JPH09201091A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 素子の急激な温度上昇を抑制すべく制御を行
い、素子にかかる機械的ストレスを軽減し寿命劣化を抑
制する。又、連続運転用途には、過負荷状態においても
発熱要因を抑制制御し、より長い時間の連続運転を可能
とする。 【解決手段】 交流電動機を可変速制御するインバー
タ装置において、負荷電流を検出し、過負荷状態におい
てはゼロベクトルを出力して電流制限制御を行う機能を
有し、このとき各相電流の最も大きい相のスイッチング
を行わないようにゼロベクトルを選択する制御をする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機を可変
制御するインバータ装置の過電流時の電流制限制御、お
よび過負荷状態継続時のインバータ出力電圧のパルス幅
変調制御に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２にインバータ装置による電動機のド
ライブシステムの構成を示す。直流電源１から供給され
る直流電力を、トランジスタやＩＧＢＴなどのスイッチ
ング素子２１ｕ〜２１ｚとそれらと逆並列に接続される
フリーホイーリングダイオード２２ｕ〜２２ｚ（以下Ｆ
ＷＤと記述）とで構成されるインバータ部２において、
前記スイッチング素子をスイッチングすることにより、
任意の出力周波数，出力電圧を有する疑似正弦波交流電
力に変換出力し、電動機３を駆動する。また、制御部４
では、周波数指令ｆ^*，電圧指令Ｖ^*及び変調周波数ｆｃ
^*に基づき、三角波比較ＰＷＭ方式などの波形形成手法
により、各相のスイッチングパターンを演算出力しオン
ディレイ付加回路５で、短路防止用のオンディレイを付
加し、各スイッチング素子のスイッチング指令を生成し
て前記インバータ部２の各スイッチング素子に与えるこ
とによりスイッチングを行う。

【０００３】その他、各相の電流をその電流値に対応す
る電圧値として検出する電流検出器６ｕ〜６ｗ、これら
を整流する整流器７ｕ〜７ｗ、この整流器７ｕ〜７ｗの
出力を一方の入力とし他方を予め設定される電流制限レ
ベルに対応する電圧を保持する電流制限レベル設定手段
９の電流制限レベルを夫々の入力とし、前者のレベルが
後者に対して小さい時にはＨ（ハイ）レベルを、逆に前
者のレベルが後者に対して大きいときにはＬ（ロー）レ
ベルを出力するコンパレータ８ｕ〜８ｗにより構成され
る。

【０００４】このインバータ部２を構成するスイッチン
グ素子でスイッチングを繰り返すとき、オン損失と呼ば
れる素子のオン抵抗に伴う損失と、スイッチング時に発
生するスイッチング損失と呼ばれる損失が生じ、これに
伴って素子が発熱することが知られている。このオン損
失Ｐonとスイッチング損失Ｐswは、アームに流れている
電流に比例し、スイッチング損失については、同時に波
形を形成する時の変調周波数にも比例する特性を有して
いる。最近のインバータでは、この変調周波数に１５ｋ
Ｈｚ〜２０ｋＨｚといった可聴域を越える高い周波数を
適用するため、スイッチング損失が素子発熱の大きなウ
ェイトを占め、 Ｐon ＜＜ Ｐsw と考えることができる 従って、素子の損失は式（１）に示すように Ｐ＝Ｐon＋Ｐsw ≒Ｐsw ∝ ｉ・ｆｃ （１） 但し、 ｆｃは変調周波数 ｉは負荷電流 と考えることができる。

【０００５】これらを踏まえて、現行の電流制限機能に
ついて説明する。図２における制御部４の内部を図３に
示した。ここで、Ｕ^*，Ｖ^*，Ｗ^*は周波数指令ｆ^*，電圧
指令Ｖ^*及び周波数波数にｆｃ^*から三角波比較ＰＷＭな
どの波形形成手法に基づいて生成される各相のスイッチ
ング指令であり、ここでは説明を割愛する。図２におけ
る各相のコンパレータ７ｕ〜７ｗの出力信号を入力とす
る３入力ＡＮＤゲート４３、Ｕ^*，Ｖ^*，Ｗ^*夫々と前記
ＡＮＤゲート４３の出力を入力する２入力ＡＮＤゲート
４４ｕ〜４４ｗで構成される。

