】
そして、位相比較回路３が、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との位相を比較して（整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向を検知して）、それを２値信号の検波出力として出力する。
【００１７】
次に、従来の４値ＦＳＫ復調回路について説明する。
４値ＦＳＫ復調回路において、上述の２値ＦＳＫ復調回路と同様の零ＩＦ検波方式を採用したものは、「４値ＦＳＫ信号のダイレクトコンバージョン受信方式」，斉藤，赤岩，電子情報通信学会技術研究報告RCS94-124 ，pp.43-48に記載されている。
【００１８】
そこで、以下この文献に記載されている方法の概略を説明する。
４値ＦＳＫ復調回路は、受信したキャリア信号を直交検波して２値整形し、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とを得るところまでは、上述の２値ＦＳＫ復調回路と同じであるが、これらの信号で表現されるベクトルの回転方向を検知するとともに、さらに回転速度をも別個に検知し、これらの検知の結果によって４値ＦＳＫを復調するものである。
【００１９】
４値ＦＳＫ復調における直交ベースバンド信号では、各信号点は２ビットのシンボル「００」と「０１」と「１１」と「１０」とのいずれかを表すようになっており、図１６に示すように各ＭＳＢが回転方向に、ＬＳＢが回転速度に対応するようになっている。図１６は、４値ＦＳＫ復調回路における直交ベースバンド信号のＩＱ平面での動きを表す説明図である。
【００２０】
すなわち回転方向は、ＭＳＢが「０」であるときに負の方向に（図１６（ａ））、「１」であるときに正の方向に（図１６（ｂ））、それぞれ回転するようになっており、回転速度は、次に示す［数１］で定義される変調指数と呼ばれる値に対応する。
【００２１】
【数１】
【００２２】
ここで、Ｒは、変調速度を、ΔＦmax は、最大周波数偏移を表しており、変調指数ｍはＬＳＢに対応して２つ設定される。尚、回転速度は、ｍπである。
例えばｍ＝１，３とした場合、特にＬＳＢが「０」のときに、ｍ＝３としたとすると、その際の回転速度はｍπ＝３πなので、図１６（ａ），（ｂ）の破線のように１．５回転し、また、ＬＳＢが「１」のときに、ｍ＝１としたとすると、その際の回転速度は、ｍπ＝πなので、図１６（ａ），（ｂ）の実線のように０．５回転する。
【００２３】
ここで、４値ＦＳＫ復調回路について具体的に、「１１１００１」と変化するディジタル信号でＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波したときの直交ベースバンド信号を例にとって、図１７と図１８とを用いて説明する。図１７は、４値ＦＳＫ復調回路における信号の一例を表す説明図であり、図１８は、４値ＦＳＫ復調回路における信号点配置の一例を表す説明図である。
【００２４】
前述したように、シンボル長を２ビットとしているので、「１１１００１」は、「１１」と、「１０」と、「０１」とに分けられ、この順に一定時間ごとに受信している。そのため、時間を横軸にとって、受信したキャリア信号を直交検波した直交ベースバンド信号のＱ成分は、図１７（ａ）に示すような信号となり、Ｉ成分は、図１７（ｂ）に示すような信号となる。
【００２５】
従って、それぞれを２値整形すると、図１７（ｃ）と図１７（ｄ）とに示されるような矩形波となる。これらが整形Ｑ信号と整形Ｉ信号である。
ここで、これらの信号を図１８に示す信号点の動きとして追跡してみると、図１７の時刻t1の時点では、整形Ｑ信号と整形Ｉ信号とはともに正であり、その状態は、図１８の信号点Ａで表される。
【００２６】
そして、時刻t2になると、整形Ｉ信号が負となるので、その状態は図１８の信号点Ｂに移行する。このとき状態の変化を表す軌跡は、ｓｇｎ（Ｑ）の軸と交わるようになる。つまり、ＬＳＢが「１」であるときには、１シンボルあたりの回転速度が０．５回転であるので、状態の変化を表す軌跡がｓｇｎ（Ｑ）又はｓｇｎ（Ｉ）の軸と交差する回数は、１〜３回である。
【００２７】
一方、時刻t3〜t9までの間、つまりＬＳＢが「０」であるときには、１シンボル当たりの回転速度が１．５回転であるので、状態の変化を表す軌跡が各軸と交差する回数が５〜７回になる。
【００２８】
そこで従来の４値ＦＳＫ復調回路は、２値ＦＳＫと同様にしてＭＳＢを検知した後、１シンボル当たりに、状態の変化の軌跡がｓｇｎ（Ｑ）又はｓｇｎ（Ｉ）の軸と交わる回数をカウントし、予め設定されたしきい値との比較によって行うものであった。例えば上述の例では、ＬＳＢが「１」のときの交差回数が１〜３回であり、「０」のときの交差回数が５〜７回なので、しきい値を「４回」とすればよい。つまり、このときの変調指数を検知する（ＬＳＢを決定する）ためのマージンは±１回となっている。
【００２９】
また、従来の４値ＦＳＫ復調回路におけるシンボルタイミングの抽出には、例えば、図１４に示されるような回路がよく用いられている。図１４は、従来よく用いられるシンボルタイミング抽出回路の構成ブロック図である。
【００３０】
図１４に示したシンボルタイミング抽出回路は、整形Ｉ信号と形成Ｑ信号を入力し、シンボルの変化点を検出して検出パルスａを出力するシンボル変化点検出器１０１と、検出パルスａを受け取り、外部から得られるクロック信号との位相を比較し、その比較結果を２値判定して出力する２値量子化位相比較器１０２と、位相比較結果ｃを受け取り、平滑化するループフィルタ１０３と、回路全体の駆動クロックを発生する局部発振回路１０４と、ループフィルタ１０３の出力ｄを周波数制御信号として受け取り、局部発振回路１０４の発振出力を基にパルスの付加・除去を行った後、基準クロックＳｃとして外部に出力するディジタルＶＣＯ（Voltage Control Oscillator）１０５と、基準クロックＳｃを分周したシンボルタイミングＳＴを出力すると共に２値量子化位相比較器１０２の入力へ供給する分周器１０６とから構成されている。
【００３１】
２値量子化位相比較器１０２と、ループフィルタ１０３と、局部発振回路１０４と、ディジタルＶＣＯ１０５と、分周器１０６とは、ディジタルＰＬＬ（Phase Locked Loop:位相同期ループ）を構成しており、シンボル変化点検出器１０１から出力される検出パルスに位相同期し、かつ比較的周波数の安定なディジタル信号をシンボルタイミングＳＴとして出力するようになっている。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、かかる従来の４値ＦＳＫ復調回路では、まず、シンボルタイミング抽出回路が、２値整形された信号を用いてシンボルタイミングを検出するため、シンボル変化点検出器１０１におけるシンボル変化点検出のタイミングは、本来のシンボル変化点より遅れてしまうことがある上、シンボル変化点検出の際のジッターが大きくなり、真のシンボル変化点から多少ずれたシンボルタイミングを出力することがあり、適正なシンボルタイミングを得ることができないという問題点があった。
【００３３】
例えば、シンボル変化点検出器１０１の具体例として図１５に示した回路を用いてシンボル変化点検出を行った場合の、シンボル変化点検出までのタイムチャートを図１６に示す。図１６で示したベースバンド信号の変調指数ｍの値はｍ＝３とした。
【００３４】
図１５に示したシンボル変化点検出器は、２つの極性反転器１１１ａ，１１１ｂと、４つのＤタイプフリップフロップ１１２ａ〜１１２ｄと、４入力ＯＲ回路１１３と、４入力ＮＡＮＤ回路１１４と、２つの立上がりエッジ検出器１１５ａ，１１５ｂと、２入力ＯＲ回路１１６とから構成されている。
【００３５】
２つの極性反転回路１１１ａ，１１１ｂと４つのＤタイプフリップフロップ１１２ａ〜１１２ｄでは、入力された整形Ｉ信号と整形Ｑ信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミング（以下、変化点）において、整形Ｉ信号の変化点では整形Ｑ信号の状態を、整形Ｑ信号の変化点では整形Ｉ信号の状態を知ることにより、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される整形Ｉ信号と整形Ｑ信号で表される信号点の回転方向を、４つの軸（同相成分の正軸と負軸、直交成分の正軸と負軸）に関して検知している。
【００３６】
即ち、例えば、整形Ｉ信号が負から正へ変化したタイミングにおいて、もし整形Ｑ信号が正ならば、信号点は第４象限から第１象限へ変化したと考えられ、信号点は左回転していると判断できる。もし整形Ｑ信号が逆に負ならば、信号点は第３象限から第２象限へ変化したと考えられ、信号点は右回転していると考えられる。また、４入力ＯＲ回路１１３と４入力ＮＡＮＤ回路１１４と２つの立上がりエッジ検出器１１５ａ，１１５ｂと２入力ＯＲ回路１１６では、回転方向に関する４つの検知情報から回転方向が変化するタイミングをとらえて検出パルスを出力している。
【００３７】
図１７に示すタイムチャートの上から２段は、ＦＳＫ変調が施されたベースバンド信号を点線で、整形Ｉ信号、整形Ｑ信号を実線で示している。次に続く２段は、４入力ＯＲ回路１１３の出力ｇ１と４入力ＮＡＮＤ回路１１４の出力ｇ２を、最下段は、検出パルスを示している。図中のＭＳＢが「１」のシンボルからＭＳＢが「０」のシンボルに変化する変化点検出タイミングと、ＭＳＢが「０」のシンボルからＭＳＢが「１」のシンボルに変化する変化点検出タイミングを比較すると、真のシンボル変化点タイミングからの遅延は明らかに両者で異なる。
【００３８】
このように、図１５で示したシンボル変化点検出器は、原理的に、Ｉ成分とＱ成分で表される信号点の軌跡がＩ成分とＱ成分の２軸と交わった時のみ、その存在位置と回転方向が判明する構成であるので、図１７のようにシンボル変化点検出が０〜π／２だけ遅れてしまい、検出パルスのジッターが大きくなる。
【００３９】
シンボル変化点前後の信号点の軌跡を描いた図１６を用いて説明すると、シンボルの変化点の前後で信号点が図１６の(1) →(2) →(3) のような軌跡を通るとき（図１７中１段目の(1) →(2) →(3) に対応する）、真のシンボル変化点は(2) であるが、図１５に代表されるシンボル変化点検出器ではその後(3) に至るまでそのことを認識できない。更に図１４の１０２から１０６で構成されるディジタルＰＬＬではこれらの遅れやジッターを完全に取り除くことはできず、出力されるシンボルタイミングＳＴは真のシンボルタイミングに対して多少ずれたものとなり、しかも時間的ずれは一定ではない。
【００４０】
また、従来の４値ＦＳＫ復調回路では、２値整形された信号を以て回転方向と回転速度とを検知するため、精度を高めることができず、例えば雑音や零ＩＦ検波回路における位相歪み、直流オフセット、シンボルタイミングの検出のずれ等の影響を受けやすく、検波出力の品質が劣化しやすいという問題点があり、特に状態の変化の軌跡とＩＱ平面を張る軸との交差の回数を比較する方法で回転速度を検知する方法では、雑音の混入によって、当該交差の回数が増大することが多いことが経験上知られており、変調指数の差が小さいほどマージンが狭くなり、検知の精度を高めないと変調指数を正しく検知できず、検知の精度を高めると回路構成が複雑となって、その回路規模が大きくなり、例えば１チップ化が困難であるという問題点があった。
【００４１】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、簡易な回路構成で、復調精度を高めることができる４値ＦＳＫ復調回路を提供することを目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための請求項１記載の発明は、４値ＦＳＫ復調回路において、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の位相差を平均化し、前記平均化した信号点の間の位相差を積分することによって前記信号点の移動の方向を検知し、同相成分と直交成分をそれぞれ平均化し、前記平均化した同相成分と直交成分を各成分毎に時間的に差分し、前記各成分の差分の絶対値の和を積分することによって前記信号点間の移動の速度を検知することを特徴としており、検知結果を基に復調を行えば、シンボルタイミングのずれの影響を少なくして、適正に復調を行うことができる。
【００４４】
