JP4718252B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に係り、特に、出力電流が過大となったときにこれを遮断し装置を保護する技術に関する。

従来の小中容量のインバータ（電力変換装置）では、機械的負荷の増大に起因する過電流が流れた場合の保護（以下、過電流保護という）と、インバータ出力端子間の短絡に起因する短絡電流に対する保護（以下、短絡電流保護という）が行われている。過電流保護は、定格電流の約２００％以上の電流が約５００×１０^−６ｓ継続して流れた場合に動作するようになっており、短絡電流保護は、定格電流の約５００％以上の電流が流れた場合に瞬時に動作するようになっている。
本発明に関連した従来技術であって特許文献に記載された技術としては、特開平１１−２０６１３８号公報（特許文献１）に記載されたものがある。該公報には、出力側変圧器を設けることなく、電力変換装置の保護を行えるようにするために、電力変換装置の出力電流を検出し、該検出電流が、１２０％基準電流値を超え、さらに所定時間Ｔ１経過後に２００％基準電流値を超えた場合、電力変換器を停止し、該検出電流が、１２０％基準電流値を超え、さらに所定時間Ｔ１以内に２００％基準電流値を超えた場合、サイリスタ短絡器を動作させるとする構成が記載されている。

特開平１１−２０６１３８号公報

上記従来のインバータ（電力変換装置）の保護技術では、例えば過大なノイズによりインバータの上下アームのスイッチング素子のゲート信号が瞬時に同時オンの状態となり、電流値が約３００％、継続時間が約１００×１０^−６ｓ（以下、中間過電流という）となった場合などには保護不可能となる可能性がある。特に、電動機等の電力変換装置の負荷が大容量化されるため、電動機軸等負荷軸拘束状態での駆動開始、負荷急変、高速運転中の電動機軸の拘束等に起因したこの中間過電流の発生が予測される。
本発明の課題点は、上記従来技術の状況に鑑み、電力変換装置において、中間過電流に対しても装置保護が可能なようにすることである。

上記課題点を解決するために、本発明では、電力変換装置として、逆変換部からの出力電流または逆変換部のスイッチング素子の電圧に基づき、該出力電流の過大状態を判別し、該判別結果に基づき、該過大状態に対応してスイッチング素子の電流遮断状態を制御し、該出力電流をその過大状態に対応した条件で遮断する構成とする。例えば、中間過電流が流れる負荷時（以下、異常負荷時という）は、短絡時と同様、スイッチング素子の電流遮断状態を、過負荷時よりも遮断時間の長いソフト遮断の状態にする。

本願発明によれば、電力変換装置において、短絡電流レベルに達しない出力電流レベルにおける遮断制御が可能となり、このため、短絡電流レベルまで電流が増大してしまうことを抑え、装置の信頼性を向上させることが可能となる。

以下、本発明の実施例につき、図面を用いて説明する。
図１〜図５は、本発明の実施例の説明図である。図１は、本発明の実施例としての３相方式の電力変換装置の構成例図、図２は、図１の電力変換装置の制御部の構成例図、図３は、過負荷時における図１の電力変換装置の波形例を示す図、図４は、異常負荷時における図１の電力変換装置の波形例を示す図、図５は、短絡時における図１の電力変換装置の波形例を示す図である。