【０００６】負荷電流が電流制限レベルに達しない正常
な状態を考える。このとき図２における電流検出器６ｕ
〜６ｗから整流器７ｕ〜７ｗを経て入力される側の電圧
レベルは、他方の電流制限レベルより低いため、コンパ
レータ８ｕ〜８ｗの出力はＨ（ハイ）レベルを保持して
いる。これを受ける図３における３入力ＡＮＤゲート４
３はＨレベルを出力しており、したがって一方を前記３
入力ＡＮＤゲート４３の出力を入力とするＡＮＤゲート
４４ｕ〜４４ｗは各相のスイッチング指令Ｕ，Ｖ，Ｗと
してそれぞれＵ^*，Ｖ^*，Ｗ^*に準じた論理を出力する。

【０００７】今、Ｕ相電流に電流制限レベルを越える負
荷電流が流れた場合を考える。この電流を検出した電流
検出器６ｕは整流器７ｕを経てコンパレータ８ｕの入力
に電流制限レベルを越える電圧レベルを入力し、コンパ
レータ８ｕの出力はＨレベルからＬレベルを受ける図３
の３入力ＡＮＤゲート４３は、出力をＨレベルからＬレ
ベルに論理を転じる。このＬレベルを受ける図３の３入
力ＡＮＤゲート４３は出力をＨレベルからＬレベルに論
理を転じ、最終段の各相のＡＮＤゲート４４ｕ〜４４ｗ
の出力Ｕ，Ｖ，Ｗは、指令であるＵ^*，Ｖ^*，Ｗ^*の論理
に関わらず、Ｌレベルになる。この指令Ｕ，Ｖ，Ｗは図
２のオンディレイ回路５を通して各スイッチング素子に
与えられ、各アームの下側のスイッチング素子にすべて
オンを指令する。

【０００８】即ち、インバータ部２の下部のアーム間は
ＦＷＤを含めて双方向に導通可能とすることにより、電
動機の端子がショートされ、電動機に流れていた電流が
各相間を還流し、電流は減衰していく。減衰して電流制
限レベルを下回りコンパレータ８ｕの出力が再びＨレベ
ルに転じると、最終段のＡＮＤゲートの出力はＵ^*，
Ｖ^*，Ｗ^*の論理に従い、通常の制御に復帰する。これら
の一連の動作を繰り返すことにより、負荷電流の上限を
電流制限レベルにクランプすることができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この場合、電
流制限レベルに達した相が何れの相であっても、またＵ
^*，Ｖ^*，Ｗ^*の論理に関わらず論理が決定されるため、
電流制限レベルに達してきたＵ相において、その状態が
発生する以前にＵ相アーム下のスイッチング素子２１ｘ
ｔがオンしていた状態ではスイッチングが発生しない。
しかし、Ｕ相アーム上のスイッチング素子２１ｕがオン
していた場合には、２１ｕのオフから２１ｘオンへのス
イッチングが発生する。この時、一般にＩＧＢＴなどの
スイッチング素子の定格電流付近に設定される電流制御
レベルといった大きな電流の流れている相のスイッチン
グを行うことは、発生する損失が式（１）にも示したよ
うに電流の大きさに比例するため、大きな損失が発生す
ることが予想される。これは素子の発熱を意味し、この
状態が繰り返されると局部的に発熱して、素子の設置さ
れる放熱フィンとの熱交換の均衡が保たれなくなり、急
激な温度上昇が発生する。

【００１０】このような局部的な急激な温度上昇は、素
子のチップと、それと接続されるボンディングワイヤー
との膨脹係数の違いからその接合部に機械的なストレス
が生じ、このストレスが繰り返されるとボンディングワ
イヤーがチップから剥離し、素子を破壊してしまうなど
の素子の寿命劣化の要因となる。