上記従来例の問題点を解決するための請求項２記載の発明は、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段として、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力する位相デコーダと、前記位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力する位相差分回路と、一定時間に入力される前記差分を平均化して出力することによって、前記一定時間の間は、前記差分の平均値を出力し続ける第１の移動平均回路と、前記差分の平均値を特定の時間に亘って積分して、該積分結果を出力する第１の積分放電回路とを有する回転方向検知部を備え、前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路と、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路と、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路と、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路とを有する回転速度検知部を備えることを特徴としており、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分結果が１シンボル時間当たりの回転量を表すため、その正負を以て回転方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４５】
上記従来例の問題点を解決するための請求項３記載の発明は、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段として、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力する位相デコーダと、前記位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力する位相差分回路と、前記差分を保持して、一定時間の間出力し続ける一時保持回路と、前記保持された差分を特定の時間に亘って積分して、該積分結果を出力する第１の積分放電回路とを有する回転方向検知部を備え、前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路と、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路と、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路と、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路とを有する回転速度検知部を備えることを特徴としており、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分結果が１シンボル時間当たりの回転量を表すため、その正負を以て回転方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４６】
上記従来例の問題点を解決するための請求項４記載の発明は、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段である請求項２又は請求項３記載の回転方向検知部と、前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路を有する回転速度検知部と、前記回転方向検知部から入力される信号を基にシンボルのＭＳＢを判定し、前記回転速度検知部から入力される信号を基にシンボルのＬＳＢを判定して復調を行う判定回路とを備えることを特徴としており、シンボルタイミングが多少ずれても、また雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、復調を適正にできる。
【００４７】
上記従来例の問題点を解決するための請求項５記載の発明は、請求項２又は請求項３又は請求項４記載の４値ＦＳＫ復調回路において、位相デコーダは、２値整形された信号の入力を受けて、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される前記２値整形された信号が表す信号点が属する象限を前記２値整形された信号の組合せ毎に予め設定されたテーブルを検索して、前記象限を象限信号として出力する位相デコーダであることを特徴としており、請求項２又は請求項３又は請求項４の効果に加えて、動作を高速にしつつ、回路をより簡略にでき、ワンチップ化を促進できる。
【００４８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。
本発明に係る４値ＦＳＫ復調回路（本回路）は、コンパレータが２値整形したＩ信号とＱ信号とを差分と積分とによって緩やかに変化する信号に変換し、これによって回転方向と回転速度とを判定し、その結果に基づいて４値ＦＳＫ復調するものであり、復調時に頻繁に信号が変化するような誤りの影響を低減できる。
【００４９】
本回路は、図１に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、位相デコーダ２１と、位相差分回路２２と、第１の移動平均回路２３と、第１の積分放電回路２４と、第２の移動平均回路３１と、差分回路３２と、絶対値回路３３と、第２の積分放電回路３４と、シンボルタイミング抽出回路３５と、判定回路３６とから構成されている。図１は、本回路の構成ブロック図である。
【００５０】
以下、各部を具体的に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、従来と同様にＦＳＫ変調されているキャリア信号の入力を受けて、これを直交検波し、直交ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）と、直交成分（Ｑ成分）とを出力するものである。
【００５１】
コンパレータ２ａは、直交ベースバンド信号のＩ成分の入力を受けて、２値整形して整形Ｉ信号を出力するものであり、コンパレータ２ｂは、同じくＱ成分を２値整形して整形Ｑ信号を出力するものである。
【００５２】
位相デコーダ２１は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、次の［数２］を用いて、その位相角θを算出して出力するものである。
【００５３】
【数２】
【００５４】
ここで、位相デコーダ２１は、整形Ｉ信号を［数２］のＩと、整形Ｑ信号を［数２］のＱとして位相角θを算出するものであり、sgn 関数は、次の［数３］で定義される関数である。
【００５５】
【数３】
【００５６】
従って、位相角θは、４５゜，１３５゜，２２５゜，３１５゜のいずれかであり、それぞれ角θの属する象限を代表する値となっている。そのため、位相デコーダ２１は、位相角θがどの象限に属するかを表す信号（以下、「象限信号」と称する）を出力するようになっていても構わない。
【００５７】
位相差分回路２２は、位相デコーダ２１から位相角θ又は象限信号の入力を受けて、それを一時的に保持し、位相デコーダ２１から入力される位相角θ又は象限信号が変化する瞬間に、前回保持した位相角θ又は象限信号の差分を算出し、位相角の瞬時変化量を−πから＋πの範囲の値である位相差分値として、予め設定されている微小時間δ1 の間だけ出力するものである。
【００５８】
尚、位相角θ又は象限信号は、既に説明したように４種類があるのみであるので、予めそれらに対応したテーブルを備えて、位相デコーダ２１から入力を受けた位相角θ又は象限信号と、直前に入力された位相角θ又は象限信号を検索して、それに対応して予め指定された値を位相差分値として微小時間だけ出力するようにしておくことも考えられる。
【００５９】
このようにすれば、位相差分回路２２を簡略な回路で実現でき、また演算を行わないので、動作を高速にできる。
【００６０】
第１の移動平均回路２３は、特定の時間τ1 内に入力された位相差分値の平均を算出するものである。第１の移動平均回路２３の具体的な回路については、後に説明する第２の移動平均回路３１の具体的な回路と併せて後述することにするが、第１の移動平均回路２３は、微小時間δ1 の間だけ入力される平均値を特定の時間τ1 の間出力し続けるようにするための回路であり、信号が入力されると、これを一時的に保持するとともに、時間τ1 の間出力し続ける一時保持回路と置き換えてもよい。
【００６１】
第１の積分放電回路２４は、後に説明するシンボルタイミング抽出回路３５から入力されるシンボルタイミングＳＴに示される時間（つまり、１シンボル時間）だけ、第１の移動平均回路２３から入力される位相差分値の平均を積分して出力するものである。
【００６２】
ここで、具体的に第１の積分放電回路２４について、図１３を参照しつつ説明する。図１３は、第１の積分放電回路２４の一例を表す構成ブロック図である。
第１の積分放電回路２４は、図１３に示すように、クロック発生回路９１と、サンプリング回路９２と、記憶回路９３と、加算器９４と、遅延回路９５とから構成されている。
【００６３】
クロック発生回路９１は、予め設定された一定の時間毎にクロック信号を出力するものである。クロック発生回路９１で設定されるクロック周期は、遅延回路３１で設定された時間（τ１）に対し、少なくとも、τ１／２（τ１の２分の１）より小さい値に設定される。
【００６４】
サンプリング回路９２は、入力された信号を、クロック発生回路９１からのクロックタイミングで標本化し、出力するものである。
【００６５】
記憶回路９３は、クロック発生回路９１からのクロック毎に入力された値を記憶し更新するとともに、遅延回路９５からのシンボルタイミングＳＴ毎に記憶値を零に初期化するものである。
【００６６】
加算器９４は、入力される２値を加算して出力するものであり、サンプリング回路９２と記憶回路９３からの値を加算し、積分放電回路３４の出力として出力するようになっている。
【００６７】
遅延回路９５は、入力された信号を予め設定された時間だけ遅延させて出力するものである。遅延回路９５で設定される時間は、遅延回路３１と位相差検出回路３３で推定される信号の遅れと、シンボルタイミング検出回路５１で推定される信号の遅れを考慮し、記憶回路９３で初期化するタイミングが最適になるように設定される。
【００６８】
上記構成により、クロック発生回路９１のタイミングで加算器９４の入力と記憶回路９３の出力の和が再び記憶回路９３に積算され、積算がシンボルタイミングの間行われるので、積分放電回路が実現できる。
【００６９】
これら位相デコーダ２１と、位相差分回路２２と、第１の移動平均回路２３と、第１の積分放電回路２４とは、ベクトルの回転方向を検知するための回路であるので、以下、「回転方向検知部」と称することがある。
【００７０】
第２の移動平均回路３１は、特定の時間に入力される整形信号の変動量の平均値を出力するものであり、特に第２の移動平均回路３１ａは、予め設定された時間（例えばτ2 ）当たりの整形Ｉ信号の変動量の平均値を差分回路３２ａに出力するものであり、第２の移動平均回路３１ｂは、予め設定された時間（例えばτ2 ）当たりの整形Ｑ信号の変動量の平均値を差分回路３２ｂに出力するものである。
第２の移動平均回路３１の具体的な回路については、先に説明した第１の移動平均回路２３の具体的な回路と併せて後述する。
【００７１】
差分回路３２は、予め設定された微小時間の間に入力された各整形信号の変動量の平均値を一時的に格納し、これと次回入力される平均値との差分を算出して、各整形信号ごとに差分値として出力するものである。特に差分回路３２ａは整形Ｉ信号に係り、差分回路３２ｂは整形Ｑ信号に係るようになっている。
【００７２】
絶対値回路３３は、各整形信号の差分値の絶対値を算出して出力するものである。ここで、絶対値回路３３ａは整形Ｉ信号に係り、絶対値回路３３ｂは整形Ｑ信号に係るようになっている。
【００７３】
第２の積分放電回路３４は、後に説明するシンボルタイミング抽出回路３５からシンボルタイミングＳＴ信号の入力を受けて、当該信号に示された１シンボル時間だけ、絶対値回路３３から入力される２つの絶対値の和を積分して判定回路２６の出力するものである。
これら第２の移動平均回路３１と、差分回路３２と、絶対値回路３３と、第２の積分放電回路３４とは、ベクトルの回転速度を検知するための回路であるので、以下、「回転速度検知部」と称することがある。
【００７４】
シンボルタイミング抽出回路３５は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、これらから１シンボル時間を表す受信シンボルタイミングＳＴ信号を推定して出力するものであり、第１の積分放電回路２４と、第２の積分放電回路３４とに共通して出力するようにしている。
判定回路３６は、回転方向検知部の第１の移動平均回路２３と、回転速度検知部の第２の積分放電回路３４とから入力される信号と、予め設定されているしきい値とを比較し、その比較結果に応じて４値ＦＳＫのシンボル判定を行うものである。
【００７５】
ここで、具体的に第１の移動平均回路２３及び第２の移動平均回路３１（以下、単に「移動平均回路」と称する）の具体的な回路について、図２を参照しつつ説明する。図２は、移動平均回路の概略回路図である。
