JPH09172732A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、電源系統に地絡などの故障が発
生しても過電流を生ずることなく変換器の運転を継続で
きる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とす
る。 【解決手段】 交流電源１の線間電圧を相電圧に変換す
る手段５７と、前記相電圧を三相から二相に変換する三
相二相変換手段５８と、前記二相に変換した電圧から前
記交流電源電圧の位相を検出する位相検出手段７４と、
前記電圧形変換器の出力電流を検出する手段６８と、前
記出力電流を前記位相検出手段により検出した位相を用
いて前記交流電源の電圧ベクトルを基準とする座標軸上
に変換する座標変換手段７０を具備し、該座標変換手段
により検出した有効電流分及び無効電流分を電流制御回
路５９の入力値とすることを特徴とする電力変換装置の
制御装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源系統の
故障等により電源電圧波形が大幅に歪んだときも過電流
が発生することなく運転を継続できる電圧形の電力変換
装置の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図８は、従来から有る電力変換装置の主
回路構成図であり、本発明を適用出来るものでもある。
図８において、１は交流電源、２は第１の変圧器、３は
第２の変圧器、４は第１の変換器、５は第２の変換器、
６はコンデンサ、７は直流電源又は負荷である。又、８
〜１９は第１の変換器４を構成するゲートターンオフサ
イリスタ（以下ＧＴＯと記す）、２０〜３１は各ＧＴＯ
８〜１９にそれぞれ逆並列に接続されるダイオード、３
２〜４３は第２の変換器５を構成するＧＴＯ、４４〜５
５は各ＧＴＯ３２〜４３にそれぞれ逆並列に接続される
ダイオードである。

【０００３】図９は、図８の電力変換装置を制御する従
来の実施例の制御回路の構成図である。図９において、
１は図８の交流電源に相当し、電圧形変換器及びその出
力側の変圧器は、図８の変換器４，５及び変圧器２，３
を示している。同様に、６，７は図８のコンデンサ６及
び直流電源又は負荷７に相当している。

【０００４】又、５６は３相交流電源１の各相の線間電
圧を検出する線間電圧検出器、６５はフェーズロックド
ループ（ＰＬＬ）で、交流電源１の電圧と位相が等し
く、電圧波形に含まれる歪みを除去した２相交流電圧及
び交流電源１の電圧位相値を発生する。５９は電流制御
回路で、変換器４，５の出力電流を制御する。電流制御
回路５９の入力値となる有効電流検出値６６と無効電流
検出値６７は、変換器４，５の出力電流を電流検出回路
６８で検出し、三相→二相変換器６９により二相に変換
した後、フェーズロックドループ６５で算出した系統電
圧の位相値θを用いて、座標変換回路７０で電圧ベクト
ルと同相の座標軸上の値に変換することにより求まる。
また、電流制御回路５９の指令値として、有効電流指令
値７２と無効電流指令値７３が与えられる。７１は座標
変換で、電流制御回路５９の出力信号を、フェーズロッ
クドループ６５で算出した位相値θを用いて、静止座標
系の二相の値に変換し、二相→極座標変換器６１で二相
の値から振幅と位相角を算出する。６２は三角波発生器
で、０°から３６０°に対応する三角波を発生する。６
３はクロスポイント検出器で、三角波と振幅の交点を検
出して変換器のＧＴＯをオン・オフするパルス幅変調信
号を発生する。６４はゲ―トパルス発生器で、電圧形変
換器を構成するＧＴＯをオン・オフするゲートパルスを
発生する。即ち、二相→極座標変換器６１と、三角波発
生器６２と、クロスポイント検出器６３でパルス幅変調
制御手段を構成している。

【０００５】図１０乃至図１２は従来装置の作用を説明
するための波形図である。以下、図１０乃至図１２を参
照して従来技術を説明する。図１０は交流電源１の電圧
の検出値から二相→極座標変換器６１及び三角波発生器
６２までの作用を表す波形図である。図において、
（１）は交流電源１のＵＶ相線間電圧、（２）は交流電
源１のＶＷ線間電圧、（３）は交流電源１のＷＵ線間電
圧である。時刻ｔ1 において、Ｕ相とＶ相の２線が地絡
してＵ相電圧とＶ相電圧が零になったと仮定している。
時刻ｔ1 以降ＵＶ相間電圧（１）は零になり、ＶＷ相線
間電圧（２）とＷＵ相線間電圧（３）は振幅が になる。（４）、（５）はフェーズロックドループ６５
内で位相を検出するために使われる、交流電源１の三相
交流を二相で表わした信号である。フェーズロックドル
ープ６５には、検出電圧の歪みを除去するために充分に
時定数の長いフィルタが挿入されているため、時刻ｔ1
以降も二相信号（４），（５）はほとんど変化していな
い。（６）と（７）は電流制御回路５９の出力信号であ
る。（８）は二相→極座標変換器６１の振幅信号であ
る。（９）は三角波発生器６２の出力で、二相→極座標
変換器６１の位相角信号を三角波に変換した信号であ
る。（１０）は変換器４，５のＵＶ相電圧、（１１）は
交流電源１のＵ相電流である。

【０００６】二相→極座標変換器６１及び三角波発生器
６２から変換器４，５までの作用について説明する。図
１１において、三角波発生器６２の出力（９）と二相→
極座標変換器６１の振幅出力（８）をクロスポイント検
出器６３で比較し、（８）が（９）より大きい範囲で変
換器４のＧＴＯ８とＧＴＯ１５とをオンすると変圧器２
の２次Ｕ相巻線に正の直流電圧が加わる。次に、（８）
が（９）より小さくなったことを検出してＧＴＯ８をオ
フしてＧＴＯ１４をオンすれば変圧器２の２次Ｕ相巻線
に加わる電圧は零となる。つぎに、位相角が１８０°の
範囲で（８）が（９）より大きくなったときＧＴＯ１５
をオフしてＧＴＯ９をオンずれば変圧器２の２次Ｕ相巻
線に負の直流電圧が加わる。以下同様にしてＧＴＯ８，
９，１４，１５をオン・オフ制御すれば変圧器２の２次
Ｕ相巻線の波形波は（１２）に示す波形となる。（１
３）は変換器５のＵ相出力電圧で、この電圧は変圧器３
の２次Ｕ相巻線に加わる。（１３）は、（１２）より３
０°位相の遅れた図示してない三角波と振幅の交点によ
りＧＴＯ３２，３３，３８，３９を同様にオン・オフ制
御することにより得られる。変圧器３の１次巻線は千鳥
結線とする。すなわち、Ｕ相巻線はＵ相２巻線に結合し
た巻数比 の巻線と、Ｖ相２巻線に負極性で結合した巻数比 の巻線を直列に接続して構成される。（１４）は変圧器
３のＵ相２次巻線に結合したＵ相１次巻線に誘起される
電圧で（１３）の の電圧である。同様に、（１５）は変圧器３のＶ相２次
巻線に負極性で結合したＵ相１次巻線に誘起される電圧
である。変圧器２のＵ相１次巻線には（１２）に等しい
電圧が誘起される。したがって、変圧器２と変圧器３の
Ｕ相１次巻線に誘起される電圧の和は（１２）と（１
４）と（１５）の和となりこれを（１６）に示す。（１
６）は変換器４，５の出力電圧を変圧器２，３で合成し
た電圧でありこれをＵ相変換器電圧とする。同様に、
（１７）はＶ相変換器電圧である。（１０）はＵ相変換
器電圧（１６）とＶ相変換器電圧（１７）の差のＵＶ相
変換器電圧である。（１８）は交流電源１のＵＶ相電圧
である。このＵＶ相変換器電圧（１０）とＵＶ相電源電
圧（１８）の差と変圧器２，３のインピーダンスの関係
からＵ相電流（１１）が流れる。

【０００７】図１２は交流電源１の電圧と、変換器４，
５の電圧と、交流電源１に流れる電流の関係を表した波
形図で、（１８）はＵＶ相電源電圧、（２０）はＶＷ相
電源電圧、（２２）はＷＵ相電源電圧、（１０）はＵＶ
相変換器電圧、（１９）はＶＷ相変換器電圧、（２１）
はＷＵ相変換器電圧、（１１）はＵ相電流、（２３）は
Ｖ相電流、（２４）はＷ相電流である。時刻ｔ1 におい
て、Ｕ相とＶ相の２線が地絡してＵ相電圧とＶ相電圧が
が零になると、ＵＶ相電源電圧（１８）は零になり、Ｖ
Ｗ相電源電圧（２０）とＷＵ相電源電圧（２２）は振幅
が、 になる。変換器の出力電圧（１０），（１９），（２
１）はこの電圧の急変に充分に追従できずＵ相電流（１
１）、Ｖ相電流（２３），Ｗ相電流（２４）は過電流と
なっている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来の電力変換装置の制御装置は、交流電源１の電圧を検
出してこれをフェーズロックドループ６５に供給して交
流電源１の歪みを低減しこの歪みの少い交流電圧を基準
にして位相を算出し、変換器４，５の出力電圧を制御し
ていた。したがって、電源系統に地絡等の故障が発生す
ると、フェーズロックドループ内の時定数の大きいフィ
ルタの影響で、系統位相を瞬時に検出することができ
ず、電圧の急変によって生じる過電流を抑制できず、変
換器の運転を継続することができなかった。

【０００９】本発明は、電源系統に地絡などの故障が発
生しても、系統の位相を瞬時に検出することにより、過
電流を生ずることなく変換器の運転を継続できる電力変
換装置の制御装置を提供することを目的とする。

【００１０】また、系統の短絡容量が小さい等、不安定
な系統条件下において変換器が発生する高調波を抑制
し、高調波を原因とする位相変動による制御を防止でき
る電力変換装置の制御装置を提供することを目的とす
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明の請求項１の電力変換装置の制御装置は、交流
電源と、直流電圧をスイッチング制御して交流電圧に変
換する電圧形変換器と、この電圧形変換器の交流出力を
変圧器を介して前記交流電源に接続して成る電力変換装
置において、交流電源の線間電圧を検出する手段と、検
出した交流電源の線間電圧を相電圧に変換する手段と、
前記相電圧を三相から二相に変換する三相→二相変換手
段と、前記二相に変換した電圧から前記交流電源電圧の
位相を検出する位相検出手段と、前記電圧形変換器の出
力電流を検出する手段と、前記出力電流を前記位相検出
手段により検出した位相を用いて前記交流電源の電圧ベ
クトルを基準とする座標軸上に変換する座標変換手段を
具備し、該座標変換手段により検出した有効電流分及び
無効電流分を電流制御回路の入力値とすることを特徴と
するものである。

【００１２】また、前記目的を達成するために本発明の
請求項２の電力変換装置の制御装置は、請求項１に記載
の電力変換装置の制御装置において、前記電圧形変換器
が発生する高調波を算出する高調波演算手段と、該高調
波演算手段の算出と、前記相電圧により前記電圧形変換
器が発生する高調波を低減させる高調波補償手段を設
け、該高調波補償手段の出力を前記三相→二相変換手段
の入力値とすることを特徴とするものである。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図面を参照して説
明する。図８は本発明が適用できる主回路の構成図であ
る。図８において、１〜５５は従来の技術の説明で述べ
たものと同一であるので説明は省略する。

【００１４】図１は請求項１に記載の発明に係る電力変
換装置の制御装置の第１の実施の形態を示す構成図であ
る。図１は、図９に示すフィーズロックドループ６５に
代えて、線間電圧検出器５６の出力である線間電圧を相
電圧に変換するための線間電圧→相電圧変換器５７、こ
の線間電圧→相電圧変換器５７の出力信号である相電圧
を二相信号に変換する三相→二相変換器５８を設け、三
相→二相変換器５８の出力である二相信号から、交流電
源の相電圧の位相を検出する位相演算回路７４を設け
る。更に、電圧形変換器の出力電流を検出する電流検出
器６８の出力値を二相に変換する三相→二相変換器６９
と、位相演算回路７４の出力信号である位相により、三
相→二相変換器６９の出力信号である二相の電流を交流
電源の電圧ベクトルを基準とする座標軸上に変換する座
標変換回路７０を設ける。座標変換回路７０の出力値で
ある有効電流検出値６６と無効電流検出値６７は電流制
御回路５９の入力信号とし、別に、有効電流指令値７２
及び無効電流指令値７３を電流制御回路５９の入力指令
信号とする。電流制御回路５９の出力信号を位相演算回
路７４の出力信号である位相により、静止座標系の二相
信号に変換する座標変換回路７１を設ける。二相→極座
標変換６１からゲートパルス発生までは従来の技術と同
様である。

【００１５】次に前述の構成から成る請求項１に記載の
発明の作用を説明する。図２乃至図４は、請求項１に記
載の発明の作用を表す波形図である。図２において、
（１）は交流電源１のＵＶ相線間電圧、（２）は交流電
源１のＶＷ相線間電圧、（３）は交流電源１のＷＵ相線
間電圧である。時刻ｔ1 においてＵ相とＶ相の２線が地
絡してＵ相電圧とＶ相電圧が零になったと仮定してい
る。時刻ｔ1 以降ＵＶ相線間電圧（１）は零になり、Ｖ
Ｗ相線間電圧（２）とＷＵ相線間電圧（３）は振幅が、 になる。線間電圧検出器５６はＵＶ相線間電圧（１）と
ＶＷ相線間電圧（２）とＷＵ相線間電圧（３）を検出し
その出力電圧をＶＵＶ，ＶＶＷ，ＶＷＵとする。線間電
圧→相電圧変換器５７は下式の演算を行い相電圧に比例
したＶＵ，ＶＶ，ＶＷを出力する。

【００１６】

【数１】ＶＵ＝２×ＶＵＶ＋ＶＶＷ ＶＶ＝２×ＶＶＷ＋ＶＷＵ ＶＷ＝２×ＶＷＵ＋ＶＵＶ 三相→二相変換器５８は下式の演算を行いＶＵ，ＶＶ，
ＶＷを直交ＡＢ座標の二相信号ＶＡ，ＶＢに変換する。
ただしＡ軸をＵ相方向にとりＢ軸はＡ軸より９０°遅れ
た軸とする。

【００１７】

【数２】ＶＡ＝ＶＵ−（Ｖ＋Ｗ）÷２ （４）と（５）は三相→二相変換器５８の出力に得られ
るＶＡとＶＢの波形である。これは線間電圧波形が
（１），（２），（３）の三相交流を二相の交流に変換
したもので、時刻ｔ1 以降も電源電圧の歪みがそのまま
再現される。

【００１８】電流検出回路６８は電圧形変換器が出力す
る相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを検出し、三相→二相変換器
６９はＩＵ、ＩＶ、ＩＷを直交ＡＢ座標の二相信号Ｉ
Ａ、ＩＢに変換する。ただしＡ軸をＵ相方向にとりＢ軸
はＡ軸より９０°遅れた軸とする。

【００１９】

【数３】ＩＡ＝ＩＵ−（ＩＶ＋ＩＷ）÷２ 位相演算回路７４では三相→二相変換器５８の出力に得
られるＶＡ、ＶＢの値より下記演算によって、交流電源
１の相電圧ＶＵの位相ＴＨを検出する。

【００２０】

【数４】 ＶＢが負でＶＢが−（ＶＡの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝ｔａｎ^-1（−ＶＡ／ＶＢ）−９０° ＶＡが正でＶＡが（ＶＢの絶対値）より大きいとき ＴＨ＝ｔａｎ^-1（ＶＢ／ＶＡ） ＶＢが正でＶＢが（ＶＡの絶対値）より大きいとき ＴＨ＝ｔａｎ^-1（−ＶＡ／ＶＢ）＋９０° ＶＡが負でＶＡが−（ＶＢの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝ｔａｎ^-1（ＶＢ／ＶＡ）＋１８０° 位相演算回路７４で演算した位相ＴＨを用いて、座標変
換７０では、前記二相変換したＩＡ、ＩＢを交流電源の
相電圧ベクトルを基準とする座標軸上に変換する。変換
式は下記となる。

【００２１】

【数５】 Ｉｄ＝ＩＡ×ｃｏｓ（ＴＨ）＋ＩＢ×ｓｉｎ（ＴＨ） Ｉｑ＝−ＩＡ×ｃｏｓ（ＴＨ）＋ＩＢ×ｃｏｓ（ＴＨ） 上記変換式によりＩｄは無効電流検出値６６、Ｉｑは有
効電流検出値６７となる。上記、無効電流検出値６６と
有効電流検出値６７及び、無効電流指令値７２、有効電
流指令値７３を電流制御回路５９の入力値とし、電流制
御による出力信号をＶｄ、Ｖｑとすると、Ｖｄ、Ｖｑは
交流電源の変動に瞬時に追従する応答を得ることができ
る。本発明は瞬時位相検出手段による無効電流Ｉｄと有
効電流Ｉｑの信号に基づいて変換器４、５の出力電圧を
制御するのが特徴である。Ｖｄ、Ｖｑは位相演算回路７
４の出力信号である位相角信号ＴＨを用いて座標変換回
路７１によって下式の演算が行われ、静止座標系の二相
信号ＶＡ’、ＶＢ’に変換される。

【００２２】

【数６】 ＶＡ’＝Ｖｄ×ｃｏｓ（−ＴＨ）＋Ｖｑ×ｓｉｎ（−ＴＨ） ＶＢ’＝−Ｖｄ×ｃｏｓ（−ＴＨ）＋Ｖｑ×ｃｏｓ（−ＴＨ） 二相→極座標変換器６１は下式の演算により、ＶＡ’、
ＶＢ’を振幅信号ＲＡと位相角信号ＴＨ’に変換する。
位相角信号ＴＨ’に関しては、前記の位相角信号ＴＨを
求める手段と同様である。振幅信号ＲＡは次式で算出す
る。

【００２３】

【数７】 （８）は二相→極座標変換器６１の振幅信号ＲＡであ
る。三角波発生器６２は下式の演算を行い、位相角信号
ＴＨ’を三角波信号ＴＲＩに変換する。

【００２４】

【数８】 ＴＲ’が０°より大きく１８０°より小さいとき、 ＴＲＩ＝１−ＴＨ’÷９０° ＴＲ’が１８０°より大きく３６０°より小さいとき、 ＴＲＩ＝−３＋ＴＨ’÷９０° （９）は三角波発生器６２の出力信号ＲＴＩである。
（１０）は変換器４，５のＵＶ相電圧、（１１）は交流
電源（１）のＵ相電流である。

【００２５】図３は二相→極座標変換器６１及び三角波
発生器６２から変換器４，５までの作用を表す波形図で
ある。図において、（８），（９），（１０），（１
１）は図２の同一記号と同一である。（１２）は変換器
４のＵ相出力電圧である。三角波発生器６２の出力
（９）と二相→極座標変換器６１の振幅出力（８）をク
ロスポイント検出器６３で比較し、（８）が（９）より
大きい範囲で変換器４のＧＴＯ８とＧＴＯ１５をオンす
ると変圧器２の２次Ｕ相巻線に正の直流電圧が加わる。
次に、（８）が（９）より小さくなったことを検出して
ＧＴＯ８をオフしてＧＴＯ１４をオンすれば変圧器２の
２次Ｕ相巻線に加わる電圧は零となる。

【００２６】次に、位相角が１８０°から３６０°の範
囲で（８）が（９）より大きくなったときＧＴＯ１５を
オフしてＧＴＯ９をオンすれば変圧器２の２次Ｕ相巻線
に負の直流電圧が加わる。以下同様にしてＧＴＯ８，
９，１４，１５をオン・オフ制御すれば変圧器２の２次
Ｕ相巻線には（１２）に示す波形の電圧が加わる。以下
（１３），（１４），（１５）の波形の説明、及び（１
６），（１７），（１０）の波形を合成する説明は、図
１１で説明した従来技術と同一であるから説明を省略す
る。（１８）は交流電源１のＵＶ相電圧である。このＵ
Ｖ相変換器電圧（１０）とＵＶ相電源電圧（１８）の差
と変圧器２，３のインピーダンスの関係からＵ相電流
（１１）が流れる。

【００２７】図４は交流電源１の電圧と、変圧器４，５
の電圧と、交流電源１に流れる電流の関係を表した波形
図である。（１８）はＵＶ相電源電圧、（２０）はＶＷ
相電源電圧、（２２）はＷＵ相電源電圧、（１０）はＵ
Ｖ相変換器電圧、（１９）はＶＷ相変換器電圧、（２
１）はＷＵ相変換器電圧、（１１）はＵ相電流、（２
３）はＶ相電流、（２４）はＷ相電流である。時刻ｔ1
において、Ｕ相とＶ相の２線が地絡してＵ相電圧とＶ相
電圧が零になると、ＵＶ相電源電圧（１８）は零になり
ＶＷ相電源電圧（２０）とＷＵ相電源電圧（２２）は振
幅が、 になる。変換器の出力電圧（１０），（１９）（２１）
はこの電圧の急変に追従して変化するためＵ相電流（１
１）、Ｖ相電流（２３）、Ｗ相電流（２４）はあまり影
響を受けず過電流となることなく運転を継続できる。

【００２８】図５は請求項２に記載の発明に係る電力変
換装置の制御装置の第２の実施の形態を示す構成図であ
る。図５は、図９に示すフェーズロックドループ６５に
代えて、線間電圧検出器５６の出力である線間電圧を相
電圧に変換するための線間電圧→相電圧変換器５７を設
け、線間電圧→相電圧変換器５７の出力信号に含まれる
高調波を抑制するための高調波補償回路７６を設ける。
高調波補償回路７６の出力信号を二相信号に変換する三
相→二相変換器５８を設け、三相→二相変換器５８の出
力である二相信号から、交流電源の相電圧の位相を検出
する位相演算回路７４を設ける。一方、電圧形変換器の
出力電流を検出する電流検出器６８の出力値を二相に変
換する三相→二相変換器６９と、位相演算回路７４の出
力である位相角信号を用いて、三相→二相変換器６９の
出力である二相の電流を交流電源の電圧ベクトルを基準
とする座標軸上に変換する座標変換回路７０を設ける。
座標変換回路７０の出力値である有効電流検出値６６と
無効電流検出値６７は電流制御回路５９の入力値とし、
別に、有効電流指令値７２および無効電流指令値７３を
電流制御回路５９の入力指令値とする。電流制御回路５
９の出力信号を位相演算回路７４の出力信号である位相
角信号を用いて、静止座標系の二相信号に変換する座標
変換回路７１を設ける。座標変換回路７１の出力信号を
入力値とする二相→極座標変換器６１からゲートパルス
発生までの構成は従来の技術と同様である。

【００２９】電圧形変換器が発生する高調波電圧を演算
する手段として、電圧形変換器４、５の出力電圧を、直
流電圧とスイッチング信号により求める高調波演算回路
７５を設ける。高調波演算回路７５の出力信号は前記高
調波補償回路７６の入力値とする。

【００３０】図６は、請求項２に記載の発明の作用を表
す波形図である。ただし、本実施例に示す波形は、高調
波補償による効果をわかりやすく示すために、系統条件
の厳しい状態における波形をとりあげており、前記従来
の技術および第１の実施形態に示す波形とは、系統条
件、故障箇所等が異なるものである。

【００３１】図６において、（２５）は交流系統のＵＶ
相線間電圧、（２６）は交流系統のＶＷ相線間電圧、
（２７）は交流系統のＷＵ相線間電圧、そして（２８）
は変圧器２次側（変換器側）のＵＶ相線間電圧である。
時刻ｔ1 においてＶ相とＷ相の２線が地絡したと仮定し
ている。時刻ｔ1 以降ＶＷ相線間電圧（２６）が大きく
低下しており、変圧器１次側ＵＶ相線間電圧（２８）が
振動的になっている。線間電圧検出器５６はＵＶ相線間
電圧（２５）とＶＷ相線間電圧（２６）とＷＵ相線間電
圧（２７）を検出しその出力電圧をＶＵＶ、ＶＶＷ、Ｖ
ＷＵとする。線間電圧→相電圧変換器５７は下式の演算
を行い相電圧に比例したＶＵ、ＶＶ、ＶＷを出力する。

【００３２】

【数９】ＶＵ＝２×ＶＵＶ＋ＶＶＷ ＶＶ＝２×ＶＶＷ＋ＶＷＵ ＶＷ＝２×ＶＷＵ＋ＶＵＶ 一方、高調波演算回路７５は電圧形変換器３、４が発生
する電圧ＶＵ’、ＶＶ’、ＶＷ’を、変換器のＧＴＯの
スイッチング状態と直流電圧ＶＤＣの値から演算する。
例えば、図８の変換器５については、Ｕ相に着目すると
ＧＴＯ８とＧＴＯ１５がオンになったとき、

【００３３】

【数１０】ＶＵ’＝ＶＤＣ×１ ＧＴＯ９とＧＴＯ１４がオンになったとき ＶＵ’＝ＶＤＣ×−１ すべてオフの場合 ＶＵ’＝０ となる。

【００３４】高調波補償回路７６では、系統のインピー
ダンスＸＬと変圧器のインピーダンスＸＴの値を用い
て、下式の高調波補償演算を行う。これは変換器が発生
する高調波を打ち消すために、変換器が更に大きい高調
波電圧を発生する正帰還のル―プゲインを下げる演算を
している。

【００３５】

【数１１】 ＶＵ”＝［ＶＵ×（ＸＴ＋ＸＬ）−ＶＵ’×ＸＬ］／ＸＴ ＶＶ”＝［ＶＶ×（ＸＴ＋ＸＬ）−ＶＶ’×ＸＬ］／ＸＴ ＶＷ”＝［ＶＷ×（ＸＴ＋ＸＬ）−ＶＷ’×ＸＬ］／ＸＴ 三相→二相変換器５８は下式の演算を行い、高調波補償
後の電圧ＶＵ”、ＶＶ”、ＶＷ”を直交ＡＢ座標の二相
信号ＶＡ，ＶＢに変換する。ただしＡ軸をＵ相方向にと
りＢ軸はＡ軸より９０°遅れた軸とする。

【００３６】

【数１２】ＶＡ＝ＶＵ−（ＶＶ＋ＶＷ）÷２ 電流検出器６８は電圧形変換器が出力する相電流ＩＵ、
ＩＶ、ＩＷを検出し、三相→二相変換器６９はＩＵ、Ｉ
Ｖ、ＩＷを直交ＡＢ座標の二相信号ＩＡ、ＩＢに変換す
る。ただしＡ軸をＵ相方向にとりＢ軸はＡ軸より９０°
遅れた軸とする。

【００３７】

【数１３】ＩＡ＝ＩＵ−（ＩＶ＋ＩＷ）÷２ 位相演算回路７４では三相→二相変換器５８の出力に得
られるＶＡ、ＶＢの値より下記演算によって、位相角信
号ＴＨを検出する。

【００３８】

【数１４】 ＶＢが負でＶＢが−（ＶＡの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝ｔａｎ^-1（−ＶＡ／ＶＢ）−９０° ＶＡが正でＶＡが（ＶＢの絶対値）より大きいとき ＴＨ＝ｔａｎ^-1（ＶＢ／ＶＡ） ＶＢが正でＶＢが（ＶＡの絶対値）より大きいとき ＴＨ＝ｔａｎ^-1（−ＶＡ／ＶＢ）＋９０° ＶＡが負でＶＡが−（ＶＢの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝ｔａｎ^-1（ＶＢ／ＶＡ）＋１８０° 位相演算回路７４で演算した位相ＴＨを用いて、座標変
換回路７０では、前記二相変換したＩＡ、ＩＢを交流電
源の相電圧ベクトルを基準とする座標軸上に変換する。
変換式は下記となる。

【００３９】

【数１５】 Ｉｄ＝ＩＡ×ｃｏｓ（ＴＨ）＋ＩＢ×ｓｉｎ（ＴＨ） Ｉｑ＝−ＩＡ×ｃｏｓ（ＴＨ）＋ＩＢ×ｃｏｓ（ＴＨ） 上記変換式によりは無効電流検出値６６、有効電流検出
値６７となる。上記、無効電流検出値６６と有効電流検
出値６７及び、無効電流指令値７２、有効電流指令値７
３を電流制御回路５９の入力値とし、電流制御による出
力信号をＶｄ、Ｖｑとすると、Ｖｄ、Ｖｑは交流電源の
変動に瞬時に追従する応答を得ることができる。Ｖｄ、
Ｖｑは位相演算回路７４の出力信号である位相角信号Ｔ
Ｈを用いて座標変換回路７１によって下式の演算が行わ
れ、静止座標系の二相信号ＶＡ’、ＶＢ’に変換され
る。

【００４０】

【数１６】 ＶＡ’＝Ｖｄ×ｃｏｓ（−ＴＨ）＋Ｖｑ×ｓｉｎ（−ＴＨ） ＶＢ’＝−Ｖｄ×ｃｏｓ（−ＴＨ）＋Ｖｑ×ｃｏｓ（−ＴＨ） 二相→極座標変換器６１は下式の演算により、ＶＡ’、
ＶＢ’を振幅信号ＲＡと位相角信号ＴＨ’に変換する。
位相角信号ＴＨ’に関しては、前記の位相角信号ＴＨを
求める手段と同様である。振幅信号ＲＡは次式で算出す
る。

【００４１】

【数１７】 三角波発生器６２は下式の演算を行い、位相角信号Ｔ
Ｈ’を三角波信号ＴＲＩに変換する。

【００４２】

【数１８】 ＴＲ’が０°より大きく１８０°より小さいとき、 ＴＲＩ＝１−ＴＨ’÷９０° ＴＲ’が１８０°より大きく３６０°より小さいとき、 ＴＲＩ＝−３＋ＴＨ’÷９０° 次に、二相→極座標変換器６１及び三角波発生器６２か
ら変換器４，５までの作用について説明する。

【００４３】三角波発生器６２の出力信号と二相→極座
標変換器６１の振幅出力をクロスポイント検出器６３で
比較し、振幅出力が三角波発生器６２の出力信号より大
きい範囲で変換器４のＧＴＯ８とＧＴＯ１５をオンする
と変圧器２の２次Ｕ相巻線に正の直流電圧が加わる。次
に、振幅出力が三角波発生器６２の出力信号より小さく
なったことを検出してＧＴＯ８をオフしてＧＴＯ１４を
オンすれば変圧器２の２次Ｕ相巻線に加わる電圧は零と
なる。

【００４４】次に、位相角が１８０°から３６０°の範
囲で振幅信号が三角波発生器６２の出力信号より大きく
なったときＧＴＯ１５をオフしてＧＴＯ９をオンすれば
変圧器２の２次Ｕ相巻線に負の直流電圧が加わる。以下
同様にしてＧＴＯ８，９，１４，１５をオン・オフ制御
すれば変圧器２の２次巻線に電圧が発生する。

【００４５】交流電源１の電圧と、変換器出力電圧と、
交流電源に流れる電流の関係を表した波形図を高調波補
償を行った場合（本実施例）については図６に、高調波
補償を行わない場合（第１の実施例）については図７に
示す。

【００４６】図において、（２５）はＵＶ相電源電圧、
（２６）はＶＷ相電源電圧、（２７）はＷＵ相電源電
圧、（２８）はＵＶ相変換器電圧を示し、（２９）はＵ
相電流、（３０）はＶ相電流、（３１）はＷ相電流であ
る。時刻ｔ1 において、Ｖ相とＷ相の２線が地絡する
と、ＶＷ相電源電圧（２６）が大きく低下する。変換器
の出力電圧（２８）はこの電圧の急変に追従して変化す
るためＵ相電流（２９）、Ｖ相電流（３０）、Ｗ相電流
（３１）はあまり影響を受けず過電流となることなく運
転を継続できる。また高調波補償を行っている本実施例
では、高調波補償を行っていない第１の実施例と比較し
て、変換器出力電圧（２６）、及び出力電流（２９）、
（３０）、（３１）の高調波が抑制されている。尚、本
発明は、電圧形変換器を図１の変換器に限定するのでは
なく、更に多重化した変換器或いは多重化しない変換器
にも適用できるものである。

【００４７】

【発明の効果】以上述べたよに請求項１の発明によれ
ば、電源系統に故障があって電源電圧が大幅に歪んでも
瞬時ベクトルによる高速な位相検出を行うことにより、
電流制御で過電流を抑制することができるので、電圧形
変換器の運転を継続でき、運転の停止により重大な損害
を発生するシステムに適用すると特に大きい効果を得る
ことができる。

【００４８】又、請求項３の発明によにれば、請求項１
の発明の効果に加え、系統の短絡容量が小さい等、不安
定な系統条件の下において発生する高調波電圧を抑制す
ることができ、高調波を原因とする検出位相の変動によ
る制御を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１に記載の発明の一実施例を示す電力変
換装置の制御装置のブロック構成図。

【図２】請求項１に記載の本発明の作用を説明するため
の波形図。

【図３】請求項１に記載の本発明の作用を説明するため
の波形図。

【図４】請求項１に記載の本発明の作用を説明するため
の波形図。

【図５】請求項２に記載の発明の一実施例を示す電力変
換装置の制御装置のブロック構成図。

【図６】請求項２に記載の本発明の作用を説明するため
の波形図。

【図７】請求項２に記載の本発明の作用を説明するため
の波形図。

【図８】本発明が適用出来る従来の電力変換装置の主回
路構成図。

【図９】従来の電力変換装置の制御装置のブロック構成
図。

【図１０】従来の電力変換装置の制御装置の動作を説明
するための波形図。

【図１１】従来の電力変換装置の制御装置の動作を説明
するための波形図。

【図１２】従来の電力変換装置の制御装置の動作を説明
するための波形図。

【符号の説明】

１ …交流電源 ２，３ …
変圧器 ４，５ …変換器 ６ …
コンデンサ ７ …直流電源または負荷 ８〜１９ …
ＧＴＯ ２０〜３１…ダイオード ３２〜４３…
ＧＴＯ ４４〜５５…ダイオード ５６ …
線間電圧検出器 ５７ …線間電圧→相電圧変換器 ５８ …
三相→二相変換器 ５９ …電流制御回路 ６１ …
二相→極座標変換器 ６２ …三角波発生器 ６３ …
クロスポイント検出器 ６４ …ゲートパルス発生器 ６５ …
フェーズロックドループ ６６ …無効電流検出値 ６７ …
有効電流検出値 ６９ …三相→二相変換器 ７０ …
座標変換回路 ７１ …座標変換回路 ７２ …
無効電流指令値 ７３ …有効電流指令値 ７４ …
位相演算回路 ７５ …高調波演算回路 ７６ …
高調波演算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/217 8726−5Ｈ Ｈ０２Ｍ 7/217

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源と、直流電圧をスイッチング制
   御して交流電圧に変換する電圧形変換器と、この電圧形
   変換器の交流出力を変圧器を介して前記交流電源に接続
   して成る電力変換装置において、交流電源の線間電圧を
   検出する手段と、検出した交流電源の線間電圧を相電圧
   に変換する手段と、前記相電圧を三相から二相に変換す
   る三相二相変換手段と、前記二相に変換した電圧から前
   記交流電源電圧の位相を検出する位相検出手段と、前記
   電圧形変換器の出力電流を検出する手段と、前記出力電
   流を前記位相検出手段により検出した位相を用いて前記
   交流電源の電圧ベクトルを基準とする座標軸上に変換す
   る座標変換手段を具備し、該座標変換手段により検出し
   た有効電流分及び無効電流分を電流制御回路の入力値と
   することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の電力変換装置の制御装
   置において、前記電圧形変換器が発生する高調波を算出
   する高調波演算手段と、該高調波演算手段の算出と、前
   記相電圧により前記電圧形変換器が発生する高調波を低
   減させる高調波補償手段を設け、該高調波補償手段の出
   力を前記三相二相変換手段の入力値とすることを特徴と
   する電力変換装置の制御装置。