JPH09116345A - 増幅回路および増幅方法 - Google Patents
増幅回路および増幅方法Info
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- JPH09116345A JPH09116345A JP8236272A JP23627296A JPH09116345A JP H09116345 A JPH09116345 A JP H09116345A JP 8236272 A JP8236272 A JP 8236272A JP 23627296 A JP23627296 A JP 23627296A JP H09116345 A JPH09116345 A JP H09116345A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
- H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
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- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/198—A hybrid coupler being used as coupling circuit between stages of an amplifier circuit
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3215—To increase the output power or efficiency
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- Nonlinear Science (AREA)
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 相互変調歪積を最小にしつつ、マルチトーン
入力信号を増幅することが可能な高出力電力正機関増幅
回路を提供する。 【解決手段】 正帰還ループ中に主増幅器および補正増
幅器を使用する低歪増幅回路は、特にマルチトーン信号
の増幅に適合する。主増幅器は、望ましくない歪積を伴
う基本周波数電力を生成する。補正増幅器は、歪積周波
数における補正信号を提供し、主増幅器の歪積をキャン
セルする。また、補正増幅器は、主増幅器の基本周波数
電力と結合された基本周波数電力を生成し、増幅回路出
力電力を増加させる。
入力信号を増幅することが可能な高出力電力正機関増幅
回路を提供する。 【解決手段】 正帰還ループ中に主増幅器および補正増
幅器を使用する低歪増幅回路は、特にマルチトーン信号
の増幅に適合する。主増幅器は、望ましくない歪積を伴
う基本周波数電力を生成する。補正増幅器は、歪積周波
数における補正信号を提供し、主増幅器の歪積をキャン
セルする。また、補正増幅器は、主増幅器の基本周波数
電力と結合された基本周波数電力を生成し、増幅回路出
力電力を増加させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般に低歪高周波
増幅回路に係り、特に最小の相互変調歪積を生成すると
同時にマルチトーン入力信号を増幅するための高出力正
帰還増幅回路に関する。
増幅回路に係り、特に最小の相互変調歪積を生成すると
同時にマルチトーン入力信号を増幅するための高出力正
帰還増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信アプリケーションのようなマル
チトーン高周波入力信号のアプリケーションにおいて、
望ましくない相互変調周波数が典型的に生成されて、出
力信号の歪を生じる。この相互変調歪（ＩＭＤ）を減少
させるための従来の技術は、追加的な補正増幅器を使用
して、相互変調（ＩＭ）積と同じ歪周波数における補正
信号を与えることであった。この補正信号は、一般に、
ＩＭ積および補正信号が出力コンバイナに加えられて、
それらがコンバイナ中の信号のベクトル加算のためにキ
ャンセルされるように、対応するＩＭ積の位相と１８０
゜異なる位相において与えられる。出力コンバイナを通
って流れる増幅された出力信号は、実質的に基本入力信
号周波数、即ち入力信号のマルチトーン成分からなる。
チトーン高周波入力信号のアプリケーションにおいて、
望ましくない相互変調周波数が典型的に生成されて、出
力信号の歪を生じる。この相互変調歪（ＩＭＤ）を減少
させるための従来の技術は、追加的な補正増幅器を使用
して、相互変調（ＩＭ）積と同じ歪周波数における補正
信号を与えることであった。この補正信号は、一般に、
ＩＭ積および補正信号が出力コンバイナに加えられて、
それらがコンバイナ中の信号のベクトル加算のためにキ
ャンセルされるように、対応するＩＭ積の位相と１８０
゜異なる位相において与えられる。出力コンバイナを通
って流れる増幅された出力信号は、実質的に基本入力信
号周波数、即ち入力信号のマルチトーン成分からなる。
【０００３】従来の正帰還低歪増幅回路が図１に示され
ている。この回路において、補正信号は、まずマルチト
ーン入力信号を入力カプラ即ちパワーディバイダ２に与
え、２つの信号に分離することにより生成される。これ
らの信号の内の１つは、移相器３を通して、メイン増幅
器４に与えられる。メイン増幅器４は、マルチトーンを
増幅するが、そのプロセスにおいて望ましくない歪積
（即ち、ＩＭ積）を生じる。そして、カプラ５がメイン
増幅器４の出力において使用され、減算カプラ７の入力
ポートに向かう増幅された信号（基本波＋ＩＭ積）の一
部を結合する。その間に、入力カプラ６からの他の分離
信号は、遅延線６により遅延され、カプラ７の他の入力
ポートに与えられる。
ている。この回路において、補正信号は、まずマルチト
ーン入力信号を入力カプラ即ちパワーディバイダ２に与
え、２つの信号に分離することにより生成される。これ
らの信号の内の１つは、移相器３を通して、メイン増幅
器４に与えられる。メイン増幅器４は、マルチトーンを
増幅するが、そのプロセスにおいて望ましくない歪積
（即ち、ＩＭ積）を生じる。そして、カプラ５がメイン
増幅器４の出力において使用され、減算カプラ７の入力
ポートに向かう増幅された信号（基本波＋ＩＭ積）の一
部を結合する。その間に、入力カプラ６からの他の分離
信号は、遅延線６により遅延され、カプラ７の他の入力
ポートに与えられる。
【０００４】カプラ７の両方の入力における基本周波数
成分が適切に選択された電力レベルであり且つ位相が１
８０゜異なる場合、基本周波数は、カプラ７の出力がも
っぱらＩＭ積からなるように、カプラ７においてキャン
セルする。これらのＩＭ積は、移相器８に与えられ、補
正増幅器９により増幅される。もっぱらＩＭ積からなる
補正増幅器出力は、出力コンバイナ１３の１つの入力に
与えられる。出力ポート１３の他の入力は、メイン増幅
器４からの増幅された信号出力であり、カプラ５および
遅延線１１によりキャンセルされている。補正増幅器の
利得および補正信号の位相シフトを調節することによ
り、ＩＭ積は、出力コンバイナにおいてキャンセルで
き、実質的に歪のない出力信号が得られる。
成分が適切に選択された電力レベルであり且つ位相が１
８０゜異なる場合、基本周波数は、カプラ７の出力がも
っぱらＩＭ積からなるように、カプラ７においてキャン
セルする。これらのＩＭ積は、移相器８に与えられ、補
正増幅器９により増幅される。もっぱらＩＭ積からなる
補正増幅器出力は、出力コンバイナ１３の１つの入力に
与えられる。出力ポート１３の他の入力は、メイン増幅
器４からの増幅された信号出力であり、カプラ５および
遅延線１１によりキャンセルされている。補正増幅器の
利得および補正信号の位相シフトを調節することによ
り、ＩＭ積は、出力コンバイナにおいてキャンセルで
き、実質的に歪のない出力信号が得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】一般に上記の技術を使
用する低歪増幅器の一例が、本出願人に譲渡された米国
特許第５，３０４，９４５号 "Low-Distortion Feed-Fo
rward Amplifier"に示されている。この特許における回
路は、さらに歪積を減少させるために、２つの補正増幅
器および補正ループを使用する。ここに開示されている
技術は、最適な補正信号を生成するために、一対のカプ
ラにおける基本周波数成分の完全なキャンセルに頼って
いる。
用する低歪増幅器の一例が、本出願人に譲渡された米国
特許第５，３０４，９４５号 "Low-Distortion Feed-Fo
rward Amplifier"に示されている。この特許における回
路は、さらに歪積を減少させるために、２つの補正増幅
器および補正ループを使用する。ここに開示されている
技術は、最適な補正信号を生成するために、一対のカプ
ラにおける基本周波数成分の完全なキャンセルに頼って
いる。
【０００６】米国特許第４，５８３，０４９号 "Feed-F
orward Circuit" は、シングルトーン入力信号のための
同様の歪積キャンセル技術を開示する。シングルトーン
入力信号は、入力カプラにより分離され、カプラ出力の
一方はメイン増幅器に与えられる。メイン増幅器におけ