移動平均回路は、図２に示すように、クロック発生回路４１と、複数のＤタイプフリップフロップ（以下、「Ｄ−ＦＦ」と称する）４２と、Ｄ−ＦＦに対応して設けられた加算器４３とから構成されている。
【００７６】
以下、各部を説明すると、クロック発生回路４１は、予め設定された一定の時間毎にクロック信号を出力するものである。
Ｄ−ＦＦ４２は、クロック発生回路４１からクロック信号の入力をＣＬＫ端子より受けて、Ｄ端子から入力された信号を保持するとともに、現在保持している信号をＱ端子を介して出力するようになっている。ここで、各Ｄ−ＦＦ４２のＱ端子は、次段のＤ−ＦＦ４２のＤ端子に接続されているとともに加算器４３にも入力されている。
【００７７】
加算器４３は、入力される２値を加算して出力するものであり、特に加算器４３ａは、外部（すなわちコンパレータ２）から入力される整形信号と、前回入力され、Ｄ−ＦＦ４２ａが保持している信号とを加算して、次段の加算器である加算器４３ｂに出力する。
そして、加算器４３ｂは、加算器４３ａから入力される信号と、前々回入力され、Ｄ−ＦＦ４２ｂが保持している信号とを加算して、さらに次段の加算器である加算器４３ｃに出力する。
【００７８】
そのため、最後段の加算器である加算器４３ｅが出力する信号は、今回入力されている値と今までに入力されてきた値とを加算したものであるから、結局、例えば図３に示すように、信号点間の移動の軌跡を細分化したものを次々に出力しているようになる。図３は、第２の移動平均回路３１が出力する信号を表す説明図である。
【００７９】
尚、ここで、Ｄ−ＦＦ４２と加算器４３とは、５つあるので、各信号点間を５つの点で分割（区間を６分割）したものになっており、移動平均化された整形Ｉ信号を＜Ｉ＞軸の方向に、また整形Ｑ信号を＜Ｑ＞軸の方向にそれぞれ示している。
【００８０】
つまり、例えば第２の移動平均回路３１は、信号点間の移動を細分化して少しずつ出力するようになっており、コンパレータ２の２値整形によって失われた信号点の細かな動きを一部再現している。
尚、複数のＤ−ＦＦ４２は、シフトレジスタと同等の機能を提供するものであるので、シフトレジスタで置き換えても構わない。
【００８１】
次に、本回路の動作について説明する。
まず、本回路の回転速度検知部の動作について図４と図５とを用いて説明する。図４は、本回路の回転速度検知部における第２の移動平均回路３１の動作を表すタイミングチャート図であり、図５は、本回路の回転速度検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
【００８２】
ここでは、「１００１」なるディジタルデータによって、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を例にとって説明することとする。この場合の整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とは、既に従来でも説明したように、図４の実線で表されるようなデータとなる。
また、整形Ｉ信号は、図５（ａ）にも示されている。
【００８３】
第２の移動平均回路３１が、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号と（図４における実線）の入力を受けて、これを複数の段階に分割して階段状とし、図４の破線で示すような信号波形を得る。例えば、移動平均回路３１ａは理想的には、整形Ｉ信号に対する出力信号として、図５（ｂ）に示すような信号を出力するようになる。
【００８４】
そして、差分回路３２ａが図５（ｂ）の信号を差分して、絶対値回路３３ａが絶対値を算出し、図５（ｃ）に示すような信号を出力するようになる。
同様に、整形Ｑ信号に対しても、移動平均回路３１ｂと差分回路３２ｂと絶対値回路３３ｂが、図５（ｄ）に示すような信号を出力するようになる。
【００８５】
そして、第２の積分放電回路３４がこれらの信号の和を１シンボル時間に亘って積分し、図５（ｅ）に示すような信号を回転量を表す信号として出力する。
【００８６】
尚、判定回路３６が図５（ｅ）にTHとして示されている、しきい値を設定されていれば、判定結果を適正に出力することができるようになる。
【００８７】
すなわち、このような回転速度検出部によれば、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とに関する２値整形の出力の変化がτ2 の時間分だけ分散され、積分が少しずつ行われるようになっているので、積分結果の分解能がτ2 だけ向上して、シンボルタイミングのずれによる積分結果への影響を低減でき、回転速度判定を適正に行うことができる。
【００８８】
また、雑音や零ＩＦ検波回路１における位相歪み並びに直流オフセットが存在して、各整形信号や各遅延整形信号の出力が不規則に、特に信号点の変化の前後で頻繁にコンパレータ２の出力が変化しても、積分が行われているので、その影響を低減でき、回転速度判定を適正に行うことができる。
【００８９】
次に、本回路の回転方向検知部の動作について図６を用いて説明する。図６は、本回路の回転方向検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
ここでも、先に説明した回転速度検知部の動作と同様に、「１００１」なるディジタルデータによって、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を例にとって説明することとする。従って、以下の説明で整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とは、図４の実線で表されるような信号となる。
【００９０】
そこで、位相デコーダ２１が、図４の実線で表されるような整形された信号の入力を受けて、図６（ａ）に示すような象限信号を出力する。例えば当初は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とがともに負であるので、信号点の位相角θが第３象限に属することを表す象限信号を出力する。
【００９１】
そして、位相差分回路２２が、象限信号の入力を受けて、象限信号が変化する瞬間に微小時間δ1 の間だけ、図６（ｂ）に示すような変化前後の差分を出力する。例えば、図６に示す時刻t1では、象限信号が第３象限から第４象限へと変化するので、図６（ｂ）に示すように、その差分である「＋１」が時間δ1 の間だけ出力されるようになっている。
【００９２】
第１の移動平均回路２３が、位相差分回路２２から入力される信号を平均して時間τ1 の間出力し続けることによって、図６（ｃ）に示すような信号を出力するようになる。
そして第１の積分放電回路２４が、図６（ｃ）に示す信号を１シンボル時間毎に積分することによって、図６（ｄ）に示すような信号を回転方向を表す信号として出力するようになる。
【００９３】
そして、判定回路３６が、回転方向検出部から入力される信号の正負によって、回転方向を検知し、回転速度検出部から入力される信号と予め設定されたしきい値との比較から回転速度を検知して、さらに検知した回転方向からシンボルのＭＳＢを、回転速度からシンボルのＬＳＢをそれぞれ判定して、その判定結果に基づいてシンボルを復調して出力する。
【００９４】
本回路によれば、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向を検知するとともに、さらに回転速度をも別個に検知し、これらの検知の結果によって４値ＦＳＫを復調する４値ＦＳＫ復調回路であって、回転方向と回転速度とを１シンボル時間当たりの積分を算出して平滑化しているので、シンボルタイミングのずれによる影響を低減でき、また、雑音や零ＩＦ検波回路１における位相歪み並びに直流オフセットが存在して、各整形信号や各遅延整形信号の出力が不規則に、特に信号点の変化の前後で頻繁にコンパレータ２の出力が変化しても、その影響を低減して、回転方向判定及び回転速度判定を適正に行うことができ、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号の復調を適正に行うことができる効果がある。
【００９５】
【実施例】
本発明の実施例について説明する。
本回路の実施例のビット誤り率（ＢＥＲ）特性を図７を参照しつつ説明する。図７は、本発明のビット誤り率を計算機シミュレートした結果を表す説明図である。
【００９６】
ここで、伝送速度を6.4kbpsとし、変調速度Ｒは、その半分の3.2kboudであり、周波数偏移はｍ＝３とｍ＝１とした。これは、ΔＦ＝4.8kHz、1.6kHz に対応している。また、１シンボル時間を６４とするとき、τ1 ＝１７、τ2 ＝２１としている。
また、図７に示す計算機シミュレーションでは、雑音の影響をパラメータとして含んだものとなっており、複数のシンボルについて示したものである。
【００９７】
図７では、横軸にシンボルタイミングとのずれを採り、縦軸に平均のビット誤り率を採っている。図７に示すように従来の４値ＦＳＫ復調回路（上向きの黒三角）では、シンボルタイミングが±４サンプル程度ずれたところからビット誤り率が無視できない程度に増加して、適正な復調ができなくなっている。
【００９８】
一方、本回路（下向きの黒三角）によれば、シンボルタイミングが±１０サンプルのずれとなっていても、十分適正な復調を行うことができる。
【００９９】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点間の位相差を平均化し、平均化した信号点の間の位相差を積分して信号点間の回転移動の方向を検知し、同相成分と直交成分をそれぞれ平均化し、前記平均化した同相成分と直交成分を各成分毎に時間的に差分し、各成分の差分の絶対値の和を積分して信号点間の移動の回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路としているので、検知結果を基に復調を行えば、シンボルタイミングのずれの影響を少なくして、適正に復調を行うことができる効果がある。
【０１０１】
請求項２記載の発明によれば、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、移動の回転方向を検知する手段として、位相デコーダが２値整形された同相成分と直交成分の信号が表す信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力し、位相差分回路が該位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力し、第１の移動平均回路が該差分を一定の時間保持しつつ、これを平均化して出力し、第１の積分放電回路が移動平均回路から入力される平均化された差分を特定の時間に亘って積分して出力する回転方向検知部を備え、移動の回転速度を検知する手段として、第２の移動平均回路が一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力し、差分回路が変動量の平均値を各成分毎に時間的に差分を算出し、絶対値回路が差分の絶対値を算出し、第２の積分放電回路が各成分の差分の絶対値の和を積分する回転速度検知部を備える４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分結果が１シンボル時間当たりの回転量を表すため、その正負を以て回転方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１０２】
請求項３記載の発明によれば、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、移動の回転方向を検知する手段として、位相デコーダが２値整形された同相成分と直交成分の信号が表す信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力し、位相差分回路が該位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力し、一時保持回路が該差分を一定の時間保持しつつ、これを出力し、第１の積分放電回路が一時保持回路から入力される保持された差分を特定の時間に亘って積分して出力する回転方向検知部を備え、移動の回転速度を検知する手段として、第２の移動平均回路が一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力し、差分回路が変動量の平均値を各成分毎に時間的に差分を算出し、絶対値回路が差分の絶対値を算出し、第２の積分放電回路が各成分の差分の絶対値の和を積分する回転速度検知部を備える４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分結果が１シンボル時間当たりの回転量を表すため、その正負を以て回転方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１０３】
