JPH09147304A

JPH09147304A - Ｍｒヘッド用増幅器

Info

Publication number: JPH09147304A
Application number: JP7309259A
Authority: JP
Inventors: Takehiko Umeyama; 竹彦梅山; Tsutomu Kamifuji; 勉上藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1995-11-28
Filing date: 1995-11-28
Publication date: 1997-06-06
Anticipated expiration: 2015-11-28
Also published as: JP3458567B2; US5852521A

Abstract

(57)【要約】【課題】外乱信号が出現した時に、外乱の影響をほと
んど受けない歪みの少ないデータ信号を得ることができ
るＭＲヘッド用増幅器を提供する。【解決手段】ＭＲヘッドから外乱信号が重畳されたデ
ータ信号（合成信号）が現われたときに、ＬＰＦ切換信
号発生回路からの第１の期間を有する制御信号とそれよ
り短い第２の期間を有する制御信号とによって、ローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）のカットオフ周波数を切り換え
て、外乱波形が重畳されたデータ信号（合成信号）から
外乱波形成分を抽出し、その抽出された外乱信号を逆位
相にして合成信号に加算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はハードディスクドラ
イブに関し、特にヘッドが磁気抵抗効果素子で構成され
るヘッド（以後ＭＲヘッドと称する）を駆動するリード
アンプに主に使用され、簡単な構成でＭＲヘッドの熱外
乱による影響を抑圧できる増幅回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図１０はハードディスクドライブの一般
的なブロック構成を示す図である。図１０において、デ
ィスク１０１に記録されたデータはＭＲヘッド１０３に
よって読み出される。このＭＲヘッド１０３によって読
み出された信号はリード／ライト（Ｒ／Ｗ）アンプ１０
４を介してリードチャネル１０５、ハードディスクコン
トローラ（ＨＤＣ）１０６を経由してパソコン１０７に
送られ、処理される。一方、ＭＲヘッド１０３の位置制
御は、リードチャネル１０５からＣＰＵ１１０、ＶＣＭ
ドライバ１０９、ＶＣＭモータ１０８を介して行われ
る。また、ディスク１０１の回転制御は、リードチャネ
ル１０５からＣＰＵ１１０、ＳＰＭドライバ１１１、Ｓ
ＰＭモータ１１２を介して行われる。なお、ディスク１
０１へのデータの記録は、パソコン１０７からの指示に
基づきＨＤＣ１０６、リードチャネル１０５、およびＲ
／Ｗアンプ１０４を介して書き込みヘッド１０２にデー
タ信号が送られ、書き込みヘッド１０２によってディス
ク１０１にデータが書き込まれる。

【０００３】通常、ＭＲヘッド１０３はハードディスク
ドライブのディスク１０１の面に対して浮いた状態で使
用される。何らかの要因でＭＲヘッド１０３がディスク
１０１の面と接触した場合、ＭＲヘッド１０３は瞬時に
高熱になり、ＭＲヘッド１０３の抵抗値が上昇する。た
いていの場合接触は一瞬で、すぐにＭＲヘッド１０３は
ディスク１０１の面と離れるが、ＭＲヘッド１０３で発
生した熱はゆっくり放熱し、その結果、図１２（ｂ）に
示すような周期の長い外乱信号が発生する。この外乱信
号（図１２（ｂ））とディスク１０１から読み出された
データ信号（図１２（ａ））がＭＲヘッド１０３で重畳
され、図１２（ｃ）に示すような外乱信号とデータ信号
が合成された合成信号がＭＲヘッド１０３から出力され
る。このようにＭＲヘッド１０３が高熱になりその抵抗
値が上がるために生じる外乱信号がデータ信号に重畳さ
れる現象をサーマル・アスペリティ(Thermal Asperity)
と呼ぶ。

【０００４】図１１は図１０に示したリード／ライト
（Ｒ／Ｗ）アンプ１０４のリード部の従来例を示す図で
ある。図１１において、ＭＲヘッド１０３でディスク１
０１から読み出された信号はプリアンプ１３１で増幅さ
れ、外乱信号抑圧回路１３３でＭＲヘッド１０３による
熱外乱が除去され出力端子５および６に出力される。

【０００５】図１２は、ＭＲヘッドがディスクに接触し
た際に生じる外乱がデータ信号に与える影響を示した波
形図である。図１２において、（ａ）はＭＲヘッド１０
３で読み出されたデータ信号、（ｂ）は、ＭＲヘッド１
０３がディスク１０１のディスク面と接触した場合のＭ
Ｒ素子の抵抗値の変化に基づく外乱信号、（ｃ）は、Ｍ
Ｒヘッドが高熱になりその抵抗値が上がるために生じる
外乱信号がデータ信号に重畳した合成信号を示す図であ
る。

【０００６】図１３は、図１１に示した外乱信号抑圧回
路１３３の従来の具体的回路の一例を示すブロック図で
ある。図１３において、１２１はデータ信号と外乱信号
が重畳した合成信号が入力する入力端子、１３６は入力
合成信号を遅延する遅延回路、１３７および１３８はデ
ータ信号と外乱信号が重畳した合成信号の上部および下
部の各エンベローブを抽出するための回路、１３９はバ
ッファ、１４０および１４３は加算回路、１４１はロー
パスフィルタ、１４２はアッテネータ、１２３は出力端
子を示す。

【０００７】図１４（ａ）は、外乱信号とデータ信号が
重畳された合成信号を示す図である。図１４（ｂ）は遅
延回路１３６の出力信号、図１４（ｃ）は加算回路１４
０の出力信号、図１４（ｄ）は、加算回路１４３の出力
信号、つまり外乱信号抑圧回路１３３の出力端子１２３
から出力される最終的な外乱信号が抑圧されたデータ信
号の波形を示す。

【０００８】以下に従来の回路の動作を図１３および図
１４を用いて説明する。図１３においては、図１４の
（ａ）の波形の上側および下側のエンベロープをそれぞ
れエンベロープ抽出回路１３７、１３８によって抽出
し、それらを加算し、ローパスフィルタ１４１を通し交
流成分を除去し、その信号振幅をアッテネータ１４２に
よって調整し、遅延回路１３６を通過した信号に反転し
て加算することによって、図１４（ｄ）のような外乱波
形が抑圧された信号を得ることができる。

【０００９】つまり、入力端子１２１に入力したデータ
信号（図１４（ａ））から外乱信号をエンベロープ抽出
回路１３７、１３８、バッファ１３９、加算回路１４０
およびローパスフィルタ１４１で抽出（図１４の
（ｃ））し、この抽出された外乱信号の振幅をアッテネ
ータ１４２で調整して、入力端子１２１に入力され遅延
回路で遅延された合成信号に加算回路１４３で加える
（または減算）ことによって、入力端子１２１に入力さ
れたデータ信号に重畳された外乱信号を除去しようとす
る考え方に基づくものである。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うに構成された外乱信号抑圧回路１３３は、回路が複雑
であると共に、回路を構成する素子の特性を精度よく形
成することが必要である。再生信号に外乱信号によるサ
グが割に多く残りやすいものであった。この発明は上記
の点に鑑みてなされたものであり、回路構成が簡単であ
り、かつ、外乱信号による影響が極力抑えられたデータ
信号が得られるＭＲヘッド用増幅器を得ることを目的と
するものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、外乱信号が重
畳したデータ信号（合成信号）がＭＲヘッドから入力し
たときに、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）のカットオフ周
波数を切り換えて、その合成信号から外乱信号成分を抽
出し、その抽出された外乱信号を逆位相にして合成信号
に加算するように構成される。