図１において、５０は電源、８０は電源スイッチ、６０は、交流電力を直流電力に変換する順変換部としてのコンバータ部、７０は、コンバータ部６０からの直流電力を平滑する平滑コンデンサ、２０は、直流電力を交流電力に変換する逆変換部、２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆはそれぞれスイッチング素子、２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃ、２０１ｄ、２０１ｅ、２０１ｆはそれぞれ、各スイッチング素子を駆動する駆動回路、２０２１ａ、２０２１ｂ、２０２１ｃ、２０２１ｄ、２０２１ｅ、２０２１ｆはそれぞれ、各スイッチング素子２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆを形成するＩＧＢＴ、２０２２ａ、２０２２ｂ、２０２２ｃ、２０２２ｄ、２０２２ｅ、２０２２ｆはそれぞれ、各スイッチング素子２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆを形成するフライホイールダイオード、３０は、負荷としての電動機、１０は制御部、Ｉ_０１、Ｉ_０２、Ｉ_０３はそれぞれ、逆変換部２０から出力される出力電流（以下、Ｉ_０１をＵ相出力電流、Ｉ_０２をＶ相出力電流、Ｉ_０３をＷ相出力電流という）、４０は、逆変換部２０からの出力電流を検出する電流検出部、４０ａは、Ｕ相出力電流Ｉ_０１を検出する電流検出部、４０ｂは、Ｖ相出力電流Ｉ_０２を検出する電流検出部、４０ｃは、Ｗ相出力電流Ｉ_０３を検出する電流検出部である。なお、本図のように３相３線式配線では、Ｉ_０１、Ｉ_０２、Ｉ_０３のベクトル和がゼロとなり、２相分の電流から残る１相分の電流を求めることができるため、１相分の電流検出部を省略することも可能である。

図１の電力変換装置はＰＷＭ方式であり、制御部１０は、逆変換部２０の出力電圧、出力電流、出力周波数などを演算し、演算結果に応じたＰＷＭ信号を各駆動回路２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃ、２０１ｄ、２０１ｅ、２０１ｆに供給する。駆動回路２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃ、２０１ｄ、２０１ｅ、２０１ｆはそれぞれ、制御部１０側から入力されるＰＷＭ信号に基づきＩＧＢＴ２０２１ａ、２０２１ｂ、２０２１ｃ、２０２１ｄ、２０２１ｅ、２０２１ｆのそれぞれを駆動することで、各スイッチング素子を駆動する。スイッチング素子２０２ａとそれを駆動する駆動回路２０１ａ、スイッチング素子２０２ｃとそれを駆動する駆動回路２０１ｃ、スイッチング素子２０２ｅとそれを駆動する駆動回路２０１ｅの各組合わせ（スイッチング素子と駆動回路の組合わせ）は、それぞれが逆変換部２０の各上アームを形成し、スイッチング素子２０２ｂとそれを駆動する駆動回路２０１ｂ、スイッチング素子２０２ｄとそれを駆動する駆動回路２０１ｄ、スイッチング素子２０２ｆとそれを駆動する駆動回路２０１ｆの各組合わせ（スイッチング素子と駆動回路の組合わせ）は、それぞれが逆変換部２０の各下アームを形成する。スイッチング素子２０２ａとそれを駆動する駆動回路２０１ａから成る上アームと、スイッチング素子２０２ｂとそれを駆動する駆動回路２０１ｂとから成る下アームとの両アームによってはＵ相の出力が形成され、スイッチング素子２０２ｃとそれを駆動する駆動回路２０１ｃから成る上アームと、スイッチング素子２０２ｄとそれを駆動する駆動回路２０１ｄとから成る下アームとの両アームによってはＶ相の出力が形成され、スイッチング素子２０２ｅとそれを駆動する駆動回路２０１ｅから成る上アームと、スイッチング素子２０２ｆとそれを駆動する駆動回路２０１ｆとから成る下アームとの両アームによってはＷ相の出力が形成される。