請求項４記載の発明によれば、請求項２又は請求項３記載の回転方向検知部と、信号点の回転速度を検知する手段として、第２の移動平均回路が一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力し、差分回路が変動量の平均値を各成分毎に時間的に差分を算出し、絶対値回路が差分の絶対値を算出し、第２の積分放電回路が各成分の差分の絶対値の和を積分する回転速度検知部を備える回転速度検知部とを備え、判定回路が、これらの回転方向検知部と回転速度検知部とが出力する信号を基にシンボルを判定して復調を行う４値ＦＳＫ復調回路としているので、シンボルタイミングが多少ずれても、また雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、復調を適正にできる効果がある。
【０１０４】
請求項５記載の発明によれば、位相デコーダがテーブルの検索によって、２値整形された信号の各成分に対応して予め設定されている象限信号を出力する請求項２又は請求項３又は請求項４記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、請求項２又は請求項３又は請求項４の効果に加えて、動作を高速にしつつ、回路をより簡略にでき、ワンチップ化を促進できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本回路の構成ブロック図である。
【図２】移動平均回路の概略回路図である。
【図３】第２の移動平均回路３１が出力する信号を表す説明図である。
【図４】本回路の回転速度検知部における第２の移動平均回路３１の動作を表すタイミングチャート図である。
【図５】本回路の回転速度検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
【図６】本回路の回転方向検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
【図７】本発明のビット誤り率を計算機シミュレートした結果を表す説明図である。
【図８】従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【図９】従来の２値ＦＳＫ復調回路における零ＩＦ検波回路の一例の構成ブロック図である。
【図１０】４値ＦＳＫ復調回路における直交ベースバンド信号のＩＱ平面での動きを表す説明図である。
【図１１】４値ＦＳＫ復調回路における信号の一例を表す説明図である。
【図１２】４値ＦＳＫ復調回路における信号点配置の一例を表す説明図である。
【図１３】第１の積分放電回路３４の一例を表す構成ブロック図である。
【図１４】従来よく用いられるシンボルタイミング抽出回路の構成ブロック図である。
【図１５】シンボル変化点検出器の構成ブロック図である。
【図１６】シンボル変化点前後の信号点の軌跡を描いた図である。
【図１７】シンボル変化点検出までのタイムチャート図である。
【符号の説明】
１…零ＩＦ検波回路、 ２…コンパレータ、 ３…位相比較回路、 １１…局部発振器、 １２…９０゜分配回路、 １３…第１のミキサー回路、 １４…第２のミキサー回路、 １５…第１のＬＰＦ、 １６…第２のＬＰＦ、 ２１…位相デコーダ、 ２２…位相差分回路、 ２３…第１の移動平均回路、 ２４…第１の積分放電回路、 ３１…第２の移動平均回路、 ３２…差分回路、 ３３…絶対値回路、 ３４…第２の積分放電回路、 ３５…シンボルタイミング抽出回路、 ３６…判定回路、 ４１…クロック発生回路４１、 ４２…Ｄ−ＦＦ、 ４３…加算器、 ９１…クロック発生回路、 ９２…サンプリング回路、 ９３…記憶回路、 ９４…加算器、 ９５…遅延回路、 １０１…シンボル変化点検出器、 １０２…２値量子化位相比較器、 １０３…ループフィルタ、 １０４…局部発振回路、 １０５…ディジタルＶＣＯ、 １０６…分周器、 １１１…極性反転器、 １１２…Ｄタイプフリップフロップ、 １１３…４入力ＯＲ回路、 １１４…４入力ＮＡＮＤ回路、 １１５…立上がりエッジ検出器、 １１６…２入力ＯＲ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線受信機等に用いられる４値ＦＳＫ復調回路に係り、特に容易な回路構成で、変調指数の如何にかかわらず適正に復調できる４値ＦＳＫ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数偏移変調（ＦＳＫ変調）は、周波数変調方式の一つで、入力信号に応じてキャリア信号の周波数を予め定められた量だけシフトさせて出力波とする変調方式であって、出力波には位相の不連続が生じないように回路が構成されている。
【０００３】
このように変調されたＦＳＫ復調の一方法として、ＦＳＫ変調されたキャリア信号を受信すると、変調前の該キャリア信号の周波数の信号を発振する局部発振器を用いて該キャリア信号を直交検波し、直交ベースバンド信号としてＩ成分（同相成分）及びＱ成分（直交成分）を得て、これにＦＳＫ復調を行う方法（いわゆる「零ＩＦ検波方式」）がある。
【０００４】
ここでは、まず、零ＩＦ検波方式による従来の２値ＦＳＫ復調回路を説明し、しかる後に従来の４値ＦＳＫ復調回路について説明を行うこととする。
従来の２値ＦＳＫ復調回路について、図１４と図１５を用いて説明する。図１４は、従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図であり、図１５は、従来の２値ＦＳＫ復調回路における零ＩＦ検波回路の一例の構成ブロック図である。
従来の２値ＦＳＫ復調回路は、図１４に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、位相比較回路３とから主に構成されている。
【０００５】
次に、各部を具体的に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、受信したＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波して直交ベースバンド信号をそのＩ成分とＱ成分とに分けてそれぞれコンパレータ２ａ，２ｂに出力するものである。
零ＩＦ検波回路１の具体的な構成については、後に説明する。
【０００６】
コンパレータ２ａは、直交ベースバンド信号のＩ成分の入力を受けて、これを矩形に変化するディジタル信号を表す波形に整形するものである（以下、この動作を「２値整形」と称する）。
コンパレータ２ｂは、直交ベースバンド信号のＱ成分の入力を受けて、２値整形するものである。
尚、以下でコンパレータ２ａの出力する信号を「整形Ｉ信号」と、コンパレータ２ｂの出力する信号を「整形Ｑ信号」と称することとする。
【０００７】
位相比較回路３は、コンパレータ２ａ，２ｂから整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、どちらの信号の位相が先進しているかを表す信号を検波出力として出力するものである。具体的には、この検波出力は、「０」又は「１」の２値信号となっている。
【０００８】
つまり、位相比較回路３は、受信したキャリア信号の瞬時周波数が高い場合と低い場合とで整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向が逆になることを利用して、この回転方向を比較判定して瞬時周波数の高低を２値信号として出力するものである。
【０００９】
ここで、零ＩＦ検波回路１について、より詳細に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、例えば、図１５に示すように、局部発振器１１と、９０゜分配回路１２と、第１のミキサー回路１３と、第２のミキサー回路１４と、第１のＬＰＦ１５と、第２のＬＰＦ１６とから構成されているようなものが考えられる。
【００１０】
以下、各部を具体的に説明する。
局部発振器１１は、変調前のキャリア信号の周波数の信号を局部発振信号として９０゜分配回路１２に出力するものである。
９０゜分配回路１２は、局部発振信号の入力を受けて、これを同相信号としてそのまま第１のミキサー回路１３に出力するとともに、局部発振信号の位相を９０゜シフトさせて直交信号として第２のミキサー回路１４に出力するものである。
【００１１】
第１のミキサー回路１３は、乗算回路であって、同相信号と受信したキャリア信号とを乗算した信号を第１のＬＰＦ１５に出力するものである。
第２のミキサー回路１４は、乗算回路であって、直交信号と受信したキャリア信号とを乗算した信号を第２のＬＰＦ１６に出力するものである。
【００１２】
第１のＬＰＦ１５は、高周波成分を除去する低域濾波器であり、第１のミキサー回路１３から入力される信号の高周波成分を除去して直交ベースバンド信号のＩ成分として出力するものである。
第２のＬＰＦ１６は、第１のＬＰＦ１５と同様のものであって、第２のミキサー回路１４から入力される信号の高周波成分を除去して直交ベースバンド信号のＱ成分として出力するものである。
【００１３】
つまり、局部発振信号の周波数よりも受信したキャリア信号の周波数が高ければ（そのようにＦＳＫ変調されていれば）、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルは、正の向きに回転し、局部発振信号の周波数よりも受信したキャリア信号の周波数が低ければ（そのようにＦＳＫ変調されていれば）、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルは、負の向きに回転するようになる。
【００１４】
そこで、位相比較回路３がこの回転の方向を判定して、キャリア信号がどのようにＦＳＫ変調されているかを検知するようになる。
【００１５】
ここで、従来の２値ＦＳＫ復調回路の動作について説明する。
零ＩＦ検波回路１がＦＳＫ変調されたキャリア信号を受信して、これを直交検波し、直交ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分とに分けて出力する。
そして、コンパレータ２ａ，２ｂが、これらの成分を２値整形して、それぞれ整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とを出力する。
【００１６】
そして、位相比較回路３が、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との位相を比較して（整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向を検知して）、それを２値信号の検波出力として出力する。
【００１７】
次に、従来の４値ＦＳＫ復調回路について説明する。
４値ＦＳＫ復調回路において、上述の２値ＦＳＫ復調回路と同様の零ＩＦ検波方式を採用したものは、「４値ＦＳＫ信号のダイレクトコンバージョン受信方式」，斉藤，赤岩，電子情報通信学会技術研究報告RCS94-124 ，pp.43-48に記載されている。
【００１８】
そこで、以下この文献に記載されている方法の概略を説明する。
４値ＦＳＫ復調回路は、受信したキャリア信号を直交検波して２値整形し、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とを得るところまでは、上述の２値ＦＳＫ復調回路と同じであるが、これらの信号で表現されるベクトルの回転方向を検知するとともに、さらに回転速度をも別個に検知し、これらの検知の結果によって４値ＦＳＫを復調するものである。
【００１９】
４値ＦＳＫ復調における直交ベースバンド信号では、各信号点は２ビットのシンボル「００」と「０１」と「１１」と「１０」とのいずれかを表すようになっており、図１６に示すように各ＭＳＢが回転方向に、ＬＳＢが回転速度に対応するようになっている。図１６は、４値ＦＳＫ復調回路における直交ベースバンド信号のＩＱ平面での動きを表す説明図である。
【００２０】
すなわち回転方向は、ＭＳＢが「０」であるときに負の方向に（図１６（ａ））、「１」であるときに正の方向に（図１６（ｂ））、それぞれ回転するようになっており、回転速度は、次に示す［数１］で定義される変調指数と呼ばれる値に対応する。
【００２１】
【数１】
ここで、Ｒは、変調速度を、ΔＦmax は、最大周波数偏移を表しており、変調指数ｍはＬＳＢに対応して２つ設定される。尚、回転速度は、ｍπである。
例えばｍ＝１，３とした場合、特にＬＳＢが「０」のときに、ｍ＝３としたとすると、その際の回転速度はｍπ＝３πなので、図１６（ａ），（ｂ）の破線のように１．５回転し、また、ＬＳＢが「１」のときに、ｍ＝１としたとすると、その際の回転速度は、ｍπ＝πなので、図１６（ａ），（ｂ）の実線のように０．５回転する。
【００２３】