る増幅は、搬送波の両側に望ましくないスプリアス信号
を生じる。これらのスプリアス信号は、マルチトーンの
場合について、図１を参照して上述したものと、位相シ
フト対周波数が回路内の様々なパスにおいてより正確に
制御されることを除いて、本質的に同じ技術を使用して
キャンセルされる。
orward Circuit" は、シングルトーン入力信号のための
同様の歪積キャンセル技術を開示する。シングルトーン
入力信号は、入力カプラにより分離され、カプラ出力の
一方はメイン増幅器に与えられる。メイン増幅器におけ
る増幅は、搬送波の両側に望ましくないスプリアス信号
を生じる。これらのスプリアス信号は、マルチトーンの
場合について、図１を参照して上述したものと、位相シ
フト対周波数が回路内の様々なパスにおいてより正確に
制御されることを除いて、本質的に同じ技術を使用して
キャンセルされる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の好ましい実施形
態において、正帰還ループ中にメイン増幅器および補正
増幅器を使用するタイプの低歪増幅回路であって、特に
マルチトーン信号を増幅するために有用なものが提供さ
れる。メイン増幅器は、マルチトーン入力信号を増幅
し、望ましくない歪積を伴う増幅された基本周波電力を
生じる。補正増幅器は、歪積周波数における補正信号を
提供し、望ましくないメイン増幅器の歪積をキャンセル
する。さらに、補正増幅器は、メイン増幅器の増幅され
たマルチトーン入力信号と結合されたマルチトーン入力
信号を増幅し、回路の総合的増幅能力を増加させる。
態において、正帰還ループ中にメイン増幅器および補正
増幅器を使用するタイプの低歪増幅回路であって、特に
マルチトーン信号を増幅するために有用なものが提供さ
れる。メイン増幅器は、マルチトーン入力信号を増幅
し、望ましくない歪積を伴う増幅された基本周波電力を
生じる。補正増幅器は、歪積周波数における補正信号を
提供し、望ましくないメイン増幅器の歪積をキャンセル
する。さらに、補正増幅器は、メイン増幅器の増幅され
たマルチトーン入力信号と結合されたマルチトーン入力
信号を増幅し、回路の総合的増幅能力を増加させる。
【０００８】結果として、上述した従来技術による増幅
回路の出力の欠点は、本発明の典型的な実施形態により
克服することができる。即ち、単に補正信号を提供し、
基本周波数における出力を強化しないこれらの従来技術
による回路において、１つまたは２つ以上の補正増幅器
が使用されている。これらの従来技術による回路におい
て補正ループを使用することは、メイン増幅器の後続の
構成要素における電力損失および結合損失によって基本
周波数出力が低下する。本発明の好ましい一実施形態に
おいて、基本周波数出力が従来技術による回路において
得られるものの実質的に２倍の大きさであり、同時に回
路の複雑さは小さく保たれている。また、メイン増幅器
および補正増幅器のために同じかまたは非常に似た増幅
器を使用することにより、且つ実質的に同じ入力電力を
２つの増幅器に与えることにより、優れた温度安定性が
実現できる。
回路の出力の欠点は、本発明の典型的な実施形態により
克服することができる。即ち、単に補正信号を提供し、
基本周波数における出力を強化しないこれらの従来技術
による回路において、１つまたは２つ以上の補正増幅器
が使用されている。これらの従来技術による回路におい
て補正ループを使用することは、メイン増幅器の後続の
構成要素における電力損失および結合損失によって基本
周波数出力が低下する。本発明の好ましい一実施形態に
おいて、基本周波数出力が従来技術による回路において
得られるものの実質的に２倍の大きさであり、同時に回
路の複雑さは小さく保たれている。また、メイン増幅器
および補正増幅器のために同じかまたは非常に似た増幅
器を使用することにより、且つ実質的に同じ入力電力を
２つの増幅器に与えることにより、優れた温度安定性が
実現できる。
【０００９】本発明の一実施形態において、少なくとも
１つの基本波周波数を有する入力信号が、第１のカプラ
に与えられ、第１および第２の信号に分離される。第１
の信号は、メイン増幅器に与えられ、増幅され、そこで
望ましくない歪積が生じる。メイン増幅器の出力信号
は、第２のカプラに与えられ、結合された信号および直
接的な信号を提供する。それぞれは、メイン増幅器の出
力信号のアナログの複製物である。第２の信号および結
合された信号は、所定の相対的位相関係において、第３
のカプラのそれぞれ第１および第２の入力に与えられ
る。そして、第３のカプラは、結合された信号の基本周
波数信号エネルギを第２の信号の基本周波数信号エネル
ギから減算し、基本周波数および歪積周波数の両者を含
む第３の信号を提供する。
１つの基本波周波数を有する入力信号が、第１のカプラ
に与えられ、第１および第２の信号に分離される。第１
の信号は、メイン増幅器に与えられ、増幅され、そこで
望ましくない歪積が生じる。メイン増幅器の出力信号
は、第２のカプラに与えられ、結合された信号および直
接的な信号を提供する。それぞれは、メイン増幅器の出
力信号のアナログの複製物である。第２の信号および結
合された信号は、所定の相対的位相関係において、第３
のカプラのそれぞれ第１および第２の入力に与えられ
る。そして、第３のカプラは、結合された信号の基本周
波数信号エネルギを第２の信号の基本周波数信号エネル
ギから減算し、基本周波数および歪積周波数の両者を含
む第３の信号を提供する。
【００１０】第３の信号は、補正増幅器に与えられ、そ
こで増幅され、補正増幅器出力信号を生じ、これは出力
コンバイナの第１の入力に与えられる。ダイレクト信号
は、出力コンバイナの第２の入力に与えられる。ダイレ
クト信号の対応する出力成分と補正増幅器出力信号の対
応する周波数成分との間の位相関係は、基本周波数成分
が同相で加算されると同時に、歪積がキャンセルされる
ようになっている。結果として、基本周波数出力信号が
メイン増幅器の出力のものよりも大きく、同時に歪積が
実質的にキャンセルされるように、増幅回路出力信号は
生成される。
こで増幅され、補正増幅器出力信号を生じ、これは出力
コンバイナの第１の入力に与えられる。ダイレクト信号
は、出力コンバイナの第２の入力に与えられる。ダイレ
クト信号の対応する出力成分と補正増幅器出力信号の対
応する周波数成分との間の位相関係は、基本周波数成分
が同相で加算されると同時に、歪積がキャンセルされる
ようになっている。結果として、基本周波数出力信号が
メイン増幅器の出力のものよりも大きく、同時に歪積が
実質的にキャンセルされるように、増幅回路出力信号は
生成される。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の例示的な実施形態による
増幅回路は、以下において、便宜的に高周波数デュアル
トーン入力信号を増幅するための低歪増幅器として説明
される。しかし、本発明は、２つよりも多いトーンを有
する入力信号の低歪増幅にも同様に適応可能である。さ
らに、使用される増幅器構成要素が望ましくないスプリ
アス信号を生じる傾向にある場合におけるシングルトー
ン入力信号の低歪増幅のために使用することができる。
増幅回路は、以下において、便宜的に高周波数デュアル
トーン入力信号を増幅するための低歪増幅器として説明
される。しかし、本発明は、２つよりも多いトーンを有
する入力信号の低歪増幅にも同様に適応可能である。さ
らに、使用される増幅器構成要素が望ましくないスプリ
アス信号を生じる傾向にある場合におけるシングルトー
ン入力信号の低歪増幅のために使用することができる。
【００１２】図２は、入力信号Ｓinを線形的に増幅し、
出力信号Ｓout を生成するための本発明による低歪増幅
回路１０を示す。図２の例示的な実施形態において、入
力信号Ｓinは、第１の基本周波数ｆ１およびｆ１よりも
高い第２の基本周波数ｆ２におけるサイン波成分からな
るデュアルトーン高周波信号である。周波数ｆ１および
ｆ２の両方は、８００ないし９６０ＭＨｚ近傍における
標準無線通信周波数帯域内にあるが、本発明はより高い
およびより低い周波数においても有用である。Ｓinのｆ
１およびｆ２のような周波数成分および図２中に示され
た様々な他の信号の周波数成分は、回路１０内の様々な
点における同じ周波数成分間の位相関係を便宜的に示す
ために、ベクトル的に示されている。したがって、上向
きのベクトル矢印は、下向きの矢印ベクトルにより表現
された同じ周波数成分と逆位相の周波数成分を表す。
出力信号Ｓout を生成するための本発明による低歪増幅
回路１０を示す。図２の例示的な実施形態において、入
力信号Ｓinは、第１の基本周波数ｆ１およびｆ１よりも
高い第２の基本周波数ｆ２におけるサイン波成分からな
るデュアルトーン高周波信号である。周波数ｆ１および
ｆ２の両方は、８００ないし９６０ＭＨｚ近傍における
標準無線通信周波数帯域内にあるが、本発明はより高い
およびより低い周波数においても有用である。Ｓinのｆ
１およびｆ２のような周波数成分および図２中に示され
た様々な他の信号の周波数成分は、回路１０内の様々な
点における同じ周波数成分間の位相関係を便宜的に示す
ために、ベクトル的に示されている。したがって、上向
きのベクトル矢印は、下向きの矢印ベクトルにより表現
された同じ周波数成分と逆位相の周波数成分を表す。
【００１３】入力信号Ｓinは、第１のカプラ即ち電力ス
プリッタＣ１の入力ポート１２に与えられる。カプラＣ
１は、信号Ｓinを「結合パス」出力ポート１６における
信号Ｓ１および「ダイレクトパス」出力ポート１８にお
ける信号Ｓ２に分離する。カプラＣ１は、好ましくは受
動的な素子であり、入力電力を２つの出力ポート間で等
しくないように分離する通常の分岐線カプラまたはウィ
ルキンソンタイプ・ディバイダであり、好ましくはポー
ト１８において大電力が供給される。例えば、信号Ｓ２
の信号レベルは、信号Ｓ１よりも１ないし１０ｄＢ高
い。信号Ｓ１は、ｆ１およびｆ２の周波数成分のみを含
み、電力増幅器Ａ１に与えられ、増幅されて増幅器出力
ポート１７において増幅された信号Ｓ３を生じる。増幅
器Ａ１は、３０ｄＢのオーダの電力利得を有するＡ級，
ＡＢ級またはＢ級において動作する通常の高周波増幅器
であり、例えば５０ＷのオーダでのＲＦ出力電力を生じ
る。この目的のために適切な増幅器は、この技術分野に
おいて知られており、様々な製造者から商業的に入手可
能である。
プリッタＣ１の入力ポート１２に与えられる。カプラＣ
１は、信号Ｓinを「結合パス」出力ポート１６における
信号Ｓ１および「ダイレクトパス」出力ポート１８にお
ける信号Ｓ２に分離する。カプラＣ１は、好ましくは受
動的な素子であり、入力電力を２つの出力ポート間で等
しくないように分離する通常の分岐線カプラまたはウィ
ルキンソンタイプ・ディバイダであり、好ましくはポー
ト１８において大電力が供給される。例えば、信号Ｓ２
の信号レベルは、信号Ｓ１よりも１ないし１０ｄＢ高
い。信号Ｓ１は、ｆ１およびｆ２の周波数成分のみを含
み、電力増幅器Ａ１に与えられ、増幅されて増幅器出力
ポート１７において増幅された信号Ｓ３を生じる。増幅
器Ａ１は、３０ｄＢのオーダの電力利得を有するＡ級，
ＡＢ級またはＢ級において動作する通常の高周波増幅器
であり、例えば５０ＷのオーダでのＲＦ出力電力を生じ
る。この目的のために適切な増幅器は、この技術分野に
おいて知られており、様々な製造者から商業的に入手可
能である。
【００１４】Ｓ３は、増幅された周波数成分ｆ１および
ｆ２と、周波数ｆ３およびｆ４における望ましくない相
互変調歪（ＩＭＤ）積を含む。ここで、ｆ３は、典型的
にはｆ１よりも低い周波数であり、ｆ４はｆ２よりも高
い周波数である。よく知られているように、デュアルま
たはマルチトーン入力信号が、完全には線形でない増幅
器に与えられた場合、ＩＭＤ積が予測可能な周波数にお
いて生成される。これらの望ましくないＩＭＤ積は、増
幅器がその飽和領域または利得圧縮領域において、動作
する場合に、特に現れる。増幅器が利得圧縮領域中にさ
らに入って動作すると、ＩＭＤ積のレベルはさらに高く
なる。また、クラスＡＢまたはクラスＢモードにおいて
動作する増幅器は、マルチ周波数入力信号が増幅される
場合に、高いＩＭＤ積レベルを生じる傾向にある。−３
０ｄＢｃのオーダ（基本周波数または搬送波レベルより
も３０デシベル下）のＩＭＤ積レベルが典型的である。
ｆ２と、周波数ｆ３およびｆ４における望ましくない相
互変調歪（ＩＭＤ）積を含む。ここで、ｆ３は、典型的
にはｆ１よりも低い周波数であり、ｆ４はｆ２よりも高
い周波数である。よく知られているように、デュアルま
たはマルチトーン入力信号が、完全には線形でない増幅
器に与えられた場合、ＩＭＤ積が予測可能な周波数にお
いて生成される。これらの望ましくないＩＭＤ積は、増
幅器がその飽和領域または利得圧縮領域において、動作
する場合に、特に現れる。増幅器が利得圧縮領域中にさ
らに入って動作すると、ＩＭＤ積のレベルはさらに高く
なる。また、クラスＡＢまたはクラスＢモードにおいて
動作する増幅器は、マルチ周波数入力信号が増幅される
場合に、高いＩＭＤ積レベルを生じる傾向にある。−３
０ｄＢｃのオーダ（基本周波数または搬送波レベルより
も３０デシベル下）のＩＭＤ積レベルが典型的である。
【００１５】図３ないし４の表と図２に示された回路１
０とを参照して、回路１０内の様々な信号間の電圧およ
び位相の関係をさらに詳細に説明する。以下の説明を簡
単にするために、回路１０の様々な部品における電力お
よび電圧定在波比（ＶＳＷＲ）損失は無視される。当業
者は、これらの損失を容易に補償して回路性能を最適化
することができる。
０とを参照して、回路１０内の様々な信号間の電圧およ
び位相の関係をさらに詳細に説明する。以下の説明を簡
単にするために、回路１０の様々な部品における電力お
よび電圧定在波比（ＶＳＷＲ）損失は無視される。当業
者は、これらの損失を容易に補償して回路性能を最適化
することができる。
【００１６】入力信号Ｓinで始めると、この信号は、そ
れぞれ周波数ｆ１およびｆ２、電圧レベルＶ1およびＶ2
の正弦波成分を有する。Ｓinの位相は、この説明におい
て任意である。信号Ｓ１は、それぞれ電圧レベルＣ11Ｖ
1 およびＣ11Ｖ2 を有するｆ１およびｆ２における成分
を有する。ここで、Ｃ11はカプラＣ１のカップリング値
である。ｆ１およびｆ２におけるＳ１成分の位相は、ゼ
ロ度であると定義される。同様に、それぞれ電圧レベル
れぞれ周波数ｆ１およびｆ２、電圧レベルＶ1およびＶ2
の正弦波成分を有する。Ｓinの位相は、この説明におい
て任意である。信号Ｓ１は、それぞれ電圧レベルＣ11Ｖ
1 およびＣ11Ｖ2 を有するｆ１およびｆ２における成分
を有する。ここで、Ｃ11はカプラＣ１のカップリング値
である。ｆ１およびｆ２におけるＳ１成分の位相は、ゼ
ロ度であると定義される。同様に、それぞれ電圧レベル
【数３】および
【数４】 の周波数ｆ１およびｆ２における正弦波成分を有し、こ
れらの周波数成分の位相は、ゼロ度であると仮定され
る。
れらの周波数成分の位相は、ゼロ度であると仮定され
る。
【００１７】信号Ｓ３は、それぞれ電圧レベルＧ１Ｃ11
Ｖ1 およびＧ１Ｃ11Ｖ2 の周波数ｆ１およびｆ２におけ
る成分を有し、Ｇ１は増幅器Ａ１の電圧利得である。Ｓ
３のｆ１およびｆ２成分の位相は、それぞれ−φ10およ
び−φ20であり、ここで−φ10および−φ20は、それぞ
れの周波数ｆ１およびｆ２において増幅器Ａ１による挿
入位相遅れを表す。マイナス符号は、位相遅れを示す。
信号Ｓ３は、それぞれの電圧レベルＶ3 およびＶ4 にお
けるｆ３およびｆ４における歪成分を含み、規準位相値
はゼロ度である。
Ｖ1 およびＧ１Ｃ11Ｖ2 の周波数ｆ１およびｆ２におけ
る成分を有し、Ｇ１は増幅器Ａ１の電圧利得である。Ｓ
３のｆ１およびｆ２成分の位相は、それぞれ−φ10およ
び−φ20であり、ここで−φ10および−φ20は、それぞ
れの周波数ｆ１およびｆ２において増幅器Ａ１による挿
入位相遅れを表す。マイナス符号は、位相遅れを示す。
信号Ｓ３は、それぞれの電圧レベルＶ3 およびＶ4 にお
けるｆ３およびｆ４における歪成分を含み、規準位相値
はゼロ度である。
【００１８】図２ないし４において、信号Ｓ３はカプラ
Ｃ２の入力ポート２２に与えられる。好ましくは−１０
ないし−２０ｄＢの範囲における結合値Ｃ22を有する通
常のハイブリッド（例えば、分岐線）バックワードファ
イアリングまたはウィルキンソンカプラである。この場
合において、出力カップリングポート２６上の結合パス
信号Ｓ４は、ダイレクトポート２４から得られるダイレ
クトパス信号Ｓ８のレベルよりも１０ないし２０ｄＢ低
くなる。
Ｃ２の入力ポート２２に与えられる。好ましくは−１０
ないし−２０ｄＢの範囲における結合値Ｃ22を有する通
常のハイブリッド（例えば、分岐線）バックワードファ
イアリングまたはウィルキンソンカプラである。この場
合において、出力カップリングポート２６上の結合パス
信号Ｓ４は、ダイレクトポート２４から得られるダイレ
クトパス信号Ｓ８のレベルよりも１０ないし２０ｄＢ低
くなる。
【００１９】信号Ｓ４の周波数成分の電圧レベルは、Ｓ
３周波数成分の対応する電圧レベルの各Ｃ22倍である。
同様に、Ｓ８の電圧レベルは、Ｓ３周波数成分の対応す
る電圧レベルの
３周波数成分の対応する電圧レベルの各Ｃ22倍である。
同様に、Ｓ８の電圧レベルは、Ｓ３周波数成分の対応す
る電圧レベルの
【数５】 倍である。さらに、Ｓ４およびＳ８の両方の対応する周
波数成分ｆ１ないしｆ４の位相は、同じであり、即ちそ
れぞれ−φ11ないし−φ41である。位相値−φ11および
−φ12は、それぞれ挿入位相遅れ−φ10および−φ20と
それぞれ周波数ｆ１およびｆ２における挿入位相遅れを
カプラＣ２によりプラスした組み合わせを表す。位相値
−φ31および−φ41は、単にそれぞれの周波数ｆ３また
はｆ４におけるカプラＣ２における挿入位相遅れを示
す。
波数成分ｆ１ないしｆ４の位相は、同じであり、即ちそ
れぞれ−φ11ないし−φ41である。位相値−φ11および
−φ12は、それぞれ挿入位相遅れ−φ10および−φ20と
それぞれ周波数ｆ１およびｆ２における挿入位相遅れを
カプラＣ２によりプラスした組み合わせを表す。位相値
−φ31および−φ41は、単にそれぞれの周波数ｆ３また
はｆ４におけるカプラＣ２における挿入位相遅れを示
す。
【００２０】Ｓ４の周波数成分の位相は、例えば不等分
離ウィルキソンディバイダのような同相カプラがカプラ
Ｃ２として使用される場合、Ｓ８の対応するものに等し
くなる。分岐線または他のハイブリッドカプラがＣ２と
