JPH09149699A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
交流電動機の制御装置Info
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- JPH09149699A JPH09149699A JP7300861A JP30086195A JPH09149699A JP H09149699 A JPH09149699 A JP H09149699A JP 7300861 A JP7300861 A JP 7300861A JP 30086195 A JP30086195 A JP 30086195A JP H09149699 A JPH09149699 A JP H09149699A
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- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 16
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 9
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 abstract description 3
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 abstract 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】交流電動機のベクトル制御において、インバー
タの出力の飽和による軸ずれを防止する制御装置を提供
する。 【解決手段】Ｍ軸，Ｔ軸電流調節器２１，２２それぞれ
の出力のベクトル和に基づいた更新係数を積分演算更新
係数演算回路２３で求め、この更新係数が１以下のとき
には、Ｍ軸，Ｔ軸電流調節器２１，２２の積分項に該更
新係数を乗じた値を新たなそれぞれの前記積分項として
誘導電動機３を可変速制御する。
タの出力の飽和による軸ずれを防止する制御装置を提供
する。 【解決手段】Ｍ軸，Ｔ軸電流調節器２１，２２それぞれ
の出力のベクトル和に基づいた更新係数を積分演算更新
係数演算回路２３で求め、この更新係数が１以下のとき
には、Ｍ軸，Ｔ軸電流調節器２１，２２の積分項に該更
新係数を乗じた値を新たなそれぞれの前記積分項として
誘導電動機３を可変速制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電力変換回路に
より駆動される交流電動機をベクトル制御による可変速
制御をする交流電動機の制御装置に関する。
より駆動される交流電動機をベクトル制御による可変速
制御をする交流電動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１は、この種の交流電動機の制御装
置の従来例を示すブロック図である。図１１において、
１は例えば商用電源を整流して得られる直流電源、２は
直流電源１の直流電圧（Ｅｄ）を所望の交流電圧に変換
する電力変換器としてのインバータ、３は交流電動機と
しての誘導電動機、４はインバータ２から誘導電動機３
に流れる電流を検出する電流検出器、５は誘導電動機３
の回転速度を検出するパルスジェネレータなどによる速
度検出器、１０は制御装置である。
置の従来例を示すブロック図である。図１１において、
１は例えば商用電源を整流して得られる直流電源、２は
直流電源１の直流電圧（Ｅｄ）を所望の交流電圧に変換
する電力変換器としてのインバータ、３は交流電動機と
しての誘導電動機、４はインバータ２から誘導電動機３
に流れる電流を検出する電流検出器、５は誘導電動機３
の回転速度を検出するパルスジェネレータなどによる速
度検出器、１０は制御装置である。
【０００３】制御装置１０は、速度設定器１１より設定
される速度設定値（ωr * ）と速度検出器５で検出され
た速度実際値（ωr ）との偏差を比例・積分演算をして
誘導電動機３のトルク電流設定値すなわちＴ軸電流設定
値（ＩT * ）を出力する速度調節器１２、速度調節器１
２の出力より誘導電動機３のすべり周波数を演算するす
べり周波数演算器１３、このすべり周波数と速度実際値
（ωr ）との加算値を積分演算して誘導電動機３の回転
角（θ* ）を出力する積分演算器１４、電流検出器４で
検出された検出値を前記回転角（θ* ）に基づく座標変
換をして誘導電動機３の磁界と平行の座標軸（Ｍ軸）成
分であるＭ軸電流実際値（ＩM ）と、このＭ軸に直交す
る座標軸（Ｔ軸）成分であるＴ軸電流実際値（ＩT ）と
を演算する座標変換回路１５、前記Ｔ軸電流設定値（Ｉ
T * ）とＴ軸電流実際値（ＩT ）との偏差に基づく比例
・積分演算をしてＴ軸電圧設定値（ＶT * ）を出力する
Ｔ軸電流調節器１６、誘導電動機３の磁束設定値に基づ
く磁化電流設定値としてのＭ軸電流設定値（ＩM * ）と
Ｍ軸電流実際値（ＩM ）との偏差に基づく比例・積分演
算をしてＭ軸電圧設定値（ＶM * ）を出力するＭ軸電流
調節器１７、前記Ｔ軸電圧設定値（ＶT * ）とＭ軸電圧
設定値（ＶM * ）と回転角（θ* ）とに基づく座標変換
をしてインバータ２を構成する半導体スイッチ素子のゲ
ート信号を生成する座標変換回路１８とから構成されて
いる。
される速度設定値（ωr * ）と速度検出器５で検出され
た速度実際値（ωr ）との偏差を比例・積分演算をして
誘導電動機３のトルク電流設定値すなわちＴ軸電流設定
値（ＩT * ）を出力する速度調節器１２、速度調節器１
２の出力より誘導電動機３のすべり周波数を演算するす
べり周波数演算器１３、このすべり周波数と速度実際値
（ωr ）との加算値を積分演算して誘導電動機３の回転
角（θ* ）を出力する積分演算器１４、電流検出器４で
検出された検出値を前記回転角（θ* ）に基づく座標変
換をして誘導電動機３の磁界と平行の座標軸（Ｍ軸）成
分であるＭ軸電流実際値（ＩM ）と、このＭ軸に直交す
る座標軸（Ｔ軸）成分であるＴ軸電流実際値（ＩT ）と
を演算する座標変換回路１５、前記Ｔ軸電流設定値（Ｉ
T * ）とＴ軸電流実際値（ＩT ）との偏差に基づく比例
・積分演算をしてＴ軸電圧設定値（ＶT * ）を出力する
Ｔ軸電流調節器１６、誘導電動機３の磁束設定値に基づ
く磁化電流設定値としてのＭ軸電流設定値（ＩM * ）と