制御部１０は、電流検出部４０によるＵ相出力電流Ｉ_０１、Ｖ相出力電流Ｉ_０２、Ｗ相出力電流Ｉ_０３の検出結果またはスイッチング素子のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧に基づき該出力電流の過大状態を判別する判別手段（図示なし）と、該判別した過大状態に対応した制御信号を形成して出力する制御信号形成手段（図示なし）とを備え、該制御信号により、駆動回路を介して、出力電流の過大状態に対応してスイッチング素子のＩＧＢＴのゲート電圧を制御し電流遮断状態を制御するようになっている。これにより、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０（Ｕ相出力電流Ｉ_０１、Ｖ相出力電流Ｉ_０２、Ｗ相出力電流Ｉ_０３を総称して出力電流Ｉ_０というものとする）が過大となったとき、該出力電流Ｉ_０をその過大状態に対応した条件で遮断する。上記判別手段（図示なし）は、電流検出部４０による出力電流Ｉ_０の電流検出結果から、過負荷時（電動機３０の回転負荷が単に定格値を超えて増大した場合）または異常負荷時（例えば、電動機３０がブレーキ状態など外部から拘束を受けた状態で回転しようとする場合や予想以上の外乱（ノイズ）などにより電力変換装置に誤動作が発生した場合など、回転負荷が定格値を超えた異常負荷となった場合）の上記出力電流Ｉ_０の過大状態を、該出力電流Ｉ_０の電流値及び該電流値の継続時間から判別し、また、該判別手段は、スイッチング素子のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧から、短絡時の該出力電流Ｉ_０の過大状態を、該出力電流Ｉ_０の電流値及び該電流値の継続時間から判別する。異常負荷時の電流値は、過負荷時の電流値と短絡時の電流値との間の値として判別する。また、制御信号形成手段（図示なし）は、上記判別結果に従い、過負荷時は、スイッチング素子を通常の電流遮断状態にして出力電流Ｉ_０の遮断（通常遮断）を行うための制御信号を形成し、異常負荷時または短絡時は、該スイッチング素子の電流遮断状態を、過負荷時よりも遮断時間を長くしたソフト遮断（時間をかけて緩やかに出力電流を遮断すること）を行うための制御信号を形成する。

上記構成において、電源５０からの交流電力は、電源スイッチ８０がＯＮ状態のときコンバータ部６０に供給され、コンバータ部６０で直流電力に変換される。該直流電力は平滑コンデンサで平滑化され、逆変換部２０に入力される。逆変換部２０では、制御部１０から入力されるＰＷＭ信号に基づき、各駆動回路によって各スイッチング素子（各ＩＧＢＴ）が駆動され、上下両アームの組合わせによってＵ、Ｖ、Ｗの各相の出力が形成され、電動機３０側に向けて出力される。電流検出部４０は、このときの出力電流を検出する。制御部１０は、該出力電流検出結果またはスイッチング素子のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧に基づき該出力電流の過大状態を判別し、該判別結果により制御信号を形成し、該制御信号により、駆動回路を介して、該出力電流の過大状態すなわち過負荷状態、異常負荷状態または短絡状態に対応してスイッチング素子のＩＧＢＴのゲート電圧を制御し、遮断状態を変えて該出力電流を遮断させる。
なお、以下の説明中で用いる上記図１の構成要素には、図１の場合と同じ符号を付して用いるとする。

図２は、図１の電力変換装置の制御部１０の構成例図である。
図２において、１０１は、電流検出部４０による出力電流Ｉ_０の検出結果に基づき、過負荷時及び異常負荷時における該出力電流Ｉ_０の過大状態を判別する判別手段としての過電流判別部、１０２は、過電流判別部１０１での判別結果に基づき、スイッチング素子のＩＧＢＴに短時間の通常の電流遮断を行わせるための制御信号を形成し出力する制御信号形成手段としての通常遮断用制御信号形成部、１０３は、逆変換部２０内のスイッチング素子のＩＧＢＴへのゲート信号のＯＮ、ＯＦＦを行うゲート信号始動停止切替部、１０４は、逆変換部２０内のスイッチング素子のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥに基づき、短絡時にける該逆変換部２０の出力電流の過大状態を判別する判別手段としての短絡電流判別部、１０５は、過電流判別部１０１での出力電流Ｉ_０の過大状態の判別結果または短絡電流判別部１０４での判別結果に基づき、スイッチング素子のＩＧＢＴに上記通常の電流遮断よりも時間をかけた緩やかなな電流遮断を行わせるための制御信号を形成し出力する制御信号形成手段としてのソフト遮断用制御信号形成部、１０６は、ＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部、２０１は、逆変換部２０を形成する駆動回路（駆動回路２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃ、２０１ｄ、２０１ｅ、２０１ｆを総称して駆動回路２０１という）、２０２は、逆変換部２０を形成するスイッチング素子（スイッチング素子２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆを総称してスイッチング素子２０２という）、２０２１は、スイッチング素子を形成するＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ２０２１ａ、２０２１ｂ、２０２１ｃ、２０２１ｄ、２０２１ｅ、２０２１ｆを総称してＩＧＢＴ２０２１という）、２０２２は、スイッチング素子を形成するフライホイールダイオード（フライホイールダイオード２０２２ａ、２０２２ｂ、２０２２ｃ、２０２２ｄ、２０２２ｅ、２０２２ｆを総称してフライホイールダイオード２０２２という）である。

上記構成において、判別手段としての過電流判別部１０１は、電流検出部４０の出力すなわち、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０の検出結果としての電流検出信号が入力され、該電流検出信号に基づき、該出力電流Ｉ_０の過大状態をその電流値とその継続時間とから判別する。過電流判別部１０１において、電流検出信号に基づく出力電流Ｉ_０の過大状態の判別で、例えば、電力変換装置としての定格電流値の約１５０％に相当する値の電流が約５００×１０^−６ｓ以上の時間継続して逆変換部２０から出力されたと判別される場合には、該過大電流は過負荷すなわち電動機３０の回転負荷が単に定格値を超えて増大したことに起因するものであるとし、出力電流Ｉ_０の過大状態は「レベル１」であるとする内容の判別結果信号を出力する。通常遮断用制御信号形成部１０２は、該判別結果信号を受け、スイッチング素子２０２のＩＧＢＴ２０２１に短時間の通常の電流遮断を行わせるための制御信号を形成して出力する。ゲート信号始動停止切替部１０３は、通常遮断用制御信号形成部１０２からの該制御信号により作動してＩＧＢＴへのゲート信号をＯＦＦし、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０を通常の短時間で遮断する。

一方、過電流判別部１０１において、電流検出信号に基づく出力電流Ｉ_０の過大状態の判別で、例えば、電力変換装置の定格電流値の約３００％に相当する値の電流が約１００×１０^−６ｓ以上の時間継続して逆変換部２０から出力されたと判別される場合には、該過大電流は、異常負荷例えば電動機３０がブレーキ状態など外部から拘束を受けた状態下で回転しようとする場合など電動機３０の回転負荷が定格値を超えた異常負荷となったことに起因するものであるとし、出力電流Ｉ_０の過大状態は「レベル２」であるとする内容の判別結果信号を出力する。ソフト遮断用制御信号形成部１０５は、該判別結果信号を受け、スイッチング素子２０２のＩＧＢＴ２０２１に上記通常の電流遮断のときよりも長い時間をかけた緩やか（ソフト）な電流遮断を行わせるための制御信号を形成し出力する。駆動回路２０１は、ソフト遮断用制御信号形成部１０５からの該制御信号により、ＩＧＢＴのゲート電圧を制御し、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０を、上記過負荷の場合の通常の電流遮断のときよりも長い時間をかけて緩やか（ソフト）に遮断する。

さらに、短絡電流判別部１０４において、スイッチング素子２０２のＩＧＢＴ２０２１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥに基づく出力電流Ｉ_０の過大状態の判別で、例えば、ＩＧＢＴ２０２１の定格電流値の約２５０％に相当する値の電流が瞬間的にでも逆変換部２０から出力されたと判別される場合には、該過大電流は、短絡が発生したことに起因するものであるとし、出力電流Ｉ_０の過大状態は「レベル３」であるとする内容の判別結果信号を出力する。ソフト遮断用制御信号形成部１０５は、該判別結果信号を受け、上記異常負荷の場合と同様、スイッチング素子２０２のＩＧＢＴ２０２１に上記過負荷時における通常の電流遮断よりも長い時間をかけた緩やか（ソフト）な電流遮断を行わせるための制御信号を形成し出力する。駆動回路２０１は、ソフト遮断用制御信号形成部１０５からの該制御信号により、ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_ＧＥを制御し、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０を、上記異常負荷の場合と同様、上記過負荷の場合の通常の電流遮断のときよりも長い時間をかけて緩やか（ソフト）に遮断する。上記ＩＧＢＴ２０２１の定格電流値の約２５０％相当の電流値は、電力変換装置の定格電流値の約３００％相当の電流値よりも大幅に大きい。

図３は、上記過負荷時における図１の電力変換装置の波形例を示す図である。図３（ａ）はＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_ＧＥ、同（ｂ）は逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０、同（ｃ）は、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥである。
図３において、Ｔ_０は搬送波周期、Ｉ_０ａは、電動機３０の過負荷に起因する逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０の過大状態を判別する電流値（以下、過負荷電流判別電流値という）、ｔ_１は、同出力電流Ｉ_０の増大が開始される時点、ｔ_２は、同出力電流Ｉ_０が過負荷電流判別電流値Ｉ_０ａに達する時点、ｔ_３は、ＩＧＢＴにおいてゲート信号としてのゲート電圧Ｖ_ＧＥがＯＦＦ状態（マイナス状態）とされ、コレクタ電流Ｉ_Ｃが遮断される時点、Ｔ_ａは、出力電流Ｉ_０が過負荷電流判別電流値Ｉ_０ａに達した後、該過負荷電流判別電流値Ｉ_０ａに等しい電流値または該過負荷電流判別電流値Ｉ_０ａを超える電流値が継続する時間すなわち時点ｔ_２から時点ｔ_３までの時間（以下、継続時間という）、Ｖ_ＣＥＳａは、コレクタ電流Ｉ_Ｃが遮断されるときのＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧である。

本図３の例の場合は、例えば、過負荷電流判別電流値Ｉ_０ａを、電力変換装置としての定格電流値の約１５０％に相当する値とし、該過負荷電流判別電流値Ｉ_０ａまたはこれを超える出力電流Ｉ_０が、約５００×１０^−６ｓ以上の継続時間Ｔ_ａで流れたときは、制御部１０は、該出力電流Ｉ_０の該過大状態が電動機３０の過負荷に起因するものと判別し、コレクタ電流Ｉ_Ｃを遮断することで該出力電流Ｉ_０の遮断を行う。上記のように、過負荷電流判別電流値Ｉ_０ａを、例えば、電力変換装置の定格電流値の約１５０％相当に設定し、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０の過大状態を判別し該判別結果に対応して遮断動作を行わせることで、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Ｃ及び電流遮断時のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥＳａを、電力変換装置の許容範囲内にすることができ、安全動作領域内での安定動作が確保される。この場合の遮断動作は、時点ｔ_３でコレクタ電流Ｉ_Ｃが瞬時的に遮断される通常の短時間の遮断動作である。電力変換装置の定格電流値の約１５０％相当の電流値は、例えば電力変換装置の定格電流値を８００Ａ（実行値）とするとき、約１，７００Ａとなる。

図４は、異常負荷時における図１の電力変換装置の波形例を示す図である。図４（ａ）はＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_ＧＥ、同（ｂ）は逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０、同（ｃ）は、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥである。
図４において、Ｔ_０は搬送波周期、Ｉ_０ｂは、電動機３０の異常過負荷に起因する逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０の過大状態を判別する電流値（以下、異常負荷電流判別電流値という）、ｔ_１は、同出力電流Ｉ_０の増大が開始される時点、ｔ_２は、同出力電流Ｉ_０が異常負荷電流判別電流値Ｉ_０ｂに達する時点、ｔ_３は、同出力電流Ｉ_０が異常負荷電流判別電流値Ｉ_０ｂ以上となり所定の継続時間Ｔ_ｂ後、ゲート電圧Ｖ_ＧＥがＯＦＦ状態へ動作開始する時点、ｔ_４は、ＩＧＢＴにおいてゲート電圧Ｖ_ＧＥがＯＦＦ状態（マイナス状態）になり、コレクタ電流Ｉ_Ｃが完全に遮断される時点、Ｖ_ＣＥＳｂは、コレクタ電流Ｉ_Ｃが遮断されるときのＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧である。

本図４の例の場合は、例えば、異常負荷電流判別電流値Ｉ_０ｂを、電力変換装置としての定格電流値の約３００％に相当する値とし、該異常負荷電流判別電流値Ｉ_０ｂまたはこれを超える出力電流Ｉ_０が、約１００×１０^−６ｓ以上の継続時間Ｔ_ｂで流れたときは、制御部１０は、該出力電流Ｉ_０のかかる過大状態を電動機３０の異常負荷に起因するものと判別し、コレクタ電流Ｉ_Ｃを遮断することで該出力電流Ｉ_０の遮断を行う。上記のように、異常負荷電流判別電流値Ｉ_０ｂを、例えば、電力変換装置の定格電流値の約３００％相当に設定し、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０の過大状態を判別し該判別結果に対応して遮断動作を行わせることで、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Ｃ及び電流遮断時のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥＳｂを、電力変換装置の許容範囲内にすることができ、安全動作領域内での安定動作が確保される。この場合の遮断動作は、コレクタ電流Ｉ_Ｃが緩やかに減少され、時点ｔ_４でゼロまたはこれに近い値となるようにされるソフトな遮断動作である。電力変換装置の定格電流値の約３００％相当の電流値は、例えば電力変換装置の定格電流値を８００Ａ（実行値）とするとき、約３，４００Ａとなる。

図５は、短絡時における図１の電力変換装置の波形例を示す図である。図５（ａ）はＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_ＧＥ、同（ｂ）はＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Ｃ、同（ｃ）は、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥである。
図５において、Ｉ_Ｃｃは、短絡に起因するＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Ｃの過大状態を判別する電流値（以下、短絡電流判別電流値という）、ｔ_１は、短絡によるコレクタ電流Ｉ_Ｃの増大が開始される時点、ｔ_２は、同コレクタ電流Ｉ_Ｃが短絡負荷電流判別電流値Ｉ_Ｃｃに達する時点、ｔ_３は、ゲート電圧Ｖ_ＧＥのＯＦＦ動作が開始された後、コレクタ電流Ｉ_Ｃの遮断動作が開始される時点、ｔ_４は、ＩＧＢＴにおいてゲート電圧Ｖ_ＧＥがＯＦＦ状態（マイナス状態）とされ、コレクタ電流Ｉ_Ｃが遮断終了する時点、Ｖ_ＣＥＳｃは、コレクタ電流Ｉ_Ｃが遮断されるときのＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧である。

本図５の例の場合は、例えば、短絡電流判別電流値Ｉ_Ｃｃを、ＩＧＢＴの定格電流値の約２５０％に相当する値とし、該短絡電流判別電流値Ｉ_Ｃｃまたはこれを超えるコレクタ電流Ｉ_Ｃが瞬時的にでも流れたときは、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０として、ＩＧＢＴの定格電流値の約２５０％に相当する値の電流が逆変換部２０から出力されたことになり、制御部１０は、該出力電流Ｉ_０のかかる過大状態を装置内の短絡または電動機３０に接続する電線の相間短絡または電動機３０の内部の相間短絡などに起因するものと判別し、コレクタ電流Ｉ_Ｃを遮断することで該出力電流Ｉ_０の遮断を行う。上記のように、短絡電流判別電流値Ｉ_Ｃｃを、例えば、ＩＧＢＴの定格電流値の約２５０％相当に設定し、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０の過大状態を判別し該判別結果に対応して遮断動作を行わせることで、逆変換部２０からの出力電流Ｉ_０及び電流遮断時のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥＳｃを、電力変換装置の許容範囲内にすることができ、安全動作領域内での安定動作が確保される。この場合の遮断動作は、上記異常負荷時と同様、コレクタ電流Ｉ_Ｃが緩やかに減少され、時点ｔ_４でゼロまたはこれに近い値となるようにされるソフトな遮断動作である。ＩＧＢＴの定格電流値の約２５０％相当の電流値は、例えばＩＧＢＴの定格電流値を２，４００Ａ（直流値）とするとき、約６，０００Ａとなる。

なお、上記実施例では、ＰＷＭ方式で３相式の電力変換装置につき説明したが、これに限定されず、他の方式、相数のものであってもよい。また、スイッチング素子にはＩＧＢＴを用いるとしたが、これにも限定されず、例えばＭＯＳ−ＦＥＴなどを用いてもよい。

本発明の実施例としての電力変換装置の構成例図である。 図１の電力変換装置の制御部の構成例図である。 過負荷時における図１の電力変換装置の波形例を示す図である。 異常負荷時における図１の電力変換装置の波形例を示す図である。 短絡時における図１の電力変換装置の波形例を示す図である。

符号の説明

１０…制御部、
２０…逆変換部、
３０…電動機、
４０、４０ａ、４０ｂ、４０ｃ…電流検出部、
５０…電源、
６０…コンバータ部、
７０…平滑コンデンサ、
８０…電源スイッチ、
１０１…過電流判別部、
１０２…通常遮断用制御信号形成部、
１０３…ゲート信号始動停止切替部、
１０４…短絡電流判別部、
１０５…ソフト遮断用制御信号形成部、
１０６…ＰＷＭ信号発生部、
２０２、２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆ…スイッチング素子、
２０１、２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃ、２０１ｄ、２０１ｅ、２０１ｆ…駆動回路、
２０２１、２０２１ａ、２０２１ｂ、２０２１ｃ、２０２１ｄ、２０２１ｅ、２０２１ｆ…ＩＧＢＴ、
２０２２、２０２２ａ、２０２２ｂ、２０２２ｃ、２０２２ｄ、２０２２ｅ、２０２２ｆ…フライホイールダイオード。

Claims (3)

1. スイッチング素子を備えた逆変換部により直流電力を交流電力に変換して負荷側に供給する電力変換装置であって、
   前記逆変換部からの出力電流を検出する電流検出部と、
   前記出力電流の過大状態を判別して過負荷状態、異常負荷状態及び短絡状態を判別可能な判別手段と、該判別手段で判別した状態に対応した制御信号を形成して出力する制御信号形成手段とを有し、該制御信号により前記スイッチング素子を制御し、前記判別した過負荷状態、異常負荷状態または短絡状態に対応して該スイッチング素子の電流遮断状態を変える制御部と、
   を備え、
   前記制御部の前記判別手段で、前記電流検出部で検出される出力電流値と該出力電流値の継続時間とから、前記過負荷状態及び前記異常負荷状態を判別し、かつ、前記スイッチング素子の電圧に基づく出力電流値と該出力電流値の継続時間とから、前記短絡状態を判別し、
   前記制御部の前記判別手段で、前記異常負荷状態と判別した場合及び前記短絡状態と判別した場合には、前記制御信号により、前記過負荷状態と判別した場合よりも遮断時間が長いソフト遮断を前記スイッチング素子に行わせることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記制御部の前記判別手段で異常負荷状態の判別に用いる電流値は、過負荷状態の判別に用いる電流値より大きく、短絡状態の判別に用いる電流値より小さい値であり、また、該判別手段で異常負荷状態の判別に用いる継続時間は、過負荷状態の判別に用いる継続時間より短い時間であることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記スイッチング素子はＩＧＢＴを有し、前記制御部は前記ＩＧＢＴのゲート電圧を制御して電流遮断状態を制御することを特徴とする電力変換装置。

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