ここで、４値ＦＳＫ復調回路について具体的に、「１１１００１」と変化するディジタル信号でＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波したときの直交ベースバンド信号を例にとって、図１７と図１８とを用いて説明する。図１７は、４値ＦＳＫ復調回路における信号の一例を表す説明図であり、図１８は、４値ＦＳＫ復調回路における信号点配置の一例を表す説明図である。
【００２４】
前述したように、シンボル長を２ビットとしているので、「１１１００１」は、「１１」と、「１０」と、「０１」とに分けられ、この順に一定時間ごとに受信している。そのため、時間を横軸にとって、受信したキャリア信号を直交検波した直交ベースバンド信号のＱ成分は、図１７（ａ）に示すような信号となり、Ｉ成分は、図１７（ｂ）に示すような信号となる。
【００２５】
従って、それぞれを２値整形すると、図１７（ｃ）と図１７（ｄ）とに示されるような矩形波となる。これらが整形Ｑ信号と整形Ｉ信号である。
ここで、これらの信号を図１８に示す信号点の動きとして追跡してみると、図１７の時刻t1の時点では、整形Ｑ信号と整形Ｉ信号とはともに正であり、その状態は、図１８の信号点Ａで表される。
【００２６】
そして、時刻t2になると、整形Ｉ信号が負となるので、その状態は図１８の信号点Ｂに移行する。このとき状態の変化を表す軌跡は、ｓｇｎ（Ｑ）の軸と交わるようになる。つまり、ＬＳＢが「１」であるときには、１シンボルあたりの回転速度が０．５回転であるので、状態の変化を表す軌跡がｓｇｎ（Ｑ）又はｓｇｎ（Ｉ）の軸と交差する回数は、１〜３回である。
【００２７】
一方、時刻t3〜t9までの間、つまりＬＳＢが「０」であるときには、１シンボル当たりの回転速度が１．５回転であるので、状態の変化を表す軌跡が各軸と交差する回数が５〜７回になる。
【００２８】
そこで従来の４値ＦＳＫ復調回路は、２値ＦＳＫと同様にしてＭＳＢを検知した後、１シンボル当たりに、状態の変化の軌跡がｓｇｎ（Ｑ）又はｓｇｎ（Ｉ）の軸と交わる回数をカウントし、予め設定されたしきい値との比較によって行うものであった。例えば上述の例では、ＬＳＢが「１」のときの交差回数が１〜３回であり、「０」のときの交差回数が５〜７回なので、しきい値を「４回」とすればよい。つまり、このときの変調指数を検知する（ＬＳＢを決定する）ためのマージンは±１回となっている。
【００２９】
また、従来の４値ＦＳＫ復調回路におけるシンボルタイミングの抽出には、例えば、図１４に示されるような回路がよく用いられている。図１４は、従来よく用いられるシンボルタイミング抽出回路の構成ブロック図である。
【００３０】
図１４に示したシンボルタイミング抽出回路は、整形Ｉ信号と形成Ｑ信号を入力し、シンボルの変化点を検出して検出パルスａを出力するシンボル変化点検出器１０１と、検出パルスａを受け取り、外部から得られるクロック信号との位相を比較し、その比較結果を２値判定して出力する２値量子化位相比較器１０２と、位相比較結果ｃを受け取り、平滑化するループフィルタ１０３と、回路全体の駆動クロックを発生する局部発振回路１０４と、ループフィルタ１０３の出力ｄを周波数制御信号として受け取り、局部発振回路１０４の発振出力を基にパルスの付加・除去を行った後、基準クロックＳｃとして外部に出力するディジタルＶＣＯ（Voltage Control Oscillator）１０５と、基準クロックＳｃを分周したシンボルタイミングＳＴを出力すると共に２値量子化位相比較器１０２の入力へ供給する分周器１０６とから構成されている。
【００３１】
２値量子化位相比較器１０２と、ループフィルタ１０３と、局部発振回路１０４と、ディジタルＶＣＯ１０５と、分周器１０６とは、ディジタルＰＬＬ（Phase Locked Loop:位相同期ループ）を構成しており、シンボル変化点検出器１０１から出力される検出パルスに位相同期し、かつ比較的周波数の安定なディジタル信号をシンボルタイミングＳＴとして出力するようになっている。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、かかる従来の４値ＦＳＫ復調回路では、まず、シンボルタイミング抽出回路が、２値整形された信号を用いてシンボルタイミングを検出するため、シンボル変化点検出器１０１におけるシンボル変化点検出のタイミングは、本来のシンボル変化点より遅れてしまうことがある上、シンボル変化点検出の際のジッターが大きくなり、真のシンボル変化点から多少ずれたシンボルタイミングを出力することがあり、適正なシンボルタイミングを得ることができないという問題点があった。
【００３３】
例えば、シンボル変化点検出器１０１の具体例として図１５に示した回路を用いてシンボル変化点検出を行った場合の、シンボル変化点検出までのタイムチャートを図１６に示す。図１６で示したベースバンド信号の変調指数ｍの値はｍ＝３とした。
【００３４】
図１５に示したシンボル変化点検出器は、２つの極性反転器１１１ａ，１１１ｂと、４つのＤタイプフリップフロップ１１２ａ〜１１２ｄと、４入力ＯＲ回路１１３と、４入力ＮＡＮＤ回路１１４と、２つの立上がりエッジ検出器１１５ａ，１１５ｂと、２入力ＯＲ回路１１６とから構成されている。
【００３５】
２つの極性反転回路１１１ａ，１１１ｂと４つのＤタイプフリップフロップ１１２ａ〜１１２ｄでは、入力された整形Ｉ信号と整形Ｑ信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミング（以下、変化点）において、整形Ｉ信号の変化点では整形Ｑ信号の状態を、整形Ｑ信号の変化点では整形Ｉ信号の状態を知ることにより、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される整形Ｉ信号と整形Ｑ信号で表される信号点の回転方向を、４つの軸（同相成分の正軸と負軸、直交成分の正軸と負軸）に関して検知している。
【００３６】
即ち、例えば、整形Ｉ信号が負から正へ変化したタイミングにおいて、もし整形Ｑ信号が正ならば、信号点は第４象限から第１象限へ変化したと考えられ、信号点は左回転していると判断できる。もし整形Ｑ信号が逆に負ならば、信号点は第３象限から第２象限へ変化したと考えられ、信号点は右回転していると考えられる。また、４入力ＯＲ回路１１３と４入力ＮＡＮＤ回路１１４と２つの立上がりエッジ検出器１１５ａ，１１５ｂと２入力ＯＲ回路１１６では、回転方向に関する４つの検知情報から回転方向が変化するタイミングをとらえて検出パルスを出力している。
【００３７】
図１７に示すタイムチャートの上から２段は、ＦＳＫ変調が施されたベースバンド信号を点線で、整形Ｉ信号、整形Ｑ信号を実線で示している。次に続く２段は、４入力ＯＲ回路１１３の出力ｇ１と４入力ＮＡＮＤ回路１１４の出力ｇ２を、最下段は、検出パルスを示している。図中のＭＳＢが「１」のシンボルからＭＳＢが「０」のシンボルに変化する変化点検出タイミングと、ＭＳＢが「０」のシンボルからＭＳＢが「１」のシンボルに変化する変化点検出タイミングを比較すると、真のシンボル変化点タイミングからの遅延は明らかに両者で異なる。
【００３８】
このように、図１５で示したシンボル変化点検出器は、原理的に、Ｉ成分とＱ成分で表される信号点の軌跡がＩ成分とＱ成分の２軸と交わった時のみ、その存在位置と回転方向が判明する構成であるので、図１７のようにシンボル変化点検出が０〜π／２だけ遅れてしまい、検出パルスのジッターが大きくなる。
【００３９】
シンボル変化点前後の信号点の軌跡を描いた図１６を用いて説明すると、シンボルの変化点の前後で信号点が図１６の(1) →(2) →(3) のような軌跡を通るとき（図１７中１段目の(1) →(2) →(3) に対応する）、真のシンボル変化点は(2) であるが、図１５に代表されるシンボル変化点検出器ではその後(3) に至るまでそのことを認識できない。更に図１４の１０２から１０６で構成されるディジタルＰＬＬではこれらの遅れやジッターを完全に取り除くことはできず、出力されるシンボルタイミングＳＴは真のシンボルタイミングに対して多少ずれたものとなり、しかも時間的ずれは一定ではない。
【００４０】
また、従来の４値ＦＳＫ復調回路では、２値整形された信号を以て回転方向と回転速度とを検知するため、精度を高めることができず、例えば雑音や零ＩＦ検波回路における位相歪み、直流オフセット、シンボルタイミングの検出のずれ等の影響を受けやすく、検波出力の品質が劣化しやすいという問題点があり、特に状態の変化の軌跡とＩＱ平面を張る軸との交差の回数を比較する方法で回転速度を検知する方法では、雑音の混入によって、当該交差の回数が増大することが多いことが経験上知られており、変調指数の差が小さいほどマージンが狭くなり、検知の精度を高めないと変調指数を正しく検知できず、検知の精度を高めると回路構成が複雑となって、その回路規模が大きくなり、例えば１チップ化が困難であるという問題点があった。
【００４１】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、簡易な回路構成で、復調精度を高めることができる４値ＦＳＫ復調回路を提供することを目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための請求項１記載の発明は、４値ＦＳＫ復調回路において、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の位相差を平均化し、前記平均化した信号点の間の位相差を積分することによって前記信号点の移動の方向を検知し、同相成分と直交成分をそれぞれ平均化し、前記平均化した同相成分と直交成分を各成分毎に時間的に差分し、前記各成分の差分の絶対値の和を積分することによって前記信号点間の移動の速度を検知することを特徴としており、検知結果を基に復調を行えば、シンボルタイミングのずれの影響を少なくして、適正に復調を行うことができる。
【００４４】
上記従来例の問題点を解決するための請求項２記載の発明は、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段として、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力する位相デコーダと、前記位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力する位相差分回路と、一定時間に入力される前記差分を平均化して出力することによって、前記一定時間の間は、前記差分の平均値を出力し続ける第１の移動平均回路と、前記差分の平均値を特定の時間に亘って積分して、該積分結果を出力する第１の積分放電回路とを有する回転方向検知部を備え、前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路と、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路と、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路と、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路とを有する回転速度検知部を備えることを特徴としており、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分結果が１シンボル時間当たりの回転量を表すため、その正負を以て回転方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４５】
上記従来例の問題点を解決するための請求項３記載の発明は、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段として、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力する位相デコーダと、前記位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力する位相差分回路と、前記差分を保持して、一定時間の間出力し続ける一時保持回路と、前記保持された差分を特定の時間に亘って積分して、該積分結果を出力する第１の積分放電回路とを有する回転方向検知部を備え、前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路と、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路と、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路と、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路とを有する回転速度検知部を備えることを特徴としており、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分結果が１シンボル時間当たりの回転量を表すため、その正負を以て回転方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる。