Ｍ軸電流実際値（ＩM ）との偏差に基づく比例・積分演
算をしてＭ軸電圧設定値（ＶM * ）を出力するＭ軸電流
調節器１７、前記Ｔ軸電圧設定値（ＶT * ）とＭ軸電圧
設定値（ＶM * ）と回転角（θ* ）とに基づく座標変換
をしてインバータ２を構成する半導体スイッチ素子のゲ
ート信号を生成する座標変換回路１８とから構成されて
いる。
【０００４】図１１のブロック図において、インバータ
２が出力する交流電圧の最大値は、直流電源１の直流電
圧（Ｅｄ）によって決まっているため、このＥｄが低下
すると、インバータ２の出力が飽和して電圧設定値（Ｖ
T * ，ＶM * ）通りの前記交流電圧を出力できなくな
る。この状態では、誘導電動機３の電流の実際値
（ＩT，ＩM ）と電流指令値（ＩT * ，ＩM * ）とが一
致しなくなり、その結果Ｔ軸，Ｍ軸電流調節器１６，１
７それぞれの積分演算回路の入力となる偏差が０になら
ず定常誤差を持つようになるため、この積分演算回路の
積分演算結果が発散することになる（この現象をワイン
ドアップと称する）。
２が出力する交流電圧の最大値は、直流電源１の直流電
圧（Ｅｄ）によって決まっているため、このＥｄが低下
すると、インバータ２の出力が飽和して電圧設定値（Ｖ
T * ，ＶM * ）通りの前記交流電圧を出力できなくな
る。この状態では、誘導電動機３の電流の実際値
（ＩT，ＩM ）と電流指令値（ＩT * ，ＩM * ）とが一
致しなくなり、その結果Ｔ軸，Ｍ軸電流調節器１６，１
７それぞれの積分演算回路の入力となる偏差が０になら
ず定常誤差を持つようになるため、この積分演算回路の
積分演算結果が発散することになる（この現象をワイン
ドアップと称する）。
【０００５】上述のワインドアップの対策として、従来
は図１２，図１３に示すＴ軸，Ｍ軸電流調節器１６，１
７の詳細回路構成図のように、Ｔ軸，Ｍ軸電流調節器１
６，１７それぞれの積分回路１６ｃ，１７ｃの出力値を
所定の制限値（ＶTL，ＶML）以下に制限をするリミッタ
１６ｄ，１７ｄをそれぞれ設けている。
は図１２，図１３に示すＴ軸，Ｍ軸電流調節器１６，１
７の詳細回路構成図のように、Ｔ軸，Ｍ軸電流調節器１
６，１７それぞれの積分回路１６ｃ，１７ｃの出力値を
所定の制限値（ＶTL，ＶML）以下に制限をするリミッタ
１６ｄ，１７ｄをそれぞれ設けている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述の如く、従来の技
術ではＴ軸，Ｍ軸電流調節器の積分回路の出力値にそれ
ぞれ所定の制限値（ＶTL，ＶML）を設けてワインドアッ
プを防いでいる。この方法の場合、それぞれの電流調節
器の出力であるＭ軸電圧設定値とＴ軸電圧設定値とが、
以下に記述するような状態になる恐れがある。
術ではＴ軸，Ｍ軸電流調節器の積分回路の出力値にそれ
ぞれ所定の制限値（ＶTL，ＶML）を設けてワインドアッ
プを防いでいる。この方法の場合、それぞれの電流調節
器の出力であるＭ軸電圧設定値とＴ軸電圧設定値とが、
以下に記述するような状態になる恐れがある。
【０００７】すなわち、誘導電動機の可変速制御の場
合、Ｍ軸を磁界の方向に一致させるため、Ｔ軸電圧実際
値（ＶT ）は誘導電動機の誘導起電力と抵抗およびイン
ダクタンスによる電圧降下分の和となるのに対し、Ｍ軸
電圧実際値（ＶM ）は抵抗およびインダクタンスによる
電圧降下分のみであるので、一般にＶM ＜＜ＶT の関係
が成り立つ。従って、インバータの入力の直流電圧（Ｅ
ｄ）の低下などによりインバータの出力電圧が飽和した
場合、前記ワインドアップによりＴ軸電流調節器の出力
（ＶT * ）が先に前記制限値に達し、その後はＭ軸電流
調節器の出力（Ｖ M * ）の値が発散することになる。こ
のため、前記ＶT * の大きさに対して、前記ＶM * の大
きさが本来あるべき比率と異なってしまい、その結果、
この誘導電動機のトルク電流と磁化電流による磁界との
位相角とが直交せず、すなわち軸ずれを生じて、この誘
導電動機の適切な可変速制御が行えなくなる状態が発生
するという問題点があった。
合、Ｍ軸を磁界の方向に一致させるため、Ｔ軸電圧実際
値（ＶT ）は誘導電動機の誘導起電力と抵抗およびイン
ダクタンスによる電圧降下分の和となるのに対し、Ｍ軸
電圧実際値（ＶM ）は抵抗およびインダクタンスによる
電圧降下分のみであるので、一般にＶM ＜＜ＶT の関係
が成り立つ。従って、インバータの入力の直流電圧（Ｅ
ｄ）の低下などによりインバータの出力電圧が飽和した
場合、前記ワインドアップによりＴ軸電流調節器の出力
（ＶT * ）が先に前記制限値に達し、その後はＭ軸電流
調節器の出力（Ｖ M * ）の値が発散することになる。こ
のため、前記ＶT * の大きさに対して、前記ＶM * の大
きさが本来あるべき比率と異なってしまい、その結果、
この誘導電動機のトルク電流と磁化電流による磁界との
位相角とが直交せず、すなわち軸ずれを生じて、この誘
導電動機の適切な可変速制御が行えなくなる状態が発生
するという問題点があった。
【０００８】この発明の目的は交流電動機の制御装置に
おいて、インバータの出力電圧飽和時などでも、Ｔ軸，
Ｍ軸電流調節器それぞれの積分回路出力が個別に発散し
て前記軸ずれを生じないように、適切にそれぞれの電流
調節器の積分回路出力を制限する手段を提供することに
ある。
おいて、インバータの出力電圧飽和時などでも、Ｔ軸，
Ｍ軸電流調節器それぞれの積分回路出力が個別に発散し
て前記軸ずれを生じないように、適切にそれぞれの電流
調節器の積分回路出力を制限する手段を提供することに
ある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】電力変換回路により駆動
される交流電動機であって、該電動機に流れる電流を座
標変換した該電動機の磁界と平行の座標軸（Ｍ軸）成分
と、このＭ軸に直交する座標軸（Ｔ軸）成分とに基づく
ベクトル制御によって該電動機を可変速制御する交流電
動機の制御装置において、この第１の発明は、前記Ｍ軸
成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値との偏差に基づく
比例・積分演算を行ってＭ軸電圧設定値を出力するＭ軸
電流調節器と、前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流
設定値との偏差に基づく比例・積分演算を行ってＴ軸電
圧設定値を出力するＴ軸電流調節器と、前記Ｍ軸電圧設
定値とＴ軸電圧設定値のベクトル和を演算し、このベク
トル和と所定の出力電圧制限値とから更新係数を演算
し、この更新係数が１以下の場合には前記Ｍ軸及びＴ軸
電流調節器それぞれの積分演算結果に該更新係数を乗算
した値に該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演
算更新係数演算器とを備える。
される交流電動機であって、該電動機に流れる電流を座
標変換した該電動機の磁界と平行の座標軸（Ｍ軸）成分
と、このＭ軸に直交する座標軸（Ｔ軸）成分とに基づく
ベクトル制御によって該電動機を可変速制御する交流電
動機の制御装置において、この第１の発明は、前記Ｍ軸
成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値との偏差に基づく
比例・積分演算を行ってＭ軸電圧設定値を出力するＭ軸
電流調節器と、前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流
設定値との偏差に基づく比例・積分演算を行ってＴ軸電
圧設定値を出力するＴ軸電流調節器と、前記Ｍ軸電圧設
定値とＴ軸電圧設定値のベクトル和を演算し、このベク
トル和と所定の出力電圧制限値とから更新係数を演算
し、この更新係数が１以下の場合には前記Ｍ軸及びＴ軸
電流調節器それぞれの積分演算結果に該更新係数を乗算
した値に該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演
算更新係数演算器とを備える。
【００１０】また、第２の発明は前記交流電動機の制御
装置において、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流
設定値との偏差に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電
圧設定値を出力するＭ軸電流調節器と、前記Ｔ軸成分の
電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差に基づく比例・
積分演算を行ってＴ軸電圧設定値を出力するＴ軸電流調
節器と、前記Ｍ軸電流調節器の積分演算結果とＴ軸電流
調節器の積分演算結果とのベクトル和を演算し、このベ
クトル和と所定の出力電圧制限値とから更新係数を演算
し、この更新係数が１以下の場合には前記Ｍ軸及びＴ軸
電流調節器それぞれの積分演算結果に該更新係数を乗算
した値に該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演
算更新係数演算器とを備える。
装置において、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流
設定値との偏差に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電
圧設定値を出力するＭ軸電流調節器と、前記Ｔ軸成分の
電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差に基づく比例・
積分演算を行ってＴ軸電圧設定値を出力するＴ軸電流調
節器と、前記Ｍ軸電流調節器の積分演算結果とＴ軸電流
調節器の積分演算結果とのベクトル和を演算し、このベ
クトル和と所定の出力電圧制限値とから更新係数を演算
し、この更新係数が１以下の場合には前記Ｍ軸及びＴ軸
電流調節器それぞれの積分演算結果に該更新係数を乗算
した値に該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演
算更新係数演算器とを備える。
【００１１】また、第３の発明は前記交流電動機の制御
装置において、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流
設定値との偏差に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電
圧指令値を出力するＭ軸電流調節器と、前記Ｔ軸成分の
電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差に基づく比例・
積分演算を行ってＴ軸電圧指令値を出力するＴ軸電流調
節器と、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値
と前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値と前記
電動機の等価抵抗値と等価インダクタンス値とにより演
算してＭ軸電圧補償値及びＴ軸電圧補償値とを出力する
フィードフォワード補償電圧演算回路と、前記Ｍ軸電圧
指令値とＭ軸電圧補償値とを加算してＭ軸電圧設定値と
するＭ軸加算演算器と、前記Ｔ軸電圧指令値とＴ軸電圧
補償値とを加算してＴ軸電圧設定値とするＴ軸加算演算
器と、前記Ｍ軸電圧指令値とＴ軸電圧指令値のベクトル
和を演算し、このベクトル和と所定の出力電圧制限値と
から更新係数を演算し、この更新係数が１以下の場合に
は前記Ｍ軸及びＴ軸電流調節器それぞれの積分演算結果
に該更新係数を乗算した値に該それぞれの積分演算結果
を更新させる積分演算更新係数演算器とを備える。
装置において、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流
設定値との偏差に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電
圧指令値を出力するＭ軸電流調節器と、前記Ｔ軸成分の
電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差に基づく比例・
積分演算を行ってＴ軸電圧指令値を出力するＴ軸電流調
節器と、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値
と前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値と前記
電動機の等価抵抗値と等価インダクタンス値とにより演
算してＭ軸電圧補償値及びＴ軸電圧補償値とを出力する
フィードフォワード補償電圧演算回路と、前記Ｍ軸電圧
指令値とＭ軸電圧補償値とを加算してＭ軸電圧設定値と
するＭ軸加算演算器と、前記Ｔ軸電圧指令値とＴ軸電圧
補償値とを加算してＴ軸電圧設定値とするＴ軸加算演算
器と、前記Ｍ軸電圧指令値とＴ軸電圧指令値のベクトル
和を演算し、このベクトル和と所定の出力電圧制限値と
から更新係数を演算し、この更新係数が１以下の場合に
は前記Ｍ軸及びＴ軸電流調節器それぞれの積分演算結果
に該更新係数を乗算した値に該それぞれの積分演算結果
を更新させる積分演算更新係数演算器とを備える。
【００１２】さらに第４の発明は前記交流電動機の制御
装置において、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流
設定値との偏差に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電
圧指令値を出力するＭ軸電流調節器と、前記Ｔ軸成分の
電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差に基づく比例・
積分演算を行ってＴ軸電圧指令値を出力するＴ軸電流調
節器と、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値
と前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値と前記
電動機の等価抵抗値と等価インダクタンス値とにより演
算してＭ軸電圧補償値及びＴ軸電圧補償値とを出力する
フィードフォワード補償電圧演算回路と、前記Ｍ軸電圧
指令値とＭ軸電圧補償値とを加算してＭ軸電圧設定値と
するＭ軸加算演算器と、前記Ｔ軸電圧指令値とＴ軸電圧
補償値とを加算してＴ軸電圧設定値とするＴ軸加算演算
器と、前記Ｍ軸電流調節器の積分演算結果とＴ軸電流調
節器の積分演算結果とのベクトル和を演算し、このベク
トル和と所定の出力電圧制限値とから更新係数を演算
し、この更新係数が１以下の場合には前記Ｍ軸及びＴ軸
電流調節器それぞれの積分演算結果に該更新係数を乗算
した値に該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演
算更新係数演算器とを備える。
装置において、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流
設定値との偏差に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電
圧指令値を出力するＭ軸電流調節器と、前記Ｔ軸成分の
電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差に基づく比例・
積分演算を行ってＴ軸電圧指令値を出力するＴ軸電流調
節器と、前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値
と前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値と前記
電動機の等価抵抗値と等価インダクタンス値とにより演
算してＭ軸電圧補償値及びＴ軸電圧補償値とを出力する
フィードフォワード補償電圧演算回路と、前記Ｍ軸電圧
指令値とＭ軸電圧補償値とを加算してＭ軸電圧設定値と
するＭ軸加算演算器と、前記Ｔ軸電圧指令値とＴ軸電圧
補償値とを加算してＴ軸電圧設定値とするＴ軸加算演算
器と、前記Ｍ軸電流調節器の積分演算結果とＴ軸電流調
節器の積分演算結果とのベクトル和を演算し、このベク
トル和と所定の出力電圧制限値とから更新係数を演算
し、この更新係数が１以下の場合には前記Ｍ軸及びＴ軸
電流調節器それぞれの積分演算結果に該更新係数を乗算
した値に該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演
算更新係数演算器とを備える。
【００１３】この発明によればＴ軸，Ｍ軸電流調節器の
積分演算値の制限を個別に行う従来の方法に対して、Ｔ
軸，Ｍ軸電流調節器それぞれの出力のベクトル和または
Ｔ軸，Ｍ軸電流調節器の積分回路それぞれの出力のベク
トル和に基づいてそれぞれの電流調節器の積分回路の出
力を同時に制限することにより、この制限値になったと
きの先述の軸ずれの発生が防止される。
積分演算値の制限を個別に行う従来の方法に対して、Ｔ
軸，Ｍ軸電流調節器それぞれの出力のベクトル和または
Ｔ軸，Ｍ軸電流調節器の積分回路それぞれの出力のベク
トル和に基づいてそれぞれの電流調節器の積分回路の出
力を同時に制限することにより、この制限値になったと
きの先述の軸ずれの発生が防止される。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の第１の実施例
を示す交流電動機の制御装置のブロック図であり、図１
１に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号
を付してその説明を省略する。図１において、制御装置
２０にはＭ軸成分の電流の実際値（ＩM ）とＭ軸電流設
定値（ＩM * ）との偏差に基づく比例・積分演算を行っ
てＭ軸電圧設定値（Ｖ M * ）を出力するＭ軸電流調節器
２１と、Ｔ軸成分の電流の実際値（ＩT ）とＴ軸電流設
定値（ＩT * ）との偏差に基づく比例・積分演算を行っ
てＴ軸電圧設定値（ＶT * ）を出力するＴ軸電流調節器
２２と、前記ＶM * とＶT * のベクトル和を演算し、こ
のベクトル和と所定の出力電圧制限値（ＶL ）とから更
新係数（ｋACR ）を演算し、このｋACR が１以下の場合
にはＭ軸電流調節器２１，Ｔ軸電流調節器２２それぞれ
の積分演算結果に該更新係数（ｋACR ）を乗算した値に
該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演算更新係
数演算器２３とを備える。
を示す交流電動機の制御装置のブロック図であり、図１
１に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号
を付してその説明を省略する。図１において、制御装置
２０にはＭ軸成分の電流の実際値（ＩM ）とＭ軸電流設
定値（ＩM * ）との偏差に基づく比例・積分演算を行っ
てＭ軸電圧設定値（Ｖ M * ）を出力するＭ軸電流調節器
２１と、Ｔ軸成分の電流の実際値（ＩT ）とＴ軸電流設
定値（ＩT * ）との偏差に基づく比例・積分演算を行っ
てＴ軸電圧設定値（ＶT * ）を出力するＴ軸電流調節器
２２と、前記ＶM * とＶT * のベクトル和を演算し、こ
のベクトル和と所定の出力電圧制限値（ＶL ）とから更
新係数（ｋACR ）を演算し、このｋACR が１以下の場合
にはＭ軸電流調節器２１，Ｔ軸電流調節器２２それぞれ
の積分演算結果に該更新係数（ｋACR ）を乗算した値に
該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演算更新係
数演算器２３とを備える。
【００１５】図２はＭ軸電流調節器２１の詳細回路構成
を示し、式（１）に示す比例・積分演算を行っている。
を示し、式（１）に示す比例・積分演算を行っている。
【００１６】
【数１】 ＶM * ＝ＶMP * ＋ＶMI * ＝Ｋ1 （ＩM * −ＩM ）＋Ｋ1 （ＩM * −ＩM ）／（Ｔ1 ・ｓ）…（１） ここで、Ｋ1 は比例ゲイン、Ｔ1 は積分時定数を示し、
右辺の第１項は比例項（ＶMP * ）であり、第２項は積分
項（ＶMI * ）である。
右辺の第１項は比例項（ＶMP * ）であり、第２項は積分
項（ＶMI * ）である。
【００１７】なお、図２におけるＶM **は、後述の第
３，第４の実施例のときのＭ軸電圧指令値であり、ＶM
* と等価な値である。図３はＴ軸電流調節器２２の詳細
回路構成を示し、式（２）に示す比例・積分演算を行っ
ている。
３，第４の実施例のときのＭ軸電圧指令値であり、ＶM
* と等価な値である。図３はＴ軸電流調節器２２の詳細
回路構成を示し、式（２）に示す比例・積分演算を行っ
ている。
【００１８】
【数２】 ＶT * ＝ＶTP * ＋ＶTI * ＝Ｋ2 （ＩT * −ＩT ）＋Ｋ2 （ＩT * −ＩT ）／（Ｔ2 ・ｓ）…（２） ここで、Ｋ2 は比例ゲイン、Ｔ2 は積分時定数を示し、
右辺の第１項は比例項（ＶTP * ）であり、第２項は積分
項（ＶTI * ）である。
右辺の第１項は比例項（ＶTP * ）であり、第２項は積分
項（ＶTI * ）である。
【００１９】なお、図３におけるＶT **は、後述の第
３，第４の実施例のときのＴ軸電圧指令値であり、ＶT
* と等価な値である。図４は積分演算更新係数演算器２
３の詳細回路構成を示し、式（３）に示す演算を行って
いる。
３，第４の実施例のときのＴ軸電圧指令値であり、ＶT
* と等価な値である。図４は積分演算更新係数演算器２
３の詳細回路構成を示し、式（３）に示す演算を行って
いる。
【００２０】
【数３】 ｋACR ＝ＶL ／｛（ＶM * ）2 ＋（ＶT * ）2 ｝1/2 …（３） 図５は、Ｍ軸電流調節器２１，Ｔ軸電流調節器２２，積
分演算更新係数演算器２３の制御動作を示すフローチャ
ートである。図５において、ステップＳ１で前記式
（１），式（２）の演算を行い、ステップＳ２ではステ
ップＳ１で得られたＶM * ，ＶT * に基づき前記式
（３）の演算を行い、ステップＳ３ではステップＳ２で
演算されたｋACR が１より大きいときには（ステップＳ
２，分岐Ｙ）、前記式（１），式（２）の演算結果に基
づいて誘導電動機３を可変速制御する。
分演算更新係数演算器２３の制御動作を示すフローチャ
ートである。図５において、ステップＳ１で前記式
（１），式（２）の演算を行い、ステップＳ２ではステ
ップＳ１で得られたＶM * ，ＶT * に基づき前記式
（３）の演算を行い、ステップＳ３ではステップＳ２で
演算されたｋACR が１より大きいときには（ステップＳ
２，分岐Ｙ）、前記式（１），式（２）の演算結果に基
づいて誘導電動機３を可変速制御する。
【００２１】ステップＳ３でステップＳ２で演算された
ｋACR が１以下のときには（ステップＳ３，分岐Ｎ）、
ステップＳ４に移る。ステップＳ４では、ステップＳ１
で得られた積分項に、ステップＳ２で演算されたｋACR
をそれぞれ乗じた値を新たな積分項として誘導電動機３
を可変速制御する。
ｋACR が１以下のときには（ステップＳ３，分岐Ｎ）、
ステップＳ４に移る。ステップＳ４では、ステップＳ１
で得られた積分項に、ステップＳ２で演算されたｋACR
をそれぞれ乗じた値を新たな積分項として誘導電動機３
を可変速制御する。
【００２２】図６は、この発明の第２の実施例を示す交
流電動機の制御装置のブロック図であり、図１に示した
この発明の第１の実施例と同一機能を有するものには同
一符号を付してその説明を省略する。すなわち図６にお
いて、制御装置３０には、Ｍ軸電流調節器２１の積分演
算結果（ＶMI * ）とＴ軸電流調節器２２の積分演算結果
（ＶTI * ）とのベクトル和を演算し、このベクトル和と
所定の出力電圧制限値（ＶL ）とから更新係数
（ｋAC R ）を演算し、このｋACR が１以下の場合にはＭ
軸電流調節器２１，Ｔ軸電流調節器２２それぞれの積分
演算結果に該更新係数を乗算した値に該それぞれの積分
演算結果を更新させる積分演算更新係数演算器３１とを
備える。
流電動機の制御装置のブロック図であり、図１に示した
この発明の第１の実施例と同一機能を有するものには同
一符号を付してその説明を省略する。すなわち図６にお
いて、制御装置３０には、Ｍ軸電流調節器２１の積分演
算結果（ＶMI * ）とＴ軸電流調節器２２の積分演算結果
（ＶTI * ）とのベクトル和を演算し、このベクトル和と
所定の出力電圧制限値（ＶL ）とから更新係数
（ｋAC R ）を演算し、このｋACR が１以下の場合にはＭ
軸電流調節器２１，Ｔ軸電流調節器２２それぞれの積分
演算結果に該更新係数を乗算した値に該それぞれの積分
演算結果を更新させる積分演算更新係数演算器３１とを
備える。
【００２３】図７は積分演算更新係数演算器３１の詳細
回路構成を示し、式（４）に示す演算を行っている。
回路構成を示し、式（４）に示す演算を行っている。
【００２４】
【数４】 ｋACR ＝ＶL ／｛（ＶMI * ）2 ＋（ＶTI * ）2 ｝1/2 …（４） 誘導電動機３のベクトル制御の場合には、インバータ２
の出力の飽和が問題となる領域はインバータ２の出力電
圧の大きいときであり、このときには誘導電動機３の定
格電圧をＶ0 とすると、ＶT * ／Ｖ0 およびＶTI * ／Ｖ
0 はほぼ１であり、ＶM * ／Ｖ0 およびＶMI * ／Ｖ0 は
１よりはるかに小さいので、式（４）は式（５）に示す
如く近似できる。
の出力の飽和が問題となる領域はインバータ２の出力電
圧の大きいときであり、このときには誘導電動機３の定
格電圧をＶ0 とすると、ＶT * ／Ｖ0 およびＶTI * ／Ｖ
0 はほぼ１であり、ＶM * ／Ｖ0 およびＶMI * ／Ｖ0 は
１よりはるかに小さいので、式（４）は式（５）に示す
如く近似できる。
【００２５】
【数５】 ＶL ／｛（ＶMI * ）2 ＋（ＶTI * ）2 ｝1/2 ≒１＋（ＶL ／Ｖ0 ） −｛｜ＶTI * ／Ｖ0 ｜＋０．５（ＶMI * ／Ｖ0 ）2 ｝ …（５） すなわち、更新係数（ｋACR ）の演算を式（６）によっ
ても近似的に実現することができる。
ても近似的に実現することができる。
【００２６】
【数６】 ｋACR ＝１＋（ＶL ／Ｖ0 ） −｛｜ＶTI * ／Ｖ0 ｜＋０．５（ＶMI * ／Ｖ0 ）2 ｝ …（６） なお、前記式（５）の近似式は、前記式（３）の近似演
算にも適用できる。図８は、Ｍ軸電流調節器２１，Ｔ軸
電流調節器２２，積分演算更新係数演算器３１の制御動
作を示すフローチャートである。
算にも適用できる。図８は、Ｍ軸電流調節器２１，Ｔ軸
電流調節器２２，積分演算更新係数演算器３１の制御動
作を示すフローチャートである。
【００２７】図８において、ステップＳ１１で前記式
（１），式（２）の演算を行い、ステップＳ１２ではス
テップＳ１１で得られたＶMI * ，ＶTI * に基づき前記式
（６）の演算を行い、ステップＳ１３ではステップＳ１
２で演算されたｋACR が１より大きいときには（ステッ
プＳ１３，分岐Ｙ）、前記式（１），式（２）の演算結
果に基づいて誘導電動機３を可変速制御する。
（１），式（２）の演算を行い、ステップＳ１２ではス
テップＳ１１で得られたＶMI * ，ＶTI * に基づき前記式
（６）の演算を行い、ステップＳ１３ではステップＳ１
２で演算されたｋACR が１より大きいときには（ステッ
プＳ１３，分岐Ｙ）、前記式（１），式（２）の演算結
果に基づいて誘導電動機３を可変速制御する。
【００２８】ステップＳ１３でステップＳ１２で演算さ
れたｋACR が１以下のときには（ステップＳ１３，分岐
Ｎ）、ステップＳ１４に移る。ステップＳ１４では、ス
テップＳ１１で得られた積分項に、ステップＳ１２で演
算されたｋACR をそれぞれ乗じた値を新たな積分項とし
て誘導電動機３を可変速制御する。
れたｋACR が１以下のときには（ステップＳ１３，分岐
Ｎ）、ステップＳ１４に移る。ステップＳ１４では、ス
テップＳ１１で得られた積分項に、ステップＳ１２で演
算されたｋACR をそれぞれ乗じた値を新たな積分項とし
て誘導電動機３を可変速制御する。
【００２９】図９は、この発明の第３の実施例を示す交
流電動機の制御装置のブロック図であり、図１に示した
この発明の第１の実施例と同一機能を有するものには同
一符号を付してその説明を省略する。図９においては、
制御装置４０には、Ｍ軸電圧指令値ＶM **を出力するＭ
軸電流調節器２１と、Ｔ軸電圧指令値ＶT **を出力する
Ｔ軸電流調節器２２と、Ｍ軸成分の電流の実際値
（ＩM ）とＭ軸電流設定値（ＩM * ）とＴ軸成分の電流
の実際値（ＩT ）とＴ軸電流設定値（ＩT * ）と誘導電
動機３の等価抵抗値と等価インダクタンス値とにより演
算してＭ軸電圧補償値（ＶMF * ）及びＴ軸電圧補償値
（ＶTF * ）とを出力するフィードフォワード補償電圧演
算回路４１と、Ｍ軸電圧指令値（ＶM **）とＭ軸電圧補
償値（ＶMF * ）とを加算してＭ軸電圧設定値（Ｖ M * ）
とするＭ軸加算演算器４２と、Ｔ軸電圧指令値
（ＶM **）とＴ軸電圧補償値（ＶTF * ）とを加算してＴ
軸電圧設定値（ＶT * ）とするＴ軸加算演算器４３とを
備えている。
流電動機の制御装置のブロック図であり、図１に示した
この発明の第１の実施例と同一機能を有するものには同
一符号を付してその説明を省略する。図９においては、
制御装置４０には、Ｍ軸電圧指令値ＶM **を出力するＭ
軸電流調節器２１と、Ｔ軸電圧指令値ＶT **を出力する
Ｔ軸電流調節器２２と、Ｍ軸成分の電流の実際値
（ＩM ）とＭ軸電流設定値（ＩM * ）とＴ軸成分の電流
の実際値（ＩT ）とＴ軸電流設定値（ＩT * ）と誘導電
動機３の等価抵抗値と等価インダクタンス値とにより演
算してＭ軸電圧補償値（ＶMF * ）及びＴ軸電圧補償値
（ＶTF * ）とを出力するフィードフォワード補償電圧演
算回路４１と、Ｍ軸電圧指令値（ＶM **）とＭ軸電圧補
償値（ＶMF * ）とを加算してＭ軸電圧設定値（Ｖ M * ）
とするＭ軸加算演算器４２と、Ｔ軸電圧指令値
（ＶM **）とＴ軸電圧補償値（ＶTF * ）とを加算してＴ
軸電圧設定値（ＶT * ）とするＴ軸加算演算器４３とを
備えている。
【００３０】フィードフォワード補償電圧演算回路４１
の動作については、周知の技術であるのでその説明を省
略する。また、Ｍ軸電流調節器２１，Ｔ軸電流調節器２
２，積分演算更新係数演算器２３の制御動作は、図５に
示したフローチャートと同じである。図１０は、この発
明の第４の実施例を示す交流電動機の制御装置のブロッ
ク図であり、図６に示したこの発明の第２の実施例およ
び図９に示したこの発明の第３の実施例と同一機能を有
するものには同一符号を付してその説明を省略する。
の動作については、周知の技術であるのでその説明を省
略する。また、Ｍ軸電流調節器２１，Ｔ軸電流調節器２
２，積分演算更新係数演算器２３の制御動作は、図５に
示したフローチャートと同じである。図１０は、この発
明の第４の実施例を示す交流電動機の制御装置のブロッ
ク図であり、図６に示したこの発明の第２の実施例およ
び図９に示したこの発明の第３の実施例と同一機能を有
するものには同一符号を付してその説明を省略する。
【００３１】図１０におけるＭ軸電流調節器２１，Ｔ軸
電流調節器２２，積分演算更新係数演算器３１の制御動
作は、図８に示したフローチャートと同一である。
電流調節器２２，積分演算更新係数演算器３１の制御動
作は、図８に示したフローチャートと同一である。
【００３２】
【発明の効果】この発明によれば誘導電動機をベクトル
制御によって可変速制御をする際に、制御装置を構成す
るＭ軸，Ｔ軸電流調節器の積分演算の出力制限を、それ
ぞれの電流調節器の出力電圧のベクトル和または前記そ
れぞれの積分演算値のベクトル和に基づいてＭ軸，Ｔ軸
電流調節器それぞれを同時に行うことにより、該電動機
を駆動するインバータの入力の直流電圧が低下して、そ
の結果、インバータの出力が飽和したときの先述の軸ず
れが防止され、この状態でも好適な可変速制御がなさ
れ、また、この電動機の電圧のＭ軸成分が過大になるこ
とによって発生する該電動機の電流が過電流となる不具
合も防止される。
制御によって可変速制御をする際に、制御装置を構成す
るＭ軸，Ｔ軸電流調節器の積分演算の出力制限を、それ
ぞれの電流調節器の出力電圧のベクトル和または前記そ
れぞれの積分演算値のベクトル和に基づいてＭ軸，Ｔ軸
電流調節器それぞれを同時に行うことにより、該電動機
を駆動するインバータの入力の直流電圧が低下して、そ
の結果、インバータの出力が飽和したときの先述の軸ず
れが防止され、この状態でも好適な可変速制御がなさ
れ、また、この電動機の電圧のＭ軸成分が過大になるこ
とによって発生する該電動機の電流が過電流となる不具
合も防止される。
【図１】この発明の第１の実施例を示す交流電動機の制
御装置のブロック図
御装置のブロック図
【図２】図１のＭ軸電流調節器の詳細回路構成図
【図３】図１のＴ軸電流調節器の詳細回路構成図
【図４】図１の積分演算更新係数演算回路の構成図
【図５】図１〜図４の動作を説明するフローチャート
【図６】この発明の第２の実施例を示す交流電動機の制
御装置のブロック図
御装置のブロック図
【図７】図６の積分演算更新係数演算回路の構成図
【図８】図６，図７の動作を説明するフローチャート
【図９】この発明の第３の実施例を示す交流電動機の制
御装置のブロック図
御装置のブロック図
【図１０】この発明の第４の実施例を示す交流電動機の
制御装置のブロック図
制御装置のブロック図
【図１１】従来例を示す交流電動機の制御装置のブロッ
ク図
ク図
【図１２】図１１のＴ軸電流調節器の詳細回路構成図
【図１３】図１１のＭ軸電流調節器の詳細回路構成図
１…直流電源、２…インバータ、３…誘導電動機、４…
電流検出器、５…速度検出器、１０，２０，３０，４
０，５０…制御装置、１１…速度設定器、１２…速度調
節器、１３…すべり周波数演算器、１４…積分演算器、
１５…座標変換回路、１６，２２…Ｔ軸電流調節器、１
７，２１…Ｍ軸電流調節器、１８…座標変換回路、２
３，３１…積分演算更新係数演算回路、４１…フィード
フォワード補償電圧演算回路、４２…Ｍ軸加算演算器、
４３…Ｔ軸加算演算器。
電流検出器、５…速度検出器、１０，２０，３０，４
０，５０…制御装置、１１…速度設定器、１２…速度調
節器、１３…すべり周波数演算器、１４…積分演算器、
１５…座標変換回路、１６，２２…Ｔ軸電流調節器、１
７，２１…Ｍ軸電流調節器、１８…座標変換回路、２
３，３１…積分演算更新係数演算回路、４１…フィード
フォワード補償電圧演算回路、４２…Ｍ軸加算演算器、
４３…Ｔ軸加算演算器。
Claims (4)
- 【請求項１】電力変換回路により駆動される交流電動機
であって、該電動機に流れる電流を座標変換した該電動
機の磁界と平行の座標軸（Ｍ軸）成分と、このＭ軸に直
交する座標軸（Ｔ軸）成分とに基づくベクトル制御によ
って該電動機を可変速制御する交流電動機の制御装置に
おいて、 前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値との偏差
に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電圧設定値を出力
するＭ軸電流調節器と、 前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差
に基づく比例・積分演算を行ってＴ軸電圧設定値を出力
するＴ軸電流調節器と、 前記Ｍ軸電圧設定値とＴ軸電圧設定値のベクトル和を演
算し、このベクトル和と所定の出力電圧制限値とから更
新係数を演算し、この更新係数が１以下の場合には前記
Ｍ軸及びＴ軸電流調節器それぞれの積分演算結果に該更
新係数を乗算した値に該それぞれの積分演算結果を更新
させる積分演算更新係数演算器とを備えたことを特徴と
する交流電動機の制御装置。 - 【請求項２】電力変換回路により駆動される交流電動機
であって、該電動機に流れる電流を座標変換した該電動
機の磁界と平行の座標軸（Ｍ軸）成分と、このＭ軸に直
交する座標軸（Ｔ軸）成分とに基づくベクトル制御によ
って該電動機を可変速制御する交流電動機の制御装置に
おいて、 前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値との偏差
に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電圧設定値を出力
するＭ軸電流調節器と、 前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差
に基づく比例・積分演算を行ってＴ軸電圧設定値を出力
するＴ軸電流調節器と、 前記Ｍ軸電流調節器の積分演算結果とＴ軸電流調節器の
積分演算結果とのベクトル和を演算し、このベクトル和
と所定の出力電圧制限値とから更新係数を演算し、この
更新係数が１以下の場合には前記Ｍ軸及びＴ軸電流調節
器それぞれの積分演算結果に該更新係数を乗算した値に
該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演算更新係
数演算器とを備えたことを特徴とする交流電動機の制御
装置。 - 【請求項３】電力変換回路により駆動される交流電動機
であって、該電動機に流れる電流を座標変換した該電動
機の磁界と平行の座標軸（Ｍ軸）成分と、このＭ軸に直
交する座標軸（Ｔ軸）成分とに基づくベクトル制御によ
って該電動機を可変速制御する交流電動機の制御装置に
おいて、 前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値との偏差
に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電圧指令値を出力
するＭ軸電流調節器と、 前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差
に基づく比例・積分演算を行ってＴ軸電圧指令値を出力
するＴ軸電流調節器と、 前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値と前記Ｔ
軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値と前記電動機の
等価抵抗値と等価インダクタンス値とにより演算してＭ
軸電圧補償値及びＴ軸電圧補償値とを出力するフィード
フォワード補償電圧演算回路と、 前記Ｍ軸電圧指令値とＭ軸電圧補償値とを加算してＭ軸
電圧設定値とするＭ軸加算演算器と、 前記Ｔ軸電圧指令値とＴ軸電圧補償値とを加算してＴ軸
電圧設定値とするＴ軸加算演算器と、 前記Ｍ軸電圧指令値とＴ軸電圧指令値のベクトル和を演
算し、このベクトル和と所定の出力電圧制限値とから更
新係数を演算し、この更新係数が１以下の場合には前記
Ｍ軸及びＴ軸電流調節器それぞれの積分演算結果に該更
新係数を乗算した値に該それぞれの積分演算結果を更新
させる積分演算更新係数演算器とを備えたことを特徴と
する交流電動機の制御装置。 - 【請求項４】電力変換回路により駆動される交流電動機
であって、該電動機に流れる電流を座標変換した該電動
機の磁界と平行の座標軸（Ｍ軸）成分と、このＭ軸に直
交する座標軸（Ｔ軸）成分とに基づくベクトル制御によ
って該電動機を可変速制御する交流電動機の制御装置に
おいて、 前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値との偏差
に基づく比例・積分演算を行ってＭ軸電圧指令値を出力
するＭ軸電流調節器と、 前記Ｔ軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値との偏差
に基づく比例・積分演算を行ってＴ軸電圧指令値を出力
するＴ軸電流調節器と、 前記Ｍ軸成分の電流の実際値とＭ軸電流設定値と前記Ｔ
軸成分の電流の実際値とＴ軸電流設定値と前記電動機の
等価抵抗値と等価インダクタンス値とにより演算してＭ
軸電圧補償値及びＴ軸電圧補償値とを出力するフィード
フォワード補償電圧演算回路と、 前記Ｍ軸電圧指令値とＭ軸電圧補償値とを加算してＭ軸
電圧設定値とするＭ軸加算演算器と、 前記Ｔ軸電圧指令値とＴ軸電圧補償値とを加算してＴ軸
電圧設定値とするＴ軸加算演算器と、 前記Ｍ軸電流調節器の積分演算結果とＴ軸電流調節器の
積分演算結果とのベクトル和を演算し、このベクトル和
と所定の出力電圧制限値とから更新係数を演算し、この
更新係数が１以下の場合には前記Ｍ軸及びＴ軸電流調節
器それぞれの積分演算結果に該更新係数を乗算した値に
該それぞれの積分演算結果を更新させる積分演算更新係
数演算器とを備えたことを特徴とする交流電動機の制御
装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07300861A JP3129173B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | 交流電動機の制御装置 |
| US08/752,425 US5734251A (en) | 1995-11-20 | 1996-11-19 | Control apparatus for AC motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07300861A JP3129173B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | 交流電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09149699A true JPH09149699A (ja) | 1997-06-06 |
| JP3129173B2 JP3129173B2 (ja) | 2001-01-29 |
Family
ID=17890005
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07300861A Expired - Fee Related JP3129173B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5734251A (ja) |
| JP (1) | JP3129173B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008160997A (ja) * | 2006-12-25 | 2008-07-10 | Denso Corp | モータの制御方法およびその装置 |
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|---|---|---|---|---|
| JP3111898B2 (ja) * | 1996-06-10 | 2000-11-27 | 富士電機株式会社 | 交流電動機の可変速制御装置 |
| JP3116831B2 (ja) * | 1996-08-08 | 2000-12-11 | 富士電機株式会社 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
| JP4455075B2 (ja) * | 2004-01-28 | 2010-04-21 | 三菱電機株式会社 | モータ制御装置 |
| JP4693904B2 (ja) * | 2006-08-31 | 2011-06-01 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動装置及び圧縮機駆動装置 |
| CN106218530A (zh) * | 2016-08-08 | 2016-12-14 | 中电科泰雷兹航空电子有限公司 | 一种屏幕翻转机构 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS63123107A (ja) * | 1986-11-12 | 1988-05-26 | Fanuc Ltd | 位置制御方式 |
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- 1995-11-20 JP JP07300861A patent/JP3129173B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US5734251A (en) | 1998-03-31 |
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