【００１１】いま、急激な温度上昇の発生する状態を、
電流制限制御時を例に説明したが、このような状態は、
例えばインバータ装置が停止中のコールドな状態から、
運転を開始された直後から重負荷運転モードへ移行する
ような場合にも、急激な温度上昇による機械的なストレ
スが想定される。

【００１２】また、このような過負荷時のスイッチング
による温度上昇に対しては、素子の動作許容温度範囲を
越えないように過熱保護を設けるが、絶対停止してはな
らないような連続運転を要求されるような適用に対して
は、このような過負荷状態が一過性のものでしばらくす
れば治まるような場合には、運転を継続できることが望
ましい。

【００１３】上述のような課題に鑑み、本発明は素子の
急激な温度上昇を抑制すべく制御を行い、素子にかかる
機械的ストレスを軽減し、寿命劣化を抑制することを目
的とする。また、連続運転用途には、過負荷状態におい
ても発熱要因を抑制制御し、より長い時間の連続運転を
可能とすることを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】電流制御を行う際には、
その電流制限レベルに達してきた相のアームにはスイッ
チングが発生しないように制御を行う。又、急激な素子
の温度上昇を抑制する為に、素子の温度上昇率、又は相
当量をとらえ、これらの操作量を所定のレベルを越えな
いように、発熱の要因を抑制する方向で制御を行う。更
に、連続運転可能時間を伸延するために、素子の温度、
または相当量をとらえ、これらの操作量が所定のレベル
を越えてきたら、発熱の要因を抑制する制御を行う。

【００１５】請求項１は、前述のような電流制限レベル
に達する電流を検出した場合には、ゼロベクトルの出力
による電流制限制御を行うが、このとき検出した相のス
イッチングが発生しないようなゼロベクトルを選択して
出力する。すると、電流が最も大きく流れていた相に準
じたゼロベクトルを選択でき、その相にはスイッチング
が生じない為、最も大きな電流をスイッチングすること
によるスイッチング損失の発生を防止できる。従って、
この動作が繰り返し発生した場合の局部的に発生する発
熱を抑制すると共に、分散させる効果がある。

【００１６】請求項２は、冷却フィンの温度を検出し、
この温度上昇の変化量が所定の値を越えないように変調
周波数を低減する。これによれば、負荷急変しても温度
上昇率が所定値にクランプされて動作するため、素子内
部のチップやボンディングワイヤーの膨脹計数の違いに
よる機械的ストレスを緩和する効果がある。

【００１７】請求項３は、同様に冷却フィンの温度を検
出し、この絶対温度が所定の値を越えないように変調周
波数を低減する。すると、過負荷状態が継続されても、
素子の動作許容温度範囲に達するまでの時間を伸延する
ことができる。インバータ装置をトリップさせることな
く、より長い時間の連続運転を可能とする。 請求項４
は、負荷電流の時間積による熱交換モデルにより、この
モデルより算出される推定温度上昇の変化量が所定の値
を越えないように変調周波数を低減する。すると上述と
同様の効果に加え、実際にフィンの温度上昇を検出する
場合に比べ、発熱部での急激な温度上昇に対して応答が
遅れることなく制御することが可能となる。また、温度
センサーを必要とせず、通常制御に使用する電流検出値
によって行うことができ、装置のコストを削減する効果
がある。

【００１８】請求項５は、負荷電流の時間積による熱交
換モデルにより、このモデルより算出される推定温度上
昇が所定の値を越えないように変調周波数を低減する。
すると、上述までと同様の効果に加え、実際にフィンの
温度上昇を検出するときに必要な温度センサーを必要と
せず、通常制御に使用する電流検出値によって行うこと
ができ、装置のコストを削減する効果がある。

【００１９】請求項６は、素子の温度上昇を抑制する方
法として、変調周波数を低減する代わりに、設定変調周
波数と所定の低減変調周波数で変調する期間を交互に発
生させ、この交互に発生させる期間のデューティーを制
御する。