【００４６】
上記従来例の問題点を解決するための請求項４記載の発明は、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、前記移動の回転方向を検知する手段である請求項２又は請求項３記載の回転方向検知部と、前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路を有する回転速度検知部と、前記回転方向検知部から入力される信号を基にシンボルのＭＳＢを判定し、前記回転速度検知部から入力される信号を基にシンボルのＬＳＢを判定して復調を行う判定回路とを備えることを特徴としており、シンボルタイミングが多少ずれても、また雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、復調を適正にできる。
【００４７】
上記従来例の問題点を解決するための請求項５記載の発明は、請求項２又は請求項３又は請求項４記載の４値ＦＳＫ復調回路において、位相デコーダは、２値整形された信号の入力を受けて、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される前記２値整形された信号が表す信号点が属する象限を前記２値整形された信号の組合せ毎に予め設定されたテーブルを検索して、前記象限を象限信号として出力する位相デコーダであることを特徴としており、請求項２又は請求項３又は請求項４の効果に加えて、動作を高速にしつつ、回路をより簡略にでき、ワンチップ化を促進できる。
【００４８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。
本発明に係る４値ＦＳＫ復調回路（本回路）は、コンパレータが２値整形したＩ信号とＱ信号とを差分と積分とによって緩やかに変化する信号に変換し、これによって回転方向と回転速度とを判定し、その結果に基づいて４値ＦＳＫ復調するものであり、復調時に頻繁に信号が変化するような誤りの影響を低減できる。
【００４９】
本回路は、図１に示すように、零ＩＦ検波回路１と、コンパレータ２と、位相デコーダ２１と、位相差分回路２２と、第１の移動平均回路２３と、第１の積分放電回路２４と、第２の移動平均回路３１と、差分回路３２と、絶対値回路３３と、第２の積分放電回路３４と、シンボルタイミング抽出回路３５と、判定回路３６とから構成されている。図１は、本回路の構成ブロック図である。
【００５０】
以下、各部を具体的に説明する。
零ＩＦ検波回路１は、従来と同様にＦＳＫ変調されているキャリア信号の入力を受けて、これを直交検波し、直交ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）と、直交成分（Ｑ成分）とを出力するものである。
【００５１】
コンパレータ２ａは、直交ベースバンド信号のＩ成分の入力を受けて、２値整形して整形Ｉ信号を出力するものであり、コンパレータ２ｂは、同じくＱ成分を２値整形して整形Ｑ信号を出力するものである。
【００５２】
位相デコーダ２１は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、次の［数２］を用いて、その位相角θを算出して出力するものである。
【００５３】
【数２】
ここで、位相デコーダ２１は、整形Ｉ信号を［数２］のＩと、整形Ｑ信号を［数２］のＱとして位相角θを算出するものであり、sgn 関数は、次の［数３］で定義される関数である。
【００５５】
【数３】
従って、位相角θは、４５゜，１３５゜，２２５゜，３１５゜のいずれかであり、それぞれ角θの属する象限を代表する値となっている。そのため、位相デコーダ２１は、位相角θがどの象限に属するかを表す信号（以下、「象限信号」と称する）を出力するようになっていても構わない。
【００５７】
位相差分回路２２は、位相デコーダ２１から位相角θ又は象限信号の入力を受けて、それを一時的に保持し、位相デコーダ２１から入力される位相角θ又は象限信号が変化する瞬間に、前回保持した位相角θ又は象限信号の差分を算出し、位相角の瞬時変化量を−πから＋πの範囲の値である位相差分値として、予め設定されている微小時間δ1 の間だけ出力するものである。
【００５８】
尚、位相角θ又は象限信号は、既に説明したように４種類があるのみであるので、予めそれらに対応したテーブルを備えて、位相デコーダ２１から入力を受けた位相角θ又は象限信号と、直前に入力された位相角θ又は象限信号を検索して、それに対応して予め指定された値を位相差分値として微小時間だけ出力するようにしておくことも考えられる。
【００５９】
このようにすれば、位相差分回路２２を簡略な回路で実現でき、また演算を行わないので、動作を高速にできる。
【００６０】
第１の移動平均回路２３は、特定の時間τ1 内に入力された位相差分値の平均を算出するものである。第１の移動平均回路２３の具体的な回路については、後に説明する第２の移動平均回路３１の具体的な回路と併せて後述することにするが、第１の移動平均回路２３は、微小時間δ1 の間だけ入力される平均値を特定の時間τ1 の間出力し続けるようにするための回路であり、信号が入力されると、これを一時的に保持するとともに、時間τ1 の間出力し続ける一時保持回路と置き換えてもよい。
【００６１】
第１の積分放電回路２４は、後に説明するシンボルタイミング抽出回路３５から入力されるシンボルタイミングＳＴに示される時間（つまり、１シンボル時間）だけ、第１の移動平均回路２３から入力される位相差分値の平均を積分して出力するものである。
【００６２】
ここで、具体的に第１の積分放電回路２４について、図１３を参照しつつ説明する。図１３は、第１の積分放電回路２４の一例を表す構成ブロック図である。
第１の積分放電回路２４は、図１３に示すように、クロック発生回路９１と、サンプリング回路９２と、記憶回路９３と、加算器９４と、遅延回路９５とから構成されている。
【００６３】
クロック発生回路９１は、予め設定された一定の時間毎にクロック信号を出力するものである。クロック発生回路９１で設定されるクロック周期は、遅延回路３１で設定された時間（τ１）に対し、少なくとも、τ１／２（τ１の２分の１）より小さい値に設定される。
【００６４】
サンプリング回路９２は、入力された信号を、クロック発生回路９１からのクロックタイミングで標本化し、出力するものである。
【００６５】
記憶回路９３は、クロック発生回路９１からのクロック毎に入力された値を記憶し更新するとともに、遅延回路９５からのシンボルタイミングＳＴ毎に記憶値を零に初期化するものである。
【００６６】
加算器９４は、入力される２値を加算して出力するものであり、サンプリング回路９２と記憶回路９３からの値を加算し、積分放電回路３４の出力として出力するようになっている。
【００６７】
遅延回路９５は、入力された信号を予め設定された時間だけ遅延させて出力するものである。遅延回路９５で設定される時間は、遅延回路３１と位相差検出回路３３で推定される信号の遅れと、シンボルタイミング検出回路５１で推定される信号の遅れを考慮し、記憶回路９３で初期化するタイミングが最適になるように設定される。
【００６８】
上記構成により、クロック発生回路９１のタイミングで加算器９４の入力と記憶回路９３の出力の和が再び記憶回路９３に積算され、積算がシンボルタイミングの間行われるので、積分放電回路が実現できる。
【００６９】
これら位相デコーダ２１と、位相差分回路２２と、第１の移動平均回路２３と、第１の積分放電回路２４とは、ベクトルの回転方向を検知するための回路であるので、以下、「回転方向検知部」と称することがある。
【００７０】
第２の移動平均回路３１は、特定の時間に入力される整形信号の変動量の平均値を出力するものであり、特に第２の移動平均回路３１ａは、予め設定された時間（例えばτ2 ）当たりの整形Ｉ信号の変動量の平均値を差分回路３２ａに出力するものであり、第２の移動平均回路３１ｂは、予め設定された時間（例えばτ2 ）当たりの整形Ｑ信号の変動量の平均値を差分回路３２ｂに出力するものである。
第２の移動平均回路３１の具体的な回路については、先に説明した第１の移動平均回路２３の具体的な回路と併せて後述する。
【００７１】
差分回路３２は、予め設定された微小時間の間に入力された各整形信号の変動量の平均値を一時的に格納し、これと次回入力される平均値との差分を算出して、各整形信号ごとに差分値として出力するものである。特に差分回路３２ａは整形Ｉ信号に係り、差分回路３２ｂは整形Ｑ信号に係るようになっている。
【００７２】
絶対値回路３３は、各整形信号の差分値の絶対値を算出して出力するものである。ここで、絶対値回路３３ａは整形Ｉ信号に係り、絶対値回路３３ｂは整形Ｑ信号に係るようになっている。
【００７３】
第２の積分放電回路３４は、後に説明するシンボルタイミング抽出回路３５からシンボルタイミングＳＴ信号の入力を受けて、当該信号に示された１シンボル時間だけ、絶対値回路３３から入力される２つの絶対値の和を積分して判定回路２６の出力するものである。
これら第２の移動平均回路３１と、差分回路３２と、絶対値回路３３と、第２の積分放電回路３４とは、ベクトルの回転速度を検知するための回路であるので、以下、「回転速度検知部」と称することがある。
【００７４】
シンボルタイミング抽出回路３５は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号との入力を受けて、これらから１シンボル時間を表す受信シンボルタイミングＳＴ信号を推定して出力するものであり、第１の積分放電回路２４と、第２の積分放電回路３４とに共通して出力するようにしている。
判定回路３６は、回転方向検知部の第１の移動平均回路２３と、回転速度検知部の第２の積分放電回路３４とから入力される信号と、予め設定されているしきい値とを比較し、その比較結果に応じて４値ＦＳＫのシンボル判定を行うものである。
【００７５】
ここで、具体的に第１の移動平均回路２３及び第２の移動平均回路３１（以下、単に「移動平均回路」と称する）の具体的な回路について、図２を参照しつつ説明する。図２は、移動平均回路の概略回路図である。
移動平均回路は、図２に示すように、クロック発生回路４１と、複数のＤタイプフリップフロップ（以下、「Ｄ−ＦＦ」と称する）４２と、Ｄ−ＦＦに対応して設けられた加算器４３とから構成されている。
【００７６】
以下、各部を説明すると、クロック発生回路４１は、予め設定された一定の時間毎にクロック信号を出力するものである。
Ｄ−ＦＦ４２は、クロック発生回路４１からクロック信号の入力をＣＬＫ端子より受けて、Ｄ端子から入力された信号を保持するとともに、現在保持している信号をＱ端子を介して出力するようになっている。ここで、各Ｄ−ＦＦ４２のＱ端子は、次段のＤ−ＦＦ４２のＤ端子に接続されているとともに加算器４３にも入力されている。
【００７７】
加算器４３は、入力される２値を加算して出力するものであり、特に加算器４３ａは、外部（すなわちコンパレータ２）から入力される整形信号と、前回入力され、Ｄ−ＦＦ４２ａが保持している信号とを加算して、次段の加算器である加算器４３ｂに出力する。
そして、加算器４３ｂは、加算器４３ａから入力される信号と、前々回入力され、Ｄ−ＦＦ４２ｂが保持している信号とを加算して、さらに次段の加算器である加算器４３ｃに出力する。
【００７８】
そのため、最後段の加算器である加算器４３ｅが出力する信号は、今回入力されている値と今までに入力されてきた値とを加算したものであるから、結局、例えば図３に示すように、信号点間の移動の軌跡を細分化したものを次々に出力しているようになる。図３は、第２の移動平均回路３１が出力する信号を表す説明図である。
【００７９】
尚、ここで、Ｄ−ＦＦ４２と加算器４３とは、５つあるので、各信号点間を５つの点で分割（区間を６分割）したものになっており、移動平均化された整形Ｉ信号を＜Ｉ＞軸の方向に、また整形Ｑ信号を＜Ｑ＞軸の方向にそれぞれ示している。
【００８０】
つまり、例えば第２の移動平均回路３１は、信号点間の移動を細分化して少しずつ出力するようになっており、コンパレータ２の２値整形によって失われた信号点の細かな動きを一部再現している。
尚、複数のＤ−ＦＦ４２は、シフトレジスタと同等の機能を提供するものであるので、シフトレジスタで置き換えても構わない。
【００８１】
次に、本回路の動作について説明する。
まず、本回路の回転速度検知部の動作について図４と図５とを用いて説明する。図４は、本回路の回転速度検知部における第２の移動平均回路３１の動作を表すタイミングチャート図であり、図５は、本回路の回転速度検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
【００８２】
