JPH09172368A - 半導体出力回路 - Google Patents
半導体出力回路Info
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- JPH09172368A JPH09172368A JP7348786A JP34878695A JPH09172368A JP H09172368 A JPH09172368 A JP H09172368A JP 7348786 A JP7348786 A JP 7348786A JP 34878695 A JP34878695 A JP 34878695A JP H09172368 A JPH09172368 A JP H09172368A
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Abstract
することなく、内部回路に使用する電源電圧よりも高い
電位の信号を出力可能であり、低消費電力かつ高速な半
導体出力回路を提供することを目的とするものである。 【解決手段】 内部回路を低電位電源で駆動し、その内
部回路の出力信号を、外部回路を駆動する高電位電源の
電位に変換して出力する半導体出力回路において、ソー
スが高電位電源に接続されている第1のpチャネルMO
Sトランジスタとドレインが出力端子に接続されている
第2のpチャネルMOSトランジスタとで構成される直
列接続回路と、中間電位をクランプするクランプ回路
と、高電位電源とクランプ電位との間で動作するラッチ
回路と、クランプ電位と接地電位との間で動作するラッ
チ反転回路とを有し、上記ラッチ回路の出力端子が第1
のpチャネルMOSトランジスタのゲートに接続されて
いるものである。
Description
おいて使用する半導体出力回路に関し、特に、回路を構
成する素子に、その素子耐圧以上の電圧を印加せずに、
内部回路に使用する電源電圧よりも高い電位の信号を出
力する半導体出力回路に関する。
Sトランジスタが微細化し、素子耐圧が低下し、一方、
LSIの消費電力は、電源電圧の2乗に比例して低減さ
せることができる。したがって、電源電圧を低下させる
ことによって、高集積かつ低消費電力な高性能LSIが
実現される。
プサブミクロン領域では、その素子耐圧が2.5V以下
になり、この素子耐圧によって電源電圧の値が決定され
る。ところが、MOSLSIの電源電圧を2Vにしたと
しても、そのLSIが置かれたシステム環境では電源電
圧が3.3Vである従来のLSIと共存させる必要があ
り、したがって、電源電圧が2.5V以下であるLSI
を、電源電圧が3.3VであるLSIとインタフェース
をとる必要がある。
スとして、LVTTL、LVCMOSという規格が形成
され、LVTTL、LVCMOSの規格における出力バ
ッファ回路のハイレベル電圧VOHは、それぞれVOH
≧2.4V、VOH≧3.2Vである。
OSトランジスタのドレイン耐圧と、ゲート耐圧との2
つが問題になる。MOSトランジスタのドレイン耐圧
は、MOSトランジスタのドレイン−ソース間の耐圧で
あり、この耐圧を越える電圧がドレイン−ソース間に印
加されると、ホットキャリアによるデバイス性能劣化に
つながる。また、ゲート耐圧は、ゲート−ソース間また
はゲート−ドレイン間の耐圧であり、この耐圧を越えた
電圧がゲート−ソース間またはゲート−ドレイン間に印
加されると、TDDB(time-dependent dielectric br
eakdown )によるゲート酸化膜厚破壊につながる。
して3.3Vを下回るたとえば2Vのみを使用すると、
出力バッファ回路の出力電圧の最大値が2Vに抑えられ
るために、LVTTL、LVCMOSのハイレベル電圧
VOHの規格を満たすことができない。
インタフェース互換にするためには、MOSFET出力
バッファ回路に3.3Vを印加し、この電源電圧から出
力バッファ回路のハイレベル電圧を発生させる必要があ
る。すなわち、2Vと3.3Vとの2重電源を設ける必
要がある。
出力回路の例を示す図である。
