JPH09214250A - 電圧制御水晶発振器 - Google Patents
電圧制御水晶発振器Info
- Publication number
- JPH09214250A JPH09214250A JP8025899A JP2589996A JPH09214250A JP H09214250 A JPH09214250 A JP H09214250A JP 8025899 A JP8025899 A JP 8025899A JP 2589996 A JP2589996 A JP 2589996A JP H09214250 A JPH09214250 A JP H09214250A
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- JP
- Japan
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- crystal oscillator
- controlled crystal
- voltage controlled
- variable capacitance
- capacitance diode
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- Logic Circuits (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】従来の電圧制御水晶発振器ではＥＣＬ回路には
必須の終端回路の影響により変調特性のカットオフ周波
数が低下し高周波制御電圧での使用に支障があった。本
発明は上記の課題を解決するためになされたもので変調
特性の優れた電圧制御水晶発振器を提供することを目的
とする。 【解決手段】ＥＣＬロジック・インバ−タと水晶振動
子、可変容量ダイオ−ド及び直流カット用コンデンサで
構成する電圧制御水晶発振器において、直流カット用コ
ンデンサの値を小さくし、あるいは、制御電圧印加用抵
抗の値を小さくし、又は、前記可変容量ダイオ−ドのカ
ソ−ド端子を水晶振動子側に接続して変調特性を改善す
る。
必須の終端回路の影響により変調特性のカットオフ周波
数が低下し高周波制御電圧での使用に支障があった。本
発明は上記の課題を解決するためになされたもので変調
特性の優れた電圧制御水晶発振器を提供することを目的
とする。 【解決手段】ＥＣＬロジック・インバ−タと水晶振動
子、可変容量ダイオ−ド及び直流カット用コンデンサで
構成する電圧制御水晶発振器において、直流カット用コ
ンデンサの値を小さくし、あるいは、制御電圧印加用抵
抗の値を小さくし、又は、前記可変容量ダイオ−ドのカ
ソ−ド端子を水晶振動子側に接続して変調特性を改善す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明は電圧制御水晶発振器に関
し、特に増幅器に高速に適したＥＣＬロジック（Emitte
r-coupled logic）・インバ−タを用い、従来のものと
可変容量ダイオ−ドの取り付け位置を変えあるいは、素
子定数を小さくしてローパスフィルタのカットオフ周波
数を高くして変調特性を改善した電圧制御水晶発振器の
に関する。
し、特に増幅器に高速に適したＥＣＬロジック（Emitte
r-coupled logic）・インバ−タを用い、従来のものと
可変容量ダイオ−ドの取り付け位置を変えあるいは、素
子定数を小さくしてローパスフィルタのカットオフ周波
数を高くして変調特性を改善した電圧制御水晶発振器の
に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧制御水晶発振器は、その周波数可変
特性及び周波数安定度が他の発振器と比べて優れている
ので、各種の電子機器に数多く用いられている。図５
は、従来の電圧制御水晶発振器の一例を示す図で、１は