【００２０】請求項７については、素子の温度上昇を抑
制する方法として、変調周波数を低減する代わりに、所
定のデューティーで設定変調周波数と低減変調周波数で
変調する期間を交互に発生させ、この低減変調周波数の
値を制御する。これらについても、上述までと同様の効
果が得られる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下請求項１に相当する第１実施
例について説明する。インバータ装置システムの構成は
図２と同様のため説明を割愛する。制御部４の内部を図
１に示す。ここで、Ｕ^*，Ｖ^*，Ｗ^*は周波数指令ｆ^*，電
圧指令Ｖ^*及び変調周波数にｆｃ^*から三角波比較ＰＷＭ
などの波形形成手法に基づいて生成される各相のスイッ
チング指令であり、ここでは説明を割愛する。

【００２２】セレクタ４１ｕ〜４１ｗは、表１の真理値
に示すように、Ｓ１〜Ｓ３の論理構成にしたがって入力
Ａ〜Ｄのうちの１つの信号を出力Ｙに出力するセレクタ
である。また、４２ｕ〜４２ｗは表２の真理値に示すよ
うに、Ｇ入力の論理がＨレベルのときには入力Ｄの論理
を出力Ｑにそのまま反映し、Ｇ入力の論理がＬレベルの
ときには出力Ｑの状態を保持するラッチである。さら
に、図２におけるコンパレータ８ｕ〜８ｗの出力を入力
とする３入力ＡＮＤゲート及びディレイゲート４４から
構成される。

【００２３】

【表１】

【００２４】

【表２】

【００２５】次に作用について説明する。図２におい
て、Ｕ相電流に予め設定された電流制限レベルよりも高
いレベルの電流が流れた場合を考える。この時、コンパ
レータ８ｕの出力はＨレベルからＬレベルに転じる。こ
のＬレベルを受け図１において、端子Ｓ１がＬレベルに
なり、セレクタ４１ｕ〜４１ｗの出力Ｙには真理値表１
により入力Ｂに基づく論理が選択出力される。又ほぼ同
時に３入力ＡＮＤゲートの出力はＬレベルからＨレベル
に反転し、ディレイ４４を経てラッチ４２ｕ〜４２ｗの
Ｇ入力はＬレベルからＨレベルに反転し、セレクタ４１
ｕ〜４１ｗの出力が入力Ｂをセレクトし、ラッチ４２ｕ
〜４２ｗに出力された状態で保持される。セレクタ４１
ｕ〜４１ｗの入力Ｂには、Ｕ^*の信号が接続されている
ため、出力Ｕ，Ｖ，ＷはすべてＵ^*に準じた論理を出力
する。

【００２６】即ち、Ｕ^*がＨレベルを指令していたとき
に、Ｕ相電流に電流制限レベルを検出した場合には、出
力（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｈ）のゼロベクトル出力
の指令となる。同様にＵ^*がＬレベルを指令していた時
に、Ｕ相電流に電流制限レベルを検出した場合には、出
力（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ）のゼロベクトル出力
の指令となる。又、Ｖ相又はＷ相に電流制限レベルに達
した場合にも同様に夫々Ｖ^*，Ｗ^*に準じたゼロベクトル
を選択できる。

【００２７】この方法によれば、電流が最も大きく流れ
ていた相に準じたゼロベクトルを選択でき、その相には
スイッチングが生じないため、最も大きな電流をスイッ
チングすることによるスイッチング損失の発生を防止で
きる。従って、この動作が繰返し発生した場合の局部的
に発生する発熱を抑制すると共に、分散させる効果があ
る。

