JPH09201060A - 共振型コンバータ制御システム - Google Patents
共振型コンバータ制御システムInfo
- Publication number
- JPH09201060A JPH09201060A JP8349006A JP34900696A JPH09201060A JP H09201060 A JPH09201060 A JP H09201060A JP 8349006 A JP8349006 A JP 8349006A JP 34900696 A JP34900696 A JP 34900696A JP H09201060 A JPH09201060 A JP H09201060A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- phase difference
- output
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
- H02M7/53803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路の構成を簡単にし、全システムの信頼性
を向上させることができる共振型コンバータ制御システ
ムを提供すること。 【解決手段】 交流電源１の入力電流を検出して平滑に
し、平滑になった信号と一定電圧との偏差を増幅すると
により、入力電流を制御するための信号を発生させる入
力電流制御回路２３０と、インバータ回路２１０の共振
電流を検出して平滑にした信号と一定電圧との偏差を増
幅し、平滑になった信号が一定電圧以上の場合にのみ動
作することにより、共振電流を制御する共振電流制限回
路２４０と、共振電流の位相とデッド・タイム発生およ
びゲート駆動回路２２０から出力されるスイッチング周
波数の位相とを比較し、出力される位相差電圧が一定の
電圧以上の場合のみ動作することにより、位相差を補償
する位相差補償回路２５０とで構成される。
を向上させることができる共振型コンバータ制御システ
ムを提供すること。 【解決手段】 交流電源１の入力電流を検出して平滑に
し、平滑になった信号と一定電圧との偏差を増幅すると
により、入力電流を制御するための信号を発生させる入
力電流制御回路２３０と、インバータ回路２１０の共振
電流を検出して平滑にした信号と一定電圧との偏差を増
幅し、平滑になった信号が一定電圧以上の場合にのみ動
作することにより、共振電流を制御する共振電流制限回
路２４０と、共振電流の位相とデッド・タイム発生およ
びゲート駆動回路２２０から出力されるスイッチング周
波数の位相とを比較し、出力される位相差電圧が一定の
電圧以上の場合のみ動作することにより、位相差を補償
する位相差補償回路２５０とで構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は共振型コンバータ制
御システムに係り、より詳しくは、回路の構成を簡単に
して全システムの信頼性を向上することができるように
設計された共振型コンバータ制御システムに関する。
御システムに係り、より詳しくは、回路の構成を簡単に
して全システムの信頼性を向上することができるように
設計された共振型コンバータ制御システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】以下、添付図面を参照して従来の共振型
コンバータ制御システムについて説明する。図４は従来
の共振型コンバータ制御システムの詳細回路図である。
図４に示すように、従来の共振型コンバータ制御システ
ムの構成は、以下に詳述するが、その概略構成は、主電
源回路１０と、インバータ回路２０と、デッド・タイム
発生およびゲート駆動回路３０と、共振電圧検出回路４
０と、位相比較回路５０と、入力電流検出回路６０と、
共振電流制御回路７０と、位相設定回路８０と、位相差
制御回路９０と、低域通過フィルタ１００と、電圧制御
発振器１１０と、発振周波数制御回路１２０とからなっ
ている。
コンバータ制御システムについて説明する。図４は従来
の共振型コンバータ制御システムの詳細回路図である。
図４に示すように、従来の共振型コンバータ制御システ
ムの構成は、以下に詳述するが、その概略構成は、主電
源回路１０と、インバータ回路２０と、デッド・タイム
発生およびゲート駆動回路３０と、共振電圧検出回路４
０と、位相比較回路５０と、入力電流検出回路６０と、
共振電流制御回路７０と、位相設定回路８０と、位相差
制御回路９０と、低域通過フィルタ１００と、電圧制御
発振器１１０と、発振周波数制御回路１２０とからなっ
ている。
【０００３】主電源回路１０は、整流器１１と平滑キャ
パシタ１２とで構成されており、交流電源電圧１を直流
電圧に変換させて直流主電源を供給するための回路であ
る。また、インバータ回路２０は、ＩＧＢＴ(Insulated
Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート・バイポーラ・
トランジスタ）スイッチング素子２１、２２、ファース
ト・リカバリ・ダイオード(Fast Recovery Diode) ２
３、２４、共振インダクタ２５および共振キャパシタ２
６、２７で構成されており、入力されるスイッチング周
波数によりスイッチングされるＩＧＢＴスイッチング素
子２１、２２を通じて主電源回路１０の直流電圧をさら
に高周波交流電圧に変換し、調整された共振電圧と共振
流を発生させるための回路である。
パシタ１２とで構成されており、交流電源電圧１を直流
電圧に変換させて直流主電源を供給するための回路であ
る。また、インバータ回路２０は、ＩＧＢＴ(Insulated
Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート・バイポーラ・
トランジスタ）スイッチング素子２１、２２、ファース
ト・リカバリ・ダイオード(Fast Recovery Diode) ２
３、２４、共振インダクタ２５および共振キャパシタ２
６、２７で構成されており、入力されるスイッチング周
波数によりスイッチングされるＩＧＢＴスイッチング素
子２１、２２を通じて主電源回路１０の直流電圧をさら
に高周波交流電圧に変換し、調整された共振電圧と共振
流を発生させるための回路である。
【０００４】デッド・タイム発生およびゲート駆動回路
３０は、デッド・タイムを発生させ、インバータ回路２
０を駆動するためのスイッチング周波数を供給するため
のものである。共振電圧検出回路４０は、共振電圧を検
出するための高耐圧のキャパシタ４１とフォトカップラ
４２とを含んで構成されており、インバータ回路２０の
共振キャパシタ２７から発生される共振電圧の位相を検
出するための回路である。
３０は、デッド・タイムを発生させ、インバータ回路２
０を駆動するためのスイッチング周波数を供給するため
のものである。共振電圧検出回路４０は、共振電圧を検
出するための高耐圧のキャパシタ４１とフォトカップラ
４２とを含んで構成されており、インバータ回路２０の
共振キャパシタ２７から発生される共振電圧の位相を検
出するための回路である。
【０００５】位相比較回路５０は、共振電圧検出回路４
０の出力信号の位相とデッド・タイム発生およびゲート
駆動部３０から出力されるスイッチング周波数の位相と
を比較して位相差を出力する。入力電流検出回路６０
は、コンバータＣＴ２を通じて交流電源電圧１の入力電
圧を検出し、検出した電流を平滑にして出力する。共振
電流制御回路７０は、コンバータＣＴ１を通じてインバ
ータ回路２０の共振インダクタ２５に流れる共振電流を
検出し、検出した共振電流が一定の範囲以上に流れない
ように制御するための回路である。
０の出力信号の位相とデッド・タイム発生およびゲート
駆動部３０から出力されるスイッチング周波数の位相と
を比較して位相差を出力する。入力電流検出回路６０
は、コンバータＣＴ２を通じて交流電源電圧１の入力電
圧を検出し、検出した電流を平滑にして出力する。共振
電流制御回路７０は、コンバータＣＴ１を通じてインバ
ータ回路２０の共振インダクタ２５に流れる共振電流を
検出し、検出した共振電流が一定の範囲以上に流れない
ように制御するための回路である。
【０００６】位相差設定回路８０は、入力電流検出回路
６０の出力信号と共振電流制御回路７０の出力信号を通
じて、設定された共振電圧とスイッチング周波数の位相
差に該当する基準電圧を発生させるための回路である。
位相差制御回路９０は、共振電圧とスイッチング周波数
の位相差が設定された値以下である場合に動作し、設定
された位相差に該当する基準電圧を発生させる。
６０の出力信号と共振電流制御回路７０の出力信号を通
じて、設定された共振電圧とスイッチング周波数の位相
差に該当する基準電圧を発生させるための回路である。
位相差制御回路９０は、共振電圧とスイッチング周波数
の位相差が設定された値以下である場合に動作し、設定
された位相差に該当する基準電圧を発生させる。
【０００７】低域通過フイルタ１１０は、位相差設定回
路８０または位相差制御回路９０から出力される基準電
圧信号と位相比較回路５０から出力される位相差信号と
を入力され、入力された二つの信号を比較し、フィルタ
リングする。電圧制御発振器１１０は、低域通過フィル
タ１００の出力信号に応じてスイッチング周波数を調整
することにより、共振電流を制御する。発振周波数制御
回路１２０は、共振電圧とスイッチング周波数の位相差
が設定された値以上であるとき動作し、位相差を設定さ
れた値以上に続けて保持し得るようにするための回路で
ある。上述したように構成されている従来の共振型コン
バータ制御システムは、負荷変動に従うスイッチング周
波数の補正を通じてインバータ回路２０の共振電流を制
御することができるように設計されている。
路８０または位相差制御回路９０から出力される基準電
圧信号と位相比較回路５０から出力される位相差信号と
を入力され、入力された二つの信号を比較し、フィルタ
リングする。電圧制御発振器１１０は、低域通過フィル
タ１００の出力信号に応じてスイッチング周波数を調整
することにより、共振電流を制御する。発振周波数制御
回路１２０は、共振電圧とスイッチング周波数の位相差
が設定された値以上であるとき動作し、位相差を設定さ
れた値以上に続けて保持し得るようにするための回路で
ある。上述したように構成されている従来の共振型コン
バータ制御システムは、負荷変動に従うスイッチング周
波数の補正を通じてインバータ回路２０の共振電流を制
御することができるように設計されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、インバ
ータ回路２０内の共振電圧を検出するため、上述した構
成からみられるように、高耐圧のキャパシタ４１、フォ
トカップラ４２のような特殊の素子が必要となり、スイ
ッチング周波数の補正のため共振電圧検出回路４０、入
力電流検出回路６０および共振電流制御回路７０などが
必要となり、回路の構成が複雑になるという課題があ
る。
ータ回路２０内の共振電圧を検出するため、上述した構
成からみられるように、高耐圧のキャパシタ４１、フォ
トカップラ４２のような特殊の素子が必要となり、スイ
ッチング周波数の補正のため共振電圧検出回路４０、入
力電流検出回路６０および共振電流制御回路７０などが
必要となり、回路の構成が複雑になるという課題があ
る。
【０００９】したがって、本発明は上述した従来の課題
を解決するためになされたもので、その目的は、共振電
圧検出回路をなくし、共振電圧とスイッチング周波数信
号の位相差が常に一定の位相差以上に保持され得るよう
に位相差補償手段を用いることにより、回路の構成を簡
単にし、全システムの信頼性を向上させることができる
ように設計された共振型コンバータ制御システムを提供
することにある。
を解決するためになされたもので、その目的は、共振電
圧検出回路をなくし、共振電圧とスイッチング周波数信
号の位相差が常に一定の位相差以上に保持され得るよう
に位相差補償手段を用いることにより、回路の構成を簡
単にし、全システムの信頼性を向上させることができる
ように設計された共振型コンバータ制御システムを提供
することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の共振型コンバータ制御システムは、交流電
源電圧を整流し平滑にして直流電圧に変換させることに
より、直流主電源を供給するための電源供給手段と、入
力されるスイッチング周波数により交互にスイッチング
される上、下スイッチング素子を通じて前記電源供給手
段の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、共振電圧と共
振電流を制御するためのインバータ回路と、入力される
周波数に従い前記インバータの上、下スイッチング素子
にスイッチング周波数を供給する際に、周波数の間にデ
ッド・タイムを発生させて供給することにより、ショー
トスルー現象を防止することができるようにするデッド
・タイム発生およびゲート駆動手段と、前記交流電源電
圧の入力電流を検出して平滑にし、前記平滑になった信
号と一定の電圧との偏差を増幅することにより、入力電
流を制御するための信号を発生させる入力電流制御手段
と、前記インバータの共振電流を検出して平滑にし、前
記平滑になった信号と一定の電圧との偏差を増幅し、平
滑になった信号が一定の電圧以上である場合にのみ動作
することにより、共振電流を制限するようにする共振電
流制限手段と、前記検出された共振電流の位相と前記デ
ッド・タイム発生およびゲート駆動手段から出力される
スイッチング周波数の位相を比較し、出力される位相差
電圧が一定の電圧以上である場合にのみ動作することに
より、位相差を補償できるようにする位相差補償手段
と、前記入力電流制御手段または共振電流制限手段また
は位相差補償手段の出力信号に応じて出力周波数を調整
し、これを前記デッド・タイム発生およびゲート駆動手
段に出力することにより、出力周波数が高周波である場
合共振電流を小さくし、低周波である場合共振電流を大
きくすることができるようにする電圧制御発振手段とか
らなる。
に、本発明の共振型コンバータ制御システムは、交流電
源電圧を整流し平滑にして直流電圧に変換させることに
より、直流主電源を供給するための電源供給手段と、入
力されるスイッチング周波数により交互にスイッチング
される上、下スイッチング素子を通じて前記電源供給手
段の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、共振電圧と共
振電流を制御するためのインバータ回路と、入力される
周波数に従い前記インバータの上、下スイッチング素子
にスイッチング周波数を供給する際に、周波数の間にデ
ッド・タイムを発生させて供給することにより、ショー
トスルー現象を防止することができるようにするデッド
・タイム発生およびゲート駆動手段と、前記交流電源電
圧の入力電流を検出して平滑にし、前記平滑になった信
号と一定の電圧との偏差を増幅することにより、入力電
流を制御するための信号を発生させる入力電流制御手段
と、前記インバータの共振電流を検出して平滑にし、前
記平滑になった信号と一定の電圧との偏差を増幅し、平
滑になった信号が一定の電圧以上である場合にのみ動作
することにより、共振電流を制限するようにする共振電
流制限手段と、前記検出された共振電流の位相と前記デ
ッド・タイム発生およびゲート駆動手段から出力される
スイッチング周波数の位相を比較し、出力される位相差
電圧が一定の電圧以上である場合にのみ動作することに
より、位相差を補償できるようにする位相差補償手段
と、前記入力電流制御手段または共振電流制限手段また
は位相差補償手段の出力信号に応じて出力周波数を調整
し、これを前記デッド・タイム発生およびゲート駆動手
段に出力することにより、出力周波数が高周波である場
合共振電流を小さくし、低周波である場合共振電流を大
きくすることができるようにする電圧制御発振手段とか
らなる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施の形
態を添付図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明
の実施の形態にしたがう共振型コンバータ制御システム
の詳細回路図である。図１に示すように、本発明の実施
の形態に従う共振型コンバータ制御システムは、以下の
ように構成されている。
態を添付図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明
の実施の形態にしたがう共振型コンバータ制御システム
の詳細回路図である。図１に示すように、本発明の実施
の形態に従う共振型コンバータ制御システムは、以下の
ように構成されている。
【００１２】電源供給手段としての主電源部２００は、
交流電源１の電圧を整流し、平滑にして直流電圧に変換
させることにより、直流主電源を供給するようにしてい
る。インバータ回路２１０は、後述するデッド・タイム
(Dead Time) 発生およびゲート駆動回路２２０から入力
されるスイッチング周波数により交互にスイッチングさ
れる上、下ＩＧＢＴスイッチング素子２１１、２１２を
通じて主電源部２００の直流電圧を高周波交流電圧に変
換し、キャパシタ２１６の共振電圧とインダクタ２１５
の共振電流とを制御するためのものであり、上、下ＩＧ
ＢＴスイッチング素子２１１、２１２の各コレクタとエ
ミッタ間にファースト・リカバリ・ダイオード２１３，
２１４がそれぞれ接続されている。
交流電源１の電圧を整流し、平滑にして直流電圧に変換
させることにより、直流主電源を供給するようにしてい
る。インバータ回路２１０は、後述するデッド・タイム
(Dead Time) 発生およびゲート駆動回路２２０から入力
されるスイッチング周波数により交互にスイッチングさ
れる上、下ＩＧＢＴスイッチング素子２１１、２１２を
通じて主電源部２００の直流電圧を高周波交流電圧に変
換し、キャパシタ２１６の共振電圧とインダクタ２１５
の共振電流とを制御するためのものであり、上、下ＩＧ
ＢＴスイッチング素子２１１、２１２の各コレクタとエ
ミッタ間にファースト・リカバリ・ダイオード２１３，
２１４がそれぞれ接続されている。
【００１３】デッド・タイム発生およびゲート駆動手段
として、デッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２
０が設けられており、この回路は入力される周波数に従
いインバータ回路２１０の上、下ＩＧＢＴスイッチング
素子２１１、２１２にスイッチング周波数を供給する際
に、周波数の間にデッド・タイムを発生させて供給する
ことにより、ショート・スルー(Short Through) 現象を
防止することができるようにする。入力電流制御手段と
しての入力電流制御回路２３０は、交流電源１の電圧の
入力電流を検出して平滑にし、平滑になった信号と一定
の電圧Ｖ２との偏差を増幅することにより、入力電流を
制御するための信号を発生させる。
として、デッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２
０が設けられており、この回路は入力される周波数に従
いインバータ回路２１０の上、下ＩＧＢＴスイッチング
素子２１１、２１２にスイッチング周波数を供給する際
に、周波数の間にデッド・タイムを発生させて供給する
ことにより、ショート・スルー(Short Through) 現象を
防止することができるようにする。入力電流制御手段と
しての入力電流制御回路２３０は、交流電源１の電圧の
入力電流を検出して平滑にし、平滑になった信号と一定
の電圧Ｖ２との偏差を増幅することにより、入力電流を
制御するための信号を発生させる。
【００１４】共振電流制限手段としての共振電流制限回
路２４０は、インバータ回路２１０の共振電流を検出し
て平滑にし、平滑になった信号と一定の電圧Ｖ４との偏
差を増幅し、平滑になった信号が一定の電圧Ｖ４以上で
ある場合にのみ動作することにより、共振電流を制限す
るようにしている。位相差補償手段としての位相差補償
回路２５０は、検出された共振電流の位相とデッド・タ
イム発生およびゲート駆動回路２２０から出力されるス
イッチング周波数の位相とを比較し、出力される位相差
電圧が一定の電圧Ｖ１０以上である場合にのみ動作する
ことにより、位相差を補償できるようにする。
路２４０は、インバータ回路２１０の共振電流を検出し
て平滑にし、平滑になった信号と一定の電圧Ｖ４との偏
差を増幅し、平滑になった信号が一定の電圧Ｖ４以上で
ある場合にのみ動作することにより、共振電流を制限す
るようにしている。位相差補償手段としての位相差補償
回路２５０は、検出された共振電流の位相とデッド・タ
イム発生およびゲート駆動回路２２０から出力されるス
イッチング周波数の位相とを比較し、出力される位相差
電圧が一定の電圧Ｖ１０以上である場合にのみ動作する
ことにより、位相差を補償できるようにする。
【００１５】電流制御発振手段としての電流制御発振回
路２６０は、前記入力電流制御回路２３０または共振電
流制限回路２４０または位相差補償回路２５０の出力信
号に応じて出力周波数を調整し、これをデッド・タイム
発生およびゲート駆動回路２２０に出力することによ
り、出力周波数が高周波である場合共振電流を小さく
し、低周波である場合共振電流を大きくすることができ
るようにするものである。
路２６０は、前記入力電流制御回路２３０または共振電
流制限回路２４０または位相差補償回路２５０の出力信
号に応じて出力周波数を調整し、これをデッド・タイム
発生およびゲート駆動回路２２０に出力することによ
り、出力周波数が高周波である場合共振電流を小さく
し、低周波である場合共振電流を大きくすることができ
るようにするものである。
【００１６】さらに、デッド・タイム発生およびゲート
駆動回路２２０は、Ｄフリップ・フロップ２２１と、時
間遅延回路２２２，２２３と、ＡＮＤゲート２２４，２
２５と、ＥＩＧＤ(Electrically Insulated Gate Drive
r : 電気的絶縁ガート・ドライバ）２２６，２２７から
構成されている。Ｄフリップ・フロップ２２１は、入力
される周波数信号をクロック入力ｃｌｋに受け、自ずか
ら出力信号Ｑをデータ入力Ｄに受け、継続的に信号を出
力するものであり、時間遅延回路２２２，２２３は、前
記Ｄフリップ・フロップ２２１の出力信号Ｑと反転され
た信号Ｑをそれぞれ時間遅延させるためのものである。
駆動回路２２０は、Ｄフリップ・フロップ２２１と、時
間遅延回路２２２，２２３と、ＡＮＤゲート２２４，２
２５と、ＥＩＧＤ(Electrically Insulated Gate Drive
r : 電気的絶縁ガート・ドライバ）２２６，２２７から
構成されている。Ｄフリップ・フロップ２２１は、入力
される周波数信号をクロック入力ｃｌｋに受け、自ずか
ら出力信号Ｑをデータ入力Ｄに受け、継続的に信号を出
力するものであり、時間遅延回路２２２，２２３は、前
記Ｄフリップ・フロップ２２１の出力信号Ｑと反転され
た信号Ｑをそれぞれ時間遅延させるためのものである。
【００１７】ＡＮＤゲート２２４，２２５は、Ｄフリッ
プ・フロップ２２１の出力信号Ｑと反転された信号Ｑと
をそれぞれ時間遅延回路２２２，２２３の出力信号と論
理積をとってデッド・タイムを発生させる。ＥＩＧＤ２
２６，２２７は、ＡＮＤゲート２２４、２２５の出力信
号がそれぞれ入力され、インバータ回路２１０のＩＧＢ
Ｔスイッチング素子２１１、２１２を交互に駆動させる
ためのスイッチング周波数を発生するものである。
プ・フロップ２２１の出力信号Ｑと反転された信号Ｑと
をそれぞれ時間遅延回路２２２，２２３の出力信号と論
理積をとってデッド・タイムを発生させる。ＥＩＧＤ２
２６，２２７は、ＡＮＤゲート２２４、２２５の出力信
号がそれぞれ入力され、インバータ回路２１０のＩＧＢ
Ｔスイッチング素子２１１、２１２を交互に駆動させる
ためのスイッチング周波数を発生するものである。
【００１８】また、入力電流制御回路２３０は、交流電
源１の入力電流を検出するためのコンバータＣＴ２を有
しており、このコンバータＣＴ２を通じて検出された入
力電流を整流器２３１で整流し平滑している。さらに、
この入力電流制御回路２３０は、整流器２３１の出力電
圧が常に０［Ｖ］以上になるように電圧Ｖｃｃを分圧抵
抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して一定の電圧Ｖ１を前記整流器２
３１に供給するとともに、ソフト・スタート回路２３２
により０［Ｖ］の電圧から漸増する電圧を差動増幅器２
３３に供給し、システムの起動の際インバータ回路２１
０の共振電流値を小さくした後、漸次大きくなるように
調整することにより、ソフト・スターティングが可能で
あるようにしている。
源１の入力電流を検出するためのコンバータＣＴ２を有
しており、このコンバータＣＴ２を通じて検出された入
力電流を整流器２３１で整流し平滑している。さらに、
この入力電流制御回路２３０は、整流器２３１の出力電
圧が常に０［Ｖ］以上になるように電圧Ｖｃｃを分圧抵
抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して一定の電圧Ｖ１を前記整流器２
３１に供給するとともに、ソフト・スタート回路２３２
により０［Ｖ］の電圧から漸増する電圧を差動増幅器２
３３に供給し、システムの起動の際インバータ回路２１
０の共振電流値を小さくした後、漸次大きくなるように
調整することにより、ソフト・スターティングが可能で
あるようにしている。
【００１９】加えて、入力電流制御回路２３０における
差動増幅器２３３は、整流器２３１の出力電圧を反転
（−）入力端子に受け、ソフト−スタート回路２３２の
出力電圧Ｖ２を非反転（＋）入力端子に受け、入力され
た二つの信号の偏差を増幅して電圧制御発振器２６０に
出力することにより、入力電流を制御可能にしている。
ソフト−スタート回路２３２の構成は、電圧Ｖｃｃを分
圧するよう直列に接続された分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４と、抵
抗Ｒ４の両端に印加される電圧を充電および放電するキ
ャパシタＣと、キャパシタＣと並列に接続されており、
最初の動作の際、オン状態からオフ状態に転換されるこ
とにより、０［Ｖ］の電圧から漸増する電圧Ｖ２が差動
増幅器２３３に供給可能にするノーマル・オン・スイッ
チＮＯＳとからなる。
差動増幅器２３３は、整流器２３１の出力電圧を反転
（−）入力端子に受け、ソフト−スタート回路２３２の
出力電圧Ｖ２を非反転（＋）入力端子に受け、入力され
た二つの信号の偏差を増幅して電圧制御発振器２６０に
出力することにより、入力電流を制御可能にしている。
ソフト−スタート回路２３２の構成は、電圧Ｖｃｃを分
圧するよう直列に接続された分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４と、抵
抗Ｒ４の両端に印加される電圧を充電および放電するキ
ャパシタＣと、キャパシタＣと並列に接続されており、
最初の動作の際、オン状態からオフ状態に転換されるこ
とにより、０［Ｖ］の電圧から漸増する電圧Ｖ２が差動
増幅器２３３に供給可能にするノーマル・オン・スイッ
チＮＯＳとからなる。
【００２０】共振電流制限回路２４０は、インバータ回
路２１０の共振電流を検出するためのコンバータＣＴ１
と、コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流を整
流し、平滑にするための整流器２４１と、電圧Ｖｃｃを
分圧して一定の電圧Ｖ４を設定するための分圧抵抗Ｒ
５、Ｒ６と、整流器２４１の出力電圧を反転（−）入力
端子に受け、抵抗Ｒ６の両端に印加される電圧Ｖ４を非
反転（＋）入力端子に受け、入力された二つの信号の偏
差を増幅し、整流器２４１の出力電圧が分圧抵抗Ｒ５、
Ｒ６の接続点に印加される電圧Ｖ４以上である場合にの
み、電圧制御発振器２６０に信号を出力することによ
り、インバータ回路２１０の共振電流を制限するように
する差動増幅器２４２とからなる。
路２１０の共振電流を検出するためのコンバータＣＴ１
と、コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流を整
流し、平滑にするための整流器２４１と、電圧Ｖｃｃを
分圧して一定の電圧Ｖ４を設定するための分圧抵抗Ｒ
５、Ｒ６と、整流器２４１の出力電圧を反転（−）入力
端子に受け、抵抗Ｒ６の両端に印加される電圧Ｖ４を非
反転（＋）入力端子に受け、入力された二つの信号の偏
差を増幅し、整流器２４１の出力電圧が分圧抵抗Ｒ５、
Ｒ６の接続点に印加される電圧Ｖ４以上である場合にの
み、電圧制御発振器２６０に信号を出力することによ
り、インバータ回路２１０の共振電流を制限するように
する差動増幅器２４２とからなる。
【００２１】位相差補償回路２５０の構成は、電圧Ｖｃ
ｃを分圧して一定の電圧Ｖ５を設定するための分圧抵抗
Ｒ７、Ｒ８と、インバータ回路２１０の共振電流を検出
する検出抵抗Ｒ９と、抵抗Ｒ８両端に印加される電圧Ｖ
５を反転（−）入力端子に受け、検出抵抗Ｒ９の両端に
印加される電圧を非反転（＋）入力端子に受け、入力さ
れた二つの信号を比較して比較結果信号を出力する比較
器２５１とを有している。また、この位相差補償回路２
５０には、比較器２５１から出力される共振電流Ｖ６の
位相とデッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０
から出力されるスイッチング周波数Ｖ７の位相とを比較
し、位相差信号Ｖ８を出力するＥＸ−ＮＯＲゲート２５
２と、共振電流（または共振周波数）とスイッチング周
波数の位相差を常に一定値以上に保持し得るよう位相差
を設定するための位相差設定回路２５３とが設けられて
いる。
ｃを分圧して一定の電圧Ｖ５を設定するための分圧抵抗
Ｒ７、Ｒ８と、インバータ回路２１０の共振電流を検出
する検出抵抗Ｒ９と、抵抗Ｒ８両端に印加される電圧Ｖ
５を反転（−）入力端子に受け、検出抵抗Ｒ９の両端に
印加される電圧を非反転（＋）入力端子に受け、入力さ
れた二つの信号を比較して比較結果信号を出力する比較
器２５１とを有している。また、この位相差補償回路２
５０には、比較器２５１から出力される共振電流Ｖ６の
位相とデッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０
から出力されるスイッチング周波数Ｖ７の位相とを比較
し、位相差信号Ｖ８を出力するＥＸ−ＮＯＲゲート２５
２と、共振電流（または共振周波数）とスイッチング周
波数の位相差を常に一定値以上に保持し得るよう位相差
を設定するための位相差設定回路２５３とが設けられて
いる。
【００２２】さらに、位相差補償回路２５０は、ＥＸ−
ＮＯＲゲート２５２の出力信号を反転（−）入力端子に
受け、位相差設定回路２５３の出力信号を非反転（＋）
入力端子に受け、入力された二つの信号の偏差を増幅し
てＥＸ−ＮＯＲゲート２５２の出力信号が位相差設定回
路２５３の出力信号以上である場合にのみ電圧制御発振
器２６０に信号を出力することにより、位相差を補償可
能にする差動増幅器２５４を有している。
ＮＯＲゲート２５２の出力信号を反転（−）入力端子に
受け、位相差設定回路２５３の出力信号を非反転（＋）
入力端子に受け、入力された二つの信号の偏差を増幅し
てＥＸ−ＮＯＲゲート２５２の出力信号が位相差設定回
路２５３の出力信号以上である場合にのみ電圧制御発振
器２６０に信号を出力することにより、位相差を補償可
能にする差動増幅器２５４を有している。
【００２３】位相差設定回路２５３は、電圧Ｖｃｃを分
圧して一定の電圧Ｖ１０を設定するための分圧抵抗Ｒ１
０、Ｒ１１からなる。共振電流制限回路２４０は、位相
差補償回路２５０の出力端子と電圧制御発振器２６０の
入力端子の間にはそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２が接続
されていて、出力信号が「ロー」であるときにのみ、出
力信号を電圧制御発振記２６０に入力し得るように設計
されている。
圧して一定の電圧Ｖ１０を設定するための分圧抵抗Ｒ１
０、Ｒ１１からなる。共振電流制限回路２４０は、位相
差補償回路２５０の出力端子と電圧制御発振器２６０の
入力端子の間にはそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２が接続
されていて、出力信号が「ロー」であるときにのみ、出
力信号を電圧制御発振記２６０に入力し得るように設計
されている。
【００２４】次に、上述の本発明の実施の形態にしたが
う共振型コンバータ制御システムの動作について説明す
る。まず、入力電流制御回路２３０において、コンバー
タＣＴ２を通じて検出された入力電流は整流されて平滑
になる。平滑になった電圧レベルがソフト・スタート回
路２３２の出力電圧Ｖ２より低いと、差動増幅器２３３
の出力が高くなり、電圧制御発振器２６０の出力は低周
波になり、共振電流値は大きくなる。逆に、平滑になっ
た電圧レベルがソフト・スタート回路２３２の出力電圧
Ｖ２より高いと、差動増幅器２３３の出力が低くなり、
電圧制御発振器２６０の出力は高周波になり共振電流値
は小さくなる。
う共振型コンバータ制御システムの動作について説明す
る。まず、入力電流制御回路２３０において、コンバー
タＣＴ２を通じて検出された入力電流は整流されて平滑
になる。平滑になった電圧レベルがソフト・スタート回
路２３２の出力電圧Ｖ２より低いと、差動増幅器２３３
の出力が高くなり、電圧制御発振器２６０の出力は低周
波になり、共振電流値は大きくなる。逆に、平滑になっ
た電圧レベルがソフト・スタート回路２３２の出力電圧
Ｖ２より高いと、差動増幅器２３３の出力が低くなり、
電圧制御発振器２６０の出力は高周波になり共振電流値
は小さくなる。
【００２５】より詳しく説明すると、平滑になった電圧
レベルは分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による電圧Ｖ１により常に
０［Ｖ］以上になる。しかしながら、ソフト・スタート
回路２３２にあるノーマル・オン・スイッチＮＯＳによ
り電圧Ｖ２は０［Ｖ］になるので、最初の差動増幅器２
３３の出力は低くなる。これによって、電圧制御発振器
２６０の出力が高周波となることにより、共振電流値が
小さくなることになる。
レベルは分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２による電圧Ｖ１により常に
０［Ｖ］以上になる。しかしながら、ソフト・スタート
回路２３２にあるノーマル・オン・スイッチＮＯＳによ
り電圧Ｖ２は０［Ｖ］になるので、最初の差動増幅器２
３３の出力は低くなる。これによって、電圧制御発振器
２６０の出力が高周波となることにより、共振電流値が
小さくなることになる。
【００２６】次に、ノーマル・オン・スイッチＮＯＳが
オンされ、電圧Ｖ２がキャパシタＣと抵抗Ｒ４との時定
数(Time Constant) により徐々に増加することにより、
差動増幅器２３３の出力は漸次高くなり、電圧制御発振
器２６０の出力周波数は漸次低くなり、正常の動作スイ
ッチング周波数となる。共振電流制限回路２４０におい
ては、コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流が
整流されて平滑になる。平滑になった電圧レベルが分圧
抵抗Ｒ５、Ｒ６による電圧Ｖ４より高いと、差動増幅器
２４２の出力が低くなり出力信号は電圧制御発振器２６
０に入力される。これによって、電圧制御発振器２６０
の出力は高周波になり、共振電流値は小さくなることに
なる。
オンされ、電圧Ｖ２がキャパシタＣと抵抗Ｒ４との時定
数(Time Constant) により徐々に増加することにより、
差動増幅器２３３の出力は漸次高くなり、電圧制御発振
器２６０の出力周波数は漸次低くなり、正常の動作スイ
ッチング周波数となる。共振電流制限回路２４０におい
ては、コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流が
整流されて平滑になる。平滑になった電圧レベルが分圧
抵抗Ｒ５、Ｒ６による電圧Ｖ４より高いと、差動増幅器
２４２の出力が低くなり出力信号は電圧制御発振器２６
０に入力される。これによって、電圧制御発振器２６０
の出力は高周波になり、共振電流値は小さくなることに
なる。
【００２７】逆に、平滑になった電圧レベルが分圧抵抗
Ｒ５、Ｒ６による電圧Ｖ４より低いと、差動増幅器２４
２の出力が高くなり、ダイオードＤ１が逆方向バイアス
となるので、差動増幅器２４２の出力信号は電圧制御発
振器２６０に入力されない。
Ｒ５、Ｒ６による電圧Ｖ４より低いと、差動増幅器２４
２の出力が高くなり、ダイオードＤ１が逆方向バイアス
となるので、差動増幅器２４２の出力信号は電圧制御発
振器２６０に入力されない。
【００２８】次に、位相差補償回路２５０においては、
コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流の位相と
デッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０から出
力されるスイッチング周波数の位相を、位相比較回路と
して用いられるＥＸ−ＮＯＲゲート２５２で比較するこ
とになる。図３に示すように、ＥＸ−ＮＯＲゲート２５
２の出力電圧Ｖ８が位相差設定回路２５３を通じて設定
された一定の電圧Ｖ１０より大きい場合、差動増幅器２
５４の出力が「ロー」になり電圧制御発振器２６０の入
力は「ロー」になり、電圧制御発振器２６０の出力周波
数は高周波となる。
コンバータＣＴ１を通じて検出された共振電流の位相と
デッド・タイム発生およびゲート駆動回路２２０から出
力されるスイッチング周波数の位相を、位相比較回路と
して用いられるＥＸ−ＮＯＲゲート２５２で比較するこ
とになる。図３に示すように、ＥＸ−ＮＯＲゲート２５
２の出力電圧Ｖ８が位相差設定回路２５３を通じて設定
された一定の電圧Ｖ１０より大きい場合、差動増幅器２
５４の出力が「ロー」になり電圧制御発振器２６０の入
力は「ロー」になり、電圧制御発振器２６０の出力周波
数は高周波となる。
【００２９】これによって、スイッチング周波数の位相
が共振周波数の位相よりさらに多く遅延されることにな
る。つまり、スイッチング周波数と共振周波数との位相
差が位相差設定回路２５３を通じて設定された位相差以
下となると、位相差補償回路２５０が動作してスイッチ
ング周波数の位相を遅延させることになる。
が共振周波数の位相よりさらに多く遅延されることにな
る。つまり、スイッチング周波数と共振周波数との位相
差が位相差設定回路２５３を通じて設定された位相差以
下となると、位相差補償回路２５０が動作してスイッチ
ング周波数の位相を遅延させることになる。
【００３０】しかしながら、図３に示すように、スイッ
チング周波数と共振周波数との位相差が位相差設定回路
２５３を通じて設定された位相差以上になると、差動増
幅器２５４の出力が「ハイ」になり、ダイオードＤ２が
逆方向バイアスとなるので、位相差補償回路２５０は動
作しない。
チング周波数と共振周波数との位相差が位相差設定回路
２５３を通じて設定された位相差以上になると、差動増
幅器２５４の出力が「ハイ」になり、ダイオードＤ２が
逆方向バイアスとなるので、位相差補償回路２５０は動
作しない。
【００３１】もし、前述のように動作する位相差補償回
路２５０がないと、スイッチング周波数が共振周波数以
下となる場合、インバータ回路２１０のＩＧＢＴスイッ
チング素子２１１、２１２に逆並列に接続されているフ
ァースト・リカバリ・ダイオード２１３、２１４の逆回
復の特性によるショート・サーキット(Short Circuit：
短絡) 現象が発生して大きい電力損失が発生する。前述
のような共振型コンバータ制御システムは主に誘導加熱
クッカー(Induction Heating Cooker)や誘導加熱電気釜
用として用いられる。
路２５０がないと、スイッチング周波数が共振周波数以
下となる場合、インバータ回路２１０のＩＧＢＴスイッ
チング素子２１１、２１２に逆並列に接続されているフ
ァースト・リカバリ・ダイオード２１３、２１４の逆回
復の特性によるショート・サーキット(Short Circuit：
短絡) 現象が発生して大きい電力損失が発生する。前述
のような共振型コンバータ制御システムは主に誘導加熱
クッカー(Induction Heating Cooker)や誘導加熱電気釜
用として用いられる。
【００３２】
【発明の効果】以上のように，本発明の共振型コンバー
タ制御システムによれば、従来の共振電圧検出回路をな
くし、共振電圧とスイッチング周波数信号の位相差を常
に一定の位相差以上に保持し得るように位相差補償回路
を用いることにより、回路の構成が簡単でかつ全システ
ムの信頼性を向上させることができる。
タ制御システムによれば、従来の共振電圧検出回路をな
くし、共振電圧とスイッチング周波数信号の位相差を常
に一定の位相差以上に保持し得るように位相差補償回路
を用いることにより、回路の構成が簡単でかつ全システ
ムの信頼性を向上させることができる。
【図１】本発明の共振型コンバータ制御システムの実施
の形態の詳細回路図。
の形態の詳細回路図。
【図２】本発明の実施の形態における位相差補償回路が
動作する場合のスイッチング周波数と共振周波数の波形
図。
動作する場合のスイッチング周波数と共振周波数の波形
図。
【図３】本発明の実施の形態における位相差補償回路が
動作しない場合のスイッチング周波数と共振周波数の波
形図。
動作しない場合のスイッチング周波数と共振周波数の波
形図。
【図４】従来の共振型コンバータ制御システムの詳細回
路図。
路図。
【符号の説明】 １ 交流電源 ２００ 主電源部 ２１０ インバータ回路 ２１１，２１２ 上、下ＩＧＢＴスイッチング素子 ２１５ インダクタ ２１６ キャパシタ ２２０ デッド・タイム発生およびゲート駆動回路 ２２１ Ｄフリップ・フロップ ２２２，２２３ 時間遅延回路 ２２４，２２５ ＡＮＤゲート ２３０ 入力電流制御回路 ２３１，２４１ 整流器 ２３２ ソフト・スタート回路 ２３３，２４２，２５４ 差動増幅器 ２４０ 共振電流制限回路 ２５０ 位相差補償回路 ２５１ 比較器 ２５２ ＥＸ−ＮＯＲゲート ２５３ 位相差設定回路 ２６０ 電圧制御発振器
Claims (11)
- 【請求項１】 交流電源電圧を整流し平滑にして直流電
圧に変換させることにより、直流主電源を供給するため
の電源供給手段と、 入力されるスイッチング周波数により交互にスイッチン
グされる上、下スイッチング素子を通じて前記電源供給
手段の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、共振電圧と
共振電流を制御するためのインバータ回路と、 入力される周波数に従い前記インバータの上、下スイッ
チング素子にスイッチング周波数を供給する際に、周波
数の間にデッド・タイムを発生させて供給するデッド・
タイム発生およびゲート駆動手段と、 前記交流電源電圧の入力電流を検出して平滑にし、前記
平滑になった信号と一定の電圧との偏差を増幅すること
により、入力電流を制御するための信号を発生させる入
力電流制御手段と、 前記インバータの共振電流を検出して平滑にし、前記平
滑になった信号と一定の電圧との偏差を増幅し平滑にな
った信号が一定の電圧以上である場合にのみ動作する共
振電流制限手段と、 前記検出された共振電流の位相と前記デッド・タイム発
生およびゲート駆動手段から出力されるスイッチング周
波数の位相とを比較し、出力される位相差電圧が一定の
電圧以上である場合にのみ動作する位相差補償手段と、 前記入力電流制御手段または共振電流制限手段または位
相差補償手段の出力信号に応じて出力周波数を調整し、
これを前記デッド・タイム発生およびゲート駆動手段に
出力して、出力周波数が高周波である場合共振電流を小
さくし、低周波である場合共振電流を大きくすることが
できるようにする電圧制御発振手段と、を含んでなるこ
とを特徴とする共振型コンバータ制御システム。 - 【請求項２】 請求項１記載の共振型コンバータ制御シ
ステムにおいて、 前記デッド・タイム発生およびゲート駆動手段は、 入力される周波数信号をクロック入力に受け、自ずから
出力信号をデータ入力に受け、継続的に信号を出力する
Ｄフリップ・フロップと、 前記Ｄフリップ・フロップの出力信号とその反転された
信号とをそれぞれ時間遅延させるための時間遅延回路
と、 前記Ｄフリップ・フロップの出力信号とその反転された
信号とをそれぞれ前記時間遅延回路の出力信号と論理積
してデッド・タイムを発生させるデッド・タイム発生器
と、 前記デッド・タイム発生器の出力信号をそれぞれ入力さ
れ、前記インバータのＩＧＢＴスイッチング素子を交互
に駆動させるためのスイッチング周波数を発生するＥＩ
ＧＤと、を含んでなることを特徴とする共振型コンバー
タ制御システム。 - 【請求項３】 請求項２記載の共振型コンバータ制御シ
ステムにおいて、 前記デッド・タイム発生器はＡＮＤゲートからなること
を特徴とする共振型コンバータ制御システム。 - 【請求項４】 請求項１記載の共振型コンバータ制御シ
ステムにおいて、 前記入力電流制御手段は、 前記交流電源電圧の入力電流を検出するためのコンバー
タと、 前記コンバータを通じて検出された入力電流を整流し平
滑にするための整流器と、 前記整流器の出力電圧が常に０［Ｖ］以上になるように
一定の電圧を前記整流器に供給する分圧抵抗と、 ０［Ｖ］の電圧から漸増する電圧を供給し、システムの
起動の際前記インバータの共振電流値を小さくした後、
漸次大きくなるように調整することにより、ソフト・ス
ターティングが可能であるようにするソフト・スタート
回路と、 前記整流器の出力電圧を反転入力に受け、前記ソフト・
スタート回路の出力電圧を非反転入力に受け、入力され
た二つの信号の偏差を増幅して前記電圧制御発振手段に
出力することにより、入力電流を制御可能にする差動増
幅器と、を含むことを特徴とする共振型コンバータ制御
システム。 - 【請求項５】 請求項４記載の共振型コンバータ制御シ
ステムにおいて、 前記ソフト・スタート回路は、 電源電圧を分圧するよう直列に接続された分圧抵抗と、 前記分圧抵抗の接続点に印加される電圧を充電および放
電するキャパシタと、 前記キャパシタと並列に接続されており、最初の動作の
際、オン状態からオフ状態に転換されることにより、０
［Ｖ］の電圧から漸増する電圧が前記差動増幅器に供給
可能にするノーマル・オン・スイッチと、を含むことを
特徴とする共振型コンバータ制御システム。 - 【請求項６】 請求項１記載の共振型コンバータ制御シ
ステムにおいて、 前記共振電流制限手段は、 前記インバータの共振電流を検出するためのコンバータ
と、 前記コンバータを通じて検出された共振電流を整流し平
滑にするための整流器と、 一定の電圧を設定するための分圧抵抗と、 前記整流器の出力電圧を反転入力に受け、前記分圧抵抗
の接続点に印加される電圧を非反転入力に受け、入力さ
れた二つの信号の偏差を増幅し、前記整流器の出力電圧
が前記分圧抵抗の接続点に印加される電圧以上である場
合にのみ前記電圧制御発振手段に信号を出力することに
より、前記インバータの共振電流を制限するようにする
差動増幅器と、を含むことを特徴とする共振型コンバー
タ制御システム。 - 【請求項７】 請求項１記載の共振型コンバータ制御シ
ステムにおいて、 前記位相差補償手段は、 一定の電圧を設定するための分圧抵抗と、 前記インバータの共振電流を検出するための検出抵抗
と、 前記分圧抵抗の接続点に印加される電圧を反転入力に受
け、前記検出抵抗の両端に印加される電圧を非反転入力
に受け、入力された二つの信号を比較して比較結果信号
を出力する比較器と、 前記比較器から出力される共振電流の位相と前記デッド
・タイム発生およびゲート駆動手段から出力されるスイ
ッチング周波数の位相を比較し、位相差信号を出力する
位相比較回路と、 前記共振電流（または共振周波数）とスイッチング周波
数の位相差を常に一定値以上に保持し得るように一定の
位相差を設定するための位相差設定回路と、 前記位相比較回路の出力信号を反転入力に受け、前記位
相差設定回路の出力信号を非反転入力に受け、入力され
た二つの信号の偏差を増幅して前記位相比較回路の出力
信号が前記位相差設定回路の出力信号以上である場合に
のみ前記電圧制御発振手段に信号を出力することによ
り、前記位相差を補償可能にする差動増幅器と、を含む
ことを特徴とする共振型コンバータ制御システム。 - 【請求項８】 請求項７記載の共振型コンバータ制御シ
ステムにおいて、 前記位相比較回路は、ＥＸ−ＮＯＲゲートからなること
を特徴とする共振型コンバータ制御システム。 - 【請求項９】 請求項７記載の共振型コンバータ制御シ
ステムにおいて、 前記位相差設定回路は、一定の電圧を設定するための分
圧抵抗からなることを特徴とする共振型コンバータ制御
システム。 - 【請求項１０】 請求項１記載の共振型コンバータ制御
システムにおいて、 前記共振電流制限手段の出力端子と前記電圧制御発振手
段の入力端子の間には、前記共振電流制限手段の出力信
号が「ロー」であるときのみ出力信号を前記電圧制御発
振手段に入力し得るようにダイオードが接続されている
ことを特徴とする共振型コンバータ制御システム。 - 【請求項１１】 請求項１記載の共振型コンバータ制御
システムにおいて、 前記位相差補償手段の出力端子と前記電圧制御発振手段
の入力端子の間には、前記位相差補償手段の出力信号が
「ロー」であるときにのみ出力信号を前記電圧制御発振
手段に入力し得るようにダイオードが接続されているこ
とを特徴とする共振型コンバータ制御システム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1995P-61865 | 1995-12-28 | ||
| KR1019950061865A KR0154818B1 (ko) | 1995-12-28 | 1995-12-28 | 공진형 콘버터 제어 시스템 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09201060A true JPH09201060A (ja) | 1997-07-31 |
| JP3747105B2 JP3747105B2 (ja) | 2006-02-22 |
Family
ID=19446048
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34900696A Expired - Fee Related JP3747105B2 (ja) | 1995-12-28 | 1996-12-26 | 共振型コンバータ制御システム |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5777864A (ja) |
| JP (1) | JP3747105B2 (ja) |
| KR (1) | KR0154818B1 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6163019A (en) * | 1999-03-05 | 2000-12-19 | Abb Metallurgy | Resonant frequency induction furnace system using capacitive voltage division |
| JP2000324826A (ja) * | 1999-05-07 | 2000-11-24 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| US6154375A (en) * | 1999-10-08 | 2000-11-28 | Philips Electronics North America Corporation | Soft start scheme for resonant converters having variable frequency control |
| JP2003050637A (ja) * | 2001-08-07 | 2003-02-21 | Mitsubishi Electric Corp | 電源装置 |
| US6741116B2 (en) * | 2001-10-15 | 2004-05-25 | Semikron Elekronik Gmbh | Semiconductor component for direct gate control and monitoring of power semiconductor switches |
| US20040160216A1 (en) * | 2003-02-06 | 2004-08-19 | Proton Energy Systems, Inc. | Method and system for configuring power electronics in an electrochemical cell system |
| US7106030B2 (en) * | 2004-01-14 | 2006-09-12 | Vanner, Inc. | Field excitation for an alternator |
| US7057376B2 (en) | 2004-01-14 | 2006-06-06 | Vanner, Inc. | Power management system for vehicles |
| US7352154B2 (en) * | 2004-01-14 | 2008-04-01 | Vanner, Inc. | Electrical system control for a vehicle |
| US7379309B2 (en) * | 2004-01-14 | 2008-05-27 | Vanner, Inc. | High-frequency DC-DC converter control |
| US20050151508A1 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-14 | Alexander Cook | Battery isolator |
| US20050151513A1 (en) * | 2004-01-14 | 2005-07-14 | Alexander Cook | Vehicle power and battery management system |
| US7639520B1 (en) * | 2007-02-26 | 2009-12-29 | Network Appliance, Inc. | Efficient power supply |
| TW200939595A (en) * | 2008-03-14 | 2009-09-16 | Kye Systems Corp | Electromagnetic induction conversion system for wireless input device |
| EP2445098B1 (en) * | 2010-10-25 | 2019-08-07 | STMicroelectronics Srl | Control device for a resonant converter. |
| US8461797B2 (en) * | 2011-01-28 | 2013-06-11 | I-Shou University | Current direction detection module |
| US9356474B2 (en) * | 2011-09-28 | 2016-05-31 | Tdk Corporation | Wireless power feeder and wireless power transmission system |
| US20200373844A1 (en) * | 2019-05-23 | 2020-11-26 | Infineon Technologies Austria Ag | Hybrid resonant power supply |
| CN114583932B (zh) * | 2022-04-29 | 2022-07-26 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | 一种用于llc谐振变换器的控制电路和控制方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4820891A (en) * | 1986-11-29 | 1989-04-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Induction heated cooking apparatus |
-
1995
- 1995-12-28 KR KR1019950061865A patent/KR0154818B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1996
- 1996-11-12 US US08/745,706 patent/US5777864A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-26 JP JP34900696A patent/JP3747105B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR970055156A (ko) | 1997-07-31 |
| JP3747105B2 (ja) | 2006-02-22 |
| KR0154818B1 (ko) | 1998-12-15 |
| US5777864A (en) | 1998-07-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH09201060A (ja) | 共振型コンバータ制御システム | |
| US4672528A (en) | Resonant inverter with improved control | |
| US5923542A (en) | Method and apparatus for driving piezoelectric transformer | |
| EP0595232B1 (en) | Controlling apparatus for high frequency high voltage power source | |
| JP3578930B2 (ja) | 発電機および発電機装置 | |
| JPS63190556A (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| US4934822A (en) | PWM-controlled power supply capable of eliminating modulation-frequency signal components from ground potentials | |
| JPH09131075A (ja) | インバータ装置 | |
| US6335520B1 (en) | Microwave oven and a method for controlling the same | |
| CN108574413B (zh) | 谐振变换器、用于谐振变换器的控制电路及其方法 | |
| EP0218983B1 (en) | Ac motor control method and its control apparatus | |
| US6169668B1 (en) | Zero voltage switching isolated boost converters | |
| JPS598148B2 (ja) | 周波数変換装置 | |
| JPS6142392B2 (ja) | ||
| JP2678266B2 (ja) | 高周波高電圧電源の制御装置 | |
| JP6832402B1 (ja) | インバータ装置およびインバータ装置の制御方法 | |
| JP2697681B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0833330A (ja) | Ｆｅｔのスイッチング制御回路 | |
| JP3602333B2 (ja) | 並列型インバータ装置 | |
| JP2940064B2 (ja) | 誘導加熱用インバータ電源 | |
| JP3168683B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2742461B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3265914B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPH02131364A (ja) | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH067742B2 (ja) | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050629 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050712 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20051004 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20051101 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20051128 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091202 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101202 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111202 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121202 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121202 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131202 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |