JPH09181532A - 低電力相互コンダクタンス駆動増幅器 - Google Patents
低電力相互コンダクタンス駆動増幅器Info
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- JPH09181532A JPH09181532A JP8315180A JP31518096A JPH09181532A JP H09181532 A JPH09181532 A JP H09181532A JP 8315180 A JP8315180 A JP 8315180A JP 31518096 A JP31518096 A JP 31518096A JP H09181532 A JPH09181532 A JP H09181532A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0244—Stepped control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3076—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
- H03F3/3077—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage using Darlington transistors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Details Of Television Scanning (AREA)
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- Video Image Reproduction Devices For Color Tv Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、出力装置で散逸される電力が最小
限に抑えられるコンバージェンス増幅器の提供を目的と
する。 【解決手段】 コンバージェンス補正電圧波形が電力増
幅回路に供給される。電力増幅器の出力段は、コンバー
ジェンス補正電圧波形に比例したコンバージェンス補正
電流と共に陰極線管の偏向コイルを駆動する。出力段の
出力装置の両端の差動電圧電位は、所定の基準電圧と比
較される。差動電圧電位が所定の基準電圧より降下する
と共に、出力装置に接続されたバックトポロジー電圧レ
ギュレータはターンオンされる。これにより、差動電圧
電位は所定の基準電圧よりも大きいレベルに維持され
る。
限に抑えられるコンバージェンス増幅器の提供を目的と
する。 【解決手段】 コンバージェンス補正電圧波形が電力増
幅回路に供給される。電力増幅器の出力段は、コンバー
ジェンス補正電圧波形に比例したコンバージェンス補正
電流と共に陰極線管の偏向コイルを駆動する。出力段の
出力装置の両端の差動電圧電位は、所定の基準電圧と比
較される。差動電圧電位が所定の基準電圧より降下する
と共に、出力装置に接続されたバックトポロジー電圧レ
ギュレータはターンオンされる。これにより、差動電圧
電位は所定の基準電圧よりも大きいレベルに維持され
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般的に、増幅回
路に係り、特に、例えば、陰極線管のコンバージェンス
ヨーク内の偏向コイルを駆動する電力増幅器に関する。
路に係り、特に、例えば、陰極線管のコンバージェンス
ヨーク内の偏向コイルを駆動する電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン受像機に使用されるＣＲＴ
（陰極線管）は、ＣＲＴのフェースプレートのラスタ上
でビデオ画像の歪みが生じる。上記歪みの中には、ピン
クッション歪みと、バレル歪みと、台形状歪みと、水平
方向非直線性と、垂直方向非直線性とが含まれる。
（陰極線管）は、ＣＲＴのフェースプレートのラスタ上
でビデオ画像の歪みが生じる。上記歪みの中には、ピン
クッション歪みと、バレル歪みと、台形状歪みと、水平
方向非直線性と、垂直方向非直線性とが含まれる。
【０００３】投射形テレビジョン受像機は３台のＣＲＴ
により構成され、その３台のＣＲＴは互いに対し軸から
外れた向きに置かれ、３台のＣＲＴの中の２台は、投写
スクリーンに対し軸から外れた向きに置かれる。ＣＲＴ
の相互に関する位置合わせと、投写スクリーンに関する
位置合わせは、ＣＲＴのフェースプレートのラスタに既
に存在するビデオ画像の歪みを投写スクリーン上で拡大
する。更に、上記の位置合わせは、水平及び垂直方向の
台形状歪みと、斜め状歪みと、弓状歪みとを含む位置合
わせ固有の更なる歪みを投写スクリーン上のビデオ画像
に生じさせる。各ＣＲＴの投写スクリーンに対する向き
は異なるので、３色の各色に対し存在する歪みは異な
る。
により構成され、その３台のＣＲＴは互いに対し軸から
外れた向きに置かれ、３台のＣＲＴの中の２台は、投写
スクリーンに対し軸から外れた向きに置かれる。ＣＲＴ
の相互に関する位置合わせと、投写スクリーンに関する
位置合わせは、ＣＲＴのフェースプレートのラスタに既
に存在するビデオ画像の歪みを投写スクリーン上で拡大
する。更に、上記の位置合わせは、水平及び垂直方向の
台形状歪みと、斜め状歪みと、弓状歪みとを含む位置合
わせ固有の更なる歪みを投写スクリーン上のビデオ画像
に生じさせる。各ＣＲＴの投写スクリーンに対する向き
は異なるので、３色の各色に対し存在する歪みは異な
る。
【０００４】上記歪みを補正するため、投射形テレビジ
ョン受像機は、通常、３台の各ＣＲＴに対し補助偏向ヨ
ークが設けられる。上記補助偏向ヨークは、一般的に、
コンバージェンスヨークと呼ばれる。３台の各ＣＲＴ
は、全部で６個の偏向コイルよりなるため、そのコンバ
ージェンスパス内に水平偏向コイル及び垂直偏向コイル
を必要とする。
ョン受像機は、通常、３台の各ＣＲＴに対し補助偏向ヨ
ークが設けられる。上記補助偏向ヨークは、一般的に、
コンバージェンスヨークと呼ばれる。３台の各ＣＲＴ
は、全部で６個の偏向コイルよりなるため、そのコンバ
ージェンスパス内に水平偏向コイル及び垂直偏向コイル
を必要とする。
【０００５】コンバージェンスヨークの偏向コイルは、
投写スクリーン上にあるビデオ画像を補正するため適当
な電流波形と共に励起される必要がある。かかる波形
は、屡々、垂直及び水平レートパラボラ、ランプ、及び
直流レベルの組合せとして、及び、上記パラボラ、ラン
プ及び直流レベルの積として発生される。６個の各コン
バージェンスヨークコイルは別個の電力増幅器により駆
動される。その理由は、６個の偏向コイルを励起するた
め必要とされる電流波形の振幅及び形状が互いに異なる
場合があるからである。各電流増幅器は、入力電圧とし
て、コンバージェンス波形発生器により発生された低電
圧波形をとり、対応する偏向コイルへの出力として、上
記の電圧に比例し、コイルを駆動するのに十分な電力の
電流を生成する。
投写スクリーン上にあるビデオ画像を補正するため適当
な電流波形と共に励起される必要がある。かかる波形
は、屡々、垂直及び水平レートパラボラ、ランプ、及び
直流レベルの組合せとして、及び、上記パラボラ、ラン
プ及び直流レベルの積として発生される。６個の各コン
バージェンスヨークコイルは別個の電力増幅器により駆
動される。その理由は、６個の偏向コイルを励起するた
め必要とされる電流波形の振幅及び形状が互いに異なる
場合があるからである。各電流増幅器は、入力電圧とし
て、コンバージェンス波形発生器により発生された低電
圧波形をとり、対応する偏向コイルへの出力として、上
記の電圧に比例し、コイルを駆動するのに十分な電力の
電流を生成する。
【０００６】陰極線管のコンバージェンスヨークの偏向
コイルを駆動するため使用される電力増幅器の一つの可
能な実現法は、イー ロドリゲス カバゾス(E. Rodrig
uezCavazos)に発行された米国特許第４，９６１，０３
２号明細書に記載され、図５に示される。この電力増幅
器は、偏向コイルの電流波形の明確に異なる部分の間に
二つの異なる電源を使用する。例えば、波形発生器８に
より供給された入力電圧波形の正の動作範囲中に、偏向
コイルに対する必要な駆動電圧がかなり低いとき、低電
圧レベル＋ＶLOW が偏向コイルの電流波形のトレース部
分の間で使用される。偏向コイルを流れる電流の急速な
変化が偏向コイルに対する高い駆動電圧を指示すると
き、検出回路２２に応答する高電圧レベル＋ＶHIGHは電
流波形のリトレース部分の間で利用される。コンバージ
ェンス補正波形の負の動作範囲中に、電圧レベル−Ｖ
LOW 又は−ＶHIGHが使用される。偏向コイルの電流波形
の二つの別々の各部分に対し異なる電源を使用すること
により、コンバージェンス増幅器に散逸された電力は削
減される。次に、これにより、コンバージェンス増幅器
の出力装置に使用されるヒートシンク領域を小さくする
ことが可能になり、コンバージェンス増幅器の電力要求
が緩和される。
コイルを駆動するため使用される電力増幅器の一つの可
能な実現法は、イー ロドリゲス カバゾス(E. Rodrig
uezCavazos)に発行された米国特許第４，９６１，０３
２号明細書に記載され、図５に示される。この電力増幅
器は、偏向コイルの電流波形の明確に異なる部分の間に
二つの異なる電源を使用する。例えば、波形発生器８に
より供給された入力電圧波形の正の動作範囲中に、偏向
コイルに対する必要な駆動電圧がかなり低いとき、低電
圧レベル＋ＶLOW が偏向コイルの電流波形のトレース部
分の間で使用される。偏向コイルを流れる電流の急速な
変化が偏向コイルに対する高い駆動電圧を指示すると
き、検出回路２２に応答する高電圧レベル＋ＶHIGHは電
流波形のリトレース部分の間で利用される。コンバージ
ェンス補正波形の負の動作範囲中に、電圧レベル−Ｖ
LOW 又は−ＶHIGHが使用される。偏向コイルの電流波形
の二つの別々の各部分に対し異なる電源を使用すること
により、コンバージェンス増幅器に散逸された電力は削
減される。次に、これにより、コンバージェンス増幅器
の出力装置に使用されるヒートシンク領域を小さくする
ことが可能になり、コンバージェンス増幅器の電力要求
が緩和される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】コンバージェンス増幅
器において散逸される電力を更に削減することが望まし
い。特に、コンバージェンス増幅器の出力装置で散逸さ
れる電力を最小限に抑える方が有利である。
器において散逸される電力を更に削減することが望まし
い。特に、コンバージェンス増幅器の出力装置で散逸さ
れる電力を最小限に抑える方が有利である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】以下に開示された新規の
配置による電力増幅器において、出力装置の両端の差動
電圧電位（又は、電圧の電位差）は最小限に保たれ、同
時に、出力装置は出力電力の変化とは無関係に電流を伝
える。上記増幅回路は、高周波負荷を駆動する出力電流
を発生する出力段と、上記出力段の第１の端子と第２の
端子の間で差動電圧電位が保たれるよう、上記出力段の
第２の端子の電圧を追跡する上記出力段の第１の端子と
からなる。差動電圧電位の大きさは、所定の電圧電位よ
りも大きくてもよい。
配置による電力増幅器において、出力装置の両端の差動
電圧電位（又は、電圧の電位差）は最小限に保たれ、同
時に、出力装置は出力電力の変化とは無関係に電流を伝
える。上記増幅回路は、高周波負荷を駆動する出力電流
を発生する出力段と、上記出力段の第１の端子と第２の
端子の間で差動電圧電位が保たれるよう、上記出力段の
第２の端子の電圧を追跡する上記出力段の第１の端子と
からなる。差動電圧電位の大きさは、所定の電圧電位よ
りも大きくてもよい。
【０００９】ここに開示された新規の配置の特徴によれ
ば、増幅回路は、第１の電極と高周波負荷に接続された
第２の電極とを有し、上記高周波負荷を駆動する出力電
流を発生する半導体出力装置と、上記出力装置の上記第
２の電極の電圧の変化とは無関係に、所定の電圧電位よ
りも大きい上記第１及び第２の電極の間の差動電圧電位
を保持する手段とからなる。
ば、増幅回路は、第１の電極と高周波負荷に接続された
第２の電極とを有し、上記高周波負荷を駆動する出力電
流を発生する半導体出力装置と、上記出力装置の上記第
２の電極の電圧の変化とは無関係に、所定の電圧電位よ
りも大きい上記第１及び第２の電極の間の差動電圧電位
を保持する手段とからなる。
【００１０】上記の差動電圧電位を保持する手段は、上
記の差動電圧電位を上記の所定の電圧電位と比較する手
段と、上記電位を比較する手段に応答してキャパシタを
充電する手段とからなる。上記電位を比較する手段は、
上記の差動電圧電位の大きさが上記所定の電圧電位より
も低下したとき、上記キャパシタを充電する手段に上記
のキャパシタを充電させる。上記電位を比較する手段
は、上記差動電位の大きさが上記所定の電圧電位よりも
大きいとき、上記出力装置の上記第２の電極の電圧の変
化とは無関係に一定の電流を伝える。
記の差動電圧電位を上記の所定の電圧電位と比較する手
段と、上記電位を比較する手段に応答してキャパシタを
充電する手段とからなる。上記電位を比較する手段は、
上記の差動電圧電位の大きさが上記所定の電圧電位より
も低下したとき、上記キャパシタを充電する手段に上記
のキャパシタを充電させる。上記電位を比較する手段
は、上記差動電位の大きさが上記所定の電圧電位よりも
大きいとき、上記出力装置の上記第２の電極の電圧の変
化とは無関係に一定の電流を伝える。
【００１１】上記キャパシタの両端の電圧は、大きさに
関し上記負荷の電圧と上記差動電圧電位の合計に略一致
する。差動電圧電位は、上記の所定の電圧電位とオーバ
ーシュート電圧の合計により構成され、その大きさはス
イッチ装置のスイッチング速度に依存する。上記負荷の
電圧の極性が反転された場合でも、差動電圧電位は保持
される。
関し上記負荷の電圧と上記差動電圧電位の合計に略一致
する。差動電圧電位は、上記の所定の電圧電位とオーバ
ーシュート電圧の合計により構成され、その大きさはス
イッチ装置のスイッチング速度に依存する。上記負荷の
電圧の極性が反転された場合でも、差動電圧電位は保持
される。
【００１２】上記キャパシタを充電する手段は、第１の
電圧電位源に接続された第１の電極を有するスイッチ装
置と、上記スイッチ装置の第２の電極に接続された第１
の端子と、上記キャパシタの第１の端子に接続された第
２の端子とを有するインダクタと、上記スイッチ装置が
非導通にされたとき、順方向にバイアスされるように、
上記インダクタの上記第１の端子と第２の電圧電位源の
間に接続されたダイオードとからなる。
電圧電位源に接続された第１の電極を有するスイッチ装
置と、上記スイッチ装置の第２の電極に接続された第１
の端子と、上記キャパシタの第１の端子に接続された第
２の端子とを有するインダクタと、上記スイッチ装置が
非導通にされたとき、順方向にバイアスされるように、
上記インダクタの上記第１の端子と第２の電圧電位源の
間に接続されたダイオードとからなる。
【００１３】上記スイッチ装置は、ダーリントン構造に
配置された第１及び第２のバイポーラ接合トランジスタ
からなり、上記両方のトランジスタは、上記の差動電圧
電位の大きさが上記の所定の電圧電位よりも大きくなる
とき略同時にターンオフされる。ショットキーダイオー
ドを上記第１のトランジスタ（Ｑ５３又はＱ５４）から
上記第２のトランジスタに接続してもよい。
配置された第１及び第２のバイポーラ接合トランジスタ
からなり、上記両方のトランジスタは、上記の差動電圧
電位の大きさが上記の所定の電圧電位よりも大きくなる
とき略同時にターンオフされる。ショットキーダイオー
ドを上記第１のトランジスタ（Ｑ５３又はＱ５４）から
上記第２のトランジスタに接続してもよい。
【００１４】ここに開示された新規の配置の更なる特徴
によれば、増幅回路は、負荷を駆動する出力電流を発生
する半導体出力装置と、上記出力装置の第１の電極と第
２の電極の間の差動電圧電位を所定の電圧電位と比較す
る手段と、上記出力装置に接続され、上記電位を比較す
る手段に応答するスイッチモード電圧レギュレータとか
らなる。
によれば、増幅回路は、負荷を駆動する出力電流を発生
する半導体出力装置と、上記出力装置の第１の電極と第
２の電極の間の差動電圧電位を所定の電圧電位と比較す
る手段と、上記出力装置に接続され、上記電位を比較す
る手段に応答するスイッチモード電圧レギュレータとか
らなる。
【００１５】上記スイッチモード電圧レギュレータは、
上記出力装置の上記第２の電極の電圧の変化とは無関係
に、上記の差動電圧電位を大きさに関し上記所定の電圧
電位よりも大きいレベルに維持する。差動電圧電位は上
記所定の電圧電位とオーバーシュート電圧の合計により
構成され、その大きさは上記スイッチモード電圧レギュ
レータが上記電位を比較する手段に応答する速度に依存
する。
上記出力装置の上記第２の電極の電圧の変化とは無関係
に、上記の差動電圧電位を大きさに関し上記所定の電圧
電位よりも大きいレベルに維持する。差動電圧電位は上
記所定の電圧電位とオーバーシュート電圧の合計により
構成され、その大きさは上記スイッチモード電圧レギュ
レータが上記電位を比較する手段に応答する速度に依存
する。
【００１６】上記スイッチモード電圧レギュレータのス
イッチ装置は、上記負荷により決められた周波数で切替
わる。上記電位を比較する手段は、上記の差動電圧電位
の大きさが上記所定の電圧電位以上であるとき、上記ス
イッチモード電圧レギュレータに導通状態を中断させ
る。
イッチ装置は、上記負荷により決められた周波数で切替
わる。上記電位を比較する手段は、上記の差動電圧電位
の大きさが上記所定の電圧電位以上であるとき、上記ス
イッチモード電圧レギュレータに導通状態を中断させ
る。
【００１７】本発明の上記の特徴及び利点と他の特徴及
び利点は、同様の参照番号が同一の素子の名前を示す添
付図面を参照して、以下の説明を読むことにより明らか
になる。
び利点は、同様の参照番号が同一の素子の名前を示す添
付図面を参照して、以下の説明を読むことにより明らか
になる。
【００１８】
【発明の実施の形態】図１及び図２に示された電力増幅
器１００は、例えば、陰極線管（図示しない）のコンバ
ージェンスヨーク内の偏向コイルＬ１を駆動するため使
用される。図１を参照するに、波形発生器１０は、コン
バージェンス補正電圧波形１５を入力段２５に供給す
る。波形発生器１０は、通常の設計のものでよく、ここ
では説明しない。入力段２５は、ドライバ段３０のトラ
ンジスタＱ５及びＱ７を駆動する。次に、ドライバ段３
０のトランジスタＱ５及びＱ７は、出力段４０の出力装
置Ｑ８、Ｑ２３及びＱ１０、Ｑ２６を夫々駆動する。出
力装置Ｑ８、Ｑ２４及びＱ１０、Ｑ１６は、最終的に、
コンバージェンス補正電圧波形１５に比例したコンバー
ジェンス補正電流ＩCORRと共に偏向コイルＬ１を駆動す
る。検出電圧Ｖ SENSE は、電流検出抵抗Ｒ１１を通るコ
ンバージェンス補正電流ＩCORRの流れとして発生する。
検出電圧ＶSENSE は抵抗Ｒ６により入力段２５に帰還さ
れる。抵抗Ｒ２０は、電力増幅器１００の高周波利得を
制限することにより偏向コイルＬのリンギングを制御す
る。
器１００は、例えば、陰極線管（図示しない）のコンバ
ージェンスヨーク内の偏向コイルＬ１を駆動するため使
用される。図１を参照するに、波形発生器１０は、コン
バージェンス補正電圧波形１５を入力段２５に供給す
る。波形発生器１０は、通常の設計のものでよく、ここ
では説明しない。入力段２５は、ドライバ段３０のトラ
ンジスタＱ５及びＱ７を駆動する。次に、ドライバ段３
０のトランジスタＱ５及びＱ７は、出力段４０の出力装
置Ｑ８、Ｑ２３及びＱ１０、Ｑ２６を夫々駆動する。出
力装置Ｑ８、Ｑ２４及びＱ１０、Ｑ１６は、最終的に、
コンバージェンス補正電圧波形１５に比例したコンバー
ジェンス補正電流ＩCORRと共に偏向コイルＬ１を駆動す
る。検出電圧Ｖ SENSE は、電流検出抵抗Ｒ１１を通るコ
ンバージェンス補正電流ＩCORRの流れとして発生する。
検出電圧ＶSENSE は抵抗Ｒ６により入力段２５に帰還さ
れる。抵抗Ｒ２０は、電力増幅器１００の高周波利得を
制限することにより偏向コイルＬのリンギングを制御す
る。
【００１９】比較回路５０及び５１は、出力装置Ｑ８、
Ｑ２４の間の差動電圧電位ＶDIFF,Q 24と、出力装置Ｑ１
０、Ｑ２６の間の差動電圧電位ＶDIFF,Q26を測定する。
スイッチングレギュレータ回路６０及び６１は、各差動
電圧電位ＶDIFF,Q24及びＶDI FF,Q26の大きさが所定の基
準電圧ＶREF よりも大きくなるように、差動電圧電位Ｖ
DIFF,Q24及びＶDIFF,Q26を夫々調節する。
Ｑ２４の間の差動電圧電位ＶDIFF,Q 24と、出力装置Ｑ１
０、Ｑ２６の間の差動電圧電位ＶDIFF,Q26を測定する。
スイッチングレギュレータ回路６０及び６１は、各差動
電圧電位ＶDIFF,Q24及びＶDI FF,Q26の大きさが所定の基
準電圧ＶREF よりも大きくなるように、差動電圧電位Ｖ
DIFF,Q24及びＶDIFF,Q26を夫々調節する。
【００２０】図２は増幅器１００の詳細な回路図であ
る。増幅器１００は、第１及び第２の電圧電位源＋１０
Ｖ及び−１０Ｖと、第３及び第４の電圧電位源＋４５Ｖ
及び−４５Ｖと、例えば、接地の基準電位源とを有す
る。当業者は、回路、信号及び負荷の要求に従って上記
電圧電位源のレベルを変更することができる。入力段２
５は、一般的に、トランジスタＱ６３、Ｑ６４、Ｑ６
６、Ｑ６９、Ｑ７０及びＱ７７により構成される。トラ
ンジスタＱ６３及びＱ６４は、例えば、工業部品番号Ｂ
Ｃ５４８Ｃを有する。トランジスタＱ６９及びＱ７０
は、例えば、工業部品番号ＢＣ５５６Ｃを有する。トラ
ンジスタＱ６６及びＱ７７は、例えば、工業部品番号Ｂ
Ｃ５４６Ｃを有する。
る。増幅器１００は、第１及び第２の電圧電位源＋１０
Ｖ及び−１０Ｖと、第３及び第４の電圧電位源＋４５Ｖ
及び−４５Ｖと、例えば、接地の基準電位源とを有す
る。当業者は、回路、信号及び負荷の要求に従って上記
電圧電位源のレベルを変更することができる。入力段２
５は、一般的に、トランジスタＱ６３、Ｑ６４、Ｑ６
６、Ｑ６９、Ｑ７０及びＱ７７により構成される。トラ
ンジスタＱ６３及びＱ６４は、例えば、工業部品番号Ｂ
Ｃ５４８Ｃを有する。トランジスタＱ６９及びＱ７０
は、例えば、工業部品番号ＢＣ５５６Ｃを有する。トラ
ンジスタＱ６６及びＱ７７は、例えば、工業部品番号Ｂ
Ｃ５４６Ｃを有する。
【００２１】ドライバ段３０は、一般的に、第１及び第
２の電流増幅回路からなる。第１の電流増幅回路は、一
般的に、トランジスタＱ５と、抵抗Ｒ５及びＲ１２９
と、ダイオードＤ８１とからなる。第１の電流増幅回路
は、トランジスタＱ５のベース電極とコレクタ電極に、
夫々、入力端子と出力端子を有する。第２の電流増幅回
路は、一般的に、トランジスタＱ７と、抵抗Ｒ７及びＲ
１３０と、ダイオードＤ８２とからなる。第２の電流増
幅回路は、トランジスタＱ７のベース電極とコレクタ電
極に、夫々、入力端子と出力端子を有する。トランジス
タＱ５及びＱ７は、夫々、工業部品番号ＭＰＳＡ９２及
びＭＰＳＡ４２を有する。ダイオードＤ８１及びＤ８２
は、図２に示されたようにショットキーダイオードでも
よく、例えば、工業部品番号ＩＮ５８１７を有する。
２の電流増幅回路からなる。第１の電流増幅回路は、一
般的に、トランジスタＱ５と、抵抗Ｒ５及びＲ１２９
と、ダイオードＤ８１とからなる。第１の電流増幅回路
は、トランジスタＱ５のベース電極とコレクタ電極に、
夫々、入力端子と出力端子を有する。第２の電流増幅回
路は、一般的に、トランジスタＱ７と、抵抗Ｒ７及びＲ
１３０と、ダイオードＤ８２とからなる。第２の電流増
幅回路は、トランジスタＱ７のベース電極とコレクタ電
極に、夫々、入力端子と出力端子を有する。トランジス
タＱ５及びＱ７は、夫々、工業部品番号ＭＰＳＡ９２及
びＭＰＳＡ４２を有する。ダイオードＤ８１及びＤ８２
は、図２に示されたようにショットキーダイオードでも
よく、例えば、工業部品番号ＩＮ５８１７を有する。
【００２２】出力段４０は、一般的に、ダーリントンペ
アの出力装置Ｑ８、Ｑ２４と、Ｑ１０、Ｑ２６により構
成される。トランジスタＱ８及びＱ２４と、ダイオード
Ｄ１５と、抵抗Ｒ１２及びＲ１３は、例えば、工業部品
番号ＢＤＷ９３／ＣＦＩを有し、エス ジー エス ト
ムソン マイクロエレクトロニクスにより製造された複
合装置により構成される。トランジスタＱ１０及びＱ２
６と、ダイオードＤ１２と、抵抗Ｒ１６及びＲ１７は、
例えば、工業部品番号ＢＤＷ９４／ＣＦＩを有し、エス
ジー エス トムソン マイクロエレクトロニクスに
より製造された複合装置により構成される。
アの出力装置Ｑ８、Ｑ２４と、Ｑ１０、Ｑ２６により構
成される。トランジスタＱ８及びＱ２４と、ダイオード
Ｄ１５と、抵抗Ｒ１２及びＲ１３は、例えば、工業部品
番号ＢＤＷ９３／ＣＦＩを有し、エス ジー エス ト
ムソン マイクロエレクトロニクスにより製造された複
合装置により構成される。トランジスタＱ１０及びＱ２
６と、ダイオードＤ１２と、抵抗Ｒ１６及びＲ１７は、
例えば、工業部品番号ＢＤＷ９４／ＣＦＩを有し、エス
ジー エス トムソン マイクロエレクトロニクスに
より製造された複合装置により構成される。
【００２３】キャパシタＣ１０、Ｃ１１及びＣ１３は、
トランジスタＱ８及びＱ１０のベース電極に流れ込むタ
ーンオンバイアス電流を最低限に抑える。バイアス電流
は、スイッチングレギュレータ６０及び６１の作動によ
り夫々接合Ｊ１及びＪ４で発生され、トランジスタの夫
々のミラー効果容量によって接合Ｊ１及びＪ４からトラ
ンジスタＱ８及びＱ１０のベース電極に接続された電圧
変化により誘起される。
トランジスタＱ８及びＱ１０のベース電極に流れ込むタ
ーンオンバイアス電流を最低限に抑える。バイアス電流
は、スイッチングレギュレータ６０及び６１の作動によ
り夫々接合Ｊ１及びＪ４で発生され、トランジスタの夫
々のミラー効果容量によって接合Ｊ１及びＪ４からトラ
ンジスタＱ８及びＱ１０のベース電極に接続された電圧
変化により誘起される。
【００２４】各出力装置Ｑ８、Ｑ２４と、Ｑ１０、Ｑ２
６は、ターンオンのために、典型的に約１Ｖのバイアス
電圧を要求する。特に、トランジスタＱ８のベース電極
は、トランジスタＱ２４のエミッタ電極よりも約１Ｖ高
くしなければならず、トランジスタＱ１０のベース電極
は、トランジスタＱ２６のエミッタ電極よりも約１Ｖ低
くしなければならない。トランジスタＱ２４とＱ２６の
エミッタ電極は接続されるので、両方のダーリントンペ
ア形の出力装置にバイアスをかけるため、トランジスタ
Ｑ８のベース電極からトランジスタＱ１０のベース電極
まで約２Ｖの電圧降下がある。本発明の好ましい一実施
例において、僅か２Ｖ未満の電圧降下は、ダイオードＤ
１、Ｄ２及びＤ３により与えられる。
６は、ターンオンのために、典型的に約１Ｖのバイアス
電圧を要求する。特に、トランジスタＱ８のベース電極
は、トランジスタＱ２４のエミッタ電極よりも約１Ｖ高
くしなければならず、トランジスタＱ１０のベース電極
は、トランジスタＱ２６のエミッタ電極よりも約１Ｖ低
くしなければならない。トランジスタＱ２４とＱ２６の
エミッタ電極は接続されるので、両方のダーリントンペ
ア形の出力装置にバイアスをかけるため、トランジスタ
Ｑ８のベース電極からトランジスタＱ１０のベース電極
まで約２Ｖの電圧降下がある。本発明の好ましい一実施
例において、僅か２Ｖ未満の電圧降下は、ダイオードＤ
１、Ｄ２及びＤ３により与えられる。
【００２５】この形式で出力装置Ｑ８、Ｑ２４とＱ１
０、Ｑ２６にバイアスをかけることにより、不所望のコ
モンモード電流を防止すると共に、出力装置をターンオ
ンする閾値に置く。バイアスをかけることにより、出力
装置Ｑ８、Ｑ２４とＱ１０、Ｑ２６の切換え点の“デッ
ドゾーン”が最小限に抑えられると共に、出力装置Ｑ
８、Ｑ２４とＱ１０、Ｑ２６は、コンバージェンス補正
電圧波形１５の急速な変化に直ちに応答するようにな
る。
０、Ｑ２６にバイアスをかけることにより、不所望のコ
モンモード電流を防止すると共に、出力装置をターンオ
ンする閾値に置く。バイアスをかけることにより、出力
装置Ｑ８、Ｑ２４とＱ１０、Ｑ２６の切換え点の“デッ
ドゾーン”が最小限に抑えられると共に、出力装置Ｑ
８、Ｑ２４とＱ１０、Ｑ２６は、コンバージェンス補正
電圧波形１５の急速な変化に直ちに応答するようにな
る。
【００２６】出力装置Ｑ８、Ｑ２４と動作的に関係した
比較回路５０は、一般的に、電圧レギュレータＤ６９
と、トランジスタＱ４９と、抵抗Ｒ８３と、ダイオード
Ｄ４１及びＤ７０とからなる。電圧レギュレータＤ６９
は、例えば、定格５．１Ｖの工業部品番号ＩＮ５２３１
を有するツェナーダイオードからなる。トランジスタＱ
４９は、例えば、工業部品番号ＭＰＳＡ４２を有する。
比較回路５０は、一般的に、電圧レギュレータＤ６９
と、トランジスタＱ４９と、抵抗Ｒ８３と、ダイオード
Ｄ４１及びＤ７０とからなる。電圧レギュレータＤ６９
は、例えば、定格５．１Ｖの工業部品番号ＩＮ５２３１
を有するツェナーダイオードからなる。トランジスタＱ
４９は、例えば、工業部品番号ＭＰＳＡ４２を有する。
【００２７】出力装置Ｑ１０、Ｑ２６と動作的に関係し
た比較回路５１は、一般的に、電圧レギュレータＤ６８
と、トランジスタＱ５０と、抵抗Ｒ７３と、ダイオード
Ｄ４２及びＤ７２とからなる。電圧レギュレータＤ６８
は、例えば、定格５．１Ｖの工業部品番号ＩＮ５２３１
を有するツェナーダイオードからなる。トランジスタＱ
５０は、例えば、工業部品番号ＭＰＳＡ９２を有する。
た比較回路５１は、一般的に、電圧レギュレータＤ６８
と、トランジスタＱ５０と、抵抗Ｒ７３と、ダイオード
Ｄ４２及びＤ７２とからなる。電圧レギュレータＤ６８
は、例えば、定格５．１Ｖの工業部品番号ＩＮ５２３１
を有するツェナーダイオードからなる。トランジスタＱ
５０は、例えば、工業部品番号ＭＰＳＡ９２を有する。
【００２８】出力装置Ｑ８、Ｑ２４及び比較回路５０と
関係したスイッチングレギュレータ回路６０は、一般的
に、トランジスタＱ５７及びＱ８０を有するバックトポ
ロジー(buck-topology) レギュレータと、ダーリントン
スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１と、ダイオードＤ６２及び
Ｄ６６と、インダクタＬ８と、キャパシタＣ４３と、抵
抗Ｒ９０及びキャパシタＣ３４により構成されるスナバ
回路とからなる。トランジスタＱ５３は、例えば、工業
部品番号ＭＰＳＡ９２を有する。トランジスタＱ５７及
びＱ８０は、例えば、工業部品番号ＭＪＥ５１９５を有
する。ダイオードＤ６２及びＤ６６は、例えば、工業部
品番号ＭＵＲ１６０を有する。
関係したスイッチングレギュレータ回路６０は、一般的
に、トランジスタＱ５７及びＱ８０を有するバックトポ
ロジー(buck-topology) レギュレータと、ダーリントン
スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１と、ダイオードＤ６２及び
Ｄ６６と、インダクタＬ８と、キャパシタＣ４３と、抵
抗Ｒ９０及びキャパシタＣ３４により構成されるスナバ
回路とからなる。トランジスタＱ５３は、例えば、工業
部品番号ＭＰＳＡ９２を有する。トランジスタＱ５７及
びＱ８０は、例えば、工業部品番号ＭＪＥ５１９５を有
する。ダイオードＤ６２及びＤ６６は、例えば、工業部
品番号ＭＵＲ１６０を有する。
【００２９】出力装置Ｑ１０、Ｑ２６及び比較回路５１
と関係したスイッチングレギュレータ回路６１は、一般
的に、トランジスタＱ５８及びＱ８１を有するバックト
ポロジーレギュレータと、スイッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６
と、ダイオードＤ６３及びＤ６７と、インダクタＬ６
と、キャパシタＣ２７と、抵抗Ｒ８８及びキャパシタＣ
３３により構成されるスナバ回路とからなる。トランジ
スタＱ３６及びＱ５４は、例えば、工業部品番号ＴＩＰ
４１Ｃ及びＭＰＳＡ４２を夫々有する。トランジスタＱ
５８及びＱ８１は、例えば、工業部品番号ＢＣ５４６Ｂ
を有する。ダイオードＤ６３及びＤ６７は、例えば、工
業部品番号ＭＵＲ１６０を有する。
と関係したスイッチングレギュレータ回路６１は、一般
的に、トランジスタＱ５８及びＱ８１を有するバックト
ポロジーレギュレータと、スイッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６
と、ダイオードＤ６３及びＤ６７と、インダクタＬ６
と、キャパシタＣ２７と、抵抗Ｒ８８及びキャパシタＣ
３３により構成されるスナバ回路とからなる。トランジ
スタＱ３６及びＱ５４は、例えば、工業部品番号ＴＩＰ
４１Ｃ及びＭＰＳＡ４２を夫々有する。トランジスタＱ
５８及びＱ８１は、例えば、工業部品番号ＢＣ５４６Ｂ
を有する。ダイオードＤ６３及びＤ６７は、例えば、工
業部品番号ＭＵＲ１６０を有する。
【００３０】動作中に、コンバージェンス補正電圧波形
１５は、抵抗Ｒ５２によりトランジスタＱ６３のベース
電極の入力段２５に接続される。トランジスタＱ６３及
びＱ６４と、抵抗Ｒ１１７、Ｒ１２２及びＲ１２３は、
入力オフセット電圧を最小限に抑えるため電圧利得を供
給する反転差動増幅器を形成する。差動増幅器の出力
は、トランジスタＱ６３及びＱ６４のコレクタ電極で得
られる。トランジスタＱ６３及びＱ６４のコレクタ電極
の電圧は、夫々、トランジスタＱ６３及びＱ６４のベー
ス電極の電圧よりも小さい。これにより、抵抗Ｒ１２２
及びＲ１２３によって、夫々、トランジスタＱ６３及び
Ｑ６４のコレクタ電極を接地させることが可能になるの
で、反転差動増幅器内の電流の流れが最小限に抑えられ
る。
１５は、抵抗Ｒ５２によりトランジスタＱ６３のベース
電極の入力段２５に接続される。トランジスタＱ６３及
びＱ６４と、抵抗Ｒ１１７、Ｒ１２２及びＲ１２３は、
入力オフセット電圧を最小限に抑えるため電圧利得を供
給する反転差動増幅器を形成する。差動増幅器の出力
は、トランジスタＱ６３及びＱ６４のコレクタ電極で得
られる。トランジスタＱ６３及びＱ６４のコレクタ電極
の電圧は、夫々、トランジスタＱ６３及びＱ６４のベー
ス電極の電圧よりも小さい。これにより、抵抗Ｒ１２２
及びＲ１２３によって、夫々、トランジスタＱ６３及び
Ｑ６４のコレクタ電極を接地させることが可能になるの
で、反転差動増幅器内の電流の流れが最小限に抑えられ
る。
【００３１】反転増幅器は、トランジスタＱ６３とトラ
ンジスタＱ６４のコレクタ電極の間に接続された２個の
電流操作装置を駆動する。第１の電流操作装置は、トラ
ンジスタＱ６９及びＱ７０と、抵抗Ｒ３とにより形成さ
れ、第２の電流操作装置は、トランジスタＱ６６及びＱ
７７と、抵抗Ｒ１１４とにより形成される。平衡条件に
おいて、コンバージェンス補正電圧波形１５はゼロボル
トの振幅を有し、抵抗Ｒ１１７を流れる一定電流は、抵
抗Ｒ１２２とＲ１２３の間で均等に分割される。同様
に、抵抗Ｒ１１４を流れる電流はトランジスタＱ６６と
Ｑ７７により均等に伝えられ、抵抗Ｒ３を流れる電流は
トランジスタＱ６９とＱ７０により均等に伝えられる。
ンジスタＱ６４のコレクタ電極の間に接続された２個の
電流操作装置を駆動する。第１の電流操作装置は、トラ
ンジスタＱ６９及びＱ７０と、抵抗Ｒ３とにより形成さ
れ、第２の電流操作装置は、トランジスタＱ６６及びＱ
７７と、抵抗Ｒ１１４とにより形成される。平衡条件に
おいて、コンバージェンス補正電圧波形１５はゼロボル
トの振幅を有し、抵抗Ｒ１１７を流れる一定電流は、抵
抗Ｒ１２２とＲ１２３の間で均等に分割される。同様
に、抵抗Ｒ１１４を流れる電流はトランジスタＱ６６と
Ｑ７７により均等に伝えられ、抵抗Ｒ３を流れる電流は
トランジスタＱ６９とＱ７０により均等に伝えられる。
【００３２】入力段２５は、特に、平衡条件でトランジ
スタＱ７７とＱ７０により伝えられた電流が、夫々、ド
ライバ段４０のトランジスタＱ５及びＱ７をターンオン
させるだけのために十分であるように設計される。かく
して、平衡条件において、コモンモードの電流は、第３
の電圧電位源＋４５Ｖから、トランジスタＱ５とダイオ
ードＤ１、Ｄ２及びＤ３とトランジスタＱ７とを介し
て、第４の電圧電位源−４５Ｖまでの略１乃至２ｍＡの
流れと一致する。かかる配置により、トランジスタＱ５
及びＱ７は、コンバージェンス補正電圧波形１５の変化
に急速に反応し得るようになる。
スタＱ７７とＱ７０により伝えられた電流が、夫々、ド
ライバ段４０のトランジスタＱ５及びＱ７をターンオン
させるだけのために十分であるように設計される。かく
して、平衡条件において、コモンモードの電流は、第３
の電圧電位源＋４５Ｖから、トランジスタＱ５とダイオ
ードＤ１、Ｄ２及びＤ３とトランジスタＱ７とを介し
て、第４の電圧電位源−４５Ｖまでの略１乃至２ｍＡの
流れと一致する。かかる配置により、トランジスタＱ５
及びＱ７は、コンバージェンス補正電圧波形１５の変化
に急速に反応し得るようになる。
【００３３】コンバージェンス補正電圧波形１５の負極
性の成分の間に、トランジスタＱ６３は導電性が低下す
るので、抵抗Ｒ１２２を流れる電流は減少する。抵抗Ｒ
１１７を流れる電流は一定のまま保たれるので、抵抗Ｒ
１２３を流れる電流は、抵抗Ｒ１２２を通る電流の減少
と同じ大きさの反対向きの量で必ず増加する。従って、
トランジスタＱ６６及びＱ７０の導電性は低下する。抵
抗Ｒ１２３を流れる電流の増加により、トランジスタＱ
６６及びＱ６９のベース電力の電圧はより大きな負にな
るので、トランジスタＱ６６の導電性はより低下する。
同様に、抵抗Ｒ１２２を通る電流の減少により、トラン
ジスタＱ７０及びＱ７７のベース電極の電圧はより大き
い正になるので、トランジスタＱ７０の導電性がより低
下する。
性の成分の間に、トランジスタＱ６３は導電性が低下す
るので、抵抗Ｒ１２２を流れる電流は減少する。抵抗Ｒ
１１７を流れる電流は一定のまま保たれるので、抵抗Ｒ
１２３を流れる電流は、抵抗Ｒ１２２を通る電流の減少
と同じ大きさの反対向きの量で必ず増加する。従って、
トランジスタＱ６６及びＱ７０の導電性は低下する。抵
抗Ｒ１２３を流れる電流の増加により、トランジスタＱ
６６及びＱ６９のベース電力の電圧はより大きな負にな
るので、トランジスタＱ６６の導電性はより低下する。
同様に、抵抗Ｒ１２２を通る電流の減少により、トラン
ジスタＱ７０及びＱ７７のベース電極の電圧はより大き
い正になるので、トランジスタＱ７０の導電性がより低
下する。
【００３４】一方、トランジスタＱ６９及びＱ７０のト
ランジスタの導電性はより良くなる。トランジスタＱ７
７の導電性が増加すると共に、より多くの電流がトラン
ジスタＱ５のベース電極から引き出されるので、トラン
ジスタＱ５がより完全にターンオンされる。同時に、ト
ランジスタＱ６９の導電性がより高くなると共に、トラ
ンジスタＱ７０がトランジスタＱ７のベース電極に供給
する電流が少なくなるので、トランジスタＱ７がターン
オフされる。
ランジスタの導電性はより良くなる。トランジスタＱ７
７の導電性が増加すると共に、より多くの電流がトラン
ジスタＱ５のベース電極から引き出されるので、トラン
ジスタＱ５がより完全にターンオンされる。同時に、ト
ランジスタＱ６９の導電性がより高くなると共に、トラ
ンジスタＱ７０がトランジスタＱ７のベース電極に供給
する電流が少なくなるので、トランジスタＱ７がターン
オフされる。
【００３５】抵抗Ｒ５及びＲ１２９は、トランジスタＱ
５がトランジスタＱ７７により伝えられた電流の約１２
倍と一致する電流を伝えるように選択される。ダイオー
ドＤ８１の小さい順方向電圧降下のため、入力段２５が
平衡条件にある間、トランジスタＱ５は殆どオンにはな
らない。ダイオードＤ８１は、トランジスタＱ５を熱暴
走の影響から保護するため、トランジスタＱ５のエミッ
タ・ベース間の電圧降下を温度に関して追跡することに
より温度補償を与える。
５がトランジスタＱ７７により伝えられた電流の約１２
倍と一致する電流を伝えるように選択される。ダイオー
ドＤ８１の小さい順方向電圧降下のため、入力段２５が
平衡条件にある間、トランジスタＱ５は殆どオンにはな
らない。ダイオードＤ８１は、トランジスタＱ５を熱暴
走の影響から保護するため、トランジスタＱ５のエミッ
タ・ベース間の電圧降下を温度に関して追跡することに
より温度補償を与える。
【００３６】トランジスタＱ５により通じた電流は、出
力段４０の出力装置Ｑ８、Ｑ２４を駆動する。出力装置
Ｑ８、Ｑ２４が導通し始めると共に、キャパシタＣ４３
により供給されたコンバージェンス補正電流ＩCORRは、
トランジスタＱ２４の中を流れ、偏向コイルＬ１に流れ
込む。キャパシタＣ４３がコンバージェンス補正電流Ｉ
CORRを偏向コイルＬ１に供給すると共に、接合Ｊ１の電
圧は降下し始める。この電圧降下が十分な大きさであ
り、差動電圧電位ＶDIFF,Q24が基準電圧ＶREF よりも下
まで降下するならば、ダイオードＤ４１、Ｄ６９及びＤ
７０は、逆方向にバイアスをかけられ、トランジスタＱ
４９及びＱ５７はターンオフされる。スイッチングレギ
ュレータ回路６０は、かくして、自由にキャパシタＣ４
３を正側に充電することができるので、差動電圧電位Ｖ
DIFF,Q24を少なくとも基準電圧ＶREF と一致するレベル
に復元する。
力段４０の出力装置Ｑ８、Ｑ２４を駆動する。出力装置
Ｑ８、Ｑ２４が導通し始めると共に、キャパシタＣ４３
により供給されたコンバージェンス補正電流ＩCORRは、
トランジスタＱ２４の中を流れ、偏向コイルＬ１に流れ
込む。キャパシタＣ４３がコンバージェンス補正電流Ｉ
CORRを偏向コイルＬ１に供給すると共に、接合Ｊ１の電
圧は降下し始める。この電圧降下が十分な大きさであ
り、差動電圧電位ＶDIFF,Q24が基準電圧ＶREF よりも下
まで降下するならば、ダイオードＤ４１、Ｄ６９及びＤ
７０は、逆方向にバイアスをかけられ、トランジスタＱ
４９及びＱ５７はターンオフされる。スイッチングレギ
ュレータ回路６０は、かくして、自由にキャパシタＣ４
３を正側に充電することができるので、差動電圧電位Ｖ
DIFF,Q24を少なくとも基準電圧ＶREF と一致するレベル
に復元する。
【００３７】基準電圧ＶREF の値の選定の際の重大な関
心は、コンバージェンス補正電流Ｉ CORRが偏向コイルＬ
１を流れるときに、スイッチングレギュレータ回路６０
及び６１が、夫々、接合Ｊ１及びＪ４の電圧要求に応答
し得る速度である。典型的なコンバージェンス補正回路
において、スイッチングレギュレータ６０及び６１は、
例えば、５乃至６マイクロ秒内にキャパシタＣ４３及び
Ｃ２７に対し、例えば、数アンペアのオーダーの電流を
伝えることが要求される。この点に関し、基準電圧Ｖ
REF をできる限り高くする方が有利である。同時に、出
力装置Ｑ８、Ｑ２４と、Ｑ１０、Ｑ２６により散逸され
た電力が最小限に抑えられるように、基準電圧ＶREF は
最小値に保持されるべきである。スイッチングレギュレ
ータ回路６０及び６１の帯域幅と、出力装置Ｑ８、Ｑ２
４と、Ｑ１０、Ｑ２６の電力散逸のトレードオフは、基
準電位ＶREF に対し満足できる値が選定される範囲の構
成を確立する。当業者は、基準電圧ＶREF の許容可能な
値を判定するため、上記の二つの要因を重視することが
ある。本発明の好ましい一実施例において、ＶREF の満
足できる値は、経験的に８Ｖに決められた。
心は、コンバージェンス補正電流Ｉ CORRが偏向コイルＬ
１を流れるときに、スイッチングレギュレータ回路６０
及び６１が、夫々、接合Ｊ１及びＪ４の電圧要求に応答
し得る速度である。典型的なコンバージェンス補正回路
において、スイッチングレギュレータ６０及び６１は、
例えば、５乃至６マイクロ秒内にキャパシタＣ４３及び
Ｃ２７に対し、例えば、数アンペアのオーダーの電流を
伝えることが要求される。この点に関し、基準電圧Ｖ
REF をできる限り高くする方が有利である。同時に、出
力装置Ｑ８、Ｑ２４と、Ｑ１０、Ｑ２６により散逸され
た電力が最小限に抑えられるように、基準電圧ＶREF は
最小値に保持されるべきである。スイッチングレギュレ
ータ回路６０及び６１の帯域幅と、出力装置Ｑ８、Ｑ２
４と、Ｑ１０、Ｑ２６の電力散逸のトレードオフは、基
準電位ＶREF に対し満足できる値が選定される範囲の構
成を確立する。当業者は、基準電圧ＶREF の許容可能な
値を判定するため、上記の二つの要因を重視することが
ある。本発明の好ましい一実施例において、ＶREF の満
足できる値は、経験的に８Ｖに決められた。
【００３８】トランジスタＱ５７がオフ状態の場合に、
スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１はターンオンすることがで
きる。インダクタＬ８はトランジスタＱ３１により第３
の電圧電位源に接続される。正の充電電流は、かくし
て、トランジスタＱ３１の中を流れ始める。インダクタ
Ｌ８と本質的に関係した電流遅れを回避するため、上記
の充電電流は、インダクタＬ８を介してキャパシタＣ４
３を直接的に充電し始めるまで、最初に、抵抗Ｒ９０と
キャパシタＣ３４により構成されたスナバ回路を流れ
る。
スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１はターンオンすることがで
きる。インダクタＬ８はトランジスタＱ３１により第３
の電圧電位源に接続される。正の充電電流は、かくし
て、トランジスタＱ３１の中を流れ始める。インダクタ
Ｌ８と本質的に関係した電流遅れを回避するため、上記
の充電電流は、インダクタＬ８を介してキャパシタＣ４
３を直接的に充電し始めるまで、最初に、抵抗Ｒ９０と
キャパシタＣ３４により構成されたスナバ回路を流れ
る。
【００３９】差動電圧電位ＶDIFF,Q24が基準電圧ＶREF
と一致する点に接合Ｊ１の電位が達した後、ダイオード
Ｄ４１及びＤ７０は、順方向にバイアスをかけられ、電
圧レギュレータＤ６９は、そのカソードからアノードま
での約７．５Ｖの本質的に一定の電圧降下を維持する。
その結果として、トランジスタＱ４９はターンオンす
る。
と一致する点に接合Ｊ１の電位が達した後、ダイオード
Ｄ４１及びＤ７０は、順方向にバイアスをかけられ、電
圧レギュレータＤ６９は、そのカソードからアノードま
での約７．５Ｖの本質的に一定の電圧降下を維持する。
その結果として、トランジスタＱ４９はターンオンす
る。
【００４０】トランジスタＱ４９を流れる電流は、ダイ
オードＤ４１及びＤ７０により制限される。抵抗Ｒ８３
の両端の電圧は、トランジスタＱ４９のベース・エミッ
タ接合の両端の電圧降下よりも小さいダイオードＤ４１
とＤ７０の両端の電圧降下と一致する。かくして、本発
明の好ましい一実施例によれば、抵抗Ｒ８３の両端の電
圧降下は約０．６Ｖと一致し、抵抗Ｒ８３、即ち、トラ
ンジスタＱ４９を流れる電流は、約６ｍＡの一定状態に
維持される。このような方法で上記電流が制限されるの
で、トランジスタＱ５７への駆動電流は出力電圧ＶOUT
の全範囲に亘って一定状態に維持される。
オードＤ４１及びＤ７０により制限される。抵抗Ｒ８３
の両端の電圧は、トランジスタＱ４９のベース・エミッ
タ接合の両端の電圧降下よりも小さいダイオードＤ４１
とＤ７０の両端の電圧降下と一致する。かくして、本発
明の好ましい一実施例によれば、抵抗Ｒ８３の両端の電
圧降下は約０．６Ｖと一致し、抵抗Ｒ８３、即ち、トラ
ンジスタＱ４９を流れる電流は、約６ｍＡの一定状態に
維持される。このような方法で上記電流が制限されるの
で、トランジスタＱ５７への駆動電流は出力電圧ＶOUT
の全範囲に亘って一定状態に維持される。
【００４１】上記電流の中の殆どは、トランジスタＱ５
７及びＱ８０のベース電極から引き出されるので、トラ
ンジスタＱ５７及びＱ８０をターンオンさせる。トラン
ジスタＱ５７及びＱ８０がターンオンしたとき、スイッ
チ装置Ｑ５３、Ｑ３１は、第３の電圧電位源をトランジ
スタＱ５３及びＱ３１のベース電極に印加することによ
りバイアスが除かれる。オンしている間のトランジスタ
Ｑ５７及びＱ８０の両端の電圧降下は、トランジスタＱ
５３及びＱ３１の夫々のベース・エミッタ接合により要
求されるターンオン電圧よりも低い。トランジスタＱ５
７及びＱ８０は、トランジスタＱ５３及びＱ３１に蓄積
された電荷が奪われる低抵抗路を与えると同時に、トラ
ンジスタＱ５３及びＱ３１を夫々オフ状態に保持する。
抵抗Ｒ６６は、トランジスタＱ５７とＱ８０の間の電流
の略均等な分割を保証する。この配置により、トランジ
スタＱ５３及びＱ３１を同時にターンオフさせることが
できるので、差動電圧電位ＶDIFF,Q24の大きさが基準電
圧電位ＶREF よりも大きいままの状態を維持するよう、
スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１を十分高速に切換えること
が可能である。
７及びＱ８０のベース電極から引き出されるので、トラ
ンジスタＱ５７及びＱ８０をターンオンさせる。トラン
ジスタＱ５７及びＱ８０がターンオンしたとき、スイッ
チ装置Ｑ５３、Ｑ３１は、第３の電圧電位源をトランジ
スタＱ５３及びＱ３１のベース電極に印加することによ
りバイアスが除かれる。オンしている間のトランジスタ
Ｑ５７及びＱ８０の両端の電圧降下は、トランジスタＱ
５３及びＱ３１の夫々のベース・エミッタ接合により要
求されるターンオン電圧よりも低い。トランジスタＱ５
７及びＱ８０は、トランジスタＱ５３及びＱ３１に蓄積
された電荷が奪われる低抵抗路を与えると同時に、トラ
ンジスタＱ５３及びＱ３１を夫々オフ状態に保持する。
抵抗Ｒ６６は、トランジスタＱ５７とＱ８０の間の電流
の略均等な分割を保証する。この配置により、トランジ
スタＱ５３及びＱ３１を同時にターンオフさせることが
できるので、差動電圧電位ＶDIFF,Q24の大きさが基準電
圧電位ＶREF よりも大きいままの状態を維持するよう、
スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１を十分高速に切換えること
が可能である。
【００４２】図３に示された電力増幅器１００の他の実
施例の場合に、ショットキーダイオードＤ７１がトラン
ジスタＱ８０の代わりに使用される。トランジスタＱ５
７がターンオンしたとき、スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１
は、第３の電圧電位源をトランジスタＱ５３のベース電
極に印加することによりバイアスが除かれ、ダイオード
Ｄ７１は順方向にバイアスされる。ダイオードＤ７１の
小さい順方向の電圧降下と、トランジスタＱ５７のオン
中のトランジスタＱ５７の両端の電圧降下の合計は、ト
ランジスタＱ３１のベース・エミッタ接合により要求さ
れたターンオン電圧よりも小さい。第３の電圧電位源
を、トランジスタＱ５３のベース電極と、ダイオードＤ
７１を介してトランジスタＱ３１のベース電極とに印加
すると同時に、トランジスタＱ５７は、トランジスタＱ
５３及びＱ３１のベース電極から第３の電圧電位源への
低インピーダンス路を提供し、この低インピーダンス路
を介してトランジスタＱ５３及びＱ３１のベース・コレ
クタ接合に蓄積された電荷が放出される。
施例の場合に、ショットキーダイオードＤ７１がトラン
ジスタＱ８０の代わりに使用される。トランジスタＱ５
７がターンオンしたとき、スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１
は、第３の電圧電位源をトランジスタＱ５３のベース電
極に印加することによりバイアスが除かれ、ダイオード
Ｄ７１は順方向にバイアスされる。ダイオードＤ７１の
小さい順方向の電圧降下と、トランジスタＱ５７のオン
中のトランジスタＱ５７の両端の電圧降下の合計は、ト
ランジスタＱ３１のベース・エミッタ接合により要求さ
れたターンオン電圧よりも小さい。第３の電圧電位源
を、トランジスタＱ５３のベース電極と、ダイオードＤ
７１を介してトランジスタＱ３１のベース電極とに印加
すると同時に、トランジスタＱ５７は、トランジスタＱ
５３及びＱ３１のベース電極から第３の電圧電位源への
低インピーダンス路を提供し、この低インピーダンス路
を介してトランジスタＱ５３及びＱ３１のベース・コレ
クタ接合に蓄積された電荷が放出される。
【００４３】再度、図２を参照するに、スイッチ装置Ｑ
５３、Ｑ３１がターンオフした後、インダクタＬ８を通
る充電電流の流れは遮られる。その結果として、接合Ｊ
２の電圧の極性は、正から負に急速に変化する。抵抗Ｒ
９０とキャパシタＣ３４とからなるスナバ回路は、イン
ダクタＬ８を通る電流フローの中断により発生した電圧
スパイクの振幅を減衰させる。ダイオードＤ６６は、大
きさに関し接合Ｊ２の電圧が第３の電圧電位源の電圧を
超えた場合に、接合Ｊ２を第３の電圧電位にクランプす
ることにより接合Ｊ２のリンギングを防止する。
５３、Ｑ３１がターンオフした後、インダクタＬ８を通
る充電電流の流れは遮られる。その結果として、接合Ｊ
２の電圧の極性は、正から負に急速に変化する。抵抗Ｒ
９０とキャパシタＣ３４とからなるスナバ回路は、イン
ダクタＬ８を通る電流フローの中断により発生した電圧
スパイクの振幅を減衰させる。ダイオードＤ６６は、大
きさに関し接合Ｊ２の電圧が第３の電圧電位源の電圧を
超えた場合に、接合Ｊ２を第３の電圧電位にクランプす
ることにより接合Ｊ２のリンギングを防止する。
【００４４】接合Ｊ２の極性の変化は、ダイオードＤ６
２に順方向にバイアスをかけ、これにより、第２の電圧
電位源からの電流を伝導する。この電流は、インダクタ
Ｌ８を通りキャパシタＣ４３に流れ込むので、キャパシ
タＣ４３は、最終的に、出力電圧ＶOUT と、基準電圧Ｖ
REF と、スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１のスイッチング速
度に依存したオーバーシュート電圧の合計の大きさと等
しい電圧まで正側に充電される。図４には、接合Ｊ１に
おけるキャパシタＣ４３の典型的な電圧波形Ｖ J1が出力
電圧ＶOUT に対し示される。電圧波形ＶJ1の鋸歯状部
は、出力装置Ｑ８、Ｑ２４としてのキャパシタＣ４３の
充電及び放電が、コンバージェンス補正電流ＩCORRを伝
えることを示す。
２に順方向にバイアスをかけ、これにより、第２の電圧
電位源からの電流を伝導する。この電流は、インダクタ
Ｌ８を通りキャパシタＣ４３に流れ込むので、キャパシ
タＣ４３は、最終的に、出力電圧ＶOUT と、基準電圧Ｖ
REF と、スイッチ装置Ｑ５３、Ｑ３１のスイッチング速
度に依存したオーバーシュート電圧の合計の大きさと等
しい電圧まで正側に充電される。図４には、接合Ｊ１に
おけるキャパシタＣ４３の典型的な電圧波形Ｖ J1が出力
電圧ＶOUT に対し示される。電圧波形ＶJ1の鋸歯状部
は、出力装置Ｑ８、Ｑ２４としてのキャパシタＣ４３の
充電及び放電が、コンバージェンス補正電流ＩCORRを伝
えることを示す。
【００４５】再度、図２を参照するに、接合Ｊ３の電圧
が負の極性を有する間に、キャパシタＣ４３はトランジ
スタＱ２４を介してコンバージェンス補正電流ＩCORRを
偏向コイルＬ１に供給することが可能である。これが生
じ得る理由は、インダクタンスの電圧と電流波形の間の
位相関係、即ち、電圧がインダクタンス内の電流よりも
９０°進むからである。
が負の極性を有する間に、キャパシタＣ４３はトランジ
スタＱ２４を介してコンバージェンス補正電流ＩCORRを
偏向コイルＬ１に供給することが可能である。これが生
じ得る理由は、インダクタンスの電圧と電流波形の間の
位相関係、即ち、電圧がインダクタンス内の電流よりも
９０°進むからである。
【００４６】トランジスタＱ２４がコンバージェンス補
正電流ＩCORRを伝える間に、接合Ｊ３の電圧の極性が負
になるならば、接合Ｊ１の電圧は、基準電位ＶREF と一
致した差動電圧電位ＶDIFF,Q24を維持することを試みる
際に、より大きな負になる傾向がある。当業者は、ダイ
オードＤ６２のアノードの電圧レベルを選定することに
より、接合Ｊ１の電圧が接合Ｊ３の上記の負側の動作範
囲に追従する程度を制御することができる。本発明の好
ましい一実施例において、例えば、ダイオードＤ６２の
アノードは第２の電圧電位源に接続されるので、接合Ｊ
１の電圧は、接合Ｊ３の出力電圧ＶOUT に追従すると共
に−１０Ｖと同程度まで降下する。上記の本発明の好ま
しい実施例に対し、接合Ｊ１の電圧を出力電圧ＶOUT に
追従させる利点は、接合Ｊ１の電圧が−１０Ｖの大きさ
を超えた後に実質的に軽減されることが経験的に分かっ
た。それにも係わらず、当業者は、ダイオードＤ６２の
アノードを−１０Ｖ以外の電圧レベルに接続することが
適当であるという結論を出す。
正電流ＩCORRを伝える間に、接合Ｊ３の電圧の極性が負
になるならば、接合Ｊ１の電圧は、基準電位ＶREF と一
致した差動電圧電位ＶDIFF,Q24を維持することを試みる
際に、より大きな負になる傾向がある。当業者は、ダイ
オードＤ６２のアノードの電圧レベルを選定することに
より、接合Ｊ１の電圧が接合Ｊ３の上記の負側の動作範
囲に追従する程度を制御することができる。本発明の好
ましい一実施例において、例えば、ダイオードＤ６２の
アノードは第２の電圧電位源に接続されるので、接合Ｊ
１の電圧は、接合Ｊ３の出力電圧ＶOUT に追従すると共
に−１０Ｖと同程度まで降下する。上記の本発明の好ま
しい実施例に対し、接合Ｊ１の電圧を出力電圧ＶOUT に
追従させる利点は、接合Ｊ１の電圧が−１０Ｖの大きさ
を超えた後に実質的に軽減されることが経験的に分かっ
た。それにも係わらず、当業者は、ダイオードＤ６２の
アノードを−１０Ｖ以外の電圧レベルに接続することが
適当であるという結論を出す。
【００４７】コンバージェンス補正電圧波形１５の正の
極性の成分への電力増幅器１００の応答は、負の極性の
成分に対し既に説明された応答と類似する。正の極性の
成分中にトランジスタＱ６３の導電性は大きくなるの
で、抵抗Ｒ１２２を流れる電流は増加する。抵抗Ｒ１１
７を通る電流は一定を保つので、抵抗Ｒ１２３を流れる
電流は、抵抗Ｒ１２２を通る電流の増加と同じ大きさの
逆向きの量で必ず減少する。
極性の成分への電力増幅器１００の応答は、負の極性の
成分に対し既に説明された応答と類似する。正の極性の
成分中にトランジスタＱ６３の導電性は大きくなるの
で、抵抗Ｒ１２２を流れる電流は増加する。抵抗Ｒ１１
７を通る電流は一定を保つので、抵抗Ｒ１２３を流れる
電流は、抵抗Ｒ１２２を通る電流の増加と同じ大きさの
逆向きの量で必ず減少する。
【００４８】同時に、トランジスタＱ６９及びＱ７７の
導電性は小さくなる。抵抗Ｒ１２２を流れる電流の増加
により、トランジスタＱ７０及びＱ７７のベース電極の
電圧はより大きい負になるので、トランジスタＱ７７の
導電性が小さくなる。同様に、抵抗Ｒ１２３を流れる減
少した電流は、トランジスタＱ６６及びＱ６９のベース
電極の電圧をより大きい正にするので、トランジスタＱ
６９の導電性が小さくなる。
導電性は小さくなる。抵抗Ｒ１２２を流れる電流の増加
により、トランジスタＱ７０及びＱ７７のベース電極の
電圧はより大きい負になるので、トランジスタＱ７７の
導電性が小さくなる。同様に、抵抗Ｒ１２３を流れる減
少した電流は、トランジスタＱ６６及びＱ６９のベース
電極の電圧をより大きい正にするので、トランジスタＱ
６９の導電性が小さくなる。
【００４９】一方、トランジスタＱ６６及びＱ７０は、
導電性が良くなる。トランジスタＱ７０の導電性が大き
くなると共に、トランジスタＱ７０は、より多くの電流
をトランジスタＱ７のベース電極に伝えるので、トラン
ジスタＱ７がより完全にターンオンされる。同時に、ト
ランジスタＱ６６の導電性がより大きくなると共に、ト
ランジスタＱ７がトランジスタＱ５のベース電極から引
き出す電流は少なくなるので、トランジスタＱ５をター
ンオフする。
導電性が良くなる。トランジスタＱ７０の導電性が大き
くなると共に、トランジスタＱ７０は、より多くの電流
をトランジスタＱ７のベース電極に伝えるので、トラン
ジスタＱ７がより完全にターンオンされる。同時に、ト
ランジスタＱ６６の導電性がより大きくなると共に、ト
ランジスタＱ７がトランジスタＱ５のベース電極から引
き出す電流は少なくなるので、トランジスタＱ５をター
ンオフする。
【００５０】トランジスタＱ７がトランジスタＱ７０に
より伝導された電流の略１２倍と一致する電流を伝える
ように、抵抗Ｒ７及びＲ１３０は選択される。ダイオー
ドＤ８２の順方向の小さい電圧降下により、入力段２５
が平衡条件にある間にトランジスタＱ７は殆どオンにな
らない。ダイオードＤ８２は、熱暴走の影響からトラン
ジスタＱ７を保護するため、トランジスタＱ７のエミッ
タ・ベース間の電圧降下を温度に関して追跡することに
より温度補償を提供する。
より伝導された電流の略１２倍と一致する電流を伝える
ように、抵抗Ｒ７及びＲ１３０は選択される。ダイオー
ドＤ８２の順方向の小さい電圧降下により、入力段２５
が平衡条件にある間にトランジスタＱ７は殆どオンにな
らない。ダイオードＤ８２は、熱暴走の影響からトラン
ジスタＱ７を保護するため、トランジスタＱ７のエミッ
タ・ベース間の電圧降下を温度に関して追跡することに
より温度補償を提供する。
【００５１】トランジスタＱ７により導通された電流
は、出力段４０の出力装置Ｑ１０、Ｑ２６を駆動する。
出力装置Ｑ１０、Ｑ２６が導通し始めたとき、コンバー
ジェンス補正電流ＩCORRが偏向コイルＬ１からトランジ
スタＱ２６を介してキャパシタＣ２７に流れる。キャパ
シタＣ２７がコンバージェンス補正電流ＩCORRにより充
電されると共に、接合Ｊ４の電圧が上昇する。この電圧
が差動電圧電位ＶDIFF,Q26が基準電圧Ｖ REF よりも降下
するため十分に上昇した後に、ダイオードＤ４２、Ｄ６
８及びｄ７２は逆方向にバイアスをかけられ、トランジ
スタＱ５０及びＱ５８はオフになる。スイッチングレギ
ュレータ回路６１は、かくして、自由にキャパシタＣ２
７を負側に充電し、これにより、差動電圧電位Ｖ
DIFF,Q26を、少なくとも基準電圧ＶREF と一致する電圧
まで復元する。
は、出力段４０の出力装置Ｑ１０、Ｑ２６を駆動する。
出力装置Ｑ１０、Ｑ２６が導通し始めたとき、コンバー
ジェンス補正電流ＩCORRが偏向コイルＬ１からトランジ
スタＱ２６を介してキャパシタＣ２７に流れる。キャパ
シタＣ２７がコンバージェンス補正電流ＩCORRにより充
電されると共に、接合Ｊ４の電圧が上昇する。この電圧
が差動電圧電位ＶDIFF,Q26が基準電圧Ｖ REF よりも降下
するため十分に上昇した後に、ダイオードＤ４２、Ｄ６
８及びｄ７２は逆方向にバイアスをかけられ、トランジ
スタＱ５０及びＱ５８はオフになる。スイッチングレギ
ュレータ回路６１は、かくして、自由にキャパシタＣ２
７を負側に充電し、これにより、差動電圧電位Ｖ
DIFF,Q26を、少なくとも基準電圧ＶREF と一致する電圧
まで復元する。
【００５２】トランジスタＱ５８がオフ状態の場合に、
スイッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６はターンオンすることがで
きる。インダクタＬ６はトランジスタＱ３６により第４
の電圧電位源−４５Ｖに接続される。負の充電電流は、
かくして、トランジスタＱ３６の中を流れ始める。イン
ダクタＬ６と本質的に関係した電流遅れを回避するた
め、上記の充電電流は、インダクタＬ６を介してキャパ
シタＣ２７から直接的に流れ始めるまで、最初に、キャ
パシタＣ２７から抵抗Ｒ８８とキャパシタＣ３３とによ
り構成されたスナバ回路を介して流れる。
スイッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６はターンオンすることがで
きる。インダクタＬ６はトランジスタＱ３６により第４
の電圧電位源−４５Ｖに接続される。負の充電電流は、
かくして、トランジスタＱ３６の中を流れ始める。イン
ダクタＬ６と本質的に関係した電流遅れを回避するた
め、上記の充電電流は、インダクタＬ６を介してキャパ
シタＣ２７から直接的に流れ始めるまで、最初に、キャ
パシタＣ２７から抵抗Ｒ８８とキャパシタＣ３３とによ
り構成されたスナバ回路を介して流れる。
【００５３】差動電圧電位ＶDIFF,Q26が基準電圧ＶREF
と一致する点に接合Ｊ４の電位が達した後、ダイオード
Ｄ４２及びＤ７２は、順方向にバイアスをかけられ、電
圧レギュレータＤ６８は、そのカソードからアノードま
での約７．５Ｖの本質的に一定の電圧降下を維持する。
その結果として、トランジスタＱ５０はターンオンす
る。
と一致する点に接合Ｊ４の電位が達した後、ダイオード
Ｄ４２及びＤ７２は、順方向にバイアスをかけられ、電
圧レギュレータＤ６８は、そのカソードからアノードま
での約７．５Ｖの本質的に一定の電圧降下を維持する。
その結果として、トランジスタＱ５０はターンオンす
る。
【００５４】トランジスタＱ５０を流れる電流は、ダイ
オードＤ４２及びＤ７２により制限される。抵抗Ｒ７３
の両端の電圧は、トランジスタＱ５０のベース・エミッ
タ接合の両端の電圧降下よりも小さいダイオードＤ４２
とＤ７２の両端の電圧降下と一致する。かくして、本発
明の好ましい一実施例によれば、抵抗Ｒ７３の両端の電
圧降下は約０．６Ｖと一致し、抵抗Ｒ７３、即ち、トラ
ンジスタＱ５０を流れる電流は、約６ｍＡの一定状態に
維持される。このような方法で上記電流が制限されるの
で、トランジスタＱ５８への駆動電流は出力電圧ＶOUT
の全範囲に亘って一定状態に維持される。
オードＤ４２及びＤ７２により制限される。抵抗Ｒ７３
の両端の電圧は、トランジスタＱ５０のベース・エミッ
タ接合の両端の電圧降下よりも小さいダイオードＤ４２
とＤ７２の両端の電圧降下と一致する。かくして、本発
明の好ましい一実施例によれば、抵抗Ｒ７３の両端の電
圧降下は約０．６Ｖと一致し、抵抗Ｒ７３、即ち、トラ
ンジスタＱ５０を流れる電流は、約６ｍＡの一定状態に
維持される。このような方法で上記電流が制限されるの
で、トランジスタＱ５８への駆動電流は出力電圧ＶOUT
の全範囲に亘って一定状態に維持される。
【００５５】上記電流の中の殆どは、トランジスタＱ５
８及びＱ８１のベース電極に流れ込むので、トランジス
タＱ５８及びＱ８１をターンオンさせる。トランジスタ
Ｑ５８及びＱ８１がターンオンしたとき、スイッチ装置
Ｑ５４、Ｑ３６は、第４の電圧電位源をトランジスタＱ
５４及びＱ３６のベース電極に印加することによりバイ
アスが除かれる。オンしている間のトランジスタＱ５８
及びＱ８１の両端の電圧降下は、トランジスタＱ５４及
びＱ３６の夫々のベース・エミッタ接合により要求され
るターンオン電圧よりも低い。トランジスタＱ５８及び
Ｑ８１は、トランジスタＱ５４及びＱ３６に蓄積された
電荷が奪われる低抵抗路を与えると同時に、トランジス
タＱ５４及びＱ３６を夫々オフ状態に保持する。抵抗Ｒ
７２は、トランジスタＱ５８とＱ８１の間の電流の略均
等な分割を保証する。この配置により、トランジスタＱ
５４及びＱ３６を同時にターンオフさせることができる
ので、差動電圧電位ＶDIFF,Q24が大きさに関し基準電圧
電位ＶREF よりも大きいままの状態を維持するよう、ス
イッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６を十分高速に切換えることが
可能である。
８及びＱ８１のベース電極に流れ込むので、トランジス
タＱ５８及びＱ８１をターンオンさせる。トランジスタ
Ｑ５８及びＱ８１がターンオンしたとき、スイッチ装置
Ｑ５４、Ｑ３６は、第４の電圧電位源をトランジスタＱ
５４及びＱ３６のベース電極に印加することによりバイ
アスが除かれる。オンしている間のトランジスタＱ５８
及びＱ８１の両端の電圧降下は、トランジスタＱ５４及
びＱ３６の夫々のベース・エミッタ接合により要求され
るターンオン電圧よりも低い。トランジスタＱ５８及び
Ｑ８１は、トランジスタＱ５４及びＱ３６に蓄積された
電荷が奪われる低抵抗路を与えると同時に、トランジス
タＱ５４及びＱ３６を夫々オフ状態に保持する。抵抗Ｒ
７２は、トランジスタＱ５８とＱ８１の間の電流の略均
等な分割を保証する。この配置により、トランジスタＱ
５４及びＱ３６を同時にターンオフさせることができる
ので、差動電圧電位ＶDIFF,Q24が大きさに関し基準電圧
電位ＶREF よりも大きいままの状態を維持するよう、ス
イッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６を十分高速に切換えることが
可能である。
【００５６】図３に示された電力増幅器１００の他の実
施例の場合に、ショットキーダイオードＤ７３がトラン
ジスタＱ８１の代わりに使用される。トランジスタＱ５
８がターンオンしたとき、スイッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６
は、第３の電圧電位源をトランジスタＱ５４のベース電
極に印加することによりバイアスが除かれ、ダイオード
Ｄ７３は順方向にバイアスされる。ダイオードＤ７３の
小さい順方向の電圧降下と、オン中のトランジスタＱ５
８の両端の電圧降下の合計は、トランジスタＱ３６のベ
ース・エミッタ接合により要求されたターンオン電圧よ
りも小さい。第３の電圧電位源を、トランジスタＱ５４
のベース電極と、ダイオードＤ７３を介してトランジス
タＱ３６のベース電極とに印加すると同時に、トランジ
スタＱ５８は、トランジスタＱ５４及びＱ３６のベース
電極から第３の電圧電位源への低インピーダンス路を提
供し、この低インピーダンス路を介してトランジスタＱ
５４及びＱ３６のベース・コレクタ接合に蓄積された電
荷が奪われる。
施例の場合に、ショットキーダイオードＤ７３がトラン
ジスタＱ８１の代わりに使用される。トランジスタＱ５
８がターンオンしたとき、スイッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６
は、第３の電圧電位源をトランジスタＱ５４のベース電
極に印加することによりバイアスが除かれ、ダイオード
Ｄ７３は順方向にバイアスされる。ダイオードＤ７３の
小さい順方向の電圧降下と、オン中のトランジスタＱ５
８の両端の電圧降下の合計は、トランジスタＱ３６のベ
ース・エミッタ接合により要求されたターンオン電圧よ
りも小さい。第３の電圧電位源を、トランジスタＱ５４
のベース電極と、ダイオードＤ７３を介してトランジス
タＱ３６のベース電極とに印加すると同時に、トランジ
スタＱ５８は、トランジスタＱ５４及びＱ３６のベース
電極から第３の電圧電位源への低インピーダンス路を提
供し、この低インピーダンス路を介してトランジスタＱ
５４及びＱ３６のベース・コレクタ接合に蓄積された電
荷が奪われる。
【００５７】再度、図２を参照するに、スイッチ装置Ｑ
５４、Ｑ３６がターンオフした後、インダクタＬ６を通
る充電電流の流れは遮られる。その結果として、接合Ｊ
５の電圧の極性は、正から負に急速に変化する。抵抗Ｒ
８８とキャパシタＣ３３とからなるスナバ回路は、イン
ダクタＬ６を通る電流フローの中断により発生した電圧
スパイクの振幅を減衰させる。ダイオードＤ６７は、大
きさに関し接合Ｊ５の電圧が第４の電圧電位源の電圧を
超えた場合に、接合Ｊ５を第４の電圧電位にクランプす
ることにより接合Ｊ５のリンギングを防止する。
５４、Ｑ３６がターンオフした後、インダクタＬ６を通
る充電電流の流れは遮られる。その結果として、接合Ｊ
５の電圧の極性は、正から負に急速に変化する。抵抗Ｒ
８８とキャパシタＣ３３とからなるスナバ回路は、イン
ダクタＬ６を通る電流フローの中断により発生した電圧
スパイクの振幅を減衰させる。ダイオードＤ６７は、大
きさに関し接合Ｊ５の電圧が第４の電圧電位源の電圧を
超えた場合に、接合Ｊ５を第４の電圧電位にクランプす
ることにより接合Ｊ５のリンギングを防止する。
【００５８】接合Ｊ５の極性の変化は、ダイオードＤ６
３に順方向にバイアスをかけ、これにより、第１の電圧
電位源に電流を伝導する。この電流は、キャパシタＣ２
７からインダクタＬ６を介して流れるので、キャパシタ
Ｃ２７は、最終的に、出力電圧ＶOUT と、基準電圧Ｖ
REF と、スイッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６のスイッチング速
度に依存したオーバーシュート電圧の合計の大きさと等
しい電圧まで負に充電される。図４には、接合Ｊ４にお
けるキャパシタＣ２７の典型的な電圧波形ＶJ4が出力電
圧ＶOUT に対し示される。電圧波形ＶJ4の鋸歯状部は、
出力装置Ｑ１０、Ｑ２６としてのキャパシタＣ２７の充
電及び放電が、コンバージェンス補正電流ＩCORRを伝え
ることを示す。
３に順方向にバイアスをかけ、これにより、第１の電圧
電位源に電流を伝導する。この電流は、キャパシタＣ２
７からインダクタＬ６を介して流れるので、キャパシタ
Ｃ２７は、最終的に、出力電圧ＶOUT と、基準電圧Ｖ
REF と、スイッチ装置Ｑ５４、Ｑ３６のスイッチング速
度に依存したオーバーシュート電圧の合計の大きさと等
しい電圧まで負に充電される。図４には、接合Ｊ４にお
けるキャパシタＣ２７の典型的な電圧波形ＶJ4が出力電
圧ＶOUT に対し示される。電圧波形ＶJ4の鋸歯状部は、
出力装置Ｑ１０、Ｑ２６としてのキャパシタＣ２７の充
電及び放電が、コンバージェンス補正電流ＩCORRを伝え
ることを示す。
【００５９】再度、図２を参照するに、接合Ｊ３の電圧
が正の極性を有する間に、キャパシタＣ２７はトランジ
スタＱ２６を介して偏向コイルＬ１からコンバージェン
ス補正電流ＩCORRを流すことが可能である。これが生じ
得る理由は、インダクタンスの電圧と電流波形の間の位
相関係、即ち、電圧がインダクタンス内の電流よりも９
０°進むからである。
が正の極性を有する間に、キャパシタＣ２７はトランジ
スタＱ２６を介して偏向コイルＬ１からコンバージェン
ス補正電流ＩCORRを流すことが可能である。これが生じ
得る理由は、インダクタンスの電圧と電流波形の間の位
相関係、即ち、電圧がインダクタンス内の電流よりも９
０°進むからである。
【００６０】トランジスタＱ２６がコンバージェンス補
正電流ＩCORRを伝導する間に、接合Ｊ３の電圧の極性が
正になるならば、接合Ｊ４の電圧は、基準電位ＶREF と
一致した差動電圧電位ＶDIFF,Q26を維持することを試み
る際に、より大きい正になる傾向がある。当業者は、ダ
イオードＤ６３のカソードの電圧レベルを選定すること
により、接合Ｊ４の電圧が接合Ｊ３の上記の正側の動作
範囲を追跡する程度を制御することができる。本発明の
好ましい一実施例において、例えば、ダイオードＤ６３
のカソードは第１の電圧電位源に接続されるので、接合
Ｊ４の電圧は、接合Ｊ３の出力電圧ＶOUT を追跡すると
共に＋１０Ｖと同程度まで上昇する。上記の本発明の好
ましい実施例に対し、接合Ｊ４の電圧を出力電圧ＶOUT
に追従させる利点は、接合Ｊ４の電圧が＋１０Ｖの大き
さを超えた後に実質的に軽減されることが経験的に分か
った。それにも係わらず、当業者は、ダイオードＤ６３
のカソードを＋１０Ｖ以外のレベルに接続することが適
当であるという結論を出す。
正電流ＩCORRを伝導する間に、接合Ｊ３の電圧の極性が
正になるならば、接合Ｊ４の電圧は、基準電位ＶREF と
一致した差動電圧電位ＶDIFF,Q26を維持することを試み
る際に、より大きい正になる傾向がある。当業者は、ダ
イオードＤ６３のカソードの電圧レベルを選定すること
により、接合Ｊ４の電圧が接合Ｊ３の上記の正側の動作
範囲を追跡する程度を制御することができる。本発明の
好ましい一実施例において、例えば、ダイオードＤ６３
のカソードは第１の電圧電位源に接続されるので、接合
Ｊ４の電圧は、接合Ｊ３の出力電圧ＶOUT を追跡すると
共に＋１０Ｖと同程度まで上昇する。上記の本発明の好
ましい実施例に対し、接合Ｊ４の電圧を出力電圧ＶOUT
に追従させる利点は、接合Ｊ４の電圧が＋１０Ｖの大き
さを超えた後に実質的に軽減されることが経験的に分か
った。それにも係わらず、当業者は、ダイオードＤ６３
のカソードを＋１０Ｖ以外のレベルに接続することが適
当であるという結論を出す。
【００６１】電力増幅器１００は、図５に示された従来
技術の増幅器により使用される電力の約２分の１の電力
を使用する。電力増幅器１００の幾つかの特徴は、この
ことに応答する。第１に、トランジスタＱ６３及びＱ６
４のコレクタ電極を接地に接続することにより、入力段
２５の差動増幅器の低電流が許容される。第２に、ドラ
イバ段３０のコモンモードの電流の流れは、非常に少な
く、約１乃至２ｍＡである。第３に、差動電圧電位Ｖ
DIFF,Q24及びＶDIFF,Q26は、出力電圧ＶOUT に追従する
ので、出力装置Ｑ８、Ｑ２４と、Ｑ１０、Ｑ２６とによ
り散逸された電力は、回路、信号及び負荷の要求に従っ
て最小値を維持する。第４に、ショットキーダイオード
は、電力増幅器１００内の数カ所で使用される。ショッ
トキーダイオードに関係した小さい電圧降下は、電力増
幅器１００の小さい電力散逸に寄与する。最後に、スイ
ッチングレギュレータ回路６０及び６１により散逸され
た電力は最小値に保たれる。その理由は、トランジスタ
Ｑ３１及びＱ３６が、夫々、完全にオン状態であり、か
くして、スイッチングレギュレータ回路６０及び６１
が、キャパシタＣ４３及びＣ２７を夫々充電する間に、
最小の電圧降下を維持するからである。
技術の増幅器により使用される電力の約２分の１の電力
を使用する。電力増幅器１００の幾つかの特徴は、この
ことに応答する。第１に、トランジスタＱ６３及びＱ６
４のコレクタ電極を接地に接続することにより、入力段
２５の差動増幅器の低電流が許容される。第２に、ドラ
イバ段３０のコモンモードの電流の流れは、非常に少な
く、約１乃至２ｍＡである。第３に、差動電圧電位Ｖ
DIFF,Q24及びＶDIFF,Q26は、出力電圧ＶOUT に追従する
ので、出力装置Ｑ８、Ｑ２４と、Ｑ１０、Ｑ２６とによ
り散逸された電力は、回路、信号及び負荷の要求に従っ
て最小値を維持する。第４に、ショットキーダイオード
は、電力増幅器１００内の数カ所で使用される。ショッ
トキーダイオードに関係した小さい電圧降下は、電力増
幅器１００の小さい電力散逸に寄与する。最後に、スイ
ッチングレギュレータ回路６０及び６１により散逸され
た電力は最小値に保たれる。その理由は、トランジスタ
Ｑ３１及びＱ３６が、夫々、完全にオン状態であり、か
くして、スイッチングレギュレータ回路６０及び６１
が、キャパシタＣ４３及びＣ２７を夫々充電する間に、
最小の電圧降下を維持するからである。
【図１】本発明の新規の配置による増幅回路の概略的な
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】図１に示された増幅回路の一実施例の概略図で
ある。
ある。
【図３】図１に示された増幅回路の他の実施例の概略図
である。
である。
【図４】図２及び図３の実施例と関係した特定の電圧波
形を表わす図である。
形を表わす図である。
【図５】従来技術の増幅回路の概略的なブロック図であ
る。
る。
８，１０ 波形発生器 １５ コンバージェンス補正電圧波形 ２２ 検出回路 ２５ 入力段 ３０ ドライバ段 ４０ 出力段 ５０，５１ 比較回路 ６０，６１ スイッチングレギュレータ回路 １００ 電力増幅器
Claims (3)
- 【請求項１】 高周波負荷を駆動する出力電流を発生す
る出力段と、 上記出力段の第１の端子と第２の端子の間の差動電圧電
位が保持されるように、上記出力段の第２の端子の電圧
を追跡する上記出力段の第１の端子とからなる増幅回
路。 - 【請求項２】 第１の電極と、高周波負荷に接続された
第２の電極とを有し、上記高周波負荷を駆動する出力電
流を発生する半導体出力装置と、 上記出力装置の上記第２の電極の電圧変化とは無関係
に、所定の電圧電位よりも大きい上記第１及び第２の電
極の間の差動電圧電位を保持する手段とからなる増幅回
路。 - 【請求項３】 負荷を駆動する出力電流を発生する半導
体出力装置と、 上記出力装置の第１及び第２の電極の間の差動電圧電位
を所定の電圧電位と比較する手段と、 上記出力装置に接続され、上記電圧を比較する手段に応
答するスイッチモード電圧レギュレータとからなる増幅
回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US563528 | 1995-11-28 | ||
| US08/563,528 US5798668A (en) | 1995-11-28 | 1995-11-28 | Low-power transconductance driver amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09181532A true JPH09181532A (ja) | 1997-07-11 |
Family
ID=24250872
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8315180A Pending JPH09181532A (ja) | 1995-11-28 | 1996-11-26 | 低電力相互コンダクタンス駆動増幅器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5798668A (ja) |
| EP (1) | EP0777320A1 (ja) |
| JP (1) | JPH09181532A (ja) |
| KR (1) | KR970031243A (ja) |
| MY (1) | MY112075A (ja) |
| SG (1) | SG93807A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009513040A (ja) * | 2005-09-19 | 2009-03-26 | ザ リージェンツ オブ ザ ユニバーシティ オブ カリフォルニア | Ｅｓｄ保護回路 |
| JP2011055057A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 増幅回路 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5814953A (en) * | 1995-12-18 | 1998-09-29 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Power amplifier predriver stage |
| DE19740137A1 (de) * | 1997-09-12 | 1999-03-18 | Alsthom Cge Alcatel | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Rufwechselspannungserzeugung für elektronische Teilnehmerschaltungen |
| US6043689A (en) * | 1998-03-17 | 2000-03-28 | International Business Machines Corporation | Driver circuit for providing reduced AC defects |
| US6393062B1 (en) * | 1998-09-21 | 2002-05-21 | Maxim Integrated Products, Inc. | Methods and circuits for generating a preemphasis waveform |
| US6407617B1 (en) * | 1999-11-19 | 2002-06-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Bias circuit and method of fabricating semiconductor device |
| US7034901B2 (en) * | 2000-08-04 | 2006-04-25 | Thomson Licensing | Convergence optimization in a projection display |
| JP3937426B2 (ja) * | 2001-07-16 | 2007-06-27 | 日本電気株式会社 | プリアンプ回路 |
| JP2004214811A (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-29 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電流帰還回路 |
| US8896383B2 (en) | 2012-04-30 | 2014-11-25 | Qualcomm Incorporated | Enhanced pulse frequency modulation (PFM) control mode for switching regulators |
| CN103986425A (zh) * | 2014-04-30 | 2014-08-13 | 无锡中普微电子有限公司 | 基于射频直流反馈的功率放大器 |
| US10658840B2 (en) | 2015-07-17 | 2020-05-19 | Hewlett Packard Enterprise Development Lp | Current restriction for a power source |
| TWI621006B (zh) * | 2017-01-20 | 2018-04-11 | 璟德電子工業股份有限公司 | 具有開關功能的穩壓電路 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3859557A (en) * | 1971-09-03 | 1975-01-07 | Hughes Aircraft Co | High speed magnetic deflection amplifier having low-power dissipation |
| US4289994A (en) * | 1979-09-20 | 1981-09-15 | Zenith Radio Corporation | Vertical drive circuit for video display |
| JPS56168406A (en) * | 1980-05-29 | 1981-12-24 | Pioneer Electronic Corp | Power supply circuit of amplifying element |
| US4484111A (en) * | 1980-09-12 | 1984-11-20 | Analogic Corporation | Signal amplifier for a signal recording device with magnetic deflection |
| US4472687A (en) * | 1980-12-24 | 1984-09-18 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Audio power amplifier for supplying electric power to a load by switching of power supply voltage |
| US4520322A (en) * | 1982-01-20 | 1985-05-28 | Pioneer Electronic Corporation | Power amplifier having improved power supply circuit |
| US4961032A (en) * | 1988-12-29 | 1990-10-02 | Rca Licensing Corporation | Dual power source output amplifier |
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| JPH02266712A (ja) * | 1989-04-07 | 1990-10-31 | Fuji Electric Co Ltd | 半導体装置 |
| IT1229318B (it) * | 1989-05-02 | 1991-08-08 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositivo di protezione contro il breakdown di transistori bipolari in un circuito integrato di pilotaggio per dispositivo di potenza con carico risonante sul collettore. |
| US5500619A (en) * | 1992-03-18 | 1996-03-19 | Fuji Electric Co., Ltd. | Semiconductor device |
| JP3459442B2 (ja) * | 1993-03-29 | 2003-10-20 | 三洋電機株式会社 | 差動増幅回路及びそれを用いた電力増幅装置 |
| JP3188034B2 (ja) * | 1993-04-27 | 2001-07-16 | 三洋電機株式会社 | 増幅回路 |
-
1995
- 1995-11-28 US US08/563,528 patent/US5798668A/en not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-10-30 SG SG9610994A patent/SG93807A1/en unknown
- 1996-11-13 MY MYPI96004697A patent/MY112075A/en unknown
- 1996-11-20 EP EP96118564A patent/EP0777320A1/en not_active Ceased
- 1996-11-26 JP JP8315180A patent/JPH09181532A/ja active Pending
- 1996-11-27 KR KR1019960058095A patent/KR970031243A/ko not_active Application Discontinuation
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009513040A (ja) * | 2005-09-19 | 2009-03-26 | ザ リージェンツ オブ ザ ユニバーシティ オブ カリフォルニア | Ｅｓｄ保護回路 |
| JP4896137B2 (ja) * | 2005-09-19 | 2012-03-14 | ザ リージェンツ オブ ザ ユニバーシティ オブ カリフォルニア | Ｅｓｄ保護回路 |
| JP2011055057A (ja) * | 2009-08-31 | 2011-03-17 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 増幅回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5798668A (en) | 1998-08-25 |
| KR970031243A (ko) | 1997-06-26 |
| MY112075A (en) | 2001-03-31 |
| SG93807A1 (en) | 2003-01-21 |
| MX9605823A (es) | 1997-10-31 |
| EP0777320A1 (en) | 1997-06-04 |
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