【００１２】さらに、本発明は、ＭＲヘッドからの外乱
信号が重畳したデータ信号（合成信号）を非反転入力端
子に、その逆相信号を反転入力端子に受け、その非反転
入力端子の信号およびその逆相信号がそれぞれ非反転端
子および反転端子に入力される第１の差動アンプと、Ｍ
Ｒヘッドからの外乱信号が現われたときに、所定の期間
を有する制御信号を出力するＬＰＦ切換信号発生回路
と、非反転入力端子の合成信号を入力とし、所定の期間
を有する制御信号を受けて、ローパスフィルタのカット
オフ周波数を切り換えて、第１の差動アンプの反転出力
端子に出力する第１のローパスフィルタと、反転入力端
子の逆相合成信号を入力とし、所定の期間を有する制御
信号を受けて、ローパスフィルタのカットオフ周波数を
切り換えて、第１の差動アンプの非反転出力端子に出力
する第２のローパスフィルタとから構成される。

【００１３】さらに、本発明は、第１のローパスフィル
タからの出力をその非反転端子に受け、第２のローパス
フィルタからの出力をその反転端子に受け、その非反転
出力端子は第１の差動アンプの反転出力端子に接続さ
れ、その反転出力端子は第１の差動アンプの非反転出力
端子に接続される第２の差動アンプを有するように構成
される。

【００１４】さらに、本発明は、の第１のローパスフィ
ルタの出力を受け、第２の差動アンプの反転端子のＤＣ
レベルが第１の差動アンプの反転端子のＤＣレベルと同
一になるように調整する第１のＤＣレベル調整回路と、
第２のローパスフィルタの出力を受け、第２の差動アン
プの非反転端子のＤＣレベルが第１の差動アンプの非反
転端子のＤＣレベルと同一になるように調整する第２の
ＤＣレベル調整回路とから構成される。

【００１５】さらに、本発明は、ＬＰＦ切換信号発生回
路は：一方の入力端子が非反転入力端子に接続され、他
方の入力端子が定電圧源に接続されたコンパレータと、
そのコンパレータの出力側に接続された所定の期間のパ
ルスを出力するワンショット回路を備えるように構成さ
れる。

【００１６】さらに、本発明において、第１および第２
のローパスフィルタは：入力端子と接地端子との間に接
続された第１の抵抗とコンデンサとの直列回路と、第１
の抵抗と並列に接続されるＭＯＳトランジスタと第２の
抵抗の直列回路とから構成され、ＬＰＦ切換信号発生回
路からの所定の期間のパルスがＭＯＳトランジスタに印
加され、第１の抵抗とコンデンサの接続点からローパス
フィルタの出力がＤＣレベル調整回路に取り出されるよ
うに構成される。

【００１７】さらに、本発明においては、第１および第
２のローパスフィルタは：ＬＰＦ切換信号発生回路から
ＬＰＦ切換信号が入力しないときは、第１のカットオフ
周波数を有するローパスフィルタとして動作し、ＬＰＦ
切換信号発生回路からの所定の期間のパルスがＭＯＳト
ランジスタに印加されるときは、第２のカットオフ周波
数を有するローパスフィルタとして動作するように構成
される。

【００１８】さらに、本発明は、ＭＲヘッドからの外乱
信号が重畳されたデータ信号（合成信号）を非反転入力
端子に受け、その逆相信号を反転入力端子に受け、その
非反転入力端子の信号およびその逆相信号が非反転端子
および反転端子に入力される第１の差動アンプと、ＭＲ
ヘッドからの外乱信号が現われたときに、第１の期間を
有する制御信号とそれより短い第２の期間を有する制御
信号とを出力するＬＰＦ切換信号発生回路と、非反転入
力端子の合成信号を入力とし、第１の期間を有する制御
信号と第２の期間を有する制御信号とを受けて、ローパ
スフィルタのカットオフ周波数を切り換えて、第１の差
動アンプの反転出力端子に出力する第１のローパスフィ
ルタと、反転入力端子の逆相合成信号を入力とし、第１
の期間を有する制御信号と第２の期間を有する制御信号
とを受けて、ローパスフィルタのカットオフ周波数を切
り換えて、第１の差動アンプの非反転出力端子に出力す
る第２のローパスフィルタとから構成される。

【００１９】さらに、本発明において、ＬＰＦ切換信号
発生回路は：一方の入力端子が非反転入力端子に接続さ
れ、他方の入力端子が定電圧源に接続されたコンパレー
タと、そのコンパレータの出力側に接続された第１の期
間のパルスを出力する第１のワンショット回路、および
第２の期間のパルスを出力する第２のワンショット回路
とを備えるように構成される。

【００２０】さらに、本発明において、第１および第２
のローパスフィルタは：入力端子と接地端子との間に接
続された第１の抵抗とコンデンサとの直列回路と、第１
の抵抗と並列に接続される第１のＭＯＳトランジスタと
第２の抵抗との直列回路と、第１の抵抗と並列に接続さ
れる第２のＭＯＳトランジスタと第３の抵抗の直列回路
とから構成され、ＬＰＦ切換信号発生回路からの第１の
期間のパルスが第１のＭＯＳトランジスタに印加され、
ＬＰＦ切換信号発生回路からの第２の期間のパルスが第
２のＭＯＳトランジスタに印加され、第１の抵抗とコン
デンサの接続点からローパスフィルタの出力がＤＣレベ
ル調整回路に取り出されるように構成される。

【００２１】さらに、本発明において、第１および第２
のローパスフィルタは：ＬＰＦ切換信号発生回路からＬ
ＰＦ切換信号が入力しないときは、第１のカットオフ周
波数を有するローパスフィルタとして動作し、ＬＰＦ切
換信号発生回路からの第１の期間のパルスが第１のＭＯ
Ｓトランジスタに印加されるときは、第２のカットオフ
周波数を有するローパスフィルタとして動作し、ＬＰＦ
切換信号発生回路からの第１の期間のパルスおよび第２
の期間のパルスがそれぞれ第１のＭＯＳトランジスタお
よび第２のＭＯＳトランジスタに印加されるときは、第
３のカットオフ周波数を有するローパスフィルタとして
動作するように構成される。

【００２２】さらに、本発明は、プリアンプとＭＲヘッ
ド用増幅器とから構成されるＭＲヘッド用ライトアンプ
において：そのプリアンプは、第１のトランジスタのベ
ースが定電圧源に接続され、エミッタが第２のトランジ
スタのコレクタに接続され、コレクタは抵抗を介して電
源に接続されると同時に第３の差動アンプの非反転端子
およびループアンプの非反転端子に接続され、第２のト
ランジスタのエミッタはＭＲヘッドに接続されベースは
ループアンプの出力に接続され、ループアンプの反転側
端子はコレクタが抵抗を介して電源に接続されベースが
定電圧源が接続されエミッタが定電流源に接続された第
３のトランジスタのコレクタに接続されるように構成さ
れ、ＭＲヘッド用増幅器は、第３の差動アンプの非反転
出力を非反転入力端子（Ａ）に受け、その逆相信号を反
転入力端子（Ｂ）に受け、その非反転入力端子の信号お
よびその逆相信号が非反転端子および反転端子に入力さ
れる第１の差動アンプと、ＭＲヘッドからの外乱信号と
データ信号とが重畳された合成信号が非反転入力端子お
よび反転入力端子に現われたときに、第１の期間を有す
る制御信号とそれより短い第２の期間を有する制御信号
と出力するＬＰＦ切換信号発生回路と、非反転入力端子
の合成信号を入力とし、第１の期間を有する制御信号と
第２の期間を有する制御信号とを受けて、ローパスフィ
ルタのカットオフ周波数を切り換えて、第１の差動アン
プの反転出力端子に出力する第１のローパスフィルタ
と、反転入力端子の逆相合成信号を入力とし、第１の期
間を有する制御信号と第２の期間を有する制御信号とを
受けて、ローパスフィルタのカットオフ周波数を切り換
えて、第１の差動アンプの非反転出力端子に出力する第
２のローパスフィルタとを有するように構成される。

【００２３】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．本発明は、上記の問題を解決するために
なされたものである。以下、本発明の実施の形態１を図
１および図２を用いて説明する。

【００２４】図１は、本発明の実施の形態１のＭＲヘッ
ド用増幅器を構成する外乱波形を抑圧するための外乱信
号抑圧回路１３３およびサーマル・アスペリティによる
外乱信号を検出するＬＰＦ切換信号発生回路３０１を示
す図である。なお、この外乱信号抑圧回路１３３は、図
１１に示したＲ／Ｗアンプ１０４に組み込まれるもので
あり、図１３に示した従来の外乱信号抑圧回路１３３に
代わるものである。図２は図１の回路をＩＣで構成した
具体的な実施例である。

【００２５】図１において、１は前段のプリアンプ１３
１からの非反転データ信号が入力される非反転入力端子
（ＩＮ）であり、２は前段のプリアンプ１３１からの反
転データ信号が入力される反転入力端子（／ＩＮ：ここ
で／は反転の意味を表す記号であり図面中では上部のバ
ーで表わされる）である。反転入力端子２には、非反転
入力端子１と逆位相の信号が入力される。２０１は非反
転入力端子１から入力される合成信号に含まれる外乱波
形を取り出すためのローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと
いう）である。２０２は反転入力端子２から入力される
データ信号に含まれる外乱波形を取り出すためのＬＰＦ
である。２０３は非反転入力端子１および反転入力端子
２から入力されるデータ信号をそのまま増幅し端子５お
よび６に出力するアンプである。

【００２６】２０４は、ＬＰＦ２０１からの出力される
ＤＣレベル（Ｅ点）とアンプ２０３の非反転端子（Ｋ
点）のＤＣレベルとを合わせるためのＤＣレベル調整回
路である。２０５は、ＬＰＦ２０２からの出力されるＤ
Ｃレベル（Ｆ点）とアンプ２０３の反転端子（Ｌ点）の
ＤＣレベルとを合わせるためのＤＣレベル調整回路であ
る。ＤＣレベル調整回路は、アンプ２０３の非反転端子
（Ｋ点）とアンプ２０６の非反転端子（Ｅ点）とが同じ
ＤＣレベルになるように調整することによって、アンプ
２０３の反転出力端子とアンプ２０６の非反転端子とを
加算した場合に完全に外乱信号成分をキャンセルできる
ようにするために用いられる。したがって、ＬＰＦの出
力ＤＣレベル（Ｅ点）とアンプ２０３の非反転端子（Ｋ
点）のＤＣレベルが一致している場合はこのＤＣレベル
調整回路２０４を設ける必要はない。ＤＣレベル調整回
路２０５についても同様である。

【００２７】２０６は、ＤＣレベル調整回路からの出力
を増幅するアンプである。アンプ２０６の非反転入力端
子（Ｅ点）に入力する信号はアンプ２０６の非反転出力
端子から出力され、アンプ２０３の反転出力端子からの
信号と加算される。アンプ２０６の反転入力端子（Ｆ
点）に入力する信号はアンプ２０６の反転出力端子から
出力され、アンプ２０３の非反転出力端子からの信号と
加算される。このような加算によって外乱信号はキャン
セルされ、それぞれ出力端子５，６に出力される。

【００２８】３０１は外乱信号が発生したことを検出
し、ＬＰＦの特性を切り換えるための信号（図３
（ｃ））を発生するＬＰＦ切換信号発生回路である。図
３（ｃ）は第１のＬＰＦ切換信号を示す。また、ノード
Ｃ点は、ＬＰＦ２０１および２０２のカットオフ周波数
を切り換えるためのパルス信号を出力するパルス信号出
力端子である。ＬＰＦ２０１および２０２、アンプ２０
３によって外乱信号抑圧回路１３３を構成する。また、
５および６は外乱信号抑圧回路１３３の出力端子であ
る。なお、出力端子６は、出力端子５の逆位相のデータ
信号を出力する。

【００２９】図２は図１の外乱信号の抑圧を行う外乱信
号抑圧回路１３３およびＬＰＦ切換信号発生回路３０１
を具体的に実現する回路図である。図３（ａ）〜
（ｃ）、図３（ｅ）〜（ｈ）は、それぞれ外乱信号が入
力されたときの外乱信号抑圧回路１３３の各部（Ａ点〜
Ｃ点、Ｅ点〜Ｈ点）の信号波形を示す図である。図４
は、ＬＰＦ２０１および２０２のカットオフ周波数の切
換りを図示したグラフである。以下に、図１との対応で
図２の構成について詳細に説明する。

【００３０】アンプ２０３について：抵抗１１、１２、
１９およびトランジスタ３３，３４、定電流源５３，５
４の各素子によって図１のアンプ２０３が構成される。
トランジスタ３３は、そのコレクタが抵抗１１を介して
電源７に接続されるとともに非反転出力端子５に接続さ
れる。そのエミッタは定電流源５３を介してアースに接
続される。そのベースは非反転入力端子１に接続され
る。一方、トランジスタ３４は、そのコレクタが抵抗１
２を介して電源７に接続されるとともに反転出力端子６
に接続される。そのエミッタは定電流源５４を介してア
ースに接続される。そのベースは反転入力端子２に接続
される。トランジスタ３３は非反転入力端子１から入力
した信号を増幅して非反転出力端子５に出力する。一
方、トランジスタ３４は反転入力端子２から入力した信
号を増幅して反転出力端子６に出力する。抵抗１９はト
ランジスタ３３とトランジスタ３４のエミッタホロワ用
の共通のエミッタ抵抗である。

【００３１】アンプ２０６について：抵抗１１、１２、
２０およびトランジスタ３２，３５、定電流源５２，５
５の各素子によって図１のアンプ２０６を構成する。ト
ランジスタ３２は、そのコレクタが抵抗１２を介して電
源７に接続されるとともに反転出力端子６に接続され
る。そのエミッタは定電流源５２を介してアースに接続
される。そのベースは後述されるＤＣレベル調整回路２
０４の出力端子であるＥ点に接続される。一方、トラン
ジスタ３５は、そのコレクタが抵抗１１を介して電源７
に接続されるとともに非反転出力端子５に接続される。
そのエミッタは定電流源５５を介してアースに接続され
る。そのベースは後述されるＤＣレベル調整回路２０５
の出力端子であるＦ点に接続される。トランジスタ３２
はＤＣレベル調整回路２０４からから入力した信号を増
幅して反転出力端子６に出力する。一方、トランジスタ
３５はＤＣレベル調整回路２０５から入力した信号を増
幅して非反転出力端子５に出力する。抵抗２０はトラン
ジスタ３２とトランジスタ３５のエミッタホロワ用の共
通のエミッタ抵抗である。上述のように、アンプ２０３
の出力とアンプ２０６の出力は交差して接続されるの
で、非反転入力端子１からの信号（Ｋ点）とＤＣレベル
調整回路２０４の出力端子Ｅ点からの信号は減算され非
反転出力端子５に出力される。一方、反転入力端子２か
らの信号（Ｌ点）とＤＣレベル調整回路２０４の出力端
子Ｆ点からの信号は減算され非反転出力端子６に出力さ
れる。

【００３２】ＬＰＦ２０１および２０２について：図２
において、抵抗１３、１４およびコンデンサ４１、Ｐチ
ャネルＭＯＳ２１の４素子で図１のＬＰＦ２０１を構成
する。同様に、抵抗１６、１７およびコンデンサ４２、
ＰチャネルＭＯＳ２３の４素子で図１のＬＰＦ２０２を
構成する。なお、抵抗値は抵抗１３および１６、抵抗１
４および１７の順で大きくなる。例えば、抵抗１３およ
び１６は数十ＫΩ、抵抗１４および１７は数ＫΩの値を
有する。またコンデンサ４１および４２の値は、適切な
カットオフ周波数を有するように最適の値に選択される
（例えば、数十ｐＦ）。抵抗１３とコンデンサ４１によ
って第１のローパスフィルタ（図４の（ｉ）の特性）が
構成される。ＬＰＦ切換信号発生回路３０１のＣ点から
の第１の信号によってＰチャネルＭＯＳ２１がオンする
ことによって構成される抵抗１３と１４の並列回路とコ
ンデンサ４１から第２のローパスフィルタ（図４の（ｉ
ｉ）の特性）が構成される。ＬＰＦ切換信号発生回路３
０１のＣ点からの第１の信号によってＰチャネルＭＯＳ
２１がオンすることによって構成される抵抗１３，１４
の並列回路とコンデンサ４１から第２のローパスフィル
タ（図４の（ｉｉ）の特性）が構成される。第１のロー
パスフィルタのカットオフ周波数は、たとえば、数百Ｋ
Ｈｚ、第２のローパスフィルタのカットオフ周波数は、
たとえば、数ＭＨｚ程度に選択される。ローパスフィル
タ２０２については、ローパスフィルタ２０１と同様の
構成であるので説明を省略する。

【００３３】ＤＣレベル調整回路２０４、２０５につい
て：トランジスタ３１と定電流源５１で構成されるエミ
ッタフォロワはＤＣレベル調整回路２０４を構成する。
トランジスタ３６と定電流源５６で構成されるエミッタ
フォロワはＤＣレベル調整回路２０５を構成する。アン
プ２０３とアンプ２０６の出力は交差して接続され、ア
ンプ２０３の出力のアンプ２０６の出力を反転して加算
（すなわち、減産）することによって、外乱信号をキャ
ンセルするように構成される。すなわち、アンプ２０３
中のトランジスタ３３のコレクタとアンプ２０６中のト
ランジスタ３５のコレクタが接続され、非反転出力端子
５に接続される。トランジスタ３１〜３６は同じ特性に
形成されているので、外乱信号を完全にキャンセルする
ためにはトランジスタ３３のベース電位（Ｋ点）とトラ
ンジスタ３５のベース電位（Ｆ点）を一致させる必要が
ある。これを実現するための回路がトランジスタ３６と
定電流源５６からなるＤＣレベル調整回路２０５であ
る。より詳細に説明すると、トランジスタ３３のベース
電位（Ｋ点）の電位は定電流源５３の電圧降下とトラン
ジスタ３３のベース・エミッタ間電圧との和であり、ト
ランジスタ３５のベース電位（Ｆ点）の電位は定電流源
５５の電圧降下とトランジスタ３５のベース・エミッタ
間電圧との和であるので、定電流の電圧降下を調整する
ことによって両者のベース電位を一致させることができ
る。

【００３４】ＬＰＦ切換信号発生回路３０１について：
定電圧源７１、コンパレータ７２、インバータ７３〜７
６、第１のワンショット回路（Ｏ／Ｓ１）７７は図１の
ＬＰＦ切換信号発生回路３０１を構成する。このＬＰＦ
切換え信号発生回路３０１はＰチャネルＭＯＳトランジ
スタ２１をオンオフさせ、抵抗１４を抵抗１３に並列に
接続することによってローパスフィルタの特性を複数段
階に変化させる機能を有する。以下にその構成を詳細に
説明する。通常は、定電圧源７１の電位は、コンパレー
タに入力される非反転入力端子１のＤＣ電位よりも高く
設定し、コンパレータの出力が常時論理“Ｈ”となるよ
うに設定される。例えば、非反転入力端子Ａ点のＤＣ電
位を約４Ｖとすると、定電圧源７１の電圧は約４．５Ｖ
に設定される。非反転入力端子Ａ点の電位が、たとえ
ば、４．５Ｖを越えるとコンパレータ７２の出力は”
Ｌ”レベルになり、偶数個接続されたインバータ７３〜
７６を介して”Ｌ”の信号がワンショット回路７７に送
出される。なお、ここでインバータ７３〜７６はコンパ
レータからの波形なまりを整形するために使用されるも
のであり、回路の動作に必須のものではない。ワンショ
ット回路７７は”Ｌ”の信号を受けると図３（ｃ）に示
すように時間ｔ１の期間その出力（Ｃ点）を”Ｌ”にす
る。Ｃ点が”Ｌ”になると、抵抗１４が抵抗１３に並列
に接続される。したがって、時間ｔ１の間は抵抗１３，
１４が並列に接続され、図４の（ｉｉ）に示すようなカ
ットオフ周波数の、たとえば、数ＭＨｚのローパスフィ
ルタが構成される。

【００３５】次に、以上のように構成された本発明のＭ
Ｒヘッド用増幅器の動作について説明する。今、ＭＲヘ
ッド用増幅器を構成する外乱信号抑圧回路１３３に図３
の（ａ）および（ｂ）に示すようなデータ信号（一般に
約数ＭＨｚ〜約１００ＭＨｚ）と外乱信号（一般に約２
〜３００ＫＨｚ以下）とが重畳された信号（以下、合成
信号という）がそれぞれ非反転入力端子１（Ａ点）およ
び反転入力端子２（Ｂ点）に入力された場合について考
える。これらの非反転入力端子１と反転入力端子２に入
力した信号波形は、アンプ２０３の入力端子に入力され
ると共に、Ａ点の信号はＬＰＦ２０１、２０２およびに
ＬＰＦ切換信号発生回路３０１にも送られる。アンプ２
０３を通った信号はそのまま増幅され非反転出力端子５
と反転出力端子６に出力される。

【００３６】一方、ＬＰＦ２０１に入力したＡ点の信号
は以下のように処理される。以下に、合成信号がＬＰＦ
に入力した以降の外乱信号抑圧回路１３３およびＬＰＦ
切換信号発生回路３０１の動作と信号波形を、（ａ）通
常のデータ信号のみが入力された時、（ｂ）合成信号が
入力された時、の２つのケースについて説明する。

【００３７】（ａ）通常のデータ信号のみが入力された
時（外乱信号が確認されない時）：外乱信号が含まれて
いないので、コンパレータ７２のＤＣ電位は定電圧源７
１の電圧を越えないので、コンパレータ７２の出力電圧
は論理数レベル”Ｈ”の状態を維持する。したがって、
ワンショット回路７７の入力電位は変化しないのでその
出力であるＣ点の電位も“Ｈ”のままで変化しない。し
たがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１も動作し
ない（オフ状態）のでローパスフィルタ２０１は抵抗１
３とコンデンサ４１からなるローパスフィルタを構成
し、図４に示すようなカットオフ周波数、たとえば、数
百ＫＨｚの特性を有するローパスフィルタを形成する。
一方、ローパスフィルタ２０２は、ローパスフィルタ２
０１と同様であるので説明を省略する。上述したよう
に、通常のデータ信号のみが入力された時は、アンプ２
０６では外乱信号波形が検出されないので、非反転入力
端子１および反転入力端子２に入力した信号はそのまま
アンプ２０３を通過し非反転出力端子５および反転出力
端子６にそれぞれ出力される。外乱信号が入力しないと
きに図４の（ｉ）に示すようなローパスフィルタが構成
されるが、これは外乱信号が入力しないときにトランジ
スタ３１およびトランジスタ３６が浮いた状態にならな
いように抵抗１３および１６を設けたために構成される
ローパスフィルタである。

【００３８】（ｂ）外乱波形が重畳されたデータ信号が
入力された時：外乱波形が重畳されたデータ信号（合成
信号）が入力された場合、一時的に反転入力端子１のＤ
Ｃレベルが高くなり、コンパレータ７２の出力が“Ｌ”
になる。したがって、インバータ７３〜７６を経由して
ワンショット回路７７の入力が”Ｌ”になり、それによ
ってワンショット回路７７の出力（Ｃ点）は”Ｈ”にな
る。Ｃ点が、図３（ｃ）のように、たとえば、数μｓｅ
ｃ（時間ｔ１）程度“Ｌ”に変化すると、ＬＰＦ２０１
中の抵抗１３、１４および２０２中の抵抗１６、１７が
並列接続され、ローパスフィルタ２０１，２０２は、た
とえば、数ＭＨｚ（ｆ_Tii）程度のカットオフ周波数を
有するローパスフィルタ（図４中の（ｉｉ）の特性）と
して動作する。この数ＭＨｚ程度のカットオフ周波数ｆ
_Tiiは、外乱周波数は通過させるがデータ信号自体は通
過させない周波数に選ばれる。このように、数ＭＨｚ程
度のカットオフ周波数ｆ_Tiiを有するローパスフィルタ
を設定することによって外乱波形（図３（ｅ）、
（ｆ））のみを取り出すことが出来る。この検出された
外乱波形を、ＤＣレベル調整回路２０４および２０５に
よって、アンプ２０６のＤＣレベルをアンプ２０３のＤ
Ｃレベルと合わせた後、アンプ２０６を通過した合成出
力信号に逆位相で加えることにより、外乱波形のみをキ
ャンセルすることができる。上述したように、外乱信号
抑圧回路１３３およびＬＰＦ切換信号発生回路３０１を
用いることによって外乱波形の影響を受けないデータ信
号を非反転出力端子５に、およびその半円信号を反転出
力端子６に得ることが出来る。

【００３９】このように、この数ＭＨｚ程度のカットオ
フ周波数ｆ_Tiiを有するローパスフィルタを設定するこ
とによって立ち上がり部分をも含んだほぼ完全な外乱波
形（図３（ｅ）、（ｆ））を取り出すことが出来る。こ
の検出された外乱波形を、ＤＣレベル調整回路２０４お
よび２０５によって、アンプ２０６のＤＣレベルをアン
プ２０３のＤＣレベルと合わせた後、アンプ２０６を通
過した合成出力信号に逆位相で加えることにより、立ち
上がり部分を含んだ外乱波形全体をキャンセルすること
ができる。

【００４０】従って本発明によれば、外乱信号が出現し
た時に、ＬＰＦのカットオフ周波数を切り換えることに
より外乱波形が重畳されたデータ信号から外乱波形のみ
を抽出し、その波形を逆位相にして外乱波形が重畳され
た合成データ信号に加えることによって、簡単な構成
で、外乱の影響をほとんど受けない歪みの少ないデータ
信号を得ることができるＭＲヘッド用増幅器を得ること
が出来る。

【００４１】実施の形態２．本発明は、実施の形態１よ
りもさらに合成信号に含まれる外乱信号を忠実に取り出
すための実施の形態である。忠実な外乱信号を抽出する
ことによって、合成信号に含まれる外乱成分をよりよく
キャンセルすることができる。以下、本発明の実施の形
態２を図５および図６を用いて説明する。

【００４２】図５は、本発明の実施の形態２のＭＲヘッ
ド用増幅器を構成する外乱波形を抑圧するための外乱信
号抑圧回路１３３およびサーマル・アスペリティによる
外乱信号を検出するＬＰＦ切換信号発生回路３０１を示
す図である。実施の形態２においては、ローパスフィル
タ２０１、ローパスフィルタ２０２およびＬＰＦ切換信
号発生回路３０１の部分が実施の形態１と異なるので、
その部分について詳細に説明し、他の部分は実施の形態
１と同じ動作であるので説明を省略する。図６は図５の
回路をＩＣで構成した具体的な実施例である。

【００４３】図６は図１の外乱信号の抑圧を行う外乱信
号抑圧回路１３３およびＬＰＦ切換信号発生回路３０１
を具体的に実現する回路図である。図７（ａ）〜（ｈ）
は、それぞれ外乱信号が入力されたときの外乱信号抑圧
回路１３３の各部（Ａ点〜Ｈ点）の信号波形を示す図で
ある。図８は、ＬＰＦ２０１および２０２のカットオフ
周波数の切換わりを図示したグラフである。

【００４４】ＬＰＦ２０１および２０２について：図６
において、抵抗１３、１４、１５およびコンデンサ４
１、ＰチャネルＭＯＳ２１および２２の６素子で図５の
ＬＰＦ２０１を構成する。同様に、抵抗１６、１７、１
８およびコンデンサ４２、ＰチャネルＭＯＳ２３および
２４の６素子で図５のＬＰＦ２０２を構成する。なお、
抵抗値は抵抗１３および１６、抵抗１４および１７、抵
抗１５および１８の順で大きくなる。例えば、抵抗１３
および１６は数十ＫΩ、抵抗１４および１７は数ＫΩ、
抵抗１５および１８は数百Ωの値を有する。またコンデ
ンサ４１および４２の値は、適切なカットオフ周波数を
有するように最適の値に選択される（例えば、数十ｐ
Ｆ）。抵抗１３とコンデンサ４１によって第１のローパ
スフィルタ（図８の（ｉ）の特性）が構成される。ＬＰ
Ｆ切換信号発生回路３０１のＣ点からの第１の信号によ
ってＰチャネルＭＯＳ２１がオンすることによって構成
される抵抗１３と１４の並列回路とコンデンサ４１から
第２のローパスフィルタ（図８の（ｉｉ）の特性）が構
成される。ＬＰＦ切換信号発生回路３０１のＣ点および
Ｄ点からの第１の信号と第２の信号によってＰチャネル
ＭＯＳ２１およびＰチャネルＭＯＳ２２の双方がオンす
ることによって構成される抵抗１３，１４，１５の並列
回路とコンデンサ４１から第３のローパスフィルタ（図
８の（ｉｉｉ）の特性）が構成される。第１のローパス
フィルタのカットオフ周波数は、たとえば、数百ＫＨ
ｚ、第２のローパスフィルタのカットオフ周波数は、た
とえば、数ＭＨｚ、第３のローパスフィルタのカットオ
フ周波数は、たとえば、数十ＭＨｚ程度に選択される。
ローパスフィルタ２０２は、ローパスフィルタ２０１と
同様の構成であるのでその説明を省略する。

【００４５】ＬＰＦ切換信号発生回路３０１について：
３０１は外乱信号が発生したことを検出し、ＬＰＦの特
性を切り換えるための信号（図７（ｃ），（ｄ））を発
生するＬＰＦ切換信号発生回路である。図７（ｃ）は第
１のＬＰＦ切換信号を示し、図７（ｄ）は第２のＬＰＦ
切換信号を示す。また、ノードＣ点およびノードＤ点
は、ＬＰＦ２０１および２０２のカットオフ周波数を切
り換えるためのパルス信号を出力するパルス信号出力端
子である。ＬＰＦ２０１および２０２、アンプ２０３に
よって外乱信号抑圧回路１３３を構成する。また、５お
よび６は外乱信号抑圧回路１３３の出力端子である。な
お、出力端子６は、出力端子５の逆位相のデータ信号を
出力する。

【００４６】定電圧源７１、コンパレータ７２、インバ
ータ７３〜７６、第１のワンショット回路（Ｏ／Ｓ１）
７７および第２のワンショット回路（Ｏ／Ｓ２）７８は
図５のＬＰＦ切換信号発生回路３０１を構成する。この
ＬＰＦ切換え信号発生回路３０１はＰチャネルＭＯＳト
ランジスタ２１およびＰチャネルＭＯＳトランジスタ２
２をオンオフさせ、抵抗１４および抵抗１５を抵抗１３
に並列に接続することによってローパスフィルタの特性
を複数段階に変化させる機能を有する。以下にその構成
を詳細に説明する。通常は、定電圧源７１の電位は、コ
ンパレータに入力される非反転入力端子１のＤＣ電位よ
りも高く設定し、コンパレータの出力が常時論理“Ｈ”
となるように設定される。例えば、非反転入力端子Ａ点
のＤＣ電位を約４Ｖとすると、定電圧源７１の電圧は約
４．５Ｖに設定される。非反転入力端子Ａ点の電位が、
たとえば、４．５Ｖを越えるとコンパレータ７２の出力
は”Ｌ”レベルになり、偶数個接続されたインバータ７
３〜７６を介して”Ｌ”の信号がワンショット回路７７
に送出される。ワンショット回路７７は”Ｌ”の信号を
受けると図７（ｃ）に示すように時間ｔ１の期間その出
力（Ｃ点）を”Ｌ”にする。Ｃ点が”Ｌ”になると、抵
抗１４が抵抗１３に並列に接続される。一方、ワンショ
ット回路７８は”Ｌ”の信号を受けると図７（ｄ）に示
すように時間ｔ２の期間その出力（Ｄ点）を”Ｌ”にす
る。Ｄ点が”Ｌ”になると、抵抗１５が抵抗１３に並列
に接続される。したがって、時間ｔ２の間は抵抗１３，
１４，１５が並列に接続され、図８の（ｉｉｉ）に示す
ようなカットオフ周波数の、たとえば、数十ＭＨｚのロ
ーパスフィルタが構成され、時間ｔ２を経過した後時間
ｔ１までの間は抵抗１４および抵抗１５が抵抗１３に並
列に接続されるので、図８の（ｉｉ）に示すようなカッ
トオフ周波数の、たとえば、数ＭＨｚのローパスフィル
タが構成される。

【００４７】次に、以上のように構成された本発明のＭ
Ｒヘッド用増幅器の動作について説明する。今、ＭＲヘ
ッド用増幅器を構成する外乱信号抑圧回路１３３に図７
の（ａ）および（ｂ）に示すようなデータ信号（一般に
約数ＭＨｚ〜約１００ＭＨｚ）と外乱信号（一般に約２
〜３００ＫＨｚ以下、ただし急峻な部分はデータ信号と
ほぼ同様に約数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）とが重畳された
信号（以下、合成信号という）がそれぞれ非反転入力端
子１（Ａ点）および反転入力端子２（Ｂ点）に入力され
た場合について考える。これらの非反転入力端子１と反
転入力端子２に入力した信号波形は、アンプ２０３の入
力端子に入力されると共に、Ａ点の信号はＬＰＦ２０
１、２０２およびにＬＰＦ切換信号発生回路３０１にも
送られる。アンプ２０３を通った信号はそのまま増幅さ
れ非反転出力端子５と反転出力端子６に出力される。

【００４８】一方、ＬＰＦ２０１に入力したＡ点の信号
は以下のように処理される。以下に、合成信号がＬＰＦ
に入力した以降の外乱信号抑圧回路１３３およびＬＰＦ
切換信号発生回路３０１の動作と信号波形を、（ａ）通
常のデータ信号のみが入力された時、（ｂ）合成信号が
入力された時、の２つのケースについて説明する。

【００４９】（ａ）通常のデータ信号のみが入力された
時（外乱信号が確認されない時）：外乱信号が含まれて
いないので、コンパレータ７２のＤＣ電位は定電圧源７
１の電圧を越えないので、コンパレータ７２の出力電圧
は論理数レベル”Ｈ”の状態を維持する。したがって、
ワンショット回路７７、７８の入力電位は変化しないの
でその出力であるＣ点、Ｄ点の電位も“Ｈ”のままで変
化しない。したがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
２１、２２のいずれも動作しない（オフ状態）のでロー
パスフィルタ２０１は抵抗１３とコンデンサ４１からな
るローパスフィルタを構成し、図８に示すようなカット
オフ周波数、たとえば、数百ＫＨｚの特性を有するロー
パスフィルタを形成する。一方、ローパスフィルタ２０
２は、ローパスフィルタ２０１と同様であるので説明を
省略する。上述したように、通常のデータ信号のみが入
力された時は、アンプ２０６では外乱信号波形が検出さ
れないので、非反転入力端子１および反転入力端子２に
入力した信号はそのままアンプ２０３を通過し非反転出
力端子５および反転出力端子６にそれぞれ出力される。
外乱信号が入力しないときに図８の（ｉ）に示すような
ローパスフィルタが構成されるが、これは外乱信号が入
力しないときにトランジスタ３１およびトランジスタ３
６が浮いた状態にならないように抵抗１３および１６を
設けたために構成されるローパスフィルタである。

【００５０】（ｂ）外乱波形が重畳されたデータ信号が
入力された時：外乱波形が重畳されたデータ信号（合成
信号）が入力された場合、一時的に反転入力端子１のＤ
Ｃレベルが高くなり、コンパレータ７２の出力が“Ｌ”
になる。したがって、インバータ７３〜７６を経由して
ワンショット回路７７およびワンショット回路７８の入
力が”Ｌ”になり、それによってワンショット回路７７
の出力（Ｃ点）、およびワンショット回路７８の出力
（Ｄ点）はそれぞれ”Ｈ”になる。Ｃ点が、図７（ｃ）
のように、たとえば、数μｓｅｃ（時間ｔ１）程度
“Ｌ”に変化すると、ＬＰＦ２０１中の抵抗１３、１４
および２０２中の抵抗１６、１７が並列接続され、ロー
パスフィルタ２０１，２０２は、たとえば、数ＭＨｚ
（ｆ_Tii）程度のカットオフ周波数を有するローパスフ
ィルタ（図８中の（ｉｉ）の特性）として動作する。こ
の数ＭＨｚ程度のカットオフ周波数ｆ_Tiiは、外乱周波
数は通過させるがデータ信号自体は通過させない周波数
に選ばれる。このように、この数ＭＨｚ程度のカットオ
フ周波数ｆ_Tiiを有するローパスフィルタを設定するこ
とによって外乱波形（図７（ｅ）、（ｆ））のみを取り
出すことが出来る。この検出された外乱波形を、ＤＣレ
ベル調整回路２０４および２０５によって、アンプ２０
６のＤＣレベルをアンプ２０３のＤＣレベルと合わせた
後、アンプ２０６を通過した合成出力信号に逆位相で加
えることにより、外乱波形のみをキャンセルすることが
できる。上述したように、外乱信号抑圧回路１３３およ
びＬＰＦ切換信号発生回路３０１を用いることによって
外乱波形の影響を受けないデータ信号を非反転出力端子
５に、およびその半円信号を反転出力端子６に得ること
が出来る。

【００５１】ところが、ＭＲヘッドの接触による外乱信
号の立ち上がりは瞬時であり、その立ち上がりパルスの
周波数はデータ信号の周波数に近いかもしくは同等以上
（数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ）なので、図８の（ｉｉ）に示
すフィルタ特性のみでは、外乱信号の立ち上がり波形部
分を完全に除去することができない。このような問題を
回避するため、外乱信号の立ち上がり時間だけ、ワンシ
ョット回路７８を動作させ、図７（ｄ）のような”Ｌ”
出力をＤ点に出力することによって、ローパスフィルタ
２０１中の抵抗１３、１４，１５および２０２中の抵抗
１６、１７，１８が並列接続されるために、ローパスフ
ィルタ２０１，２０２は、たとえば、数百ＭＨｚ（ｆ
_Tiii）程度のカットオフ周波数を有するローパスフィル
タ（図８中の（ｉｉｉ）の特性）として動作する。この
数百ＭＨｚ程度のカットオフ周波数ｆ_Tiiiは、外乱周波
数の立ち上がり部分を通過させる周波数に選ばれる。こ
のように、この数百ＭＨｚ程度のカットオフ周波数ｆ
_Tiiiを有するローパスフィルタを設定することによって
立ち上がり部分をも含んだほぼ完全が外乱波形（図７
（ｅ）、（ｆ））を取り出すことが出来る。この検出さ
れた外乱波形を、ＤＣレベル調整回路２０４および２０
５によって、アンプ２０６のＤＣレベルをアンプ２０３
のＤＣレベルと合わせた後、アンプ２０６を通過した合
成出力信号に逆位相で加えることにより、立ち上がり部
分を含んだ外乱波形全体をキャンセルすることができ
る。

【００５２】従って、本発明によれば、外乱信号が出現
した時に、ＬＰＦのカットオフ周波数を切り換えること
により外乱波形が重畳されたデータ信号から忠実な外乱
波形を抽出し、その波形を逆位相にして外乱波形が重畳
された合成データ信号に加えることによって、簡単な構
成で、外乱の影響をほとんど受けない実施の形態１より
もさらに歪みの少ないデータ信号を得ることができるＭ
Ｒヘッド用増幅器を得ることが出来る。

【００５３】実施の形態３．図９は、ＭＲヘッド用増幅
器を用いた本発明の実施の形態２のＲ／Ｗアンプを示す
図である。実施の形態２においては、上述のＭＲヘッド
用増幅器とシングルエンド入力型高周波増幅器とを組み
合わせることによって、図１１のＲ／Ｗアンプ１０４の
リード部を実現した回路図である。Ｒ／Ｗアンプ１０４
中のリード部を実施の形態２のように実現することによ
って、より高性能のＭＲヘッド用Ｒ／Ｗアンプのリード
部を提供することができる。

【００５４】図９において、プリアンプ１３１は、３つ
のトランジスタ８６，８７および８８、差動アンプ９
４、ループアンプ９３から構成される。トランジスタ８
６，８７はシングルエンドトランジスタを構成し、入力
信号を増幅する増幅器を構成する。８９で示されるＭＲ
ヘッドからの信号はエミッタ抵抗８１を介してトランジ
スタ８７のエミッタに印加される。トランジスタ８６の
コレクタは抵抗８０を介して電源７に接続され、そのコ
レクタは差動アンプ９４の非反転入力端子に接続され
る。ＭＲヘッドからの信号は、トランジスタ８６および
差動アンプ９４によって必要な量の増幅が行われた後、
外乱信号抑圧回路１３３の非反転入力端子１に送出され
る。

【００５５】トランジスタ８８のコレクタには抵抗８
２、８３が接続され、エミッタには定電流源９０が接続
され、ベースには定電圧源８５が接続される。ループア
ンプ９３の反転端子（−）はトランジスタ８８のコレク
タに接続され、ループアンプ９３の非反転端子（＋）は
差動アンプ９４の非反転端子に接続される。また、抵抗
８２にはコンデンサ３１が並列に接続される。

【００５６】定電流源９０の電流を抵抗８２および抵抗
８３に流し、その電圧降下によって一定の電圧を作り差
動アンプ９４の非反転端子側に供給する。差動アンプ９
４の非反転端子と反転端子のインピーダンスを同じにす
るために、トランジスタ８８と抵抗８３が挿入される。
ループアンプ９３は、差動アンプ９４の各入力側端子の
直流電圧を同一にするために設けられる。

【００５７】次に、ループアンプ９３およびシングルエ
ンド入力型トランジスタ８７によって構成されるフィー
ドバックループによって差動アンプ９４の非反転端子と
反転端子間のＤＣ電位差を零にする原理を説明する。非
反転端子の電圧が反転端子の電圧よりも高くなれば、ル
ープアンプ９３の出力電圧が高くなり、シングルエンド
入力型トランジスタ８７のベース電圧が高くなり、シン
グルエンド入力型トランジスタ８７のコレクタ電流が増
加する。その結果、抵抗８０の電圧降下が大きくなり、
非反転端子の電圧は、低くなる。逆に、反転端子の電圧
が非反転端子の電圧よりも低くなれば、ループアンプ９
３の出力電圧が低くなり、シングルエンド入力型トラン
ジスタ８７のベース電圧が低くなり、シングルエンド入
力型トランジスタ８７のコレクタ電流が減少する。その
結果、抵抗８０での電圧降下が小さくなり、非反転端子
の電圧は高くなる。このようにして、非反転端子と反転
端子の電圧は常に等しくなるようにフィードバック制御
される。

【００５８】このように、差動アンプ９４において、非
反転端子と反転端子とを同じ電位にすることによって、
非反転入力端子１と反転入力端子２に反転された合成信
号を出力することができる。このようにして得られた、
合成信号を外乱信号抑圧回路に印加することによって、
外乱の影響をほとんど受けない歪みの少ないデータ信号
を得ることができるＭＲヘッド用増幅器を用いたＲ／Ｗ
アンプを得ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１による外乱波形を抑圧
するための外乱信号抑圧回路およびＬＰＦ切換信号発生
回路を示す図である。

【図２】本発明の実施の形態１による回路をトランジ
スタレベルで実現した回路を示す図である。

【図３】外乱信号が発生したとき、図２の回路の各部
における信号波形を示す図である。

【図４】本発明の実施の形態１のＬＰＦの周波数特性
を示す図である。

【図５】本発明の実施の形態２による外乱波形を抑圧
するための外乱信号抑圧回路およびＬＰＦ切換信号発生
回路を示す図である。

【図６】本発明の実施の形態２による図１の回路をト
ランジスタレベルで実現した回路を示す図である。

【図７】外乱信号が発生したとき、図６の回路の各部
における信号波形を示す図である。

【図８】本発明の実施の形態２のＬＰＦの周波数特性
を示す図である。

【図９】本発明の実施の形態３の回路を示す図であ
る。

【図１０】ハードディスクドライブの一般的な構成を
示す図である。

【図１１】従来のＲ／Ｗアンプを示す図である。

【図１２】データ信号と外乱信号の波形を示す図であ
る。

【図１３】従来の外乱信号抑圧回路を示す図である。

【図１４】従来の外乱信号抑圧回路の各部の信号波形
を示す図である。

【符号の説明】

１非反転入力端子、２反転入力端子、５非反転出
力端子、６反転出力端子、７電源、１１〜２０抵
抗、２１〜２４ＰチャネルＭＯＳ、３１〜３５、トラン
ジスタ、４１，４２コンデンサ、５１〜５６定電流
源、７１定電圧源、７２コンパレータ、７３〜７６
インバータ、７７第１のワンショット回路（Ｏ／Ｓ
１）、７８第２のワンショット回路（Ｏ／Ｓ２）、８
０〜８３抵抗、８４，８５定電圧源、８６，８７，８
８トランジスタ、９０定電流源、９３ループアン
プ、９４差動アンプ、１０４Ｒ／Ｗアンプ、１３１
プリアンプ、１３３外乱信号抑圧回路、２０１，２０
２ＬＰＦ、２０３，２０６アンプ、２０４，２０５
ＤＣレベル調整回路、３０１ＬＰＦ切換信号発生回
路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】外乱信号が重畳したデータ信号（合成信
号）がＭＲヘッドから入力したときに、ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）のカットオフ周波数を切り換えて、その合
成信号から外乱信号成分を抽出し、その抽出された外乱
信号を逆位相にして前記合成信号に加算することを特徴
とするＭＲヘッド用増幅器。
【請求項２】ＭＲヘッドからの外乱信号が重畳したデ
ータ信号（合成信号）を非反転入力端子に、その逆相信
号を反転入力端子に受け、その非反転入力端子の信号お
よびその逆相信号がそれぞれ非反転端子および反転端子
に入力される第１の差動アンプと、ＭＲヘッドからの外乱信号が現われたときに、所定の期
間を有する制御信号を出力するＬＰＦ切換信号発生回路
と、前記非反転入力端子の合成信号を入力とし、前記所定の
期間を有する制御信号を受けて、ローパスフィルタのカ
ットオフ周波数を切り換えて、前記第１の差動アンプの
反転出力端子に出力する第１のローパスフィルタと、前記反転入力端子の逆相合成信号を入力とし、前記所定
の期間を有する制御信号を受けて、ローパスフィルタの
カットオフ周波数を切り換えて、前記第１の差動アンプ
の非反転出力端子に出力する第２のローパスフィルタ
と、を有することを特徴とするＭＲヘッド用増幅器。
【請求項３】請求項２記載のＭＲヘッド用増幅器にお
いて、さらに、前記第１のローパスフィルタからの出力をその非反転端
子に受け、前記第２のローパスフィルタからの出力をそ
の反転端子に受け、その非反転出力端子は前記第１の差
動アンプの反転出力端子に接続され、その反転出力端子
は前記第１の差動アンプの非反転出力端子に接続される
第２の差動アンプを有することを特徴とするＭＲヘッド
用増幅器。
【請求項４】請求項３記載のＭＲヘッド用増幅器にお
いて、前記の第１のローパスフィルタの出力を受け、第２の差
動アンプの反転端子のＤＣレベルが前記第１の差動アン
プの反転端子のＤＣレベルと同一になるように調整する
第１のＤＣレベル調整回路と、前記の第２のローパスフ
ィルタの出力を受け、第２の差動アンプの非反転端子の
ＤＣレベルが前記第１の差動アンプの非反転端子のＤＣ
レベルと同一になるように調整する第２のＤＣレベル調
整回路と、を有することを特徴とするＭＲヘッド用増幅
器。
【請求項５】請求項２記載のＭＲヘッド用増幅器にお
いて、前記ＬＰＦ切換信号発生回路は：一方の入力端子が非反
転入力端子に接続され、他方の入力端子が定電圧源に接
続されたコンパレータと、そのコンパレータの出力側に
接続された所定の期間のパルスを出力するワンショット
回路を備えたことを特徴とするＭＲヘッド用増幅器。
【請求項６】請求項２記載のＭＲヘッド用増幅器にお
いて、前記第１および第２のローパスフィルタは：入力端子と
接地端子との間に接続された第１の抵抗とコンデンサと
の直列回路と、前記第１の抵抗と並列に接続されるＭＯ
Ｓトランジスタと第２の抵抗の直列回路とから構成さ
れ、前記ＬＰＦ切換信号発生回路からの所定の期間のパ
ルスがＭＯＳトランジスタに印加され、第１の抵抗とコ
ンデンサの接続点からローパスフィルタの出力が前記Ｄ
Ｃレベル調整回路に取り出されることを特徴とするＭＲ
ヘッド用増幅器。
【請求項７】請求項６記載のＭＲヘッド用増幅器にお
いて、前記第１および第２のローパスフィルタは：前記ＬＰＦ
切換信号発生回路からＬＰＦ切換信号が入力しないとき
は、第１のカットオフ周波数を有するローパスフィルタ
として動作し、前記ＬＰＦ切換信号発生回路からの所定
の期間のパルスがＭＯＳトランジスタに印加されるとき
は、第２のカットオフ周波数を有するローパスフィルタ
として動作することを特徴とするＭＲヘッド用増幅器。
【請求項８】ＭＲヘッドからの外乱信号が重畳したデ
ータ信号（合成信号）を非反転入力端子に、その逆相信
号を反転入力端子に受け、その非反転入力端子の信号お
よびその逆相信号がそれぞれ非反転端子および反転端子
に入力される第１の差動アンプと、ＭＲヘッドからの外乱信号が現われたときに、第１の期
間を有する制御信号とそれより短い第２の期間を有する
制御信号とを出力するＬＰＦ切換信号発生回路と、前記非反転入力端子の合成信号を入力とし、前記第１の
期間を有する制御信号と第２の期間を有する制御信号と
を受けて、ローパスフィルタのカットオフ周波数を切り
換えて、前記第１の差動アンプの反転出力端子に出力す
る第１のローパスフィルタと、前記反転入力端子の逆相合成信号を入力とし、前記第１
の期間を有する制御信号と第２の期間を有する制御信号
とを受けて、ローパスフィルタのカットオフ周波数を切
り換えて、前記第１の差動アンプの非反転出力端子に出
力する第２のローパスフィルタと、を有することを特徴
とするＭＲヘッド用増幅器。
【請求項９】請求項２記載のＭＲヘッド用増幅器にお
いて、さらに、前記第１のローパスフィルタからの出力をその非反転端
子に受け、前記第２のローパスフィルタからの出力をそ
の反転端子に受け、その非反転出力端子は前記第１の差
動アンプの反転出力端子に接続され、その反転出力端子
は前記第１の差動アンプの非反転出力端子に接続される
第２の差動アンプを有することを特徴とするＭＲヘッド
用増幅器。
【請求項１０】請求項９記載のＭＲヘッド用増幅器に
おいて、前記の第１のローパスフィルタの出力を受け、第２の差
動アンプの反転端子のＤＣレベルが前記第１の差動アン
プの反転端子のＤＣレベルと同一になるように調整する
第１のＤＣレベル調整回路と、前記の第２のローパスフ
ィルタの出力を受け、第２の差動アンプの非反転端子の
ＤＣレベルが前記第１の差動アンプの非反転端子のＤＣ
レベルと同一になるように調整する第２のＤＣレベル調
整回路と、を有することを特徴とするＭＲヘッド用増幅
器。
【請求項１１】請求項８記載のＭＲヘッド用増幅器に
おいて、前記ＬＰＦ切換信号発生回路は：一方の入力端子が非反
転入力端子に接続され、他方の入力端子が定電圧源に接
続されたコンパレータと、そのコンパレータの出力側に
接続された第１の期間のパルスを出力する第１のワンシ
ョット回路、および第２の期間のパルスを出力する第２
のワンショット回路とを備えたことを特徴とするＭＲヘ
ッド用増幅器。
【請求項１２】請求項８記載のＭＲヘッド用増幅器に
おいて、前記第１および第２のローパスフィルタは：入力端子と
接地端子との間に接続された第１の抵抗とコンデンサと
の直列回路と、前記第１の抵抗と並列に接続される第１
のＭＯＳトランジスタと第２の抵抗との直列回路と、前
記第１の抵抗と並列に接続される第２のＭＯＳトランジ
スタと第３の抵抗の直列回路とから構成され、前記ＬＰ
Ｆ切換信号発生回路からの第１の期間のパルスが第１の
ＭＯＳトランジスタに印加され、前記ＬＰＦ切換信号発
生回路からの第２の期間のパルスが第２のＭＯＳトラン
ジスタに印加され、第１の抵抗とコンデンサの接続点か
らローパスフィルタの出力が前記ＤＣレベル調整回路に
取り出されることを特徴とするＭＲヘッド用増幅器。
【請求項１３】請求項１２記載のＭＲヘッド用増幅器
において、前記第１および第２のローパスフィルタは：前記ＬＰＦ
切換信号発生回路からＬＰＦ切換信号が入力しないとき
は、第１のカットオフ周波数を有するローパスフィルタ
として動作し、前記ＬＰＦ切換信号発生回路からの第１
の期間のパルスが第１のＭＯＳトランジスタに印加され
るときは、第２のカットオフ周波数を有するローパスフ
ィルタとして動作し、前記ＬＰＦ切換信号発生回路から
の第１の期間のパルスおよび第２の期間のパルスがそれ
ぞれ第１のＭＯＳトランジスタおよび第２のＭＯＳトラ
ンジスタに印加されるときは、第３のカットオフ周波数
を有するローパスフィルタとして動作することを特徴と
するＭＲヘッド用増幅器。
【請求項１４】プリアンプとＭＲヘッド用増幅器とか
ら構成されるＭＲヘッド用リードアンプにおいて：前記
プリアンプは、第１のトランジスタのベースが定電圧源
に接続され、エミッタが第２のトランジスタのコレクタ
に接続され、コレクタは抵抗を介して電源に接続される
と同時に第３の差動アンプの非反転端子およびループア
ンプの非反転端子に接続され、前記第２のトランジスタ
のエミッタはＭＲヘッドに接続されベースはループアン
プの出力に接続され、前記ループアンプの反転側端子は
コレクタが抵抗を介して電源に接続されベースが定電圧
源が接続されエミッタが定電流源に接続された第３のト
ランジスタのコレクタに接続され、前記ＭＲヘッド用増幅器は、前記第３の差動アンプの非
反転出力を非反転入力端子（Ａ）に受け、その逆相信号
を反転入力端子（Ｂ）に受け、その非反転入力端子の信
号およびその逆相信号が非反転端子および反転端子に入
力される第１の差動アンプと、ＭＲヘッドからの外乱信
号とデータ信号とが重畳された合成信号が非反転入力端
子および反転入力端子に現われたときに、第１の期間を
有する制御信号とそれより短い第２の期間を有する制御
信号と出力するＬＰＦ切換信号発生回路と、前記非反転
入力端子の合成信号を入力とし、前記第１の期間を有す
る制御信号と第２の期間を有する制御信号とを受けて、
ローパスフィルタのカットオフ周波数を切り換えて、前
記第１の差動アンプの反転出力端子に出力する第１のロ
ーパスフィルタと、前記反転入力端子の逆相合成信号を
入力とし、前記第１の期間を有する制御信号と第２の期
間を有する制御信号とを受けて、ローパスフィルタのカ
ットオフ周波数を切り換えて、前記第１の差動アンプの
非反転出力端子に出力する第２のローパスフィルタとか
ら構成される、ことを特徴とするＭＲヘッド用リードア
ンプ。