CICC Digest of Technical Paperspp.14.4.4 である。
ここで、VDDOは3.3V(出典では5V)、VDD
は2V(出典では3.3V)の電源を示し、GND記号
およびGNDOの電位は0Vである。上記従来の半導体
出力回路は、ハイレベルが2V(出典では3.3V)、
ローレベルが0Vの信号を出力し、ハイレベルが3.3
V(出典では5V)、ローレベルが0Vの信号を出力す
る。入力がハイレベル(2V)のときは、nチャネルM
OSトランジスタ(以下、「NMOS」という)111
がオンになり、抵抗R1、R2、R3とNMOS111
のオン抵抗とによってVDDOが分割され、抵抗R1と
R2との接続点に中間電位Vgp1が生成される。この
中間電位Vgp1をpチャネルMOSトランジスタ(以
下、「PMOS」という)11のゲートに与え、PMO
S11がオン状態になる。PMOS12のゲート電位V
g12はVDDに固定されており、PMOS12は常時
オン状態であるので、3.3Vのハイレベルを出力す
る。
11を生成し、かつPMOS12をVDDに固定する理
由について説明する。
電圧(3.3V)よりも低いので、従来の出力回路の出
力段は、PMOS11とPMOS12とを縦積みにし、
ゲート−ソース、ゲート−ドレインに印加される電圧を
分圧し、素子に印加される電圧を素子耐圧Vb以下にし
ている。この条件は、出力電位が0Vであるときにおけ
る次の関係で示される。 ・PMOS12のゲート−ドレイン間電圧:Vg12≦Vb ・PMOS11のドレイン−ソース間電圧:VDDO−Vg12≦Vb ・PMOS11のゲート−ソース間電圧:VDDO−Vg11≦Vb そして、これらの関係は次の条件にまとめることができ
る。 ・VDDO−Vb≦Vg12≦Vb…(a) ・VDDO−Vb≦Vg11…(b) よって、素子耐圧を考慮し、PMOS12をオン状態に
するためには、ゲートに、上記(a)式で示される中間
電位を与える必要があり、PMOS11をオン状態にす
るためには、上記(b)式を満たしかつ、VDDOの電
位未満の中間電位をゲートに与える必要がある。そし
て、PMOS11とPMOS12との駆動力を最も高
め、出力回路の立ち上がり時間を高速化するためには、
(a)、(b)式で与えられる最も低い電位VDDO−
Vbを、Vg11、Vg12に供給することが必要であ
る。
半導体出力回路では、素子耐圧を確保するためにゲート
に中間電位を与え、抵抗R1、R2、R3、NMOS1
11のバスで電圧を分圧することによって、PMOS1
1のゲートに与える中間電位を生成している。
しているときに、中間電位を発生する回路に定常電流が
流れ、消費電力が増大するという問題がある。また、P
MOS12のゲートを、VDDO−Vbの電位よりも高
いVDDの電位に固定しており、VDDOとVDDとの
電位の設定によっては立ち上がり遅延が増大するという
問題がある。
の電圧が印加することなく、内部回路に使用する電源電
圧よりも高い電位の信号を出力可能であり、低消費電力
かつ高速な半導体出力回路を提供することを目的とする
ものである。
電位電源で駆動し、その内部回路の出力信号を、外部回
路を駆動する高電位電源の電位に変換して出力する半導
体出力回路において、ソースが高電位電源に接続されて
いる第1のpチャネルMOSトランジスタとドレインが
出力端子に接続されている第2のpチャネルMOSトラ
ンジスタとで構成される直列接続回路と、出力電位(所
定の中間電位)をクランプするクランプ回路と、上記高
電位電源とクランプ電位との間で動作するラッチ回路
と、上記クランプ電位と接地電位との間で動作するラッ
チ反転回路とを有し、上記ラッチ回路の出力端子が上記
第1のpチャネルMOSトランジスタのゲートに接続さ
れているものである。
1の実施例である半導体出力回路SOC1を示す回路図
である。
DR1と、インバータ回路INV1と、中間電位発生回
路90と、第1のpチャネルMOSトランジスタ(以
下、「PMOS」という)11と、第2のPMOS12
と、nチャネルMOSトランジスタ(以下、「NMO
S」という)21、22とで構成されている。
のゲート入力を与える中間電位発生回路90を、ラッチ
回路で形成した点に特徴があり、これによって定常電流
を遮断することができ、消費電力が低くなる。
と、クランプ回路71と、ラッチ反転回路72とで構成
されている。ここで、VDDOは、高電位電源(たとえ
ば3.3V電源)であり、VDDは、内部回路の電源と
同一の電位を持つ低電位電源(たとえば1.0V)であ
り、GNDOと接地記号とは、接地(0V)を示す。素
子耐圧は2.3V以上あるとする。
バ回路DR1の入力端子は半導体出力回路SOC1の入
力端子であり、ドライバ回路DR1の出力端子はインバ
ータ回路INV1の入力端子とラッチ反転回路72内の
NMOS63のゲートとに接続されている。インバータ
回路INV1の出力端子はNMOS21のゲートとラッ
チ反転回路72内のNMOS64のゲートとに接続され
ている。
そのソースがVDDOに接続され、そのゲートが第1の
中間電位発生回路90の出力端子に接続され、そのドレ
インがPMOS12のソースに接続されている。第2の
PMOS12は、そのゲートがVDDに接続され、その
ドレインが半導体出力回路SOC1の出力端子に接続さ
れている。NMOS22は、そのドレインが半導体出力
回路SOC1の出力端子に接続され、そのゲートが電源
VDDに接続され、そのソースがNMOS21のドレイ
ンに接続されている。NMOS21のソースはGNDO
に接続されている。
第4のPMOS52とで構成され、PMOS51と52
との両ソースが共通にVDDOに接続され、互いにゲー
トとドレインとをクロスカップルすることによってラッ
チ回路が形成されている。
と第6のPMOS54と第1のNMOS61と第2のN
MOS62とで構成され、PMOS53のソースがPM
OS51のドレインに接続され、PMOS54のソース
がPMOS52のドレインに接続され、PMOS53、
54、NMOS61、62の各ゲートは共通にVDDに
接続され、PMOS53のドレインがNMOS61のド
レインに接続され、PMOS54のドレインがNMOS
62のドレインに接続されている。
3と第4のNMOS64とで構成され、NMOS63の
ドレインがNMOS61のソースに接続され、NMOS
64のドレインがNMOS62のソースに接続されてい
る。
回路を低電位電源で駆動し、その内部回路の出力信号
を、外部回路を駆動する高電位電源の電位に変換して出
力する半導体出力回路において、ソースが高電位電源に
接続されている第1のPMOS11と、ドレインが出力
端子に接続されている第2のPMOS12とで構成され
る直列接続回路と、出力電位をクランプするクランプ回
路と、上記高電位電源とクランプ電位との間で動作する
ラッチ回路と、上記クランプ電位と接地電位との間で動
作するラッチ反転回路とを有し、上記ラッチ回路の出力
端子が上記第1のPMOS11のゲートに接続されてい
る半導体出力回路である。
0は、ソースがともに高電位電源に接続され、互いにゲ
ートが他のドレインに接続されている第3、第4のPM
OS51、52で構成され、第3のPMOS51のドレ
インが第1のPMOS11のゲートに接続されている回
路である。クランプ回路71は、互いにドレインが接続
されている第5のPMOS53と第1のNMOS61と
の直列接続回路と、互いにドレインが接続されている第
6のPMOS54と第2のNMOS62との直列接続回
路とで構成され、第5のPMOS53のソースが第3の
PMOS51のドレインに接続され、第6のPMOS5
4のソースが第4のPMOS52のドレインに接続さ
れ、第5、第6のPMOS53、54のゲートには共通
に第1のクランプ電位が印加され、第1、第2のNMO
S61、62のゲートには共通に第2のクランプ電位が
印加されている回路である。ラッチ反転回路72は、互
いにソースが接地されている第3、第4のNMOS6
3、64で構成され、第3、第4のNMOS63、64
のドレインは、それぞれ、第1、第2のNMOS61、
62のソースに接続され、第3のNMOS63のゲート
には入力信号が印加され、第4のNMOS64のゲート
には入力信号の反転信号が印加される回路である。
は、第5、第6のPMOS53、54のゲートに印加さ
れている第1のクランプ電位と、第1、第2のNMOS
61、62のゲートに印加されている第2のクランプ電
位とが同じであり、つまり、クランプ回路に印加される
第1、第2のクランプ電位として、低電位電源の電位が
共通に印加されているが、第1のクランプ電位と第2の
クランプ電位とを異ならせるようにしてもよい。
いて説明する。
示すタイムチャートである。
説明する。この場合、NMOS21のゲートにVDDの
電位が印加され、NMOS21はオン状態になる。NM
OS22のゲートは、VDDに固定され、オン状態にあ
るので、半導体出力回路SOC1の出力端子は0Vにな
る。このときに、ドライバ回路DR1の出力信号Vin
(0V)とインバータ回路INV1の出力信号Vinb
(VDDの電位)とが中間電位発生回路90に入力さ
れ、NMOS64がオンし、PMOS51のゲートはロ
ーに引かれる。このために、PMOS51がオン状態に
なり、中間電位発生回路90の出力電圧Vg11はVD
DOの電位に固定され、したがって、PMOS11はオ
フ状態になり、半導体出力回路SOC1の出力信号Vo
utは0Vになる。
子の耐圧Vb(>VDD)よりも高い電圧VDDOが印
加されている。しかし、クランプ回路71によって、P
MOS52のドレイン電位はVDDまでしか降下しな
い。また、クランプ回路71によって、NMOS63の
ドレイン電位はVDDまでしか上昇しない。したがっ
て、ラッチ回路70を構成するPMOSには、VDDO
−VDDの電圧しか印加されず、VDDO−VDD≦V
bという一般的な条件のもとで、素子耐圧を確保するこ
とができる。
ドレインは、VDDOの電位であり、このときにNMO
S63のドレイン電位Vd63がVDDであり、PMO
S54のドレインはVDDの電位であり、このときにN
MOS64のドレイン電位が0Vであるので、クランプ
回路71の素子にかかる電圧もVDDO−VDDまたは
VDDを抑えることができる。また、ラッチ反転回路7
2もVDDと0Vとの電圧内で動作するので、素子に印
加される電圧は素子耐圧未満である。
について説明する。この場合、NMOS21のゲートに
0Vが印加され、NMOS21はオフ状態になる。半導
体出力回路SOC1の出力信号は、VDDOの電位にな
る。このときに、ドライバ回路DR1の出力信号Vin
(VDDの電位)と、インバータ回路INV1の出力信
号Vinb(0V)とが中間電位発生回路90に入力さ
れ、NMOS63がオンになり、PMOS52のゲート
はローに引かれる。
り、中間電位発生回路90の出力信号Vg11は、VD
Dの電位に固定される。したがって、PMOS11はオ
ン状態になる。PMOS12のゲートは、VDDに固定
され、オン状態であるので、半導体出力回路SOC1の
出力端子VoutはVDDOの電位になる。
子の耐圧Vb(>VDD)よりも高い電圧VDDOが印
加されている。しかし、クランプ回路71によって、P
MOS51のドレインの電位はVDDまでしか降下せ
ず、また、NMOS64のドレイン電位はVDDまでし
か上昇しない。したがって、ラッチ回路70を構成する
PMOSには、VDDO−VDDの電圧しか印加され
ず、VDDO−VDD≦Vbという一般的な条件のもと
で、素子耐圧を確保することができる。クランプ回路7
1のPMOS54のドレインは、VDDOの電位であ
り、このときに、MOS64のドレイン電位がVDDで
あり、PMOS53のドレインはVDDの電位であり、
このときに、NMOS63のドレイン電位Vd63が0
Vであるので、クランプ回路71の素子にかかる電圧も
VDDO−VDDまたはVDDに抑えることができる。
また、ラッチ反転回路72も、VDDと0Vとの電圧内
で動作する。
電位Vg11、Vg12は、それぞれVDDと、VDD
O〜VDDの電位であり、従来例で記述した式(a)、
(b)の条件を満たしているので、出力段の素子耐圧も
確保している。
発生回路90では、NMOS63がオンであるときに、
PMOS51がオフし、一方、NMOS63がオフであ
るときに、PMOS51がオンするので、また、NMO
S64とPMOS52についても上記と同様の動作をす
るので、中間電位発生回路90には定常電流が流れず、
消費電力が少なくなる。
は、上記のように高電位電源VDDOの電位と比較して
低電位電源VDDの電位がある程度低い場合にドライブ
能力が高くなる。
体出力回路SOC2を示す回路図である。
発生回路80、90aが、それぞれ、PMOS12、P
MOS11のゲート入力としてVDD以下の電圧を与え
ることによって、また、中間電位発生回路80における
ダイオードによって、定常電流を削減した点が従来例と
は異なる。また、半導体出力回路SOC2は、VDDO
とVDDとの電位が互いに近い値をとる点、第2の中間
電位発生回路80を用いてPMOS12のゲートに電位
を与える点が半導体出力回路SOC1とは異なる。
DR1と、インバータ回路INV1と、第1の中間電位
発生回路90aと、第2の中間電位発生回路80と、P
MOS11、12と、NMOS21、22とで構成され
ている。
回路70と、クランプ回路71aと、ラッチ反転回路7
2とで構成されている。ここで、VDDOは、高電位電
源(たとえば3.3V電源)であり、VDDは、内部回
路の電源と同一の電位を持つ低電位電源(たとえば2.
0V)である。
バ回路DR1の入力端子は、半導体出力回路SOC2の
入力端子に接続され、ドライバ回路DR1の出力端子
は、インバータ回路INV1の入力端子に接続され、ラ
ッチ反転回路72内のNMOS63のゲートと、第2の
中間電位発生回路80のNMOS44のゲートと、PM
OS31のゲートとに接続されている。インバータ回路
INV1の出力端子は、NMOS21のゲートと、ラッ
チ反転回路72内のNMOS64のゲートとに接続され
ている。
ースがVDDOに接続され、そのゲートが第1の中間電
位発生回路90aの出力端子に接続され、そのドレイン
がPMOS12のソースに接続されている。
電位発生回路80の出力端子に接続され、そのドレイン
が半導体出力回路SOC2の出力端子に接続されてい
る。NMOS22は、そのドレインが半導体出力回路S
OC2の出力端子に接続され、そのゲートが電源VDD
に接続され、そのソースがNMOS21のドレインに接
続されている。NMOS21のソースはGNDOに接続
されている。
ッチ回路70は、PMOS51と52とのソースが共通
にVDDOに接続され、互いにゲートとドレインとがク
ロスカップルしてラッチ回路が形成されている。
4とNMOS61、62とで構成され、PMOS53の
ソースがPMOS51のドレインに接続され、PMOS
54のソースがPMOS52のドレインに接続され、P
MOS53、54、NMOS61、62の各ゲートは、
共通に第2の中間電位発生回路80の出力端子に接続さ
れ、PMOS53のドレインがNMOS61のドレイン
に接続され、PMOS54のドレインがNMOS62の
ドレインに接続されている。NMOS61のソースがラ
ッチ反転回路72内のNMOS63のドレインに接続さ
れ、NMOS62のソースがNMOS64のドレインに
接続されている。
31と、NMOS41、42、43、44とで構成さ
れ、NMOS41は、そのソースがVDDOに接続さ
れ、そのゲートがVDDに接続され、そのドレインが第
2の中間電位発生回路80の出力端子に接続されてい
る。PMOS31は、そのソースがVDDに接続され、
そのゲートが第2の中間電位発生回路80の入力端子に
接続され、そのドレインが第2の中間電位発生回路80
の出力端子に接続されている。NMOS42は、そのド
レインとゲートとが第2の中間電位発生回路80の出力
端子に接続され、そのソースがNMOS43のドレイン
とゲートとに接続されている。NMOS43のソースが
NMOS44のドレインに接続され、NMOS44のゲ
ートが第2の中間電位発生回路80の入力端子に接続さ
れ、NMOS44のソースがGNDに接続されている。
出力回路SOC2の動作について説明する。
示すタイムチャートである。
する。この場合、NMOS21のゲートにVDDの電位
が印加され、NMOS21はオン状態になり、NMOS
22のゲートはVDDに固定され、オン状態であるの
で、半導体出力回路SOC2の出力端子は0Vになる。
このときに、ドライバ回路DR1の出力信号Vin(0
V)とインバータ回路INV1の出力信号Vinb(V
DDの電位)とが中間電位発生回路90aに入力され、
NMOS64がオンになり、PMOS51のゲートはロ
ーに引かれる。このために、PMOS51はオン状態に
なり、第1の中間電位発生回路90aの出力信号Vg1
1はVDDOの電位に固定される。したがって、PMO
S11がオフ状態になり、半導体出力回路SOC2の出
力端子Voutが0Vになる。一方、第2の中間電位発
生回路80には0VのVinが入力され、NMOS44
はオフ状態になり、PMOS31がオン状態になるの
で、第2の中間電位発生回路80の出力端子がVDDの
電位になる。
レインとがともにVDDであり、素子耐圧Vb(>VD
D)を越える電圧が印加されることがなく、また、定常
電流も流れない。第1の中間電位発生回路90aには、
素子耐圧(ほぼVDDの電位)よりも高い電圧VDDO
が印加されている。
MOS52のドレイン電位は第2の中間電位発生回路8
0の出力端子電位であるVDDまでしか降下せず、ま
た、クランプ回路71aによって、NMOS63のドレ
イン電位は、第2の中間電位発生回路80の出力端子電
位であるVDDまでしか上昇しない。したがって、ラッ
チ回路71aを構成するPMOSには、VDDO−VD
Dの電圧しか印加されないので、VDDO−VDD≦V
bという一般的な条件のもとで、素子耐圧を確保するこ
とができる。
インはVDDOの電位であり、このときNMOS63の
ドレイン電位がVDDであり、PMOS54のドレイン
はVDDの電位であり、このときに、NMOS64のド
レイン電位が0Vであるので、クランプ回路71aの素
子に印加される電圧も、VDDO−VDDまたはVDD
を抑えることができる。また、ラッチ反転回路72も、
VDDと0Vの電圧内で動作する。
入力がVDDである場合について説明する。この場合、
NMOS21のゲートに0Vが印加され、NMOS21
がオフ状態になる。半導体出力回路SOC2の出力端子
がVDDOの電位になり、このときに、ドライバ回路D
R1の出力信号Vin(VDDの電位)とインバータ回
路INV1の出力信号Vinb(0V)とが第1の中間
電位発生回路90aに入力され、NMOS63がオンに
なり、PMOS52のゲートがローに引かれる。このた
めに、PMOS52がオン状態になり、第1の中間電位
発生回路90aの出力信号Vg11が第2の中間電位発
生回路80の出力端子電位Vg12Lに固定される。
位Vg12Lは、VDDO、VDDの電位よりも低く設
定されているので、PMOS11が強いオン状態にな
り、PMOS12のゲートには、第2の中間電位発生回
路80の出力端子電位Vg12Lが直接入力し、PMO
S12も強いオン状態になり、半導体出力回路SOC2
の出力端子VoutがVDDOの電位になる。
1では、VDDの電位がVDDOの電位に近いと、PM
OS11、12のオン抵抗が高くなり、立ち上がり遅延
が増加するが、第2の実施例である半導体出力回路SO
C2では、Vg12Lの電位設定によって、立ち上がり
が迅速になり、立ち上がり時間が短くなる。
第2の中間電位発生回路80が電位Vg12Lを出力す
る動作について説明する。
位が入力され、PMOS31はオフし、NMOS44は
オンし、NMOS42、43に微少電流が流れると、ダ
イオードの順方向電圧Vdの2倍の電位(約1.6V)
が電位Vg12Lとして出力される。ここで、VDDO
の電位を3.3V、VDDの電位を2.0Vとすると、
Vg12LはVDDO、VDDの電位よりも低く設定さ
れ、VDDO−Vg12Lが素子耐圧Vdよりも大きく
ならない範囲で、この設定電位Vg12Lが設定されて
いれば、NMOS41に印加される電圧は素子耐圧Vd
以下である。
(およそVDDの電位)よりも高い電圧VDDOが印加
されている。しかし、クランプ回路71aによってPM
OS51のドレインの電位は、Vg12Lまでしか降下
せず、また、クランプ回路71aによってNMOS64
のドレイン電位はVg12Lまでしか上昇しない。した
がって、ラッチ回路70を構成するPMOSには、VD
DO−Vg12Lの電圧しか印加されず、VDDO−V
g12L≦Vbという条件のもとで、素子耐圧を確保す
ることができる。
インはVDDOの電位であり、このときに、NMOS6
4のドレイン電位がVg12Lであり、PMOS53の
ドレインはVg12Lの電位であり、このときにおける
NMOS63のドレイン電位Vd63が0Vであるの
で、クランプ回路71の素子に印加される電圧もVDD
O−Vg12LまたはVg12Lに抑えることができ
る。また、ラッチ反転回路72も、Vg12Lと0Vの
電圧内で動作する。
かかる電位Vg11、Vg12は、それぞれVDDO〜
Vg12L、VDD〜Vg12Lの電位であり、VDD
O−Vg12L≦Vdという条件のもとで、従来例で記
述した式(a)、(b)の条件を満たしているので、出
力段の素子耐圧も確保している。
3がオンであるときにPMOS51がオフし、NMOS
63がオフであるときにPMOS51がオンし、NMO
S64とPMOS52とについても上記と同様の動作を
するので、中間電位発生回路90aには定常電流が流れ
ない。
は、上記のように高電位電源VDDOの電位と低電位電
源VDDの電位とが互いに比較的接近している場合に、
ドライブ能力が高くなる。
体出力回路SOC3を示す回路図である。
発生回路80a、90bの出力電位を、それぞれPMO
S12、11のゲートに印加し、VDD以下の電圧を与
えるので、また、中間電位発生回路80aにおいてダイ
オードを設けたので、定常電流を削減できる点が従来例
とは異なる。
る素子の耐圧が半導体出力回路SOC2よりも0.5V
程度大きな場合に、高速化した回路例である。また、半
導体出力回路SOC3は、半導体出力回路SOC2と比
較すると、NMOS42で構成されるダイオードとNM
OS43で構成されるダイオードとの間のノードを、第
2の中間電位発生回路80aの出力線に接続した点が異
なり、また、第1の中間電位発生回路90bにおいてク
ランプ回路71bにおけるNMOS61、62のゲート
をVDDに固定した点が異なる。
力線を、NMOS42、43でそれぞれ構成される2つ
のダイオードの間のノードから出すことによって、出力
電位Vg12Lを、半導体出力回路SOC2の場合の約
1.6Vから約1.0Vに下げることができる。
aの出力端子電位Vg12Lが下がると、PMOS12
のオン抵抗が低減され、また、クランプ回路71bのP
MOS53のソース電位はVg12Lの電位にクランプ
されるので、第1の中間電位発生回路90bの出力端子
電位もVg12Lに近い電位になり、PMOS11のオ
ン抵抗も低減される。このために、PMOS11と12
とのオン時の駆動力が増加し、高速な立ち上がりを実現
できる。ただし、素子耐圧Vbは、VDDO−Vg12
Lより大きいことが条件になる。つまり、半導体出力回
路SOC3においては、上記のように高電位電源VDD
Oの電位と低電位電源VDDの電位とが互いに比較的接
近している場合に、ドライブ能力が高くなる。
が低下した場合を考慮して、NMOS22のゲート入力
用に、中間電位を発生する回路を付加するようにしても
よい。また、MOSトランジスタによるダイオードを、
接合型のダイオードに置き換えるようにしてもよい。さ
らに、各実施例は出力回路単体に関する回路であるが、
同一の思想で入出力回路やトライステートバッファ等
を、上記各実施例によって構成するようにしてもよい。
ば、半導体出力回路において、素子耐圧を確保したま
ま、定常的に電力を消費することなく内部回路に使用す
る電源電圧よりも高い電位の信号を出力可能であるとい
う効果を奏する。
半導体出力回路において、素子耐圧を確保したまま、定
常的に電力を消費することなく内部回路に使用する電源
電圧よりも高い電位の信号を出力可能であるとともに、
その信号を高速に出力可能であるという効果を奏する。
OC1を示す回路図である。
る。
OC2を示す回路図である。
ャートである。
OC3を示す回路図である。
を示す図である。
Claims (6)
- 【請求項1】 内部回路を低電位電源で駆動し、その内
部回路の出力信号を、外部回路を駆動する高電位電源の
電位に変換して出力する半導体出力回路において、 ソースが高電位電源に接続されている第1のpチャネル
MOSトランジスタと、ドレインが出力端子に接続され
ている第2のpチャネルMOSトランジスタとで構成さ
れる直列接続回路と;所定の中間電位をクランプするク
ランプ回路と;上記高電位電源とクランプ電位との間で
動作するラッチ回路と;上記クランプ電位と接地電位と
の間で動作するラッチ反転回路と;を有し、上記ラッチ
回路の出力端子が上記第1のpチャネルMOSトランジ
スタのゲートに接続されていることを特徴とする半導体
出力回路。 - 【請求項2】 請求項1において、 クランプ電位としての上記中間電位をVgとし、上記高
電位電源の電圧をVDDOとし、素子耐圧をVbとした
場合、 VDDO−Vb≦Vg≦Vb である関係を満たしていることを特徴とする半導体出力
回路。 - 【請求項3】 請求項1または請求項2において、 上記ラッチ回路は、ソースがともに高電位電源に接続さ
れ、互いにゲートが他のドレインに接続されている第
3、第4のpチャネルMOSトランジスタで構成され、
上記第3のpチャネルMOSトランジスタのドレインが
上記第1のpチャネルMOSトランジスタのゲートに接
続されている回路であり、 上記クランプ回路は、互いにドレインが接続されている
第5のpチャネルMOSトランジスタと第1のnチャネ
ルMOSトランジスタとの直列接続回路と、互いにドレ
インが接続されている第6のpチャネルMOSトランジ
スタと第2のnチャネルMOSトランジスタとの直列接
続回路とで構成され、上記第5のpチャネルMOSトラ
ンジスタのソースが上記第3のpチャネルMOSトラン
ジスタのドレインに接続され、上記第6のpチャネルM
OSトランジスタのソースが上記第4のpチャネルMO
Sトランジスタのドレインに接続され、上記第5、第6
のpチャネルMOSトランジスタのゲートには共通に第
1のクランプ電位が印加され、上記第1、第2のnチャ
ネルMOSトランジスタのゲートには共通に第2のクラ
ンプ電位が印加されている回路であり、 上記ラッチ反転回路は、互いにソースが接地されている
第3、第4のnチャネルMOSトランジスタで構成さ
れ、上記第3、第4のnチャネルMOSトランジスタの
ドレインは、それぞれ、上記第1、第2のnチャネルM
OSトランジスタのソースに接続され、上記第3のnチ
ャネルMOSトランジスタのゲートには入力信号が印加
され、上記第4のnチャネルMOSトランジスタのゲー
トには入力信号の反転信号が印加される回路であること
を特徴とする半導体出力回路。 - 【請求項4】 請求項3において、 上記第1、第2のクランプ電位として、低電位電源の電
位が共通に印加されることを特徴とする半導体出力回
路。 - 【請求項5】 請求項3において、 上記第1、第2のクランプ電位として、上記低電位電源
よりも低い電位が共通に印加されることを特徴とする半
導体出力回路。 - 【請求項6】 請求項3において、 上記第1のクランプ電位として、低電位電源の電位が印
加され、上記第2のクランプ電位として、上記低電位電
源よりも低い電位が印加されることを特徴とする半導体
出力回路。
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