ここでは、「１００１」なるディジタルデータによって、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を例にとって説明することとする。この場合の整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とは、既に従来でも説明したように、図４の実線で表されるようなデータとなる。
また、整形Ｉ信号は、図５（ａ）にも示されている。
【００８３】
第２の移動平均回路３１が、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号と（図４における実線）の入力を受けて、これを複数の段階に分割して階段状とし、図４の破線で示すような信号波形を得る。例えば、移動平均回路３１ａは理想的には、整形Ｉ信号に対する出力信号として、図５（ｂ）に示すような信号を出力するようになる。
【００８４】
そして、差分回路３２ａが図５（ｂ）の信号を差分して、絶対値回路３３ａが絶対値を算出し、図５（ｃ）に示すような信号を出力するようになる。
同様に、整形Ｑ信号に対しても、移動平均回路３１ｂと差分回路３２ｂと絶対値回路３３ｂが、図５（ｄ）に示すような信号を出力するようになる。
【００８５】
そして、第２の積分放電回路３４がこれらの信号の和を１シンボル時間に亘って積分し、図５（ｅ）に示すような信号を回転量を表す信号として出力する。
【００８６】
尚、判定回路３６が図５（ｅ）にTHとして示されている、しきい値を設定されていれば、判定結果を適正に出力することができるようになる。
【００８７】
すなわち、このような回転速度検出部によれば、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とに関する２値整形の出力の変化がτ2 の時間分だけ分散され、積分が少しずつ行われるようになっているので、積分結果の分解能がτ2 だけ向上して、シンボルタイミングのずれによる積分結果への影響を低減でき、回転速度判定を適正に行うことができる。
【００８８】
また、雑音や零ＩＦ検波回路１における位相歪み並びに直流オフセットが存在して、各整形信号や各遅延整形信号の出力が不規則に、特に信号点の変化の前後で頻繁にコンパレータ２の出力が変化しても、積分が行われているので、その影響を低減でき、回転速度判定を適正に行うことができる。
【００８９】
次に、本回路の回転方向検知部の動作について図６を用いて説明する。図６は、本回路の回転方向検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
ここでも、先に説明した回転速度検知部の動作と同様に、「１００１」なるディジタルデータによって、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を例にとって説明することとする。従って、以下の説明で整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とは、図４の実線で表されるような信号となる。
【００９０】
そこで、位相デコーダ２１が、図４の実線で表されるような整形された信号の入力を受けて、図６（ａ）に示すような象限信号を出力する。例えば当初は、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とがともに負であるので、信号点の位相角θが第３象限に属することを表す象限信号を出力する。
【００９１】
そして、位相差分回路２２が、象限信号の入力を受けて、象限信号が変化する瞬間に微小時間δ1 の間だけ、図６（ｂ）に示すような変化前後の差分を出力する。例えば、図６に示す時刻t1では、象限信号が第３象限から第４象限へと変化するので、図６（ｂ）に示すように、その差分である「＋１」が時間δ1 の間だけ出力されるようになっている。
【００９２】
第１の移動平均回路２３が、位相差分回路２２から入力される信号を平均して時間τ1 の間出力し続けることによって、図６（ｃ）に示すような信号を出力するようになる。
そして第１の積分放電回路２４が、図６（ｃ）に示す信号を１シンボル時間毎に積分することによって、図６（ｄ）に示すような信号を回転方向を表す信号として出力するようになる。
【００９３】
そして、判定回路３６が、回転方向検出部から入力される信号の正負によって、回転方向を検知し、回転速度検出部から入力される信号と予め設定されたしきい値との比較から回転速度を検知して、さらに検知した回転方向からシンボルのＭＳＢを、回転速度からシンボルのＬＳＢをそれぞれ判定して、その判定結果に基づいてシンボルを復調して出力する。
【００９４】
本回路によれば、整形Ｉ信号と整形Ｑ信号とで表現されるベクトルの回転方向を検知するとともに、さらに回転速度をも別個に検知し、これらの検知の結果によって４値ＦＳＫを復調する４値ＦＳＫ復調回路であって、回転方向と回転速度とを１シンボル時間当たりの積分を算出して平滑化しているので、シンボルタイミングのずれによる影響を低減でき、また、雑音や零ＩＦ検波回路１における位相歪み並びに直流オフセットが存在して、各整形信号や各遅延整形信号の出力が不規則に、特に信号点の変化の前後で頻繁にコンパレータ２の出力が変化しても、その影響を低減して、回転方向判定及び回転速度判定を適正に行うことができ、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号の復調を適正に行うことができる効果がある。
【００９５】
【実施例】
本発明の実施例について説明する。
本回路の実施例のビット誤り率（ＢＥＲ）特性を図７を参照しつつ説明する。図７は、本発明のビット誤り率を計算機シミュレートした結果を表す説明図である。
【００９６】
ここで、伝送速度を6.4kbpsとし、変調速度Ｒは、その半分の3.2kboudであり、周波数偏移はｍ＝３とｍ＝１とした。これは、ΔＦ＝4.8kHz、1.6kHz に対応している。また、１シンボル時間を６４とするとき、τ1 ＝１７、τ2 ＝２１としている。
また、図７に示す計算機シミュレーションでは、雑音の影響をパラメータとして含んだものとなっており、複数のシンボルについて示したものである。
【００９７】
図７では、横軸にシンボルタイミングとのずれを採り、縦軸に平均のビット誤り率を採っている。図７に示すように従来の４値ＦＳＫ復調回路（上向きの黒三角）では、シンボルタイミングが±４サンプル程度ずれたところからビット誤り率が無視できない程度に増加して、適正な復調ができなくなっている。
【００９８】
一方、本回路（下向きの黒三角）によれば、シンボルタイミングが±１０サンプルのずれとなっていても、十分適正な復調を行うことができる。
【００９９】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点間の位相差を平均化し、平均化した信号点の間の位相差を積分して信号点間の回転移動の方向を検知し、同相成分と直交成分をそれぞれ平均化し、前記平均化した同相成分と直交成分を各成分毎に時間的に差分し、各成分の差分の絶対値の和を積分して信号点間の移動の回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路としているので、検知結果を基に復調を行えば、シンボルタイミングのずれの影響を少なくして、適正に復調を行うことができる効果がある。
【０１０１】
請求項２記載の発明によれば、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、移動の回転方向を検知する手段として、位相デコーダが２値整形された同相成分と直交成分の信号が表す信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力し、位相差分回路が該位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力し、第１の移動平均回路が該差分を一定の時間保持しつつ、これを平均化して出力し、第１の積分放電回路が移動平均回路から入力される平均化された差分を特定の時間に亘って積分して出力する回転方向検知部を備え、移動の回転速度を検知する手段として、第２の移動平均回路が一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力し、差分回路が変動量の平均値を各成分毎に時間的に差分を算出し、絶対値回路が差分の絶対値を算出し、第２の積分放電回路が各成分の差分の絶対値の和を積分する回転速度検知部を備える４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分結果が１シンボル時間当たりの回転量を表すため、その正負を以て回転方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１０２】
請求項３記載の発明によれば、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、移動の回転方向を検知する手段として、位相デコーダが２値整形された同相成分と直交成分の信号が表す信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力し、位相差分回路が該位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力し、一時保持回路が該差分を一定の時間保持しつつ、これを出力し、第１の積分放電回路が一時保持回路から入力される保持された差分を特定の時間に亘って積分して出力する回転方向検知部を備え、移動の回転速度を検知する手段として、第２の移動平均回路が一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力し、差分回路が変動量の平均値を各成分毎に時間的に差分を算出し、絶対値回路が差分の絶対値を算出し、第２の積分放電回路が各成分の差分の絶対値の和を積分する回転速度検知部を備える４値ＦＳＫ復調回路としているので、特定の時間を１シンボル時間とすれば、積分結果が１シンボル時間当たりの回転量を表すため、その正負を以て回転方向を検知でき、またシンボルタイミングが多少ずれても、積分の概略の結果に現れる影響が少なく、さらに雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、積分によってその影響を打ち消しているので、回転方向を適正に判定することができ、これを基に復調を行えば、復調の結果を適正にできる効果がある。
【０１０３】
請求項４記載の発明によれば、請求項２又は請求項３記載の回転方向検知部と、信号点の回転速度を検知する手段として、第２の移動平均回路が一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力し、差分回路が変動量の平均値を各成分毎に時間的に差分を算出し、絶対値回路が差分の絶対値を算出し、第２の積分放電回路が各成分の差分の絶対値の和を積分する回転速度検知部を備える回転速度検知部とを備え、判定回路が、これらの回転方向検知部と回転速度検知部とが出力する信号を基にシンボルを判定して復調を行う４値ＦＳＫ復調回路としているので、シンボルタイミングが多少ずれても、また雑音の混入や回路の特性によって発生する位相歪み並びに直流オフセット等が存在して信号点の回転に短時間に頻繁に誤りが発生しても、復調を適正にできる効果がある。
【０１０４】
請求項５記載の発明によれば、位相デコーダがテーブルの検索によって、２値整形された信号の各成分に対応して予め設定されている象限信号を出力する請求項２又は請求項３又は請求項４記載の４値ＦＳＫ復調回路としているので、請求項２又は請求項３又は請求項４の効果に加えて、動作を高速にしつつ、回路をより簡略にでき、ワンチップ化を促進できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本回路の構成ブロック図である。
【図２】移動平均回路の概略回路図である。
【図３】第２の移動平均回路３１が出力する信号を表す説明図である。
【図４】本回路の回転速度検知部における第２の移動平均回路３１の動作を表すタイミングチャート図である。
【図５】本回路の回転速度検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
【図６】本回路の回転方向検知部の動作を表すタイミングチャート図である。
【図７】本発明のビット誤り率を計算機シミュレートした結果を表す説明図である。
【図８】従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【図９】従来の２値ＦＳＫ復調回路における零ＩＦ検波回路の一例の構成ブロック図である。
【図１０】４値ＦＳＫ復調回路における直交ベースバンド信号のＩＱ平面での動きを表す説明図である。
【図１１】４値ＦＳＫ復調回路における信号の一例を表す説明図である。
【図１２】４値ＦＳＫ復調回路における信号点配置の一例を表す説明図である。
【図１３】第１の積分放電回路３４の一例を表す構成ブロック図である。