自己バイアス用の帰還抵抗Ｒｆが並列に接続された位相
反転増幅器、Ｘ１は水晶振動子、Ｃ１およびＣ２はコン
デンサ、Ｄ１は可変容量コンデンサ、Ｒｖ１およびＲｖ
２は夫々制御電圧印加用抵抗、Ｃｐは直流カット用コン
デンサ、Ｒｄは出力抵抗、２は後段の駆動振幅まで発振
部出力を増幅し波形整形するための位相反転増幅器であ
る。３は制御電圧印加端子および４は発振器の出力端子
を表す。ここで例えば、位相反転増幅器１、２としてＣ
−ＭＯＳロジック（Complementary Metal Oxide Semico
nductor）・インバ−タを用いれば、簡単に電圧制御水
晶発振器を構成することができ、変調回路やＰＬＬ回路
等に用いられている。
特性及び周波数安定度が他の発振器と比べて優れている
ので、各種の電子機器に数多く用いられている。図５
は、従来の電圧制御水晶発振器の一例を示す図で、１は
自己バイアス用の帰還抵抗Ｒｆが並列に接続された位相
反転増幅器、Ｘ１は水晶振動子、Ｃ１およびＣ２はコン
デンサ、Ｄ１は可変容量コンデンサ、Ｒｖ１およびＲｖ
２は夫々制御電圧印加用抵抗、Ｃｐは直流カット用コン
デンサ、Ｒｄは出力抵抗、２は後段の駆動振幅まで発振
部出力を増幅し波形整形するための位相反転増幅器であ
る。３は制御電圧印加端子および４は発振器の出力端子
を表す。ここで例えば、位相反転増幅器１、２としてＣ
−ＭＯＳロジック（Complementary Metal Oxide Semico
nductor）・インバ−タを用いれば、簡単に電圧制御水
晶発振器を構成することができ、変調回路やＰＬＬ回路
等に用いられている。
【０００３】最近、光ディジタル通信網の普及により高
速ロジック、即ち、発振周波数が数百ＭＨｚと非常に高
い電圧制御水晶発振器が要求されるようになったが、現
用のＣ−ＭＯＳロジック・インバ−タでは今のところ数
十ＭＨｚと周波数的に対応できない。この解決のために
前記発振器に高周波化の手段が必要となり、図５に示す
従来のＣ−ＭＯＳロジック・インバ−タによる位相反転
増幅器１、２に代えて図６に示すようにＥＣＬロジック
・インバ−タを用いて高周波化に対応している。Ｃ−Ｍ
ＯＳロジックの場合は電荷が飽和してスイッチングする
のに対しＥＣＬロジックの場合には不飽和でスイッチン
グするのでスイッチングスピードが速くなり、高周波に
適している。
速ロジック、即ち、発振周波数が数百ＭＨｚと非常に高
い電圧制御水晶発振器が要求されるようになったが、現
用のＣ−ＭＯＳロジック・インバ−タでは今のところ数
十ＭＨｚと周波数的に対応できない。この解決のために
前記発振器に高周波化の手段が必要となり、図５に示す
従来のＣ−ＭＯＳロジック・インバ−タによる位相反転
増幅器１、２に代えて図６に示すようにＥＣＬロジック
・インバ−タを用いて高周波化に対応している。Ｃ−Ｍ
ＯＳロジックの場合は電荷が飽和してスイッチングする
のに対しＥＣＬロジックの場合には不飽和でスイッチン
グするのでスイッチングスピードが速くなり、高周波に
適している。
【０００４】図６はＥＣＬロジック・インバータを用い
た電圧制御水晶発振器を示す回路図であって、１は、Ｅ
ＣＬロジック・インバータであり自己バイアス用の帰還
抵抗Ｒｆ１とＲｆ２を直列に接続しその中点にバイパス
コンデンサＣｐ２の一方の端子を接続し他方の端子を接
地したＴ型回路が並列接続されている。Ｘ１は水晶振動
子、Ｃ１およびＣ２は夫々発振用のコンデンサ、Ｄ１は
可変容量ダイオード、Ｒｖ１およびＲｖ２は夫々制御電
圧印加用抵抗、Ｃｐ１は直流カット用コンデンサ、Ｒｄ
は出力抵抗、Ｒｅ及びＣｐ３はＥＣＬ回路に必ず必要な
終端回路で、Ｒｅは終端抵抗、Ｃｐ３はバイパスコンデ
ンサである。２は発振部出力を増幅し、波形整形するた
めのＥＣＬロジック・インバータである。３は制御電圧
印加端子、４は発振器の出力端子、およびＶＥＥは終端
電源である。
た電圧制御水晶発振器を示す回路図であって、１は、Ｅ
ＣＬロジック・インバータであり自己バイアス用の帰還
抵抗Ｒｆ１とＲｆ２を直列に接続しその中点にバイパス
コンデンサＣｐ２の一方の端子を接続し他方の端子を接
地したＴ型回路が並列接続されている。Ｘ１は水晶振動
子、Ｃ１およびＣ２は夫々発振用のコンデンサ、Ｄ１は
可変容量ダイオード、Ｒｖ１およびＲｖ２は夫々制御電
圧印加用抵抗、Ｃｐ１は直流カット用コンデンサ、Ｒｄ
は出力抵抗、Ｒｅ及びＣｐ３はＥＣＬ回路に必ず必要な
終端回路で、Ｒｅは終端抵抗、Ｃｐ３はバイパスコンデ
ンサである。２は発振部出力を増幅し、波形整形するた
めのＥＣＬロジック・インバータである。３は制御電圧
印加端子、４は発振器の出力端子、およびＶＥＥは終端
電源である。
【０００５】所望の周波数や用いる可変容量ダイオード
によって異なるが、定数の一例を挙げると直流カット用
コンデンサＣｐ１に０．０１μＦ、Ｒｖ１及びＲｖ２に
１００ｋΩ、Ｃ１及びＣ２に２５ｐＦ、Ｒｆ１及びＲｆ
２に１．５ｋΩ、Ｃｐ２及びＣｐ３に０．０１μＦ、Ｒ
ｄに１５Ω、Ｒｅに３９０Ωを用いて電圧制御水晶発振
器を製作した時の変調周波数対復調レベル（以下、変調
特性と云う）を図２の曲線Ａに示す。ここで変調周波数
とは電圧制御水晶発振器の制御電圧印加端子に加える周
波数であり、発振器はＦＭ変調される。また、復調レベ
ルとは電圧制御水晶発振器の出力をＦＭ直線検波したＡ
Ｆレベルである。
によって異なるが、定数の一例を挙げると直流カット用
コンデンサＣｐ１に０．０１μＦ、Ｒｖ１及びＲｖ２に
１００ｋΩ、Ｃ１及びＣ２に２５ｐＦ、Ｒｆ１及びＲｆ
２に１．５ｋΩ、Ｃｐ２及びＣｐ３に０．０１μＦ、Ｒ
ｄに１５Ω、Ｒｅに３９０Ωを用いて電圧制御水晶発振
器を製作した時の変調周波数対復調レベル（以下、変調
特性と云う）を図２の曲線Ａに示す。ここで変調周波数
とは電圧制御水晶発振器の制御電圧印加端子に加える周
波数であり、発振器はＦＭ変調される。また、復調レベ
ルとは電圧制御水晶発振器の出力をＦＭ直線検波したＡ
Ｆレベルである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の電圧制御水晶発振器においては、用いるＥＣＬ
回路は一般にオープンエミッタであるため、抵抗とコン
デンサからなる終端回路が必要であり、この終端回路の
影響により、電圧制御水晶発振器の変調周波数対復調レ
ベル（以下、変調特性と云う）のカットオフ周波数が低
下する。ＰＬＬ回路に電圧制御水晶発振器を用いる場
合、変調特性のカットオフ周波数が低下すると周波数の
ロック時間が長くなり、最悪の場合、制御電圧の変化に
電圧制御水晶発振器の発振周波数が追従できなくなると
いう欠点があった。本発明は上記課題を解決するために
なされたものであって、ＥＣＬロジック・インバ−タを
用いた変調特性の優れた電圧制御水晶発振器を提供する
ことを目的とする。
た従来の電圧制御水晶発振器においては、用いるＥＣＬ
回路は一般にオープンエミッタであるため、抵抗とコン
デンサからなる終端回路が必要であり、この終端回路の
影響により、電圧制御水晶発振器の変調周波数対復調レ
ベル（以下、変調特性と云う）のカットオフ周波数が低
下する。ＰＬＬ回路に電圧制御水晶発振器を用いる場
合、変調特性のカットオフ周波数が低下すると周波数の
ロック時間が長くなり、最悪の場合、制御電圧の変化に
電圧制御水晶発振器の発振周波数が追従できなくなると
いう欠点があった。本発明は上記課題を解決するために
なされたものであって、ＥＣＬロジック・インバ−タを
用いた変調特性の優れた電圧制御水晶発振器を提供する
ことを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
め本発明の電圧制御水晶発振器は、ＥＣＬロジック・イ
ンバ−タの入出力端間に水晶振動子、可変容量ダイオ−
ド及び直流カット用コンデンサを直列に接続することに
より構成された電圧制御水晶発振器において、前記可変
容量ダイオ−ドのカソ−ド端子を前記水晶振動子側に接
続しあるいは、前記直流カット用コンデンサの値を小さ
くし又は、前記可変容量ダイオ−ドのカソ−ド端子に接
続された制御電圧印加用抵抗の値を小さくして変調特性
を改善させたものである。
め本発明の電圧制御水晶発振器は、ＥＣＬロジック・イ
ンバ−タの入出力端間に水晶振動子、可変容量ダイオ−
ド及び直流カット用コンデンサを直列に接続することに
より構成された電圧制御水晶発振器において、前記可変
容量ダイオ−ドのカソ−ド端子を前記水晶振動子側に接
続しあるいは、前記直流カット用コンデンサの値を小さ
くし又は、前記可変容量ダイオ−ドのカソ−ド端子に接
続された制御電圧印加用抵抗の値を小さくして変調特性
を改善させたものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した実施
の形態例に基づいて詳細に説明する。ＥＣＬロジック・
インバータを用いた電圧制御発振器において行った実験
を少しく説明する。図６に示す電圧制御発振器で直流カ
ット用コンデンサＣｐ１の値、あるいは、可変容量ダイ
オ−ドＤ１のカソ−ド端子に接続された制御電圧印加用
抵抗Ｒｖ１の値を前記の初期値より減少させると、変調
特性のカットオフ周波数が図２に示す曲線Ａより高い方
へシフトしてゆく。逆に、直流カット用コンデンサＣｐ
１の値、あるいは、可変容量ダイオ−ドＤ１のカソ−ド
端子に接続された制御電圧印加用抵抗Ｒｖ１の値を初期
値より増大してゆくと、変調特性のカットオフ周波数が
低い方へシフトしてゆく。この理由は図６に示す小さな
出力抵抗Ｒｄ及び終端抵抗Ｒｅ並びに大きな直流カット
用コンデンサＣｐ１及びバイパスコンデンサＣｐ３から
なる直列腕の合成容量と制御電圧印加用抵抗Ｒｖ１とで
ローパスフィルタが構成され、該ローパスフィルタのカ
ットオフ周波数がＲｖ１と前記合成容量、中でも可変可
能なＣｐ１の素子値に関係して変動するからである。こ
のローパスフィルタの出力に可変容量ダイオードＤ１が
接続されおり、ローパスフィルタのカットオフ周波数が
低下し変調周波数より下がれば変調信号が減衰するか最
悪の場合には発振器が変調されないと云う現象が起こ
る。
の形態例に基づいて詳細に説明する。ＥＣＬロジック・
インバータを用いた電圧制御発振器において行った実験
を少しく説明する。図６に示す電圧制御発振器で直流カ
ット用コンデンサＣｐ１の値、あるいは、可変容量ダイ
オ−ドＤ１のカソ−ド端子に接続された制御電圧印加用
抵抗Ｒｖ１の値を前記の初期値より減少させると、変調
特性のカットオフ周波数が図２に示す曲線Ａより高い方
へシフトしてゆく。逆に、直流カット用コンデンサＣｐ
１の値、あるいは、可変容量ダイオ−ドＤ１のカソ−ド
端子に接続された制御電圧印加用抵抗Ｒｖ１の値を初期
値より増大してゆくと、変調特性のカットオフ周波数が
低い方へシフトしてゆく。この理由は図６に示す小さな
出力抵抗Ｒｄ及び終端抵抗Ｒｅ並びに大きな直流カット
用コンデンサＣｐ１及びバイパスコンデンサＣｐ３から
なる直列腕の合成容量と制御電圧印加用抵抗Ｒｖ１とで
ローパスフィルタが構成され、該ローパスフィルタのカ
ットオフ周波数がＲｖ１と前記合成容量、中でも可変可
能なＣｐ１の素子値に関係して変動するからである。こ
のローパスフィルタの出力に可変容量ダイオードＤ１が
接続されおり、ローパスフィルタのカットオフ周波数が
低下し変調周波数より下がれば変調信号が減衰するか最
悪の場合には発振器が変調されないと云う現象が起こ
る。
【０００９】図６の電圧制御水晶発振器において直流カ
ット用コンデンサＣｐ１あるいは、可変容量ダイオ−ド
Ｄ１のカソ−ド端子に接続された制御電圧印加用抵抗Ｒ
ｖ１の値を所望の変調特性となるように小さくすれば例
えば、Ｃｐ１なら数百ｐＦ以下あるいはＲｖ１なら数十
ｋΩ以下とすれば、電圧制御水晶発振器の変調特性を改
善することができる。即ち、変調特性のカットオフ周波
数を高めることができる。この実験結果を纏めると、直
列腕の抵抗Ｒと並列腕の容量Ｃで構成されるローパスフ
ィルタのカットオフ周波数ｆｐはｆｐ＝１／（２πＲ
Ｃ）で表され、抵抗ＲはＲｖ１と見なしてよく、容量Ｃ
は上述のＣｐ１とＣｐ３の合成容量と考えても大きな誤
差は生じない。従って、所望のカットオフ周波数に合わ
せて上記のＲ及びＣ、即ちＲｖ１と合成容量を構成する
Ｃｐ１を決めてやればよい。しかしＣｐ１を小さくし過
ぎると発振回路の負性抵抗の絶対値が小さくなり、発振
余裕度が減少する嫌いがある。
ット用コンデンサＣｐ１あるいは、可変容量ダイオ−ド
Ｄ１のカソ−ド端子に接続された制御電圧印加用抵抗Ｒ
ｖ１の値を所望の変調特性となるように小さくすれば例
えば、Ｃｐ１なら数百ｐＦ以下あるいはＲｖ１なら数十
ｋΩ以下とすれば、電圧制御水晶発振器の変調特性を改
善することができる。即ち、変調特性のカットオフ周波
数を高めることができる。この実験結果を纏めると、直
列腕の抵抗Ｒと並列腕の容量Ｃで構成されるローパスフ
ィルタのカットオフ周波数ｆｐはｆｐ＝１／（２πＲ
Ｃ）で表され、抵抗ＲはＲｖ１と見なしてよく、容量Ｃ
は上述のＣｐ１とＣｐ３の合成容量と考えても大きな誤
差は生じない。従って、所望のカットオフ周波数に合わ
せて上記のＲ及びＣ、即ちＲｖ１と合成容量を構成する
Ｃｐ１を決めてやればよい。しかしＣｐ１を小さくし過
ぎると発振回路の負性抵抗の絶対値が小さくなり、発振
余裕度が減少する嫌いがある。
【００１０】図１は本発明の実施の一形態例を示す図
で、電圧制御水晶発振器の回路図である。図６の電圧制
御水晶発振器の回路図と異なる点は、可変容量ダイオ−
ドＤ１のカソ−ド端子を水晶振動子Ｘ１側に接続したこ
とである。この回路構成を採用することで、ＥＣＬ回路
には必須の終端回路Ｒｅ，Ｃｐ３の影響をほとんど受け
ずに変調特性が決まるので、直流カット用コンデンサＣ
ｐ１の値、あるいは、可変容量ダイオ−ドＤ１のカソ−
ド端子に接続された制御電圧印加用抵抗Ｒｖ１の値を小
さくすることなく、電圧制御水晶発振器の変調特性を大
幅に改善、即ちカットオフ周波数を高くすることができ
る。図１の回路で図６で実験した時と同じ諸定数を用い
て、電圧制御水晶発振器製作し測定した変調特性を図２
の曲線Ｂに示す。これは、可変容量ダイオードＤ１のカ
ソード側には制御電圧印加用抵抗Ｒｖ１と水晶振動子Ｘ
１および小さな発振用コンデンサＣ１のみで大きなコン
デンサが無くカットオフ周波数はＲｖ１とＤ１の値のみ
でほぼ決まるからである。
で、電圧制御水晶発振器の回路図である。図６の電圧制
御水晶発振器の回路図と異なる点は、可変容量ダイオ−
ドＤ１のカソ−ド端子を水晶振動子Ｘ１側に接続したこ
とである。この回路構成を採用することで、ＥＣＬ回路
には必須の終端回路Ｒｅ，Ｃｐ３の影響をほとんど受け
ずに変調特性が決まるので、直流カット用コンデンサＣ
ｐ１の値、あるいは、可変容量ダイオ−ドＤ１のカソ−
ド端子に接続された制御電圧印加用抵抗Ｒｖ１の値を小
さくすることなく、電圧制御水晶発振器の変調特性を大
幅に改善、即ちカットオフ周波数を高くすることができ
る。図１の回路で図６で実験した時と同じ諸定数を用い
て、電圧制御水晶発振器製作し測定した変調特性を図２
の曲線Ｂに示す。これは、可変容量ダイオードＤ１のカ
ソード側には制御電圧印加用抵抗Ｒｖ１と水晶振動子Ｘ
１および小さな発振用コンデンサＣ１のみで大きなコン
デンサが無くカットオフ周波数はＲｖ１とＤ１の値のみ
でほぼ決まるからである。
【００１１】また、図３は本発明の他の実施の一形態例
を示す電圧制御水晶発振器の回路図である。図１の実施
例のように水晶振動子Ｘ１が必ずしも位相反転増幅器１
の入力端側である必要はなく、図３の実施例のように水
晶振動子Ｘ１が位相反転増幅器１の出力端側に接続され
てもよい。
を示す電圧制御水晶発振器の回路図である。図１の実施
例のように水晶振動子Ｘ１が必ずしも位相反転増幅器１
の入力端側である必要はなく、図３の実施例のように水
晶振動子Ｘ１が位相反転増幅器１の出力端側に接続され
てもよい。
【００１２】尚、以上本発明を一般的な電圧制御水晶発
振器に適用した例を説明したが、本発明はこれのみに限
定されるものではなく、たとえば図４のように周波数可
変幅を広げるために伸張コイルＬを水晶振動子Ｘ１と直
列に挿入した電圧制御水晶発振器（通常、伸張コイルＬ
と並列に異常発振防止用として抵抗Ｒを挿入する）や、
あるいは、電圧制御水晶発振器を利用した温度補償水晶
発振器（ＴＣＸＯ）に適用してもよい。
振器に適用した例を説明したが、本発明はこれのみに限
定されるものではなく、たとえば図４のように周波数可
変幅を広げるために伸張コイルＬを水晶振動子Ｘ１と直
列に挿入した電圧制御水晶発振器（通常、伸張コイルＬ
と並列に異常発振防止用として抵抗Ｒを挿入する）や、
あるいは、電圧制御水晶発振器を利用した温度補償水晶
発振器（ＴＣＸＯ）に適用してもよい。
【００１３】
【発明の効果】本発明は以上説明したように構成するも
のであるから、高周波電圧制御水晶発振器の変調特性を
大幅に改善することができ、制御電圧印加端子に入力さ
れる位相比較周波数の高い高速ＰＬＬ回路で使用する上
で著しい効果を発揮する。
のであるから、高周波電圧制御水晶発振器の変調特性を
大幅に改善することができ、制御電圧印加端子に入力さ
れる位相比較周波数の高い高速ＰＬＬ回路で使用する上
で著しい効果を発揮する。
【図１】本発明に係る電圧制御水晶発振器の実施の一形
態例を示す回路図である。
態例を示す回路図である。
【図２】本発明に係る電圧制御水晶発振器の他の実施の
一形態例を示す回路図である。
一形態例を示す回路図である。
【図３】変調特性の改善前の変調周波数対復調レベルの
変化を示す図と本発明に係る改善後を示す変調周波数対
復調レベルの変化を示す図である。
変化を示す図と本発明に係る改善後を示す変調周波数対
復調レベルの変化を示す図である。
【図４】本発明に係る電圧制御水晶発振器の他の実施の
一形態例を示す回路図である。
一形態例を示す回路図である。
【図５】本発明に係る電圧制御水晶発振器の他の実施の
一形態例を示す回路図である。
一形態例を示す回路図である。
【図６】従来の電圧制御水晶発振器を示す回路図であ
る。
る。
Ｃ１，Ｃ２……発振用コンデンサ Ｒｆ，Ｒｆ１，Ｒｆ２……帰還抵抗 Ｒｄ……出力抵抗 Ｘ１……水晶振動子 Ｄ１……可変容量コンデンサ Ｃｐ，Ｃｐ１……直流カット用コンデンサ Ｃｐ２，Ｃｐ３……バイパスコンデンサ Ｒｖ１，Ｒｖ２……制御電圧印加用抵抗 Ｒｅ……終端抵抗 Ｌ……伸張コイル Ｒ……異常発振防止用抵抗 １，２……位相反転増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】ＥＣＬロジック・インバ−タの入出力端子
間に水晶振動子、可変容量ダイオ−ド及び直流カット用
コンデンサを直列に接続し、且つ前記可変容量ダイオ−
ドのカソード端子に制御電圧印加用抵抗を接続して構成
する電圧制御水晶発振器において、前記可変容量ダイオ
−ドのカソ−ド端子を前記水晶振動子側に接続したこと
を特徴とする電圧制御水晶発振器。 - 【請求項２】ＥＣＬロジック・インバ−タの入出力端子
間に水晶振動子とアノ−ド端子を前記水晶振動子側に接
続した可変容量ダイオ−ド及び直流カット用コンデンサ
を直列に接続し、且つ前記可変容量ダイオ−ドのカソー
ド端子に制御電圧印加用抵抗を接続して構成する電圧制
御水晶発振器において、主として前記直流カット用コン
デンサと制御電圧印加抵抗で決まるカットオフ周波数を
所望値に合わせたことを特徴とする電圧制御水晶発振
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8025899A JPH09214250A (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | 電圧制御水晶発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8025899A JPH09214250A (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | 電圧制御水晶発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09214250A true JPH09214250A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=12178644
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8025899A Pending JPH09214250A (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | 電圧制御水晶発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09214250A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007311992A (ja) * | 2006-05-17 | 2007-11-29 | Kawasaki Microelectronics Kk | 半導体装置 |
| US7719372B2 (en) | 2004-10-12 | 2010-05-18 | Epson Toyocom Corporation | Voltage controlled piezoelectric oscillator that can be linear frequency controlled |
| JP2013197837A (ja) * | 2012-03-19 | 2013-09-30 | Seiko Epson Corp | 発振器及び電子機器 |
| JP2016092687A (ja) * | 2014-11-07 | 2016-05-23 | セイコーＮｐｃ株式会社 | 発振器の製造方法 |
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1996
- 1996-01-19 JP JP8025899A patent/JPH09214250A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7719372B2 (en) | 2004-10-12 | 2010-05-18 | Epson Toyocom Corporation | Voltage controlled piezoelectric oscillator that can be linear frequency controlled |
| JP2007311992A (ja) * | 2006-05-17 | 2007-11-29 | Kawasaki Microelectronics Kk | 半導体装置 |
| JP2013197837A (ja) * | 2012-03-19 | 2013-09-30 | Seiko Epson Corp | 発振器及び電子機器 |
| JP2016092687A (ja) * | 2014-11-07 | 2016-05-23 | セイコーＮｐｃ株式会社 | 発振器の製造方法 |
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