して使用される場合、信号Ｓ４およびＳ８は位相におい
て９０゜異なることになり、これは回路１０の別の場所
で容易に補償できる。
離ウィルキソンディバイダのような同相カプラがカプラ
Ｃ２として使用される場合、Ｓ８の対応するものに等し
くなる。分岐線または他のハイブリッドカプラがＣ２と
して使用される場合、信号Ｓ４およびＳ８は位相におい
て９０゜異なることになり、これは回路１０の別の場所
で容易に補償できる。
【００２１】結合パス信号Ｓ３は、移相器２８に与えら
れ、この例においては、移相器２８は周波数ｆ１ないし
ｆ４のそれぞれにおいて１８０゜位相シフトを生じさせ
るように設計されている。様々な製造者からの商業的に
入手可能な無数の移相器が関心のある特定の周波数帯域
における平坦な位相シフト対周波数の関係を提供する目
的のために適切である。広く利用可能な位相シフトの例
は、様々なキャパシタタイプ移相器、ＰＩＮダイオード
移相器、およびシフマン移相器を含む。周波数ｆ３から
ｆ４への間の周波数範囲が狭ければ狭いほど、関係する
全ての周波数において完全な１８０゜シフトが得られる
理想的な場合に移相器２８の性能は近づくことになる。
非常に狭い周波数帯域のみが使用される場合、単一の半
波長固定伝送ラインが移相器２８として適切である。
れ、この例においては、移相器２８は周波数ｆ１ないし
ｆ４のそれぞれにおいて１８０゜位相シフトを生じさせ
るように設計されている。様々な製造者からの商業的に
入手可能な無数の移相器が関心のある特定の周波数帯域
における平坦な位相シフト対周波数の関係を提供する目
的のために適切である。広く利用可能な位相シフトの例
は、様々なキャパシタタイプ移相器、ＰＩＮダイオード
移相器、およびシフマン移相器を含む。周波数ｆ３から
ｆ４への間の周波数範囲が狭ければ狭いほど、関係する
全ての周波数において完全な１８０゜シフトが得られる
理想的な場合に移相器２８の性能は近づくことになる。
非常に狭い周波数帯域のみが使用される場合、単一の半
波長固定伝送ラインが移相器２８として適切である。
【００２２】いかなる場合にも、移相器２８からカプラ
Ｃ３の結合ポート２９に向かって流れる信号Ｓ５が、同
じ電圧レベル（マイナス移相器２８の損失。この説明に
おいては無視されている）におけるそれぞれの位相が１
８０゜シフトされた信号Ｓ４の同じ周波数成分ｆ１ない
しｆ４を含む。したがって、信号Ｓ５のｆ１およびｆ２
成分電圧レベルは、それぞれＣ22Ｇ１Ｃ11Ｖ1 およびＣ
22Ｇ１Ｃ11Ｖ2 であり、それぞれ−φ11−１８０゜およ
び−φ21−１８０゜の位相である。信号Ｓ５のｆ３およ
びｆ４成分電圧レベルは、それぞれＣ22Ｖ3 およびＣ22
Ｖ4 であり、それぞれ−φ31−１８０゜および−φ41−
１８０゜の位相である。
Ｃ３の結合ポート２９に向かって流れる信号Ｓ５が、同
じ電圧レベル（マイナス移相器２８の損失。この説明に
おいては無視されている）におけるそれぞれの位相が１
８０゜シフトされた信号Ｓ４の同じ周波数成分ｆ１ない
しｆ４を含む。したがって、信号Ｓ５のｆ１およびｆ２
成分電圧レベルは、それぞれＣ22Ｇ１Ｃ11Ｖ1 およびＣ
22Ｇ１Ｃ11Ｖ2 であり、それぞれ−φ11−１８０゜およ
び−φ21−１８０゜の位相である。信号Ｓ５のｆ３およ
びｆ４成分電圧レベルは、それぞれＣ22Ｖ3 およびＣ22
Ｖ4 であり、それぞれ−φ31−１８０゜および−φ41−
１８０゜の位相である。
【００２３】カプラＣ３の入力ポート２７に流れ込む信
号Ｓ６は、遅延線ＤＬＩにより遅延された本質的に信号
Ｓ２である。好都合なことに、固定長のマイクロストリ
ップ伝送ラインである遅延線ＤＬＩは、周波数ｆ１およ
びｆ２においてそれぞれ位相遅れ−φ11および−φ21を
生じるように設計されている。これらの位相遅れ値は、
対応する周波数ｆ１およびｆ２において増幅器Ａ１およ
びカプラＣ２による挿入位相遅れの組み合わせに等し
い。結果として、この例において、信号Ｓ６のｆ１およ
びｆ２周波数成分は、信号Ｓ５の対応する周波数成分と
１８０゜位相が異なる。
号Ｓ６は、遅延線ＤＬＩにより遅延された本質的に信号
Ｓ２である。好都合なことに、固定長のマイクロストリ
ップ伝送ラインである遅延線ＤＬＩは、周波数ｆ１およ
びｆ２においてそれぞれ位相遅れ−φ11および−φ21を
生じるように設計されている。これらの位相遅れ値は、
対応する周波数ｆ１およびｆ２において増幅器Ａ１およ
びカプラＣ２による挿入位相遅れの組み合わせに等し
い。結果として、この例において、信号Ｓ６のｆ１およ
びｆ２周波数成分は、信号Ｓ５の対応する周波数成分と
１８０゜位相が異なる。
【００２４】この発明の重要な点は、カプラＣ３の動作
にあり、これは、好ましくは、信号Ｓ５を実質的に信号
Ｓ６から引き算して、周波数成分ｆ１ないしｆ４を有す
る信号Ｓ７を提供するように設計される。この例示的な
場合において、信号Ｓ７のｆ１およびｆ２成分は、９０
゜遅れた信号Ｓ６のそれぞれのｆ１およびｆ２成分の位
相、即ちそれぞれ−φ11−９０゜および−φ21−９０゜
に等しい位相値を有する。使用されるカプラＣ３のタイ
プおよびその電気的な長さによって、信号Ｓ７の他の位
相値が使用できる。
にあり、これは、好ましくは、信号Ｓ５を実質的に信号
Ｓ６から引き算して、周波数成分ｆ１ないしｆ４を有す
る信号Ｓ７を提供するように設計される。この例示的な
場合において、信号Ｓ７のｆ１およびｆ２成分は、９０
゜遅れた信号Ｓ６のそれぞれのｆ１およびｆ２成分の位
相、即ちそれぞれ−φ11−９０゜および−φ21−９０゜
に等しい位相値を有する。使用されるカプラＣ３のタイ
プおよびその電気的な長さによって、信号Ｓ７の他の位
相値が使用できる。
【００２５】どのような絶対的な位相値も信号Ｓ８が流
れる電気パス中で適切に補償されなければならない。引
き算動作により、信号Ｓ７のｆ１およびｆ２成分の電圧
レベルは、それぞれＶ1 およびＶ2 の
れる電気パス中で適切に補償されなければならない。引
き算動作により、信号Ｓ７のｆ１およびｆ２成分の電圧
レベルは、それぞれＶ1 およびＶ2 の
【数２】 倍となる。ここで、Ｃ33は、カプラＣ３の結合値を表
す。これらの電圧子は、上記の位相値を得るために正で
なければならない。そうでなければ、信号Ｓ７の位相は
１８０゜フリップされることになる。カプラＣ３は、そ
れぞれ電圧レベルＣ33Ｃ22Ｖ3 およびＣ33Ｃ22Ｖ4 およ
びそれぞれ−φ31−２７０゜および−φ41−２７０゜の
位相値における信号Ｓ７のｆ３およびｆ４成分を提供す
るように動作する。
す。これらの電圧子は、上記の位相値を得るために正で
なければならない。そうでなければ、信号Ｓ７の位相は
１８０゜フリップされることになる。カプラＣ３は、そ
れぞれ電圧レベルＣ33Ｃ22Ｖ3 およびＣ33Ｃ22Ｖ4 およ
びそれぞれ−φ31−２７０゜および−φ41−２７０゜の
位相値における信号Ｓ７のｆ３およびｆ４成分を提供す
るように動作する。
【００２６】信号Ｓ７の周波数成分に対する上記の振幅
および位相の関係は、この技術分野においてよく知られ
ているように、入力、出力、結合および絶縁ポートを有
する通常の指向性カプラをカプラＣ３として使用するこ
とにより実現することができる。回路１０内の通常のカ
プラの包囲は、入力ポートが線２７に接続され、絶縁ポ
ートが線２９に接続され、ダイレクトパス出力ポートが
線３１に接続され、結合パス出力ポートが整合不可によ
り終端されることになる。この配置は、通常の減算器の
ものである。この目的のために使用することができる適
切な指向性カプラの例は、「同相」タイプカプラ、およ
び分岐線または「ラットレース（rat-race）」カプラの
ようなハイブリッドを含む。ハイブリッドが使用される
場合、そこに本来備わっている追加的な９０゜位相遅れ
が考えられなければならない。
および位相の関係は、この技術分野においてよく知られ
ているように、入力、出力、結合および絶縁ポートを有
する通常の指向性カプラをカプラＣ３として使用するこ
とにより実現することができる。回路１０内の通常のカ
プラの包囲は、入力ポートが線２７に接続され、絶縁ポ
ートが線２９に接続され、ダイレクトパス出力ポートが
線３１に接続され、結合パス出力ポートが整合不可によ
り終端されることになる。この配置は、通常の減算器の
ものである。この目的のために使用することができる適
切な指向性カプラの例は、「同相」タイプカプラ、およ
び分岐線または「ラットレース（rat-race）」カプラの
ようなハイブリッドを含む。ハイブリッドが使用される
場合、そこに本来備わっている追加的な９０゜位相遅れ
が考えられなければならない。
【００２７】信号Ｓ７のｆ１およびｆ２における基本周
波数成分は、信号Ｓ８の対応する周波数成分から位相に
おいて９０゜異なることになり、信号Ｓ７のｆ３および
ｆ４における歪周波数成分は、Ｓ８の対応する歪周波数
成分から位相において２７０゜異なることになる。これ
は、２つの信号Ｓ７およびＳ８の対応する歪成分の相対
的位相に関して、２つの信号Ｓ７およびＳ８の基本成分
の相対的位相間の１８０゜の違いとなる。相対的位相関
係におけるこの１８０゜の違いは、基本成分が結合され
てより高い出力電力が得られると同時に、歪成分がキャ
ンセルされることを可能にすることになる。
波数成分は、信号Ｓ８の対応する周波数成分から位相に
おいて９０゜異なることになり、信号Ｓ７のｆ３および
ｆ４における歪周波数成分は、Ｓ８の対応する歪周波数
成分から位相において２７０゜異なることになる。これ
は、２つの信号Ｓ７およびＳ８の対応する歪成分の相対
的位相に関して、２つの信号Ｓ７およびＳ８の基本成分
の相対的位相間の１８０゜の違いとなる。相対的位相関
係におけるこの１８０゜の違いは、基本成分が結合され
てより高い出力電力が得られると同時に、歪成分がキャ
ンセルされることを可能にすることになる。
【００２８】図２ないし４において、ｆ１およびｆ２に
おける信号Ｓ７の電圧または電力レベルは、好ましくは
信号Ｓ１の電圧または電力レベルよりもわずかに低い。
具体的には、増幅器Ａ２に与えられる信号Ｓ７の基本周
波数成分は、好ましくは対応する周波数における信号Ｓ
１の電圧レベルの
おける信号Ｓ７の電圧または電力レベルは、好ましくは
信号Ｓ１の電圧または電力レベルよりもわずかに低い。
具体的には、増幅器Ａ２に与えられる信号Ｓ７の基本周
波数成分は、好ましくは対応する周波数における信号Ｓ
１の電圧レベルの
【数５】 倍に等しい電圧レベルである。このアプローチにより、
増幅器Ａ２の利得Ｇ２は、好都合に、増幅器Ａ１の利得
Ｇ１に等しく選択することができるので、以下に説明さ
れるように、等しい電力が出力コンバイナ３９の両方の
入力に与えることができる。そして、同一または非常に
類似した部品が増幅器Ａ１およびＡ２のために使用する
ことができ、温度およびバイアス電源の変化について互
いに追跡する利得および挿入位相特性を有する。結局、
回路のための優れた温度安定性を得ることが可能とな
る。
増幅器Ａ２の利得Ｇ２は、好都合に、増幅器Ａ１の利得
Ｇ１に等しく選択することができるので、以下に説明さ
れるように、等しい電力が出力コンバイナ３９の両方の
入力に与えることができる。そして、同一または非常に
類似した部品が増幅器Ａ１およびＡ２のために使用する
ことができ、温度およびバイアス電源の変化について互
いに追跡する利得および挿入位相特性を有する。結局、
回路のための優れた温度安定性を得ることが可能とな
る。
【００２９】結合値Ｃ11およびＣ22および利得Ｇ１＝Ｇ
２を適切に選ぶことにより、信号Ｓ７およびＳ１の間の
上記の電圧の関係は、以下の式が（電力損失およびＶＳ
ＷＲ損失を無視して）満足された場合に生じる。
２を適切に選ぶことにより、信号Ｓ７およびＳ１の間の
上記の電圧の関係は、以下の式が（電力損失およびＶＳ
ＷＲ損失を無視して）満足された場合に生じる。
【数６】 式（１）は、図３および４において表にされている電圧
レベルから容易に導くことができる。
レベルから容易に導くことができる。
【００３０】信号Ｓ７の電圧レベルが上記の関係を満足
するように選択されているかどうかに関わらず、周波数
ｆ１ないしｆ４を含む信号Ｓ７は増幅器Ａ２により利得
Ｇ２において増幅され、増幅された信号Ｓ９が生成され
る。信号Ｓ９のｆ１ないしｆ４成分の位相は、それぞれ
（−φ11−９０−φA21），（−φ21−９０−φA22），
（−φ31−２７０−φA23），および（−φ41−２７０
−φA24）度である。ここで、−φA21ないし−φ
A24は、それぞれの周波数ｆ１ないしｆ４における増幅
器Ａ２による挿入位相遅れである。
するように選択されているかどうかに関わらず、周波数
ｆ１ないしｆ４を含む信号Ｓ７は増幅器Ａ２により利得
Ｇ２において増幅され、増幅された信号Ｓ９が生成され
る。信号Ｓ９のｆ１ないしｆ４成分の位相は、それぞれ
（−φ11−９０−φA21），（−φ21−９０−φA22），
（−φ31−２７０−φA23），および（−φ41−２７０
−φA24）度である。ここで、−φA21ないし−φ
A24は、それぞれの周波数ｆ１ないしｆ４における増幅
器Ａ２による挿入位相遅れである。
【００３１】また信号Ｓ９は、それぞれの歪周波数ｆ３
およびｆ４における”ｆ３，Ｓ９”および”ｆ４，Ｓ
９”と名付けられた歪成分を含むことになり、これらは
元々信号Ｓ７の対応する歪周波数成分の増幅の結果であ
る。さらに、遅延線ＤＬ２により遅延された信号Ｓ８で
ある信号Ｓ１０は、それぞれの周波数ｆ３およびｆ４に
おける歪周波数成分”ｆ３，Ｓ１０”および”ｆ４，Ｓ
１０”を含むことになる。また、信号Ｓ１０は、それぞ
れの周波数ｆ１およびｆ２における基本周波数成分”ｆ
１，Ｓ１０”および”ｆ２，Ｓ１０”を含むことにな
る。好ましくは、ｆ１，Ｓ１０およびｆ２，Ｓ９の電圧
レベルは、それぞれｆ１，Ｓ１０およびｆ２，Ｓ１０の
電圧レベルと等しい。
およびｆ４における”ｆ３，Ｓ９”および”ｆ４，Ｓ
９”と名付けられた歪成分を含むことになり、これらは
元々信号Ｓ７の対応する歪周波数成分の増幅の結果であ
る。さらに、遅延線ＤＬ２により遅延された信号Ｓ８で
ある信号Ｓ１０は、それぞれの周波数ｆ３およびｆ４に
おける歪周波数成分”ｆ３，Ｓ１０”および”ｆ４，Ｓ
１０”を含むことになる。また、信号Ｓ１０は、それぞ
れの周波数ｆ１およびｆ２における基本周波数成分”ｆ
１，Ｓ１０”および”ｆ２，Ｓ１０”を含むことにな
る。好ましくは、ｆ１，Ｓ１０およびｆ２，Ｓ９の電圧
レベルは、それぞれｆ１，Ｓ１０およびｆ２，Ｓ１０の
電圧レベルと等しい。
【００３２】これは、上述したように、増幅器Ａ１およ
びＡ２に対してほぼ同じ利得を使用することにより達成
することができる。さらに、ｆ３，Ｓ９の電圧レベル
は、好ましくはｆ３，Ｓ１０の電圧レベルと等しく、ｆ
４，Ｓ９の電圧レベルは、好ましくはｆ４，Ｓ１０電圧
レベルと等しい。ｆ３，Ｓ９およびｆ４，Ｓ９の位相
は、好都合にｆ３，Ｓ１０およびｆ４，Ｓ１０の位相か
らそれぞれ１８０゜異なっており、ｆ１，Ｓ９およびｆ
２，Ｓ９の位相は、好都合にそれぞれｆ１，Ｓ１０およ
びｆ２，Ｓ１０の位相と等しい。
びＡ２に対してほぼ同じ利得を使用することにより達成
することができる。さらに、ｆ３，Ｓ９の電圧レベル
は、好ましくはｆ３，Ｓ１０の電圧レベルと等しく、ｆ
４，Ｓ９の電圧レベルは、好ましくはｆ４，Ｓ１０電圧
レベルと等しい。ｆ３，Ｓ９およびｆ４，Ｓ９の位相
は、好都合にｆ３，Ｓ１０およびｆ４，Ｓ１０の位相か
らそれぞれ１８０゜異なっており、ｆ１，Ｓ９およびｆ
２，Ｓ９の位相は、好都合にそれぞれｆ１，Ｓ１０およ
びｆ２，Ｓ１０の位相と等しい。
【００３３】Ｓ９およびＳ１０信号についての上述した
位相および振幅の関係は、図４において詳細に図示され
ている。図４において、ｆ１，Ｓ９およびｆ２，Ｓ９の
電圧レベルは、それぞれＶ1 およびＶ2 の
位相および振幅の関係は、図４において詳細に図示され
ている。図４において、ｆ１，Ｓ９およびｆ２，Ｓ９の
電圧レベルは、それぞれＶ1 およびＶ2 の
【数７】 倍に等しく、ｆ１，Ｓ１０およびｆ２，Ｓ１０の電圧レ
ベルは、それぞれＶ1およびＶ2の
ベルは、それぞれＶ1およびＶ2の
【数８】 倍であることが分かる。そして、ｆ１およびｆ２周波数
成分は、ｆ１，Ｓ９およびｆ２，Ｓ９の位相が、それぞ
れｆ１，Ｓ１０およびｆ２，Ｓ１０の位相に等しく、Ｓ
９およびＳ１０の対応する電圧レベルが等しい場合に、
出力コンバイナ３６に加えられることになる。
成分は、ｆ１，Ｓ９およびｆ２，Ｓ９の位相が、それぞ
れｆ１，Ｓ１０およびｆ２，Ｓ１０の位相に等しく、Ｓ
９およびＳ１０の対応する電圧レベルが等しい場合に、
出力コンバイナ３６に加えられることになる。
【００３４】遅延線ＤＬ２は、増幅器Ａ２による挿入位
相遅れおよびカプラＣ３のポート２７および３１間のパ
スによる挿入位相遅れに一致する挿入位相遅れを生じる
ことにより、上記の位相を等しくするように機能する。
遅延線ＤＬ２は、マイクロストリップラインのような単
純な、固定長伝送ラインであってもよく、周波数の関数
として必要とされる位相遅れを提供する。また、様々な
部品の間の伝送ライン接続の挿入位相は、移相器２８お
よびカプラＣ３のポート２９の間、カプラ３５のポート
３１と増幅器Ａ２の入力との間等の接続のような遅延線
ＤＬ２により補償されなければならない。
相遅れおよびカプラＣ３のポート２７および３１間のパ
スによる挿入位相遅れに一致する挿入位相遅れを生じる
ことにより、上記の位相を等しくするように機能する。
遅延線ＤＬ２は、マイクロストリップラインのような単
純な、固定長伝送ラインであってもよく、周波数の関数
として必要とされる位相遅れを提供する。また、様々な
部品の間の伝送ライン接続の挿入位相は、移相器２８お
よびカプラＣ３のポート２９の間、カプラ３５のポート
３１と増幅器Ａ２の入力との間等の接続のような遅延線
ＤＬ２により補償されなければならない。
【００３５】遅延線ＤＬ２は、信号Ｓ５の歪積の挿入位
相をカプラＣ３により補償し、ｆ３およびｆ４における
信号Ｓ７の歪積の挿入位相を増幅器Ａ２により補償す
る。最も単純な場合、これは、固定長伝送ラインとして
具現化される遅延線ＤＬ２で達成できる。しかし、ｆ
３，Ｓ９およびｆ４，Ｓ９信号エネルギは、ｆ１，Ｓ７
およびｆ２，Ｓ７信号成分の増幅において本来備わって
いる相互変調歪のために、１）ｆ３，Ｓ７およびｆ４，
Ｓ７信号成分の増幅、および２）ｆ３およびｆ４におけ
る歪積の新たな生成の結合から生じる。
相をカプラＣ３により補償し、ｆ３およびｆ４における
信号Ｓ７の歪積の挿入位相を増幅器Ａ２により補償す
る。最も単純な場合、これは、固定長伝送ラインとして
具現化される遅延線ＤＬ２で達成できる。しかし、ｆ
３，Ｓ９およびｆ４，Ｓ９信号エネルギは、ｆ１，Ｓ７
およびｆ２，Ｓ７信号成分の増幅において本来備わって
いる相互変調歪のために、１）ｆ３，Ｓ７およびｆ４，
Ｓ７信号成分の増幅、および２）ｆ３およびｆ４におけ
る歪積の新たな生成の結合から生じる。
【００３６】いくつかの増幅器で、この新たなＩＭＤ電
力は、増幅されたｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ７電力から
単純に引き算することができ、所望の量の歪電力を生成
する。換言すれば、新たなＩＭＤ積は、ｆ３およびｆ４
におけるＳ９成分と約１８０゜位相が異なることにな
る。これは、ｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ７の増幅から生
じる。この場合、Ｇ２＝Ｇ１と仮定して、ｆ３，Ｓ７お
よびｆ４，Ｓ７の電圧レベルは、それぞれＶ3／Ｇ２お
よびＶ4／Ｇ２よりも高く設定されなければならない。
そして、ｆ３，Ｓ９およびｆ４，Ｓ９の電圧レベルは、
それぞれｆ２，Ｓ１０およびｆ４，Ｓ１０の電圧レベ
ル、即ちそれぞれ
力は、増幅されたｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ７電力から
単純に引き算することができ、所望の量の歪電力を生成
する。換言すれば、新たなＩＭＤ積は、ｆ３およびｆ４
におけるＳ９成分と約１８０゜位相が異なることにな
る。これは、ｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ７の増幅から生
じる。この場合、Ｇ２＝Ｇ１と仮定して、ｆ３，Ｓ７お
よびｆ４，Ｓ７の電圧レベルは、それぞれＶ3／Ｇ２お
よびＶ4／Ｇ２よりも高く設定されなければならない。
そして、ｆ３，Ｓ９およびｆ４，Ｓ９の電圧レベルは、
それぞれｆ２，Ｓ１０およびｆ４，Ｓ１０の電圧レベ
ル、即ちそれぞれ
【数９】および
【数１０】 と等しく設計することができる。結合値Ｃ22およびＣ33
および利得Ｇ２の適切な選択は、これらの電圧レベルが
得られることを可能にする。
および利得Ｇ２の適切な選択は、これらの電圧レベルが
得られることを可能にする。
【００３７】いかなる場合にも、増幅器Ａ２は、好まし
くは線形挿入位相特性を有し、これはｆ３およびｆ４に
おけるＩＭＤ積生成を考慮に入れた場合であっても、ｆ
１ないしｆ４を包含する周波数帯域に亘って固定長伝送
ラインの特性と共通している。この場合において、遅延
線ＤＬ２は、好都合に、固定長伝送ラインとなる。いく
つかの場合において、しかし、増幅器Ａ２内の新たなＩ
ＭＤ積生成は、増幅器Ａ２の挿入位相が周波数ｆ３ない
しｆ４において、線形となることを妨げることになる。
これは、Ｓ８信号の対応する成分に比べて、Ｓ７信号成
分の相対的位相関係を変化させることにより補償するこ
とができる。即ち、この例におけるｆ１，Ｓ７およびｆ
２，Ｓ７信号成分の位相は、ｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ
７成分をそれぞれ−φ31−２７０゜および−φ41−２７
０゜のままとすると同時に、それぞれ−φ11−９０゜お
よび−φ21−９０゜以外の値に設定する必要がある。
くは線形挿入位相特性を有し、これはｆ３およびｆ４に
おけるＩＭＤ積生成を考慮に入れた場合であっても、ｆ
１ないしｆ４を包含する周波数帯域に亘って固定長伝送
ラインの特性と共通している。この場合において、遅延
線ＤＬ２は、好都合に、固定長伝送ラインとなる。いく
つかの場合において、しかし、増幅器Ａ２内の新たなＩ
ＭＤ積生成は、増幅器Ａ２の挿入位相が周波数ｆ３ない
しｆ４において、線形となることを妨げることになる。
これは、Ｓ８信号の対応する成分に比べて、Ｓ７信号成
分の相対的位相関係を変化させることにより補償するこ
とができる。即ち、この例におけるｆ１，Ｓ７およびｆ
２，Ｓ７信号成分の位相は、ｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ
７成分をそれぞれ−φ31−２７０゜および−φ41−２７
０゜のままとすると同時に、それぞれ−φ11−９０゜お
よび−φ21−９０゜以外の値に設定する必要がある。
【００３８】ｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ７の相対的位相
に関するｆ１，Ｓ７およびｆ２，Ｓ７の相対的位相の独
立制御は、Ｓ６信号の位相を遅延線ＤＬ１により独立に
制御する事により達成することができる。Ｓ６信号の位
相を対応する周波数においてＳ５信号の位相から１８０
゜以外に変化させることは、ｆ１，Ｓ７およびｆ２，Ｓ
７における所望の位相変化を生成することになる。しか
し、ｆ１，Ｓ７およびｆ２，Ｓ７の電圧レベルは、Ｓ６
からＳ５をベクトル的に減算することによりそれ相応に
変化することになる。そして勿論、Ｓ７の電圧レベルの
変化は、様々なカプラまたはその他のものの結合値を変
化させることにより補償されなければならない。
に関するｆ１，Ｓ７およびｆ２，Ｓ７の相対的位相の独
立制御は、Ｓ６信号の位相を遅延線ＤＬ１により独立に
制御する事により達成することができる。Ｓ６信号の位
相を対応する周波数においてＳ５信号の位相から１８０
゜以外に変化させることは、ｆ１，Ｓ７およびｆ２，Ｓ
７における所望の位相変化を生成することになる。しか
し、ｆ１，Ｓ７およびｆ２，Ｓ７の電圧レベルは、Ｓ６
からＳ５をベクトル的に減算することによりそれ相応に
変化することになる。そして勿論、Ｓ７の電圧レベルの
変化は、様々なカプラまたはその他のものの結合値を変
化させることにより補償されなければならない。
【００３９】以上に説明したセットの電圧および位相の
関係で、出力コンバイナ３６が、それぞれポート３９お
よび３８において、信号Ｓ９およびＳ１０を受け取るた
めに使用される。好ましくは、３ｄＢウィルキンソンタ
イプカプラであるコンバイナ３６は、信号Ｓ９およびＳ
１０内の歪周波数電力を、これらの周波数におけるエネ
ルギをその内部負荷抵抗において、消散させることによ
りキャンセルする。コンバイナ３６を通常の３ｄＢウィ
ルキンソンカプラとして具現化することにより、ポート
３８および３９は、カプラの２つの７０．７オーム分岐
線の出力であり、ポート４０は、カプラの５０オーム入
力ポートへの入力である。
関係で、出力コンバイナ３６が、それぞれポート３９お
よび３８において、信号Ｓ９およびＳ１０を受け取るた
めに使用される。好ましくは、３ｄＢウィルキンソンタ
イプカプラであるコンバイナ３６は、信号Ｓ９およびＳ
１０内の歪周波数電力を、これらの周波数におけるエネ
ルギをその内部負荷抵抗において、消散させることによ
りキャンセルする。コンバイナ３６を通常の３ｄＢウィ
ルキンソンカプラとして具現化することにより、ポート
３８および３９は、カプラの２つの７０．７オーム分岐
線の出力であり、ポート４０は、カプラの５０オーム入
力ポートへの入力である。
【００４０】２つの振幅が等しいが位相が異なる信号が
３ｄＢウィルキンソンカプラの分岐アームに与えられた
場合、信号内の全ての電力は、その負荷抵抗内で消費さ
れる。同様に、２つの振幅は等しいが同相の成分がポー
ト３８および３９に与えられた場合、全ての電力は入力
ポート４０に現れる。したがって、ポート４０から流れ
出る出力信号Ｓout は、それぞれ周波数ｆ１およびｆ２
においてＶ1およびＶ2の
３ｄＢウィルキンソンカプラの分岐アームに与えられた
場合、信号内の全ての電力は、その負荷抵抗内で消費さ
れる。同様に、２つの振幅は等しいが同相の成分がポー
ト３８および３９に与えられた場合、全ての電力は入力
ポート４０に現れる。したがって、ポート４０から流れ
出る出力信号Ｓout は、それぞれ周波数ｆ１およびｆ２
においてＶ1およびＶ2の
【数１１】 倍の電圧レベルを有し、理想的な場合、周波数ｆ３およ
びｆ４における歪成分を有しない。
びｆ４における歪成分を有しない。
【００４１】したがって、Ｓout は、理想的な無損失の
場合、歪周波数補正信号を生成するためにのみ補正増幅
器を使用する上述した従来技術による正帰還増幅器に比
べて、２倍の基本周波数出力電力を有する。回路１０の
様々な部品における製造許容差は、ｆ３およびｆ４にお
ける歪積の全体的キャンセルを妨げ、電力損失は出力電
力における完全な３ｄＢ改善を妨げることになることに
注意しなければならない。
場合、歪周波数補正信号を生成するためにのみ補正増幅
器を使用する上述した従来技術による正帰還増幅器に比
べて、２倍の基本周波数出力電力を有する。回路１０の
様々な部品における製造許容差は、ｆ３およびｆ４にお
ける歪積の全体的キャンセルを妨げ、電力損失は出力電
力における完全な３ｄＢ改善を妨げることになることに
注意しなければならない。
【００４２】ｆ３およびｆ４よりも低いおよび高い周波
数における非常に低いレベルの追加的な歪積が、それぞ
れｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ７の同時の増幅において固
有のＩＭＤ積の発生のために増幅器Ａ２により生成され
得るということに注意しなければならない。これらの追
加的な歪積は、ウィルキンソンコンバイナ３６により幾
分減衰された後に、信号Ｓout の一部として現れること
になる。
数における非常に低いレベルの追加的な歪積が、それぞ
れｆ３，Ｓ７およびｆ４，Ｓ７の同時の増幅において固
有のＩＭＤ積の発生のために増幅器Ａ２により生成され
得るということに注意しなければならない。これらの追
加的な歪積は、ウィルキンソンコンバイナ３６により幾
分減衰された後に、信号Ｓout の一部として現れること
になる。
【００４３】好ましい実施例において、３ｄＢウィルキ
ンソンコンバイナ３６が使用されるが、信号Ｓ９の周波
数成分の電圧レベルが信号Ｓ１０内の対応する周波数成
分の電圧レベルと等しくないように設計される場合、不
等電力分離／結合カプラがコンバイナ３６として使用す
ることができる。この目的のための適切なカプラは、不
等分離ウィルキンソンタイプカプラおよび分岐線カプラ
を含む。
ンソンコンバイナ３６が使用されるが、信号Ｓ９の周波
数成分の電圧レベルが信号Ｓ１０内の対応する周波数成
分の電圧レベルと等しくないように設計される場合、不
等電力分離／結合カプラがコンバイナ３６として使用す
ることができる。この目的のための適切なカプラは、不
等分離ウィルキンソンタイプカプラおよび分岐線カプラ
を含む。
【００４４】図２の回路１０による増幅回路は、８７０
ないし８９０ＭＨｚの周波数範囲についてのマルチトー
ン入力で作られ且つ測定された。測定結果は、補正増幅
器のないメイン増幅器について−３６ｄＢｃから正帰還
ループ中の補正増幅器がある場合の−６４ｄＢｃへのＩ
ＭＤレベルにおける改善を示した。この増幅回路の出力
電力は、メイン増幅器自体の出力電力よりも２．７ｄＢ
高く測定された。
ないし８９０ＭＨｚの周波数範囲についてのマルチトー
ン入力で作られ且つ測定された。測定結果は、補正増幅
器のないメイン増幅器について−３６ｄＢｃから正帰還
ループ中の補正増幅器がある場合の−６４ｄＢｃへのＩ
ＭＤレベルにおける改善を示した。この増幅回路の出力
電力は、メイン増幅器自体の出力電力よりも２．７ｄＢ
高く測定された。
【００４５】以上のことから、シングルまたはマルチト
ーン入力信号を実質的に歪のない方法で増幅するための
本発明による正帰還増幅回路の実施例が開示されてい
る。従来技術による正帰還歪キャンセル増幅器に対する
この増幅回路のキーとなる利点は、誤差補正増幅器が使
用されて、歪成分をキャンセルことを可能にするため
に、望ましくない歪周波数における補正信号を同時に提
供し、且つ増幅回路の総合電力を実質的に増加させるた
めに、追加的な基本周波数電力を提供することである。
ーン入力信号を実質的に歪のない方法で増幅するための
本発明による正帰還増幅回路の実施例が開示されてい
る。従来技術による正帰還歪キャンセル増幅器に対する
この増幅回路のキーとなる利点は、誤差補正増幅器が使
用されて、歪成分をキャンセルことを可能にするため
に、望ましくない歪周波数における補正信号を同時に提
供し、且つ増幅回路の総合電力を実質的に増加させるた
めに、追加的な基本周波数電力を提供することである。
【００４６】ここに記述された実施形態は単なる例示で
あって、当業者であれば本発明の精神および範囲から離
れることなく開示された実施形態に対する多くの修正お
よび変形を行うことができることが理解されるであろ
う。そのような変形および修正の全ては、特許請求の範
囲により定義された本発明の範囲内に含まれるものと意
図されている。
あって、当業者であれば本発明の精神および範囲から離
れることなく開示された実施形態に対する多くの修正お
よび変形を行うことができることが理解されるであろ
う。そのような変形および修正の全ては、特許請求の範
囲により定義された本発明の範囲内に含まれるものと意
図されている。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
相互変調歪積を最小にしつつ、マルチトーン入力信号を
増幅することが可能な高出力電力正帰還増幅回路を提供
することができる。
相互変調歪積を最小にしつつ、マルチトーン入力信号を
増幅することが可能な高出力電力正帰還増幅回路を提供
することができる。
【図１】従来技術による正帰還増幅回路の構成を示す回
路図
路図
【図２】本発明の一実施形態による増幅回路の構成を示
す回路図
す回路図
【図３】図２の回路における様々な信号の流れの相対的
な振幅および位相の関係を示す表
な振幅および位相の関係を示す表
【図４】図２の回路における様々な信号の流れの相対的
な振幅および位相の関係を示す表
な振幅および位相の関係を示す表
１０ 低歪増幅回路 １２ 入力ポート １６ 結合パス出力ポート １７ 増幅器出力ポート １８ ダイレクトパス出力ポート Ａ１，Ａ２ 増幅器 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ カプラ ＤＬ１，ＤＬ２ 遅延線 ２８ 移相器 ３６ コンバイナ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウェン リウ アメリカ合衆国，07054 ニュージャージ ー，モーリス カウンティー，パーシッパ ニー，ノルマンディー ドライブ 24 (72)発明者 ジェロルド モラフチック アメリカ合衆国，07670 ニュージャージ ー，バーゲン カウンティー，テナフラ イ，ハワード パーク ドライブ 32
Claims (20)
- 【請求項１】 少なくとも１つの基本周波数の信号エネ
ルギを有する入力信号を増幅して、低歪出力信号を提供
することが可能な増幅回路において、 前記入力信号を増幅し、前記少なくとも１つの基本周波
数における第１の振幅の信号エネルギおよび少なくとも
１つの歪周波数における電力を有する第１の増幅信号を
生成する第１の増幅器と、 前記第１の増幅信号から得られた第２の信号を増幅し、
前記少なくとも１つの基本周波数における信号エネルギ
および前記少なくとも１つの歪周波数における電力を有
する第２の増幅信号を提供する第２の増幅器と、 前記少なくとも１つの基本周波数における前記第２の増
幅信号の信号エネルギと前記少なくとも１つの基本周波
数における前記第１の増幅信号の信号エネルギとを結合
して、前記出力信号を生成し、前記少なくとも第１の歪
周波数における前記第１および第２の増幅信号の電力を
キャンセルするコンバイナとを有し、 前記出力信号は、前記少なくとも１つの歪周波数におけ
る電力が減少されており、前記少なくとも１つの基本周
波数における前記第１の振幅よりも大きい第２の振幅の
信号エネルギを含むことを特徴とする増幅回路。 - 【請求項２】 前記第１および第２の増幅器に結合され
ており、前記第２の信号に、前記第１の増幅信号の対応
する信号エネルギから第１の所定の相対的位相だけ位相
において異なる前記少なくとも１つの基本周波数におけ
る信号エネルギを与え、前記第２の信号に、前記第１の
増幅信号の対応する電力から第２の所定の相対的位相だ
け位相において異なる前記少なくとも１つの歪周波数に
おける電力を与えるためのカプラをさらに含み、 前記第２の信号は、前記第１の所定の相対的位相および
前記第２の所定の相対的位相との間の第１の所定の位相
関係を有し、前記第１の所定の位相関係を有する前記第
２の信号の前記第２の増幅器による増幅が、前記第１の
増幅信号に関して、第２の所定の位相関係における前記
第２の増幅信号を与えて、歪周波数電力をキャンセルす
ると同時に、前記コンバイナが基本周波数信号エネルギ
を結合することを可能にすることを特徴とする請求項１
記載の増幅回路。 - 【請求項３】 前記第２の所定の相対的位相が、前記第
１の所定の相対的位相から実質的に１８０゜異なること
を特徴とする請求項２記載の増幅回路。 - 【請求項４】 前記入力信号が、マルチトーン高周波信
号を含むことを特徴とする請求項２記載の増幅回路。 - 【請求項５】 少なくとも１つの基本周波数の信号エネ
ルギを有する入力信号を増幅して低歪出力信号を提供す
る増幅回路において、 前記入力信号を第１および第２の信号に分離する第１の
カプラと、 前記入力信号を増幅して、前記少なくとも１つの基本周
波数における第１の振幅の信号エネルギおよび少なくと
も１つの歪周波数における電力を有する第１の増幅信号
を生成する第１の増幅器と、 前記第１の増幅信号を結合信号およびダイレクト信号に
分離する第２のカプラと、 前記結合信号の信号エネルギを前記第２の信号の信号エ
ネルギから減算して、前記少なくとも１つの基本周波数
における信号エネルギおよび前記少なくとも１つの歪周
波数における電力を有する第３の信号を提供する第３の
カプラと、 前記第３の信号を増幅して、前記少なくとも１つの基本
周波数における信号エネルギおよび前記少なくとも１つ
の歪周波数における電力を有する第２の増幅信号を提供
する第２の増幅器と、 前記少なくとも１つの基本周波数における前記第２の増
幅信号の信号エネルギと前記少なくとも１つの基本周波
数における前記ダイレクト信号の信号エネルギとを結合
して、前記出力信号を生成し、前記第２の増幅信号の電
力と前記少なくとも１つの歪周波数における前記ダイレ
クト信号の電力をキャンセルするコンバイナとを有し、 前記出力信号が、前記少なくとも１つの歪周波数におけ
る電力が減少され、前記少なくとも１つの基本周波数に
おける前記第１の振幅よりも大きい第２の振幅の信号エ
ネルギを含むことを特徴とする増幅回路。 - 【請求項６】 前記第２のカプラおよび前記第３のカプ
ラとの間に結合されて、前記結合信号を位相シフトし、
前記少なくとも１つの基本周波数における前記結合信号
の信号エネルギが、前記少なくとも１つの基本周波数に
おいて前記第３のカプラに与えられる前記第２の信号の
信号エネルギの位相から実質的に１８０゜の位相におい
て前記コンバイナに与えられることを可能にする位相シ
フタをさらに有することを特徴とする請求項５記載の増
幅回路。 - 【請求項７】 前記少なくとも１つの基本周波数におけ
る前記ダイレクト信号の信号エネルギが、第３の振幅に
おいて前記コンバイナに与えられ、前記少なくとも１つ
の基本周波数における前記第２の増幅信号の信号エネル
ギが、前記第３の振幅と実質的に等しい第４の振幅にお
いて前記コンバイナに与えられることを特徴とする請求
項５記載の増幅回路。 - 【請求項８】 前記第１の増幅器は第１の利得において
前記第１の信号を増幅し、前記第２の増幅器は、前記第
１の利得と実質的に等しい第２の利得において前記第３
の信号を増幅することを特徴とする請求項５記載の増幅
回路。 - 【請求項９】 前記第２の増幅器は前記第３の信号を受
け取るための入力ポートを有し、 前記第３の信号の前記少なくとも１つの基本周波数にお
ける前記信号エネルギは、前記ダイレクト信号の前記少
なくとも１つの基本周波数における信号エネルギと第１
の所定の相対的位相だけ位相において異なり、 前記第３の信号の前記少なくとも１つの歪周波数におけ
る前記電力は、前記ダイレクト信号の対応する歪電力か
ら第２の所定の相対的位相だけ位相において異なり、 前記第３の信号は、前記第１の所定の位相および前記第
２の所定の位相との間の第１の所定の位相関係を有し、 前記第１の所定の位相関係を有する前記第３の信号の前
記第２の増幅器による増幅は、前記ダイレクト信号に関
して第２の所定の位相関係において前記第２の増幅信号
を提供し、 前記コンバイナが、歪周波数電力をキャンセルすると同
時に基本周波数信号エネルギを結合することを可能にす
ることを特徴とする請求項５記載の増幅回路。 - 【請求項１０】 前記第２の所定の位相は、前記第１の
所定の位相から実質的に１８０゜だけ異なることを特徴
とする請求項９記載の増幅回路。 - 【請求項１１】 前記第１および第３のカプラ間に結合
されて、前記結合信号の位相を周波数の関数として補償
するための遅延線をさらに含み、 複数の基本周波数における前記結合信号の信号エネルギ
が、前記第３のカプラに、前記複数の基本周波数のそれ
ぞれにおける前記第２の信号の信号エネルギの位相から
実質的に１８０゜の位相において与えられることを可能
にすることを特徴とする請求項６記載の増幅回路。 - 【請求項１２】 前記第２のカプラおよび前記コンバイ
ナとの間に結合されて、前記ダイレクト信号の位相を遅
延させて、複数の基本周波数における前記ダイレクト信
号の信号エネルギが、前記複数の基本周波数のそれぞれ
に対応する周波数において前記第２の増幅信号の信号エ
ネルギと実質的に同相に、前記コンバイナに与えられる
ことを可能にする遅延線をさらに有することを特徴とす
る請求項５記載の増幅回路。 - 【請求項１３】 前記遅延線は、複数の歪周波数におけ
る前記ダイレクト信号の電力が前記第２の増幅信号の前
記複数の歪周波数に対応する周波数における前記第２の
増幅信号のエネルギと実質的に１８０゜位相が異なるよ
うに前記コンバイナに与えられることを可能にすること
を特徴とする請求項１２記載の増幅回路。 - 【請求項１４】 前記少なくとも１つの歪周波数におけ
る前記ダイレクト信号の電力が第３の振幅レベルにおい
て前記コンバイナに与えられ、 前記少なくとも１つの歪周波数における前記第２の増幅
信号の電力が、前記第３の振幅と実質的に等しい第４の
振幅において前記コンバイナに与えられることを特徴と
する請求項５記載の増幅回路。 - 【請求項１５】 前記コンバイナが、平均電力結合ウィ
ルソンタイプカプラであることを特徴とする請求項５記
載の増幅回路。 - 【請求項１６】 前記第１の増幅器が、第１の利得にお
いて前記第１の信号の増幅し、 前記第２の増幅器が、前記第１の利得と実質的に等しい
第２の利得において前記第３の信号を増幅し、 前記少なくとも１つの歪周波数における前記第３の信号
のエネルギが、前記第２の利得により分割された前記少
なくとも１つの歪周波数における前記第１の増幅信号の
振幅よりも大きい第３の振幅であることを特徴とする請
求項９記載の増幅回路。 - 【請求項１７】 前記ダイレクト信号の電圧レベルが、
それぞれ周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４において実質的
に 【数１】 であり、周波数ｆ１およびｆ２は、前記入力信号のそれ
ぞれ第１および第２の基本周波数であり、ｆ３およびｆ
４は前記第１の増幅信号の歪周波数であり、Ｖ1および
Ｖ2は周波数ｆ１およびｆ２における前記入力信号のそ
れぞれの電圧レベルであり、Ｖ3およびＶ4は、周波数ｆ
３およびｆ４における前記第１の増幅信号のそれぞれの
電圧レベルであり、Ｇ１は、前記第１の増幅器の利得で
あり、Ｃ11およびＣ22は前記第１および第２のカプラの
結合値であり、 周波数ｆ１ないしｆ４における前記ダイレクト信号の位
相値は、それぞれ−φ１１，−φ２１，−φ３１および
−φ４１であり、 周波数ｆ１およびｆ２における前記ダイレクト信号の電
圧レベルは、それぞれＶ1およびＶ2の 【数２】 倍であり、Ｃ33は前記第３のカプラの結合値であり、 周波数ｆ３およびｆ４における前記ダイレクト信号の電
圧レベルは、それぞれＶ3およびＶ4のＣ33Ｃ22倍であ
り、 周波数ｆ１ないしｆ４における前記ダイレクト信号の位
相値は、それぞれ−φ１１−Ｘ，−φ２１−Ｘ，−φ３
１−Ｘ−１８０および−φ４１−Ｘ−１８０度であり、
Ｘは固定位相値であることを特徴とする請求項９記載の
増幅回路。 - 【請求項１８】 低歪出力信号を提供するために、少な
くとも１つの基本周波数の信号エネルギを有する入力信
号を増幅する増幅方法において、 前記入力信号を増幅し、前記少なくとも１つの基本周波
数における第１の振幅の信号エネルギおよび少なくとも
１つの歪周波数における電力を有する第１の増幅信号を
生成するステップと、 前記第１の増幅信号から得られ、前記少なくとも１つの
基本周波数における信号エネルギおよび前記少なくとも
１つの歪周波数における電力を有する第２の信号を増幅
し、第２の増幅信号を提供するステップと、 前記少なくとも１つの基本周波数における前記第２の増
幅信号の信号エネルギを前記少なくとも１つの基本周波
数における前記第１の増幅信号の信号エネルギと結合
し、前記第１の振幅よりも大きい第２の振幅における前
記出力信号を生成するステップと、 前記第２の増幅信号と、前記少なくとも１つの歪周波数
における前記ダイレクト信号の電力をキャンセルするス
テップとを有し、前記出力信号が、前記少なくとも１つ
の基本周波数における信号エネルギから実質的になるこ
とを特徴とする増幅方法。 - 【請求項１９】 前記第１の増幅信号の対応する信号エ
ネルギから第１の所定の相対的位相だけ位相において異
なる前記少なくとも１つの基本周波数における信号エネ
ルギを前記第２の信号に提供するステップと、 前記第１の増幅信号の対応する電力から第２の所定位相
だけ位相において異なる前記少なくとも１つの歪周波数
における電力を前記第２の信号に提供するステップとを
さらに有し、 前記第２の信号は、前記第１の所定の相対的位相および
前記第２の所定の相対的位相との間の第１の所定の位相
関係を有し、 第２の信号の前記増幅は、前記第１の増幅信号に関して
第２の所定の位相関係における前記第２の増幅信号を提
供し、基本周波数信号エネルギの前記結合および歪周波
数電力の前記キャンセルを可能にすることを特徴とする
請求項１８記載の増幅方法。 - 【請求項２０】 前記第１および第２の振幅は電力レベ
ルであり、前記第２の振幅は前記第１の振幅の実質的に
２倍であることを特徴とする請求項１９記載の増幅方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US52580995A | 1995-09-08 | 1995-09-08 | |
| US525809 | 1995-09-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09116345A true JPH09116345A (ja) | 1997-05-02 |
Family
ID=24094692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8236272A Pending JPH09116345A (ja) | 1995-09-08 | 1996-09-06 | 増幅回路および増幅方法 |
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| Country | Link |
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| KR (1) | KR970018994A (ja) |
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