【００２８】（第２実施例）次に請求項２に相当する第
２実施例について説明する。図４に実施例の構成を示
す。直流電源１の直流電力を制御部４において、周波数
指令，電圧指令，変調周波数に基づいて演算出力される
スイッチングパターンに、オンディレイ付加回路５によ
ってオンディレイを付加されたスイッチング指令によ
り、インバータ部２でスイッチングして交流電力に交換
し、電動機３を駆動する。またインバータ部２の温度を
検出する温度センサー１０、この検出した値に対応する
電圧信号に変換する温度−電圧変換手段１１、この出力
を一定時間ごとにサンプルするサンプラー１２、今回の
出力値とサンプラー１２の出力による前回のサンプリン
グ値の差、即ち温度上昇率ΔＶｔを入力とし、この値に
基づいてゲインＧを出力するゲイン演算器１４によって
構成される。

【００２９】この様に構成されると、インバータによっ
て電動機３を駆動中に負荷が大きくなり、スイッチング
素子の取付けられているフィンの温度が上昇するが、こ
の温度上昇率が所定値を越えた場合には、変調周波数を
低減するように動作し、インバータ部２におけるスイッ
チング損失を低減し、温度上昇率が所定値を越えないよ
うに制御する。

【００３０】この実施例の方法によれば、フィンの温度
上昇率を検出し、この値が大きくなる発熱の要因の一つ
である変調周波数を低減し、温度上昇を抑制して負荷が
急変しても温度上昇率が所定値にクランプされて動作す
るため、素子内部のチップやボンディングワイヤーの膨
脹係数の違いによる機械的ストレスを緩和する効果があ
る。

【００３１】（第３実施例）請求項３に相当する第３実
施例について説明する。請求項２に対して、温度上昇率
に対応して変調周波数を低減する代わりに、検出する絶
対温度に対応して、所定以上の温度を検出した場合に
は、変調周波数を低減する図７に示す構成とした。この
構成によれば、所定の温度以上になったら素子の発熱要
因の一つである変調周波数を低減し発熱を抑制するよう
動作するので、このような過負荷状態が継続されても素
子の動作許容温度範囲に達するまでの時間を伸延するこ
とができる。インバータ装置をトリップさせることな
く、より長い時間の連続運転を可能とする。

【００３２】（第４実施例）請求項４に相当する実施例
について説明する。システムの構成は図８に示す。図２
に対して、電流検出機６ｕ〜６ｗの出力を制御部４１の
入力としている点が異なるのみであるので説明は割愛す
る。請求項２，３では、実際にフィンの温度を検出して
温度上昇の抑制を図ったが、その代わりに負荷電流から
実効値を演算すると共に、実効変調周波数から発生損失
を演算し、冷却フィンからの放熱を考慮した電流時間積
による温度上昇モデルを構成し、この電流時間積の上昇
率が所定値を越えたら変調周波数を低減する構成とし
た。この構成によれば、温度上昇モデルの電流時間積の
上昇率が所定のレベル以上になったら、素子の発熱要因
の一つである変調周波数を低減し、発熱を抑制するよう
動作する。そして、上述までと同様の効果に加え、実際
にフィンの温度上昇を検出する場合に比べ、発熱部での
急激な温度上昇に対して応答が遅れることなく制御する
ことが可能となる。又、温度センサーを必要とせず通常
制御に使用する電流検出値によって行うことができ、装
置のコストを削減する効果がある。

【００３３】（第５実施例）請求項５に相当する第５実
施例について説明する。請求項２，３では、実際にフィ
ン温度を検出して温度上昇の抑制を図ったが、その代わ
りに負荷電流から実効値を演算すると共に、実効変調周
波数から発生損失を演算して、冷却フィンからの放熱を
考慮した電流時間積による温度上昇モデルを構成し、こ
の電流時間積が所定値を越えたら変調周波数を低減する
構成とした。

【００３４】この構成によれば、温度上昇モデルの電流
時間積が所定のレベル以上になったら、素子の発熱要因
の一つである変調周波数を低減するし、発熱を抑制する
よう動作するので、過負荷状態が継続されても、素子の
動作許容温度範囲に達するまでの時間を伸延することが
できる。そして、上述までと同様の効果に加え、実際に
フィンの温度上昇を検出するときに必要な温度センサー
を必要とせず、通常制御に使用する電流検出値によって
行うことができ、装置のコストを削減する効果がある。

【００３５】（上記以外の実施例）上述までの実施例で
は、変調周波数を低減して温度上昇を抑制する構成をと
ったが、変調周波数を低減する代わりに、設定変調周波
数と低減変調周波数で変調する期間を交互に発生させ、
前述の温度上昇率の値に基づき交互に発生させるデュー
ティーを制御する構成とした図９に示す方法がある。
又、設定変調周波数と低減変調周波数で変調する期間を
所定のデューティーで発生させ、前述の温度上昇率の値
に基づいて、この低減変調周波数の値を制御する構成と
した図１０に示す構成によっても同様の効果が得られ
る。

【００３６】

【発明の効果】本発明によれば、素子の急激な温度上昇
を抑制すべく制御を行うので、素子にかかる機械的スト
レスを軽減し、寿命劣化を抑制することができる。ま
た、連続運転用途には、過負荷状態においても発熱要因
を抑制制御し、より長い時間の連続運転を可能とする。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の制御回路を示す回路図、

【図２】実施例の構成を示すブロック図、

【図３】従来技術の制御部を示す回路図、

【図４】実施例の構成を示すブロック図、

【図５】実施例の構成を示すブロック図、

【図６】実施例の制御部を示すブロック図、

【図７】実施例の制御部を示すブロック図、

【図８】実施例の構成を示すブロック図、

【図９】他の実施例の構成を示すブロック図、

【図１０】他の実施例の構成を示すブロック図。

【符号の説明】

１…直流電源、 ２…インバータ
部、３…電動機、 ４…制御
部、５…デッドタイム付加回路ドライブ回路、６ｕ，
ｖ，ｗ…電流検出回路、７ｕ，ｖ，ｗ…整流器、８ｕ，
ｖ，ｗ…コンパレータ、９…電流制限レベル設定手段、
２１ｕ，ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚ…スイッチング素子、２２
ｕ，ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚ…フリーホイーリングダイオー
ド（ＦＲＤ）。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電動機を可変速制御するインバータ
   装置において、負荷電流を検出し、過負荷状態において
   はゼロベクトルを出力して電流制限制御を行う機能を有
   し、このとき各相電流の最も大きい相のスイッチングを
   行わないようにゼロベクトルを選択する制御をすること
   を特徴とするインバータ装置。
2. 【請求項２】 交流電動機を可変速制御するインバータ
   装置において、インバータの主素子のフィン上の温度を
   検出し、この検出温度の上昇率が所定の設定値を越えた
   場合、インバータの電圧出力の変調周波数を低減させる
   機能を有することを特徴とするインバータ装置。
3. 【請求項３】 交流電動機を可変速制御するインバータ
   装置において、インバータの主素子のフィン上の温度を
   検出し、この検出温度が所定の設定値を越えた場合、イ
   ンバータの電圧出力の変調周波数を低減させる機能を有
   することを特徴とするインバータ装置。
4. 【請求項４】 交流電動機を可変速制御するインバータ
   装置において、負荷電流を検出し、この負荷電流の時間
   積の変化率が所定値を越えた場合、インバータの電圧出
   力の変調周波数を低減させる機能を有することを特徴と
   するインバータ装置。
5. 【請求項５】 交流電動機を可変速制御するインバータ
   装置において、負荷電流を検出し、この負荷電流の時間
   積が所定値を越えた場合、インバータの電圧出力の変調
   周波数を低減させる機能を有することを特徴とするイン
   バータ装置。
6. 【請求項６】 請求項２〜５において、変調周波数を低
   減する際、設定変調周波数で変調する期間と、低減変調
   周波数で変調する期間を交互に発生させ、それぞれの期
   間及びデューティーを制御することを特徴とするインバ
   ータ装置。
7. 【請求項７】 請求項２〜５において、変調周波数を低
   減する際、設定変調周波数で変調する期間と低減変調周
   波数で変調する期間を交互に発生させ、その低減変調周
   波数の値を制御することを特徴とするインバータ装置。