【図１４】従来よく用いられるシンボルタイミング抽出回路の構成ブロック図である。
【図１５】シンボル変化点検出器の構成ブロック図である。
【図１６】シンボル変化点前後の信号点の軌跡を描いた図である。
【図１７】シンボル変化点検出までのタイムチャート図である。
【符号の説明】
１…零ＩＦ検波回路、 ２…コンパレータ、 ３…位相比較回路、 １１…局部発振器、 １２…９０゜分配回路、 １３…第１のミキサー回路、 １４…第２のミキサー回路、 １５…第１のＬＰＦ、 １６…第２のＬＰＦ、 ２１…位相デコーダ、 ２２…位相差分回路、 ２３…第１の移動平均回路、 ２４…第１の積分放電回路、 ３１…第２の移動平均回路、 ３２…差分回路、 ３３…絶対値回路、 ３４…第２の積分放電回路、 ３５…シンボルタイミング抽出回路、 ３６…判定回路、 ４１…クロック発生回路４１、 ４２…Ｄ−ＦＦ、 ４３…加算器、 ９１…クロック発生回路、 ９２…サンプリング回路、 ９３…記憶回路、 ９４…加算器、 ９５…遅延回路、 １０１…シンボル変化点検出器、 １０２…２値量子化位相比較器、 １０３…ループフィルタ、 １０４…局部発振回路、 １０５…ディジタルＶＣＯ、 １０６…分周器、 １１１…極性反転器、 １１２…Ｄタイプフリップフロップ、 １１３…４入力ＯＲ回路、 １１４…４入力ＮＡＮＤ回路、 １１５…立上がりエッジ検出器、 １１６…２入力ＯＲ回路
Claims (5)
- ４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の位相差を平均化し、前記平均化した信号点の間の位相差を積分することによって前記信号点の移動の方向を検知し、同相成分と直交成分をそれぞれ平均化し、前記平均化した同相成分と直交成分を各成分毎に時間的に差分し、前記各成分の差分の絶対値の和を積分することによって前記信号点間の移動の速度を検知することを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。
- ４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、
前記移動の回転方向を検知する手段として、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力する位相デコーダと、前記位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力する位相差分回路と、一定時間に入力される前記差分を平均化して出力することによって、前記一定時間の間は、前記差分の平均値を出力し続ける第１の移動平均回路と、前記差分の平均値を特定の時間に亘って積分して、該積分結果を出力する第１の積分放電回路とを有する回転方向検知部を備え、
前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路と、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路と、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路と、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路とを有する回転速度検知部を備えることを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。 - ４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、
前記移動の回転方向を検知する手段として、回転方向検知部は、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の位相を示す信号又は該位相が属する象限を表す象限信号を出力する位相デコーダと、前記位相を示す信号又は象限信号が変化した瞬間に、該信号の移動量を時間的な差分として出力する位相差分回路と、前記差分を保持して、一定時間の間出力し続ける一時保持回路と、前記保持された差分を特定の時間に亘って積分して、該積分結果を出力する第１の積分放電回路とを有する回転方向検知部を備え、
前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路と、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路と、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路と、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路とを有する回転速度検知部を備えることを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。 - ４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される信号点の間の移動の回転方向と回転速度を検知する４値ＦＳＫ復調回路であって、
前記移動の回転方向を検知する手段である請求項２又は請求項３記載の回転方向検知部と、
前記移動の回転速度を検知する手段として、一定時間に入力される同相成分と直交成分の信号について各成分の変動量の平均値を出力する第２の移動平均回路、前記変動量の平均値を前記各成分毎に時間的に差分を算出する差分回路、前記差分の絶対値を算出する絶対値回路、前記各成分の差分の絶対値の和を積分する第２の積分放電回路を有する回転速度検知部と、
前記回転方向検知部から入力される信号を基にシンボルのＭＳＢを判定し、前記回転速度検知部から入力される信号を基にシンボルのＬＳＢを判定して復調を行う判定回路とを備えることを特徴とする４値ＦＳＫ復調回路。 - 位相デコーダは、２値整形された信号の入力を受けて、４値ＦＳＫ変調されたキャリア信号を直交検波する際に、同相成分と直交成分との２軸で形成される平面上に配置される前記２値整形された信号が表す信号点が属する象限を前記２値整形された信号の組合せ毎に予め設定されたテーブルを検索して、前記象限を象限信号として出力する位相デコーダであることを特徴とする請求項２又は請求項３又は請求項４記載の４値ＦＳＫ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24712996A JP3669790B2 (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | ４値ｆｓｋ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24712996A JP3669790B2 (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | ４値ｆｓｋ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075269A JPH1075269A (ja) | 1998-03-17 |
| JP3669790B2 true JP3669790B2 (ja) | 2005-07-13 |
Family
ID=17158872
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24712996A Expired - Fee Related JP3669790B2 (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | ４値ｆｓｋ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3669790B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4583240B2 (ja) * | 2005-05-20 | 2010-11-17 | Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 | Ｆｓｋ復調器 |
| JP6229518B2 (ja) * | 2014-02-06 | 2017-11-15 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
-
1996
- 1996-08-29 JP JP24712996A patent/JP3669790B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1075269A (ja) | 1998-03-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6307898B1 (en) | Phase error detector | |
| JP3669790B2 (ja) | ４値ｆｓｋ復調回路 | |
| JP2000115266A (ja) | シンボル同期装置および周波数ホッピング受信装置 | |
| JP3669786B2 (ja) | ４値ｆｓｋ復調回路 | |
| JP3489493B2 (ja) | シンボル同期装置および周波数ホッピング受信装置 | |
| JPH11313117A (ja) | 周波数制御方法及び直交検波回路及びｆｓｋ受信機 | |
| US7450655B2 (en) | Timing error detection for a digital receiver | |
| JP3737592B2 (ja) | ４値ｆｓｋ復調回路 | |
| JP3592489B2 (ja) | クロックタイミング再生方法および回路 | |
| JP3552183B2 (ja) | 搬送波再生方法および装置 | |
| JP3971706B2 (ja) | 位相誤差の影響を含む信号を復調する方法およびそれを用いた受信機 | |
| JPH1075270A (ja) | ４値ｆｓｋ復調回路 | |
| JPS6362931B2 (ja) | ||
| JP3169755B2 (ja) | デジタル位相変調信号を復調する方法及び装置 | |
| JPH09116579A (ja) | 多値ｆｓｋ復調回路 | |
| JP2785165B2 (ja) | バースト信号の位相検波回路 | |
| JP3808633B2 (ja) | Ｆｓｋ受信機 | |
| Neelam | Hardware-efficient FPGA implementation of symbol & carrier synchronization for 16-QAM | |
| JP3559377B2 (ja) | ４値ｆｓｋ復調回路 | |
| JP2000224246A (ja) | ４値ｆｓｋ復調回路 | |
| JP4310594B2 (ja) | ディジタル受信復調装置 | |
| JPH09116578A (ja) | 多値ｆｓｋ復調回路 | |
| JPH07212423A (ja) | データ受信装置 | |
| JP4391433B2 (ja) | 回転角度導出装置 | |
| JPH0614070A (ja) | デジタル復調器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040913 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040928 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041125 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050125 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050308 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050405 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050412 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090422 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100422 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110422 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120422 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130422 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |