JPH08510609A

JPH08510609A - 周波数再利用を改善したセルラー／衛星通信システム

Info

Publication number: JPH08510609A
Application number: JP7518632A
Authority: JP
Inventors: ダブリュ．デント，ポール
Original assignee: エリクソンジーイーモービルコミュニケーションズインコーポレイテッド
Priority date: 1994-01-11
Filing date: 1995-01-11
Publication date: 1996-11-05
Also published as: AU1524595A; BR9505640A; CN1349315A; US5848060A; US5555257A; EP1659720A3; CA2157182A1; EP0688482A1; WO1995019078A1; CN1077367C; DE69534967D1; US5631898A; DE69534967T2; CN1345129A; CN1349310A; EP1659720A2; EP0688482A4; CN1349314A; US5812947A; CN1345133A

Abstract

(57)【要約】同一チャネル干渉を最小限に抑える無線通信システムおよび方法が開示される。本システムおよび方法は、例えば、陸上移動通信（４２０）、衛星通信システム（４１０）およびそれらのハイブリッド（４００）に応用することができる。送受信信号行列モデルを使用する信号処理により干渉は最小限に抑えられる。

Description

【発明の詳細な説明】周波数再利用を改善したセルラー／衛星通信システム背景本発明は容量を増大させた無線通信システムに関する。本システムには固定、地上基地局や軌道衛星もしくは両者の組合せによりサービスされる移動電話機、車載電話機もしくは携帯電話機を含むことができる。多数の加入者にサービスするこのようなシステムの容量は、どれだけの無線スペクトルがサービスに分配されるかまたどれだけ効率的に利用できるかによって決まる。スペクトル利用の効率は平方km当たりMHz当たり同時通話数の単位（erlang：アーラン）により測定される。一般的には、同じ帯域幅に沢山の通話を詰め込むよりも使用できる帯域幅を何度も再利用する方法を見つけることにより一層の改善が図られるが、それは帯域幅を狭くすると一般的に通話間の空間的分離を高める必要を生じて容量の増加が取り消されるためである。したがって、一般的にはより近い周波数の再利用が可能なように各通話に使用される帯域幅を増大するのがよい。他のユーザからの干渉があっても信号を読み取ることができるようにする重冗長コーディング（heavy redundant coding）を使用して信号帯域幅を増大する（例えば、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）システム等の）スペクトル拡散システムにより高いスペクトル効率が得られる。このようなシステムを使用すると、同じセル内の数人のユーザが周波数および時間的に重畳する同じ帯域幅内に共存することができる。同じセル内の同一周波数干渉体を許容できれば距離によって干渉の寄与が弱まるため１セル以上離れた同一周波数干渉体も許容することができ、全てのセル内で全ての周波数を再利用することができる。必要な信号と一緒に受信される同じ周波数の各不要信号が干渉成分に寄与するため、スペクトル拡散システムの容量は自己干渉制限であると言われる。しかしながら、衛星通信システム等のように自然ノイズにより既に制限されるシステムもあり、したがって広帯域スペクトル拡散法は必ずしも容量を最大限とするための最善の技術ではない。したがって、広帯域スペクトル拡散の自己干渉の不利益を受けることなく各隣接セルすなわち領域内で全スペクトルを再利用することが望ましい。第１図に陸上基地局を使用するセルラー電話網の代表的な構成を示す。この図は単なる例として電話網を示したものであり、セルは必ずしも規則正しいサイズや形状ではなく、一般的定義としては、別個の信号により照射される領域としてセルを記述できる。セルはその地理的中心から照射することができるが、サイト（用地）の不動産コストが重要な経済的要件であるため、一般的には、３つのセルの接合点である共通サイトから３セルのクラスターが照射される。セルの中央照射に対するアンテナ放射パターンは一般的に全方向性方位とされる。また一般的には、垂直面の放射パターンを狭くして、陸上電話機に向けてエネルギーを集中させて空中へのエネルギー放散が回避される。経済的にするために３セルに対する送信機およびアンテナを同じサイトに集めると、アンテナパターンは１２０°のセクターを照射するだけでよく、セルの遠方側までの距離が２倍になることは方位の指向性利得により補償される。アンテナパターンは、中央セクターに較べて±６０°において半分となる、各方向に必要な最大範囲に対応する利得が得られるような適切な形状とされる。したがって、セクター化されるアンテナパターンは±６０°において−１２ｄＢまで狭めることができ、およそ８〜９ｄＢの利得を得てその方向において最大範囲を得る助けとなる。中央照射を使用することにより、Ｕ．ＳＡＭＰＳセルラー移動電話システムでは任意のセル周りの２１セルエリア内で同じ周波数を再利用しないようにしている。これは２１セル周波数再利用パターンと呼ばれ（一般的に最大負荷と呼ばれる）全チャネルの同時使用時に同一チャネル干渉は必要信号よりもおよそ１８ｄＢ低くされる。このような２１チャネル再利用パターンを第２図に示す。３，４，７等の再利用パターンおよびその積（例えば、９，１２，２１．．）により同一チャネル干渉体は必要信号から等距離となり、パターンサイズの平方根に等しいセル数だけ離された、六角形の頂点に位置するようになる。実際上、照射は３セルの接合点のサイトから行われる。再利用パターンは２１セルパターンであるが、各々が３つの１２０°セクター周りに３つの周波数再利用パターンを有する７サイトとして説明することができる。この照射形式から生じる信号対同一チャネル干渉特性は中央照射による特性と厳密に同等ではない（アンテナの指向性により特定信号に対する干渉は中央照射の場合のように共通周波数で送信される６つの等距離セルではなく、アンテナが右方向に放射中の他の２つのサイトから主として生じることを理解されたい）。３セクター、７サイト照射方法はしばしばセクター化と呼ばれ、元の大きいセルが指向性アンテナを使用して３つの小さいセルすなわちセクターへ分割されたものという誤った印象を与えることがある。しかしながら、同じサイトから３つのセルを照射するのに使用する構成は実際上技術的性能に関して中央照射よりも幾分不利であるが他は非常に類似している単に経済的な構成であるにすぎないためこの印象は的確ではない。セル分割は全く別の概念であり、地上でさらに稠密に基地局を設けることにより平方km当たりの容量を大きくする方法である。従来セルを、例えば、単に３つのセルへ分割して元の周波数を３回再利用することは不可能であるため、セル分割を既存のシステムへ導入するには通常周波数再利用計画を完全に改造する必要がある。そのため空間的に分割されずに同じ周波数で３つの新しいセルが作動することになり、両方から同じ周波数で同じ強さの（内容の異なる）信号を受信する２つのセル間の境界において移動電話に問題が生じることになる。したがって、前記干渉問題を生じることなくセルをセクターへ分割して各セクターにおいて同じ周波数を使用できるようにすることが望ましい。移動電話もしくは携帯電話にサービスする衛星通信システムを設計するときにも同じような容量問題が生じる。携帯電話の場合、大多数の消費者が欲しがっているのは性能の異なる全方向性アンテナである。衛星用の指向性アンテナやより大きな扱いにくいアンテナは現在市場には出回っておらず、そのためこのような装置と通信するには衛星は地上に十分高い信号強度を与える必要がある。地上で受信される衛星からの信号強度は通常平方ｍ当たりワットもしくは平方ｍ当たりｄＢの対数目盛の単位で測定される。例えば、平方ｍ当たり−１２３ｄＢＷ程度の磁束密度を音声通信に使用して２GHzの下り周波数を使用するマルチパスフェージング、シャドーイング、偏波不整合等について適切なリンクマージンを与えることができる。衛星から放射される総ワット数はこの所要磁束密度に照射する地理的領域の面積を乗じたものに等しくなる。例えば、９百万平方kmの面積を有する米国全体の任意の場所にこのような音声チャネルを提供するのに必要な衛星からの総放射電力は、１０^-12.3ｘ９ｘ１０¹²＝４．５Ｗとなる。もちろん、一つの音声チャネルでは有用な容量は得られない。米国にサービスするのに妥当な目標は５，０００〜１０，０００アーランである。容量を増大する一つの方法は、各々が一つの音声チャネルを運ぶことができる他の周波数でも４．５Ｗを発生することであるが、４５kWの衛星は非常に大型で発射するのに費用を要し１０，０００アーランの容量を提供するための経済的な方法ではない。したがって、４．５Ｗの衛星無線電力を使用して米国の全ての場所において１音声チャネル分の磁束密度を生成し、その磁束により運ばれる音声を異なる場所では異なるようにできる方法を探し、電力や帯域幅をさらに使用せずにさまざまな通話を支援するのが効率的である。同じ放射磁束密度をさまざまな方向でさまざまに変調する衛星の能力はそのアンテナ開口により提供される角度識別に依存する。アンテナの角度識別（ラジアン）は波長対アンテナ径の比率程度である。２GHz（１５cm波長）の代表的な下り（ダウンリンク）周波数を使用する場合、１．５ｍ径のアンテナは理論的に１／１０ラジアンすなわち５．７°程度の角度識別を有し、例えば１０，０００km の軌道高さから、米国覆域内の３７の異なる方向を識別することができる。したがって、同じ４．５Ｗの衛星放射電力により一つだけでなく３７の異なる通話を支援することができる。３７本のビームを発生する一つの方法を第３図に示す。パラボラ反射器により異なる３７の給電の１パターンからの放射エネルギが地球へ向けて集束される。給電のイメージが地上へ投影されて所望する別々に照射されたエリアが形成される。残念ながら、この技術を使用すると一つのエリアから別のエリアへはみ出しが生じ、また２つもしくは３つのセル境界では移動電話は２つもしくは３つの供給源から同じ信号を受信する。これらの信号が独立に変調されると、電話機は判読できない３つの通話の寄せ集めを受信することになる。したがって、従来のシステムでは識別を使用して実現される潜在的な容量増大を利用することができない。概要従来の無線通信システム、衛星通信システムおよびそれらの混成システムにおけるこれらおよびその他の欠点や問題点は本発明により克服される。本発明の実施例では、行列処理を使用してデータサンプル流（ストリーム）の数値的組合せを形成することができる。行列係数が選定され、周期的に調整することができ、複数の受信機の各々が実質的にゼロの干渉で所期の信号を受信する。本発明の別の実施例では、信号処理は移動電話の動きや新たな呼の設定および終止には順応せず、決定論的に作動し、そのかわりにトラフィックがダイナミックトラフィックチャネル割当アルゴリズムを使用して信号処理の決定論的特性に順応する。図面の簡単な説明本発明の前記およびその他の目的、特徴および利点は図面と一緒に以下の詳細な説明を読めば一層理解することができ、ここにおいて、第１図は従来の陸上セルラー網を示し、第２図は従来の２１セル周波数再利用計画を示し、第３図は地球の一領域を照射する３７ビームの従来の衛星による実現を示し、第４図は本発明の特徴を説明するのに使用する照射パターンを示し、第５図は３セル周波数再利用計画を示し、第６図は本発明の一実施例による衛星−移動通信システムを示し、第７図は本発明の一実施例による移動体−ハブトランスポンダを示し、第８（ａ）図は本発明の一実施例によるハブ−移動体衛星トランスポンダを示し、第８（ｂ）図は本発明の別の実施例による電力増幅器マトリクスの結合網を示し、第９図は本発明のＦＤＭＡ実施例によるハブステーションを示し、第１０図は本発明の一実施例によるコヒーレントビーム信号送信を示し、第１１図は本発明の一実施例によるｋ−バンクハブリンク上の二重偏波を使用するスペクトル特性を示し、第１２図は一実施例によるビーム信号の位相コヒーレント移送を示すブロック図であり、第１３図は本発明の別の実施例によるビーム信号の位相コヒーレント移送を示すブロックであり、第１４図はＫ-帯域キャリアへの２ビット多重化されたＩおよびＱ信号のマッピングを示し、第１５図位相コヒーレントビーム信号移送の別の実施例を示すブロック図であり、第１６図は本発明の代表的なＴＤＭＡ実施例によるハブステーション送信信号処理を示すブロック図であり、第１７図は本発明の実施例による受信制御プロセッサと送信制御プロセッサ間の接続を示し、第１８図は本発明の代表的な陸上セルラー実施例を示し、第１９図は本発明の実施例によるアンテナアレイからの信号のＭＬＤ（maximu m likelihood demodulation）を示すブロック図であり、第２０図はジグザグセクターパターンの代表的な構成を示し、第２１（ａ）図および第２１（ｂ）図は本発明の実施例による前進照射パターンを示し、第２２図は本発明のダイナミックチャネル割当を実現する代表例の一部を示すブロック図であり、第２３図は円形一対称、均一開口照射関数に対する代表的な放射パターンを示すグラフであり、第２４図は相対信号利得対ビーム交差点の代表的なグラフであり、第２５図は３セル周波数再利用パターンに対するセル内のＣ／Ｉ対移動体位置を示す代表的なグラフであり、第２６図はＣ／Ｉ対ビームエッジ交差点を示す代表的なグラフであり、第２７図は即時周波数再利用システムに対するセル内のＣ／Ｉ対移動体位置を示す代表的なグラフであり、第２８図は即時周波数再利用システムに対するＣ／Ｉ対ビームエッジ交差点を示す代表的なグラフであり、第２９図は円形-対称、１／２余弦開口照射関数に対する代表的な放射パターンを示し、第３０図は第２９図の照射関数パターンに対する相対信号利得対ビーム交差点の代表的なグラフであり、第３１図は第２９図の照射関数に対する３セル再利用パターンに対するセル内のＣ／Ｉ対移動体位置を示す代表的なグラフであり、第３２図は第２９図の照射関数に対する３セル再利用パターンに対するセル半径の２５％以内の全ての移動体位置におけるＣ／Ｉ対ビーム交差点を示す代表的なグラフであり、第３３図は第２９図の照射関数に対する即時周波数再利用に対するセル内のＣ／Ｉ対移動体位置を示す代表的なグラフであり、第３４図は第２９図の開口照射関数を使用する即時周波数再利用システムに対するビームエッジ交差点のｄＢ低下の関数としてビーム半径の２５％以内の全ての点におけるＣ／Ｉを示す代表的なグラフであり、第３５図は本発明の実施例によるビームおよびセクターパターンを示し、第３６図は７通信チャネルを使用する別の代表的なビームおよびセクターパターンを示し、第３７図は本発明のさらに別の実施例による固定ビーム形成装置のブロック図であり、第３８図は本発明の実施例によるビーム形成装置を示す電流注入抽出点図であり、第３９図は第３７図のビーム形成装置のＴＤＭＡ実施例を示す。詳細な説明最初に、第３図に示すような従来のアンテナアレイからの信号の送信に伴う干渉問題を理解すると役に立つ。第３図に示すようなアンテナからの地上に作り出される照射強度の断面を第４図に示す。移動体がビーム２の中心（Ａ点）に位置する最善の干渉状況であってもビーム１および３からの照射はゼロにはならず、幾分低減するだけである。移動体２が受信する総信号は下記の３成分の和として示すことができる。ビーム１信号Ｓ１のＣ２１倍の量（小）ビーム２信号Ｓ２のＣ２２倍の量（大）ビーム３信号Ｓ３のＣ２３倍の量（小）次に逆（上り（アップリンク））方向について考え、往復伝搬であるものとすると、衛星はビーム２により３つの移動体から寄与を受ける、すなわちＣ２１・Ｍ１＋Ｃ２２・Ｍ２＋Ｃ２３・Ｍ３ここにＭ１，Ｍ２，Ｍ３はそれぞれセル１，２，３の移動体から放射された信号である。移動体１がビーム２のエッジに近くなければＣ２１は小さく、移動体２はビーム２内にあるためＣ２２は大きく、移動体３がビーム２のエッジに近くなければC２３は小さい。したがって、移動体が理想的に配置されてセルのエッジ上でなければ、セル間干渉レベルは許容できる。一方、移動体が例えばセル１および２間の境界に近ければ、係数Ｃ２１は大きくＭ１は信号Ｍ２の復号と干渉する。この問題を回避する従来の技術はすぐ隣接するセルと同じ周波数を使用しないことである。例えば、第５図に示す３セル周波数再利用パターンを使用することができる。第５図の影付きセルは第１の周波数を使用するものであり、他方のセルは図示するパターンでｆ２およびｆ３を使用する。同じ周波数ｆ１を使用するセルは接触せず、１セル径以下のエッジ間分離がおこなわれることを理解されたい。一つのビームのエッジ上の移動体は同じ周波数を使用する他のセルの照射強度曲線よりも遥かに下にあり、したがって干渉が回避される。しかしながら、利用できる周波数の僅か１／３しか使用できず、スペクトル利用効率が１／３へ低減することが欠点である。したがって、本発明により、とりわけ、隣接セルにおけるスペクトル再利用を行わないことに伴うスペクトル効率の損失を生じることなく同一チャネル干渉をキャンセルする手段が提供される。全ビームＢ１，Ｂ２，Ｂ３．．．等において受信信号についての式を集め、さしあたりビームと同数の移動体信号を想定すると、下記の方程式の組が得られる。 B1=C11−M1+C12・M2+C13・M3+C14・M4...Cln・Mn B2=C21・M1+C22・M2+C23・M3+C24・M4...C2n・Mn B3=C31・M1+C32・M2+C33・M3+C34・M4...C3n・Mn ・・・・・・ Bn=Cn1・M1+Cn2・M2+Cn3・M3+Cn4・M4...Cnn・Mn これはＢ＝Ｃ・Ｍとして略記することができＢおよびＭは列ベクトルでありＣは係数のｎｘｎ正方行列である。衛星がその各ビームにより受信する信号から、移動体が送信する信号を決定することが望ましく、本発明によりこれは前記方程式の組を解いて次式を得て行われる。Ｍ＝Ｃ^-1・Ｂ行列Ｃが可逆的である（すなわち、非ゼロ行列式を有する）限りこの解は求められ移動体信号間の実質的に全ての干渉がキャンセルされ完全に分離される。前記方程式の全要素、すなわち移動体信号Ｍｉ、ビーム信号Ｂｋおよび行列要素Ｃｋｉ、は信号振幅差だけでなく信号位相関係も表現できるように実および虚成分を有する複素数とされる。本発明によりさまざまなアンテナビームにより受信される信号は同じ時間にナイキスト判定法により重要な全信号成分を補足するのに十分な速度でサンプルされる。このような１組のサンプルにより任意の場合におけるコラムベクトルＢが形成され、１サンプル期間毎にこのようなベクトルに、例えば、Ｃの逆行列が乗じられて干渉の無い移動体信号を表す１組のサンプルＭが得られる。Ｍの同じ要素の連続する値により一つの移動体信号に対応するサンプル流が形成される。このサンプル流は各移動体信号に対するデジタル信号プロセッサへ送られそこでサンプル流は、例えば、システムが接続されている電話交換システムが必要とするアナログ音声波形すなわち６４ＫＢＰＣＭデジタル音声流へ変えられる。本発明のもう一つの特徴により、行列Ｃはサンプル期間毎に反転する必要はなく、もっと低い頻度あるいは呼の開始時に一度だけ反転すればよい。行列Ｃおよびその逆行列は比較的緩やかに変化しそれはビーム内の移動体シフト位置、もしくは非静止衛星の移動によるビーム照射強度分布の変化、によるＣ係数の変化速度が比較的低いためである。本発明の代表的な衛星の実施例では、代表的なセルサイズは直径数百kmの範囲であり中間高度の軌道を移動する衛星は代表的なセルを通過するのに１，２時間を要する。したがって、移動により新たに逆行列を計算する必要性は、例えば、代表的な３分間の電話呼の持続時間中には生じない。しかしながら、逆Ｃ行列の変化が便利である主な理由は通話が間断なく接断されることである。例えば、ｎ＝３７でかつ平均呼持続時間が３分であれば、平均して５秒毎に一つの移動体と行列Ｃのその対応するコラムが消失し他の係数のコラムにより置換される。これが生じる時に新しい逆C行列が導入されるプロセスについては後記し、３７の移動体信号の復調および復号に含まれる全デジタル信号処理に較べてこれは比較的無視できる計算努力を表すと述べるにとどめる。次に第６図〜第１１図を参照してこれらの原理を応用した実施例について説明する。第６図は、衛星４１０を介してハブステーション４００と通信する複数の携帯局４２０を示す。ハブステーションは、例えば市内交換機を介して、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）に接続され、衛星電話間だけでなく、携帯電話の世界中の任意の電話加入者間で呼を接続することができる。衛星は１６００MHz等の比較的低いマイクロ波周波数で携帯電話から信号を受信する。このような周波数ではバッテリ作動電話内の送信機は効率的であり、そのアンテナは小型全方向性とすることができる。衛星は受信信号を１６００MHzからハブステーションへ中継するより高い周波数へ変換する。より高い周波数を使用できるのは、衛星−ハブリンクに必要な帯域幅が１６００MHzにおいて各ビームに分配される帯域幅の少なくともｎ倍であるためであり、ｎはビーム数である。例えば、帯域幅の６MHzを１６００MHzにおける３７ビームの各々に再利用する場合、帯域幅の少なくとも３７ｘ６すなわち２２２MHzが衛星−ハブリンクに必要である。コヒーレントビーム信号移送を維持する一つの方法は少なくとも２回この最小帯域幅を使用し、逆方向にも同じ量を必要とするため、１GHzの帯域幅が必要である。これは衛星−ハブ往復リンクに対して、例えば、２０GHz付近のキャリア周波数が適切であることを示唆する。このような周波数では、比較的小さなハブステーションの円形アンテナであっても非常に狭いビーム幅を有し、そのためこの帯域幅を任意の一つのシステムが専用する必要がなく、第１の地上局から第１の衛星への視線が第２の衛星と交差しない限り干渉を生じることなく全帯域幅を他の衛星へ再分配することができる。これは、静止軌道の衛星へ特定の“局”を割り合てて回避することができ、より低い軌道を移動する衛星の場合には、交差する確率が低く、このようなイベントが生じる時に活性化される代替ハブ位置を有することで処理することができる。第７図は移動体発生信号をハブステーションへ中継する代表的な衛星トランスポンダブロック図を示す。（例えば、１６００MHzの）Ｌ−帯域マルチビーム衛星アンテナ４７０はさまざまなビーム間に分布された複数の移動電話から信号を受信し、各低ノイズ増幅器４８０により増幅する。各ビームからの合成信号は、例えば、６MHzの全帯域幅にわたって１２．５KHzの間隔で配置されたさまざまな周波数を使用する４００〜５００の移動電話からの信号を含んでいる。各ビームの合成信号は各ミキサー４４０においてダウン変換され、例えば、１〜７MHzの範囲にわたるベースバンド信号が得られる。この種の信号は代表的にはＴＶカメラからの信号の周波数範囲であるため以後“ビデオ”信号と呼ばれる。合成受信信号をビデオ信号へダウン変換するために、ダウンコンバータは、例えば、イメージリジェクション型ダウンコンバータとすることができる。ダウン変換プロセスは適切な中間周波数を使用して一つ以上のステップで随意行うことができる。システム内のダウンコンバータは、アンテナで受信されたダウン変換された周波数における位相関係を持続するために同じ局部発振器信号を使用することができる。不注意による固定位相不整合の導入やチャネル間の小さな振幅差は、ハブステーションにおけるアナログもしくはデジタル処理により校正できるため問題にならない。ベースバンド信号は、例えば、２０GHzの衛星−ハブ周波数帯域における各キャリアを変調するのに使用される。２０GHzキャリア周波数に１−７MHz “ビデオ”信号の単側波帯変調を適用する場合、得られる信号は２０．００１−２０．００７GHzの周波数範囲を占有する。しかしながら、単側波帯変調を使用するとビーム信号間で位相コヒーレンシを持続することが困難になる。したがって、替わりに両側波帯変調技術を使用することができる。例えば、１〜７MHzビデオ信号を、２０GHzキャリア信号の周波数もしくは位相変調に使用することができる。変調されたキャリアにより占有される周波数範囲は、使用する周波数もしくは位相偏差に応じておよそ１９．９９３〜２０．００７GHz以上となる。本来の１４MHzの帯域を超える余裕を与えるために、２０GHz帯域では２５MHzの間隔が適切である。したがって、３７ｘ２５すなわち９２５MHzを一方向の衛星−ハブリンクに使用することができる。この帯域幅は後記するように直交偏波の上手な使用により半分にすることができる。第８（ａ）図にハブ−移動体中継方向に対する代表的な衛星トランスポンダを示す。移動体−ハブ送信について前記した同じ方法を逆に衛星へ多数のビーム信号をコヒーレントに移送するのに使用することができる。（図示せぬ）ハブステーションはいくつかのＫａ帯域周波数もしくは位相変調キャリアを衛星へ送信する。これらは適切なＫａ帯域アンテナ３６０を使用して受信され、共通低ノイズ増幅器３５０で増幅され、次にＦＭ受信機バンク３４０へ送られそこで各キャリアは各受信機により復調され各ビームにより送信される信号のビデオ信号バージョンが得られる。例えば１〜７MHz帯域を占有するこれらのビデオ信号は、次に、相対位相関係を持続するため共通局部発振器３３０を使用して、それぞれのアップコンバータによりアップコンバートされ、次に電力増幅器マトリクス３１０を使用して増幅され、マルチビームアンテナ３００を介して移動電話へ送信される。衛星−移動体リンクに適切な周波数は、例えば、２．５GHz（Ｓ−帯域）である。電力増幅器マトリクスの増幅器はさまざまな電話へ送られる信号間の相互変調を低減する線形増幅器とすることができる。電力増幅器マトリクスは、例えば、各各にそれぞれのビームが関連するｎ台の個別増幅器のバンク（集合）、もしくは入力においてｎｘＮのバトラーマトリクスに接続され出力においてＮｘｎのバトラーマトリクスに接続された（ｎ以上の）Ｎ台の増幅器バンクとすることができる。バトラーマトリクスの効果は、各増幅器を使用して各ビーム信号の一部を増幅し、負荷を均等化し、故障時に見苦しくない機能低下とし、Ｎ−ｎダミーロードで相互変調エネルギの伝搬を吸収することにより相互変調を低減することである。このような電力増幅器の例は、１９９４年１月１１日に出願され参照としてここに組み入れられている米国特許出願第号“電力増幅器の消費エネルギ制御および管理”に記載されている。本発明のもう一つの実施例である、このようなマトリクス電力増幅器を使用する通信トランスポンダを有する地球−軌道衛星を介して中継されるＴＤＭＡ信号を使用する通信システムでは、電力増幅器は衛星の替わりに地上局に配置されたバトラー結合網をその入力に有することができる。バトラー結合動作は、地上局においてデジタル信号処理により行なわれて、希望ビーム信号の重みづけされた和を形成し、マトリクス電力増幅器の各増幅器に対応する駆動信号を発生することができる。これらの重みづけされた和はコヒーレントフィーダリンクを使用して衛星の通信トランスポンダへ送信され、通信トランスポンダはこれを受信して、電力増幅器出力のバトラー結合の後で、出力信号が異なるアンテナビーム方向で、例えば小さなハンドポータブル局であるそれぞれの地上端末へ送信したい信号に対応するように、電力増幅器を駆動する第２の周波数帯域へ変換する。こうして得られる衛星回路を第８（ｂ）図に示す。破線矩形８００で示すように、通常存在する入力結合器は、この機能が地上局で実施されるため省かれている。アンテナ８１０、線形増幅器を含む信号処理８２０、フィーダリンク受信機およびダウンコンバータ８３０および出力結合器８４０は、従来の方法で実現できるためここでは詳細には説明しない。この実施例はある状況に対しては有利であり、例えば、各フィーダリンクが一つのビーム信号の全てではなく各ビーム信号の一部を運ぶため、対応する順方向フィーダリンク信号に大きな変動を生じることなくアンテナビームとタイムスロット間の電力のダイナミック再分配を達成することができる。さらに、順方向フィーダリンクにより送られる信号の予歪み（pre-distortion）を適用して関連するトランスポンダチャネル電力増幅器の歪みをさらに補償することができる。さらに、前記出願“電力増幅器の消費エネルギ制御および管理”に記載さてれている過大寸法マトリクス電力増幅器の場合、フィーダリンク数は生成される独立ビーム信号数よりも大きく、故障に対する冗長度が得られる。第９図は本発明の実施例によるハブステーションのブロック図である。ブロック６１０における共通低ノイズ増幅およびオプショナルなダウン変換の後で、ハブアンテナ６００は衛星からＫａ帯域キャリアを受信し、信号は各Ｋａ帯域キャリアに対するいくつかの受信機間で分割されてビーム信号Ｂ₁．．．Ｂ_nが得られる。各ビーム信号はチャネル分離フィルタ６３０により分離される多数の音声変調チャネル周波数により構成される。チャネル分離フィルタ６３０は水晶フィルタ等のアナログ部品とすることができ、選定されたチャネル周波数から共通低周波数（例えば、１２．５〜２５KHz もしくは４５５KHz）へのＡ／Ｄ変換のための周波数変換を伴うことができる。適切な周波数へ変換されている選定チャネル信号はＡ／Ｄコンバータ６４０によりＡ／Ｄ変換される。４５５KHz等の低中間周波数に適した代表的なＡ／Ｄコンバータ技術は、参照としてここに組み入れられている、Paul W．Dentの米国特許第５，０４８，０５９号“ログポーラ信号処理”に記載されている技術であり、そこでは位相および振幅を同時にデジタル化することにより信号の完全な複素性が保存される。やはり参照としてここに組み入れられている、Paul W．Dentの米国特許第５，０８４，６６９号“直接位相周波数デジタル化”に記載された技術を使用して、瞬時位相をデジタル化することができる。そこに記載された技術を使用してある要素（すなわち、トリガー回路および保持レジスタ）をｎ回繰り返し、必要に応じて他（すなわち、基準周波数カウンタ）を共有して相対位相コヒーレンスを持続することにより、一つのチャネル周波数に対応するｎ個のビーム信号全ての位相デジタル化を実施することができる。また、合成信号が先にデジタル化される場合にはアナログフィルタの替わりにデジタルフィルタを使用することができ、その場合には第９図のＡ／Ｄコンバータ６４０は不要である。Ａ／Ｄ変換の数値結果はサンプル毎に数値マトリクスプロセッサ６５０へ送られる。チャネル周波数毎にこのようなプロセッサが１台あるが、判り易くするためにチャネル周波数（ｍ）に対するプロセッサしか示されていない。マトリクスプロセッサはデジタル化されたビーム信号を処理して別々のｎまでの移動電話送信を分離し各移動電話送信に対応するサンプル流を音声チャネルプロセッサ６６０へ転送する。音声チャネルプロセッサは信号の復調およびエラー修正復号および衛星を介して使用されるビットレートおよびフォーマットから（図示せぬ）デジタル交換機を介してＰＳＴＮに接続される標準ＰＣＭ電話システムフォーマットへのデジタル化された音声のトランスコーディングを数値的に実施する。したがって、第９図に示す代表的な構造によりｎｘｍの音声チャネルの復号が達成され、ここにｎはビーム数でありｍはビーム当たり周波数の数である。例えば、ｎ＝３７かつｍ＝４００であれば、システムは１４８００の音声チャネルポテンシャルを有する。第９図の説明は周波数毎に一つの音声チャネルが運ばれるシステム（すなわち、ＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）システムに関するものである。しかしながら、本発明はＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）システムにも応用できる。ＴＤＭＡシステムでは、繰り返しフレーム期間をタイムスロットへ分割し、各フレーム内の一つのタイムスロットを一つの移動電話信号へ分配することによりいくつかの移動電話信号が同じチャネル周波数で運ばれる。第９図の代表的なブロック図はＡ／Ｄコンバータ６４０からのサンプル流がＴＤＭＡ信号を表す場合にも適用することができる。しかしながら、行列プロセッサ６５０は各タイムスロットの別の１組の移動体信号を分離し、そのため行列係数は各々が１タイムスロットに対応する数組間で多重化されるようになる。所与数の音声チャネルに対して、チャネルフィルタ６３０はキャリア当たりタイムスロット数に等しい数だけ少なく、したがってＡ／Ｄコンバータも少なく、こうして行列プロセッサは各々がより高い入力サンプルレートで作動しなければならないが数が減少するためこれは経済的な構成となり、各音声チャネルプロセッサは連続するタイムスロットの信号を逐次処理して構成要素を経済的に時分割しながら同じ音声チャネル総数を達成することができる。各数値行列プロセッサ６５０は制御信号を受信するように示されている。この制御信号は移動電話への呼の接続および切断を制御する（図示せぬ）独立コンピュータにより発生することができ、ビームから移動体信号を分離するのにプロセッサが使用する係数行列へ変える必要がある。Ｃ行列の逆行列が数値的に不良条件でなければこの分離を行えると前に述べた。２台の移動体が地球上のまさしく同じ点に位置している場合、Ｃ行列のそれらの２つの対応するコラムは同じとなり、そのため行列式はゼロとなり逆行列は存在しない。したがって、Ｃ行列を可逆行列とするには地上で十分離して移動体を配置しなければならない。互いに近づきすぎると、Ｃ行列は不良条件となる。しかしながら、本発明の特徴により、この状況が生じると、２台（もしくはそれ以上）の接近する移動体の中の１台は、同じ周波数を使用する他の移動体が適切に分離されるチャネルへ周波数を変える。少なくとも呼設定時およびその後の随意期間に、新しい移動体へ分配したり、話中の通話をハンドオーバするのに利用できる周波数のいずれが最も適切であるかを判断するのは、制御コンピュータの機能である。空き容量が無い場合システムは閉塞されたと言われ加入者は呼を発することができず、いらいらさせられる。システムがアンダーロードであれば、少なくともいくつかの周波数において、移動体信号はビームよりも少なく行列Ｃは正方行列とはならない。アンダーロードシステムに与えられる過剰な自由度を使用して移動体信号を互いに分離して相互干渉を回避するだけでなく、最悪条件の移動体から受信する信号品質を最大限とする方法については後記する。余分な移動体信号に適応しなければならない場合にはこの解は変化し、制御コンピュータは信号品質に対する位置の影響を前以て推定することができる。したがって、本発明の実施例によるチャネル分配策は、計算に新しい信号を含めることにより各チャネルにおける最悪条件の移動体に対応する信号品質に対する影響を評価することである。殆ど劣化の無い、すなわち最悪条件の移動体に対して最高品質で対処するチャネルが、次に新しい信号に使用するものとして論理的に選定される。その結果、同じ周波数に割り当てられる移動体群は、空間的にできるだけ広く分離される。第１０図に、各ビームからの“ビデオ”信号の代表的なコヒーレント送信構成を示す。第１のアンテナ給電素子（ビーム）の（図示せぬ）ダウンコンバータからのビデオ信号は、２０GHz電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０００の電圧制御入力へ送られる。ビデオ信号周波数でＶＣＯが変調される。中心周波数が（例えば、２５MHzの）所望のチャネル間隔だけオフセットされている連続するＶＣＯが、アンテナ給電素子２，３．．．ｎ／２からの信号に使用される。この実施例では、信号２に対するＶＣＯ中心周波数は信号１に対するものよりも２５MHz（すなわち、１GHz／４０）だけ高く、したがって信号ｎ／２に対するＶＣＯ１００１周波数は信号１に対するものよりも（ｎ／２−１）ｘ１GHz／４０＝（ｎ−２）／８０GHzだけ高くなる。ＶＣＯからの信号は、例えば、導波路すなわちストリップライン指向性カップラー網とすることができる加算器１００２により加算され、その和は、例えば、進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）とすることができる共通増幅器１００３により増幅される。ｎ／２＋１からｎ番までのビデオ信号の他の半分に対処するのに並列構成が使用される。信号n／２＋１に対するＶＣＯ１００４はＶＣＯ１０００に対するものよりも半チャネル間隔（すなわち、チャネル間隔が２５MHzである前例では１２．５MHz）だけオフセットされ、このオフセットはＶＣＯ１００５まで維持されて並列構成に使用される周波数セットが全て第１の構成に対して半チャネルオフセットされるようにされる。これにより、二重偏波送信システムにおける不完全な偏波絶縁による干渉が最小限に抑えられる。２つのＴＷＴＡの出力は偏波器１００８を介して、例えば、二重円偏波ホーンアンテナ１００９に接続されている。偏波器１００８の機能は、ＴＷＴＡ１００３からの信号に対応する右円偏波信号をホーンアンテナ１００９へ発射し、同時にＴＷＴＡ１００７からの信号に対応する左円偏波信号を発射することである。ハブステーションにおいて、二重円偏波アンテナにより合成信号が受信され、２つの偏波がＦＭ受信機の２つのそれぞれのバンクへ分割される。ＦＭ受信機の中心周波数は第１０図のＶＣＯの中心周波数に対応する。ＦＭからの復調出力により、位相および振幅関係を保存する衛星L帯域アンテナ素子において受信された信号が再生される。第１１図に２つの偏波に対するＫ帯域送信スペクトル間の関係を示し、ＲＨＣおよびＬＨＣ間の半チャネルオフセットにより相互作用が最小限に抑えられる様子を示す。当業者であれば、第１０図のブロック図は本発明による代表的なコヒーレント信号送信構成の単なる例にすぎず、機能的に同等なものがそこから引き出せることがお判りと思われる。例えば、最初に２０GHzよりも低い例えば２〜３GHzの周波数変調信号を発生し、加算後に、加算された信号を共通１８GHz局部発振器と混合することによって合成信号を２０GHzに変換し、バンドパスフィルタにより上側波帯を抽出すると有利である。衛星Ｌ帯域アンテナ素子が受信する信号のハブステーションへのコヒーレント移送を中心として検討を進めてきた。同じ機能、すなわちハブステーションで発生した信号の移送は、例えば第８図のトランスポンダにより逆に各衛星アンテナ素子による放射に使用される。ハブステーションは第１０図と同様な構成を使用できるが、衛星−ハブ方向に使用するものとは異なるＫ帯域周波数セット、および地上端の大型アンテナを使用している。衛星は第２の二重偏波ホーンアンテナを受信用に使用するか、あるいは、第１０図に示すのと同じホーンアンテナおよび偏波器１００８および１００９を使用し各偏波に対して送受信ダイプレクシングフィルタを付加して送信および受信信号を分離することができる。各偏波について線形増幅器３５０を重複して、ＦＭ受信機バンク３４０のそれぞれ半分を給電するのに使用することができる。２つの偏波のキャリア間の同じ半チャネル周波数オフセットが、ハブ−衛星方向でも有利である。第１２図にハブおよび衛星間で多数の信号をコヒーレントに移送するための本発明の別の実施例による別の構成を示す。この図では、一つのアンテナ給電素子に対応する各衛星トランスポンダチャネルは、アンテナフィルタ１２００、低ノイズ増幅器１２０１、イメージリジェクションフィルタ１２０２、第１のダウンコンバータ１２０３、ＩＦフィルタ１２０４、１２０６、ＵＦ増幅器１２０５および直交ダウンコンバータ１２０７、１２０８を具備する二重ダウン変換プロセスとして示されている。第１のダウンコンバータ１２０３は、全チャネルに対して同じ局部発振器信号を使用して相対的コヒーレンシを持続することができる。直交ダウンコンバータ１２０７および１２０８は、全チャネルに対して同じ第２の局部発振器余弦および正弦基準信号を使用してやはり相対的コヒーレンシを持続することができる。例えば０〜３MHz範囲の直交ダウンコンバータ出力は、交差網１２０９により回線１２１５および１２１６の０〜５０KHz成分および回線１２１７および１２１８の５０KHz〜３MHz成分に分離される。５０KHz〜３MHz成分は、例えばＦＤＭＡやＦＤＭＡパルス狭帯域ＣＤＭＡハイブリッドや狭帯域ＦＤＭＡ／ＴＤＭＡを使用する上り（アップリンク）トラフィックチャネルに対応し、これらの信号をハブステーションへコヒーレントに中継するＫ帯域送信機の別々のＩおよびＱチャネルを変調するのに使用される。これらの成分によりＩおよびＱ電圧制御発振器１２１０および１２１１が変調される。これらの発振器の出力はＫ帯域加算網により加算され、和は共通ＴＷＴＡへ送られて所望する下り（ダウンリンク）送信電力レベルへ増幅される。これらのＶＣＯの半分、例えば、ＩチャネルＶＣＯを第１のＴＷＴＡへ結合してＲＨＣを使用する送信信号を形成し、他の半分はＬＨＣにより送信するのも有利である。各ビームの合成信号を衛星へコヒーレントに運ぶハブステーションで同様な構成を使用することができる。対応するＫ帯域受信機は、各Ｉ信号に対するＦＭ受信機および各Ｑ信号に対するＦＭ受信機を具備している。好ましくは、これらのＦＭ受信機は、ＩおよびＱ信号のＤＣおよび低周波成分を除去する自動周波数制御器（ＡＦＣ）を有し、これはチャネル中心の周波数応答にノッチがあることに等しい。このことは、広帯域ＴＤＭＡ信号にとって重要なことではなく、ＦＤＭＡにとっては帯域中心のチャネルをトラフィックに使用しないことを意味するにすぎない。衛星において、Ｋ帯域受信機の出力は再構成されたＩおよびＱ信号であり、これらの信号は直交変調器を使用してＬ帯域キャリアのＣＯＳ成分とＳＩＮ成分を変調し、コヒーレントビーム信号を発生するのに使用される。これらは各ビームに対するＬ帯域増幅器もしくは前記マトリクスタイプのＰＡ（パワーアンプ）へ送られる。使用する周波数配置は第１１図に示すのと同様なものとすることができ、例えば、Ｉ成分にはＲＨＣ偏波がＱ成分にはＬＨＣ偏波が使用され、キャリア間隔は７MHzではなく３MHzに対応するように低減される。ＲＨＣおよびＬＨＣ偏波キャリア間の半チャネルオフセットはこのＩ、Ｑ法にも有利である。ＩおよびＱ信号は複素受信信号ベクトルの、それぞれ、実および虚軸上の射影を表しＩおよびＱ信号間で正しい振幅関係を持続することにより相対位相を含むベクトル関係が持続される。２ｎのＩおよびＱ信号を使用して、前に第１０図で使用したチャネル間隔の半分以下の例えば１０MHzのチャネル間隔を有する２ｎのＫ帯域キャリアの周波数変調に使用することができる。Ｋ帯域でこの方法を使用するとスペクトル的により効率的に思えるが、実際にはＤＣオフセットおよび周波数エラーによりＩ、Ｑ信号成分を本当にゼロ周波数まで処理するのは困難である。したがって、ＡＣ結合を利用して０〜３MHzビデオ信号の、例えば、０〜５０K Hz部分を除外して送信することが望ましい。これにより本方法により応答されるＬ帯域の６MHzの帯域幅の中心にノッチが生じる。信号の性質に応じてこのノッチは重要ではないこともある。例えば、１９９４年１月１１日に出願され、参照としてここに組み入れられている、同じ譲受人の米国特許出願第号“ＴＤＭＡ／ＦＤＭＡ／ＣＤＭＡハイブリッド無線接続方法”には、衛星セルラー応用に適したハイブリッド接続方法が開示されており、そこでは広帯域ＴＤＭＡにより信号が下り方向（衛星から移動体）に運ばれ各移動体信号が各フレーム構造内の割り当てられたタイムスロットを占有し、ＦＤＭＡもしくはＦＤＭＡとＣＤＭＡの組合せにより信号が上り方向（移動体から衛星）に運ばれる。例えば、５１２のタイムスロットからなる６．５５３６Mbit／秒ＴＤＭＡ信号をトランスポンダハブステーションから各衛星アンテナ給電素子の６MHz帯域幅を介して各セル内の対応する数の移動電話へ送信することができる。チャネルの中心で帯域幅の僅かな部分が抜けていることはこのような信号の特性を著しく乱すものではなく、発生する外乱はここに参照として組み入れられている同じ譲受人のPa ul W．Dentの米国特許第５，２４１，７０２号“無線受信機のＤＣオフセット補償”に開示されたＤＣオフセット補償技術を使用して無線受信機において補償することができる。このような５１２タイムスロットＴＤＭＡフォーマットを下り方向に使用すると、呼出しチャネル、順方向制御チャネル、あるいはページングチャネルとしても知られる共通シグナリングチャネルとして一つ以上のタイムスロットを専用することができる。呼出しチャネルは（例えば、ＰＳＴＮ加入者や他の移動電話等の）ネットワークから生じる移動電話への呼をシステムが同報するのに使用される。移動体がこのような同報メッセージでそれ自体の電話番号を検出すると、一般的に“ランダムアクセスチャネル”と呼ばれる対応する上りチャネルを使用して返答がなされる。ランダムアクセスチャネルと呼ばれるのは移動電話が、ネットワークからのサービスを要求する、呼を移動体から発するのにも使用されるためである。大集団の移動電話が放浪している場合、これらの要求イベントはシステムにはランダムに生じるように見える。前記特許出願“ＴＤＭＡ／ＦＤＭＡ／ＣＤＭＡハイブリッド接続方法”により、各下りタイムスロットには対応する上りキャリア周波数が関連づけられる。本発明のＩ、Ｑバージョンと共に前記開示を利用するために、下り呼出チャネルタイムスロットに関連する上りキャリア周波数を６MHz帯域幅の中心の±５０KHzに対応するように選択し、ランダムアクセスチャネルとして使用することができる。したがって、交差網１２０９からの０〜５０KHz信号はランダムアクセス信号を表し、その帯域幅が比較的低いためオンボードデジタル化を行いかつデジタル手段により送信するオプションが存在する。これはＡ／Ｄコンバータ１２１２により実施され、その各チャネルの出力はマルチプレクサ１２１３により多重化されて６０ＭＢ／ｓ程度の合成ビット流（ストリーム）が形成され、それによりハブステーションへ送信するデジタル送信機１２１４が変調される。さらにもう一つの実施例では、アンテナ素子信号は帯域幅拡張を行うことなく地上局および衛星間でコヒーレントに移送することができる。第１３図および第１４図に代表的なコヒーレント送信方法および装置を示しそれは各アンテナ信号をアナログからデジタルへ変換しデジタル多重化を行いつぎに直交振幅変調によりＫ帯域フィーダリンクキャリアを使用して多重化された信号流を変調することに基づいている。第１５図は第１３図から導かれる代替装置を示し、それはＡからＤおよびＤからＡの無限の精度に一致し、したがって第１３図の実施例のＡからＤおよびＤからＡをアナログ多重化で置換することができる。第１３図を参照すると、このコヒーレント送信システムの動作は次のようである。複数の衛星搭載アナログ素子の中の１素子から受信された２GHz信号は低ノイズ増幅され、ミキサ１３０１および１３０２を使用して余弦および正弦局部発振器信号に対してダウン変換される。ダウン変換される２GHzの帯域幅が５MHzであれば、得られるＩおよびＱ信号の帯域幅は２．５MHzとなる。したがって、ＩおよびＱ信号で作動する２．５MHzカットオフローパスフィルタを使用して５MHz の所望する帯域幅を付与することができる。これらのミキサ、フィルタおよびＡ／Ｄコンバータ１３０３、１３０７は処理される別々のアンテナ素子信号に対して繰り返される。ミキサは同じ局部発振器信号cos（ｗＴ）およびsin（ｗＴ）を受信してチャネル間に相対移相を生じないようにすることができる。ベースバンドＩおよびＱ信号は、濾波した後でＡ／Ｄコンバータ１３０６および１３０７を使用して変換される。これらは、帯域幅の２倍で本例では５ＭＳ／ secである少なくともナイキストレートで、ＩおよびＱ信号をサンプルおよび変換するように構成されている。少なくともナイキストレートでサンプリングすることにより、サンプルから忠実に信号を再構成することができる。例えば、Ａ／Ｄコンバータは２ビットの分解能しかないように図示されている、すなわち各ＩおよびＱ信号はデジタルコード１１，１０，０１もしくは００で示すように、任意単位の４つの値−３，−１，＋１もしくは＋３の中の一つに最も近いものとして分類されている。ある応用では、２ビット量子化で十分である。このような応用は、５MHz帯域幅の２GHzにおける全体信号／ノイズ比が非常に低く負となることもあることを特徴としている。これは、符号化もしくはスペクトル拡散技術を使用して信号の帯域幅を人為的に拡張した場合に生じる。信号／ノイズ比が低いかもしくは負であれば、デジタル量子化ノイズを劣化を回避するために無線ノイズよりも低くするためには、２，３ビットの分解能で十分である。当業者であれば、信号／ノイズ比の高い応用に対しては、さらにビットを使用して精度をさらに高くできることがお判りと思われる。２ビットの例では、瞬時ＩおよびＱサンプルを表すビット対が全アンテナ素子から集められ、デジタルマルチプレクサ１３０８および１３０９を使用して多重化される。デジタルマルチプレクサ１３０８および１３０９の出力は、それぞれ、アンテナNo．１に対する２ビットＩおよび２ビットＱ信号であり、アンテナ１が再びサンプルされるまでアンテナNo．２、３、４等に対するものがそれに続く。ＩおよびＱの連続する２ビット値は、次に変調によりＫ帯域フイーダーリンクキャリア周波数で送信される。毎秒ビット数は４Ｎｘ５ＭＳ／sec＝２０Ｎ Mbit／secとなるため、信号が元のＮ信号の５Ｎ MHz以上を占有することを回避するために帯域幅効率の良いデジタル変調方式が必要となる。適切な変調方式は、例えば、１６ＱＡＭとすることができる。１６ＱＡＭでは、２ビットを４つのＫ帯域キャリア実ベクトル値の中の一つ（すなわち、余弦キャリア成分の振幅）へかつ２ビットを４つの虚ベクトル値の中の一つ（すなわち、正弦成分の振幅）へマッピングすることにより送信記号当たりデータの４ビットが運ばれる。こうして得られる点の４ｘ４グリッドを第１４図に示す。１６ＱＡＭを使用し、Ｄ／Ａコンバータ１３１０および１３１１を使用して、Ｉビット対がＫ帯域Ｉ軸へマッピングされ、Ｑビット対がＫ帯域Ｑ軸へマッピングされる。最後に、２ビットＤ／Ａコンバータ１３１０および１３１１の出力をＫ帯域直交変調器１３１２へ加えることにより所望するＫ帯域ベクトル成分が形成され、変調器１３１２は（図示せぬ）Ｋ帯域余弦および正弦波により駆動されて変調された出力信号が形成され、（やはり図示せぬ）Ｋ帯域フイーダーリンクアンテナを介して送信される。好ましくは、マルチプレクサはアンテナチャネルからの信号よりも多くの入力を有している。例えば、代表的なアンテナ構成は６１個のアンテナ素子の六角形アレイとすることができる。マルチプレクサ構造内で自然に２の累乗が行われるため６４入力マルチプレクサが適切となる。次に３つの予備入力をそれぞれ（０，０）、（１，０）および（０，１）に等しい基準Ｉ、Ｑ信号へ接続することができる。地上局受信機はこれらの基準信号を使用してそのデマルチプレクシングを同期化させ、（０，０）ケースから直交変調器キャリア漏洩（オフセット）を求め、（１，０）および（０，１）ケースから位相基準を与えて、Ｑ軸ビットからＩ軸ビットを識別することができる。２ビット量子化が不適切である場合には、Ａ／Ｄコンバータ１３０６および１３０８は、例えば４ビットの高分解能とすることができる。各４ビットＩおよび４ビットＱサンプルは２５６の可能性の中の一つを表し、１６ＱＡＭについて前記したのと同様に２５６ＱＡＭを使用して送信することができる。しかしながら、ブロック１３０６および１３０８で実施されるＡ／Ｄ変換とＤ／Ａコンバータ１３１０および１３１１により実施される記号のマッピングとが相補動作であり、互いに相殺してこの実施例から省くことができることに気が付けば、単純化が可能である。次に、ローパスフィルタからのアナログＩ及びＱ信号の完全な非量子化精度がマルチプレクサにより保存され、第１５図に示すように、デジタルマルチプレクサがアナログマルチプレクサに置換される。第１５図において、第１３図に関して説明したようにダウンコンバータ１５０１，１５０２およびローパスフィルタ１５０３，１５０４によりベースバンド信号が発生される。しかしながら、Ｉ，Ｑ信号はデジタル化されておらず、（図示せぬ）他のアンテナチャネルからの対応する信号と共に直接アナログマルチプレクサ１５０５，１５０６の入力へ加えられる。次に直交変調器１５０７を使用して、多重化されたＩサンプルによりＫ帯域余弦キャリアが変調され、多重化されたＱサンプルによりＫ帯域正弦キャリアが変調される。前記したように、アナログマルチプレクサの予備入力を使用して、地上局受信機がデマルチプレクサを同期化させかつキャリア不平衡（キャリア漏洩、オフセット）および不完全直交（すなわち、余弦および正弦キャリアが正確に９０°離れていない）等の直交変調器のエラーを修正するのに役立つ（０，０），（１，０）および（０，１）等の基準値を多重し送信することができる。第１５図に示す構成は、２GHzからＫ帯域への信号の帯域幅拡張が実質的に行われないという利点を有する。２GHzで受信されたＮ個の３MHz幅アンテナ信号は実質的に同じ５Ｎ MHz帯域幅を使用してＫ帯域で再送信される。また、量子化ノイズも導入されない。第１５図の実施例に対して適切なアナログマルチプレクサは２進ツリーとして構成することができ、５ＭＳ／sec信号対が最初に比較的低速の２入力マルチプレクサにより多重化されて１０ＭＳ／sec信号が形成される。これらの対は高速２入力マルチプレクサにより多重化されて２０ＭＳ／sec信号が形成され以下同様とされる。マルチプレクサはカレントステアリングを使用するバイポーラやＣＭＯＳやＢｉＣＭＯＳ集積回路内に構成することができ、２つのトランジスタ入力（例えば、エミッタ）の接合点に信号を加え、（例えば、ベースに加えた）制御信号により交互にイネーブルまたはディスエーブルされて、一方のデバイスに信号電流を通すかもしくは他方のデバイスの信号電流を止める。ＨＢＴ等のヒ化ガリウム技術も高速マルチプレクサを構成するのに非常に適している。地上局処理システムはＫ帯域を介して時間多重化アンテナ信号を受信し、それらの信号を２．５Ｎ MHz帯域幅のＩ，Ｑベースバンド信号へダウン変換し、（ナイキストレート以上の）５ＭＳ／secの２．５MHz帯域幅信号を分離する。次にこれらの信号を必要な精度で地上においてデジタル化して、イコライザを使用してＫ帯域送信機、受信機もしくは伝搬経路における故意もしくは不意の帯域幅制約によって隣接サンプルによりスミヤされるサンプルのサンプル間干渉を除去する等の処理に供することができる。このようなイコライザは、前およびそれに続く複素（Ｉ，Ｑ）サンプル値の規定量を現在値から減じて作動し、規定量はサンプル間干渉をキャンセルするように選択される複素係数により与えられる。このプロセスは逆に応用して、例えば、Ｓ帯域で各アンテナにより送信されるＫ帯域複素信号ベクトルサンプルを使用して衛星へ伝送するのに応用することができる。別々のＮの複素（Ｉ，Ｑ）サンプル流は、好ましくは最初に地上局において予め等化され、サンプル間干渉ゼロで衛星に受信されるようにする。次に時間多重化変調Ｋ帯域信号が衛星においてＫ帯域局部発振器に対してダウン変換され、多重化されたＩおよびＱ信号流が得られる。所望により２段以上のダウン変換を行って、簡便な中間周波数で増幅が行われるようにする。これは第１３図の２GHz ダウンコンバータにも適用されるが、相対移相を生じないように各アンテナ素子の対応する全てのダウン変換段で同じ局部発振器信号を使用しなければならない。衛星により受信された多重化されたＩ，Ｑストリームはマルチプレクサ１５０５および１５０６に使用したのと同じ（図示せぬ）マルチプレクスクロックを使用してデマルチプレクスすることができる。したがって、信号が正しい時間関係で到着して衛星上で適切なデマルチプレクシングを補償するように、伝搬時間を考慮して信号を送信するという負担が地上局にかかってくる。このようにして、衛星機能が簡単かつ高い信頼度で保持され複雑なことは、故障時に装置を修理できる地上に限定される。前記説明は、全てのアンテナ素子信号が一つのＴＤＭ複素サンプル流へ時間多重化されるケースを説明するために簡潔になされている。しかしながら、当業者であれば時間多重化信号群が形成され別々のＦＤＭキャリアを変調するのに使用されるハイブリッドＴＤＭ／ＦＤＭ方式を使用できることがお判りと思われる。この変調は、例えば、一つの多重化ストリームでは実用的でない高いサンプルレートが生じる場合に使用することができる。また、前記説明は、複素信号のデカルト（Ｉ，Ｑ）表現に集中している。複素信号の極もしくは対数極表現を形成し、Ｋ帯域フィーダリンクを変調する前にアナログマルチプレクサを使用してこれらの信号を多重化するか、あるいは多重化する前に、参照として前に組み込まれている米国特許第５，０４８，０５９号の方法を使用してそれらをデジタル化することもできる。第１６図は、本発明のこの実施例に対するハブステーションにおける送信信号処理を示す。移動電話へ送られる各音声チャネルは標準６４ＫＢ／ｓＰＣＭ信号もしくはＰＣＭへ変換されるアナログ信号として受信することができる。次にＰＣＭ信号は、ＣＥＬＰ（codebook excited linear prediction）、ＲＥＬＰ、ＶＳＥＬＰもしくはサブバンド符号化等の従来の音声圧縮アルゴリズムを使用して、４．８ＫＢ／ｓ等の低ビットレートへ符号変換される。符号変換された音声信号には次にエラー修正符号化が行われ、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）ビット、ＳＡＣＣＨ（Slow Associated Control Channel）シグナリング情報、プリスロット同期ワード（syncword）およびインタースロットガード記号等の補足ビットが付加される。このプリチャネル処理は、音声処理チャネルカード１６００で行われる。次に、例えば、このような５００のチャネルカードからの出力ビット流がマルチプレクサ１６０１の（図示せぬ）制御プロセッサからの制御チャネルデータ流と多重化されて、例えば、６．５５３６Mbit／ｓのＴＤＭＡビット流が形成される。これはデジタル変調器１６０２へ与えられ、そこで情報流は変調波形のＩ，Ｑ成分を表す、例えば、８サンプル／ビットのサンプルレートで複素数流へ数値変換される。前記したように発生されるＴＤＭＡ信号は特定セルすなわちエリア内の、例えば、５００台の第１セットの移動電話へ送信される。同様な回路１６００，１６０１，１６０２により形成されるこのようないくつかのＴＤＭＡ信号が、３６の他のセル内の他の５００台の移動電話セットへ送信される。（この実施例では３７である）セル総数に、（例えば、５００である）セル当たりトラフィックチャネル数を乗じると、１８５００という総システム容量が得られる。各セルのタイムスロット１内の信号は同じ周波数で、同時にそれらの各セルへ送信される。同時に同じ周波数を使用する隣接セルからのスピルオーバ干渉を回避するために、本発明のこの実施例は、各タイムスロットに対する３７ｘ３７複素係数行列を使用して重みづけ加算により変調器１６０２からの信号を処理する行列プロセッサ１６０３を含んでいる。各タイムスロットに対する３７ｘ３７の係数は係数メモリ１６０５に格納されており、それは数値信号プロセッサの構成要素内に分布することができるが、原理を良く示すために第１６図では独立したブロックとして集約的に示されている。第１のタイムスロットの間に、メモリから第１セットの係数Ｃが選定され、変調器１６０２からの変調信号に行列乗算を行ってＤ／Ａコンバータ１６０４の信号が得られる。各Ｄ／Ａコンバータは、複素数で作動できる二重チャネルユニットとすることができる。例えば、行列プロセッサからの出力信号は１２ビット実（Ｉ）および１２ビット虚（Ｑ）部により構成することができそれらをＤ／Ａ変換してアナログＩ，Ｑ信号が得られる。Ｉ，Ｑ信号はＦＭＫ帯域ＦＭ送信機へ送られ、ハブステーションから衛星へ送信される。Ｓ帯域により衛星から地上へ応答されると、行列処理の結果各移動電話はそれ自身の信号だけを受信し、他のセルとのセル間干渉はメモリ１６０５から検索した係数によって決まる反対符号の補償量を行列プロセッサで加算することによりキャンセルされる。これはそれぞれのセルのタイムスロット１を使用する３７台の移動体が空間的に離されている、すなわち双方がそれぞれのセルの縁の同じ位置には居ない時に可能である。この状態は本発明の代表的なタイムスロット割当アルゴリズムにより維持することができ、それにより全体的なチャネル割当アルゴリズムも提供され、最悪移動体へ与えられる信号品質を最大限とすることに基づいている。２０mS ＴＤＭＡフレーム期間を使用する場合、タイムスロットの持続時間は代表的にはおよそ４０μSである。１タイムスロットは６．５５３６ＭＢ／ｓにおける２５６ビット期間に対応し、タイムスロット毎に変調器１６０２により２０４８の複素数が発生される。行列プロセッサ１６０３が第１のタイムスロットに対する係数セットを使用して３７複素数入力の２０４８セットを処理した後で、第２およびそれ以降のタイムスロットに対する係数を変えてタイムスロット２，３等を使用する対応する３７台の移動体セット間で正確に干渉がキャンセルされる。異なるセルで同じタイムスロットを受信している２台の移動体が変換進行中に接近し過ぎると、（図示せぬ）制御プロセッサは干渉をキャンセルするのに適切な係数セットに到達するのは困難であることに気づく。代表的なセルサイズに関する陸上移動電話の制限速度からこれは極めて起こりそうにないことではあるが、万が一起こった場合には、制限プロセッサはタイムスロットの変化が１台の移動体に対して適切であるかどうかを評価する。その目的は、近接する他の移動体のどれも使用していないタイムスロットを使用している移動体を接続することである。必要であれば、理想的（すなわち、低干渉）タイムスロットを占有している移動体であっても、ぎりぎり適切な（例えば、かろうじて干渉を許容できる）タイムスロットへシフトして元のタイムスロットを解放し、近接問題をいつでも解決することができる。例えば、選択するタイムスロットが５００あれば、通常は現在信号品質を悪化させる恐れのあるタイムスロットよりも良好なタイムスロットを見つけることができるため、実際にはこのような状況を考慮する必要は無いと思われる。セル当たり１０秒当たり１タイムスロットの変化を許容すれば、タイムスロット割当の適当に高速な最適化および移動体の移動に対する適切な適応が期待できる。事実、新しい呼を配置して古い呼をクリアするレートを処理するため、より高速の適応レートが提供される。タイムスロット当たり３７移動体の容量で平均呼持続時間が３分であれば、およそ５秒毎に特定のタイムスロットが空とされるセルがあり、新しい呼はそのタイムスロットへ割り当てられる。全体として、この例では、５００タイムスロットおよび３７セルが与えられると１００タイムスロットが全セルに広がり毎秒空とされ再割当てされる。このような通信システムはシステム容量の１００％まではロードされないように設計しなければならず、さもないと次の呼の試みが阻止される。セル当たり５００タイムスロットを利用できるため、１％の閉塞確率に対して平均ローディングは４７４タイムスロットに達する。したがって、平均として、この実施例では３７個のマルチプレクサ１３０２の各々において５００のタイムスロット中２６のタイムスロットが使用されない。特定のタイムスロットを移動体へ送信するのにどのマルチプレクサを使用するかということは重要ではない。いずれのタイムスロットを選定しても、同じタイムスロットを使用する移動体が干渉しないことは行列係数の関連するコラムを選択して決定される。したがって、例えば３７１番の、同じタイムスロットが２つ以上のマルチプレクサ１６０１で空であれば、新しい呼を接続するのにどれを使用するかということは重要ではない。したがって、制御プロセッサで実行される割当アルゴリズムにより最初に最大数のマルチプレクサのどのタイムスロットが空であるかが決定される。これは現在移動通話数が最小であるタイムスロットである。新しい移動体から受信した信号間の関係に関する情報（すなわち、新しい移動体のランダムアクセス信号とアンテナ素子信号との相関によって決まるＣ行列係数）を使用して、制御プロセッサは空タイムスロットが関連する係数メモリ１６０５内の係数セットに必要な変化を評価しそのタイムスロットを新しい信号に使用する場合には非干渉を維持する。次に実施例に対してどのように係数メモリ１６０６内の係数の選択に到達するかを示す一般的原理について大要を述べる。前記したように、移動体から信号を受信するために、アンテナ素子１は移動体信号Ｍ１の量Ｃ１１および移動体信号Ｍ２の量Ｃ１２等を受信した。これをより一般的に述べると、アンテナ素子ｋは移動体ｉの信号の量Ｃｋｉを受信した。相反を仮定すると、素子ｋから移動体ｉまでの経路は各方向に複素数Ｃｋｉで与えられる同じ減衰および移相を有すると想定されるため、アンテナ素子ｋから送信された信号Ｔｋは移動体ｉにはＣｋｉ・Ｔｋの量だけ受信される。したがって、移動体に受信される信号Ｒは、アンテナ素子により送信される信号と行列式により関連づけられる。Ｒ＝Ｃ^t・Ｔ；ここに上つき添字ｔは転置行列を示す。Ｃの上つき添字が使用されるのはＣｋiの最初の添字ｋがＴ要素の対応する添字に乗じられ、要素ｋが移動体ｉから受信する信号がＣｋｉ・Ｍｉで与えれる移動体から衛星への方向では、乗じられる移動体信号Ｍｉの添字ｉに対応するのはＣの第２の添字ｉであるためである。したがって、行列係数の添字は移動体から衛星への方向に較べて衛星から移動体の方向では転置される。非干渉を達成するためには、衛星アンテナ素子から送信される信号セットは次式のようでなければならない。Ｔ＝Ｃ^t-1・Ｒ転置の反形（反転）はまさに反形の転置であり、したがって下りタイムスロット（ｊ）の係数メモリ１６０５に含まれる係数セットは、少なくとも相反の仮定の元では、まさに第９図の数値プロセッサ６５０内の上り周波数に関連する係数セットの転置である。上りおよび下り周波数が同じであれば相反が適用される。アンテナ素子パターンが上りおよび下り周波数で同じであれば相対振幅相反が適用される。相対位相は各素子に対して信号が移動する相対距離の小さな差を波長で除し３６０°を乗じたものによって決まるため、位相相反は適用されない。上りおよび下りで波長が異なる場合には、位相関係が異なる。しかしながら、相対時間差は周波数に依存しないため相反である。したがって、一つの周波数における相反位相差セットは第１の波長を使用して時間差セットへ変換することができ、次に第１の周波数で周知のセットから第２の周波数で有効な係数セットを引出すために、別の波長を使用して位相差セットへ再変換される。前記した検討に基づいて、本発明の実施例によりメモリ１６０５に格納された送信係数は下記のステップで求めることができる。（１）ランダムアクセス送信中に新しい移動体から受信される信号を個別のアンテナビーム素子と相関させて、受信Ｃ行列に対する新しい係数コラムを求める。（２）古い逆Ｃ行列および新しいコラムに基づいて、新しい移動体からトラフィックを受信する新しい逆Ｃ行列を求める。（３）上り／下り周波数比率を使用して相対係数位相角を校正することにより、新しい受信Ｃ行列の列を新しい送信Ｃ行列の行へ変換する。（４）古い送信逆Ｃ行列および新しい行に基づいて、新しい送信逆Ｃ行列を求める。次に前記した実施例を実施するのに使用できる代表的な詳細数学手順を、アンダーロードケース、すなわち現在アクティブな移動体信号が通信のために衛星で利用できるアクティブ給電素子数よりも少ない場合について展開する。代表的にこのような予備容量は、無線電気通信において、新しい呼にサービスする空チャネルを有する確率が９８％となる様にして、呼の閉塞時に顧客が過度にいらいらしないようにする。アクティブな移動体は１．．．ｍで示され、これらの移動体により受信される信号は、この例ではＲ１．．．Ｒｍで示される。両者間の通信に利用できるアンテナ素子／トランスポンダチャネルは１．．．ｎで示され、アンテナ素子へ送って各アンテナから送信される信号はＴ１．．．Ｔｎで示される。前と同様に、今度はｍｘｎ非正方行列である行列Ｃにより、各送信信号Ｔｋのどれだけが各移動体に到達するかがＲｉとして求められ、行列は次式で与えれる。 R1=C11・T1+C12・T2...+C1n−Tn R2=C21・T1+C22・T2...+C2n・Tn ・・・・Ｒm=Cm1・T1+Cm2・T2...+Cmn・Tn あるいは行列／ベクトル記法で単純にＲ＝Ｃ・Ｔと表される。Ｃは正方ではないため、直接的な反形はなく、次式で与えれるＴに唯一の解はない。Ｔ＝Ｃ^-1・Ｒ替わりに満たすべき条件（すなわち、ｎ＞ｍ）よりもＴの値を選択する自由度の方が多いため、解の連続体がある。しかしながら、所望する移動体受信信号Ｒを生成するためにアンテナ素子へ供給すべき平均二乗電力を最小限に抑えるという条件を課すことにより、下記の唯一の解が得られる。Ｔ＝Ｃ^t・（ＣＣ^t）^-1 この式は次のようにして引き出される。受信局において受信したい信号のＭ要素ベクトルをＲ_desiredとし、送信アンテナに加わる信号のＮ要素ベクトルをＴとし、Ｎ＞Ｍとする。Ｃは送信機アンテナｊからの信号がどのように受信局ｉへ伝搬するかを記述する係数ＣｉｋのＭｘＮ行列である。実際に受信される信号のＭ要素をＲ_achievedとすると、次式が得られる。Ｒ_achieved＝Ｃ・Ｔ．．．．．．．．（１）プロセスで消費される総送信電力を最小限とするには、受信したい信号の線形関数としてＴはどうであるべきかを知りたいものとする。求めるべきＭｘＮ行列Ａの係数により形成される線形結合は次式で表される。Ｔ＝Ａ・Ｒ_desired．．．．．．．．．（２）（２）式のＴを（１）式へ代入すると、次式が得られる。Ｒ_achieved＝Ｃ・Ａ・Ｒ_desired Ｃ・ＡがＭｘＮ単位行列Ｉである場合のみＲ_achieved＝Ｒ_desired となり、したがって、Ｃ・Ａ＝Ｉ．．．．．．．．．．．．．（３）は必要条件である。Ｃは正方ではないため、単純に反転することはできず次式で表す。Ａ＝Ｃ^-1 さらに、Ｃ・Ａ＝Ｉは積のＭｘＭ項により実際にＭｘＭ単位行列Ｉが与えれるようにＮｘＭの未知数が満たすべきＭｘＭの方程式セットである。Ｎ＞Ｍであるため、未知数の数は方程式の数よりも多く、そのため（３）式には唯一の解は無いが解の連続体がある。他の条件を課して関心のある特殊解を明示しなければならない。ここで課される条件は信号Ｔのベクトルを送信するための固有の送電力を最小限に抑えることである。（３）式の特殊解はＡ＝Ｃ’（ＣＣ’）^-1＝Ｕであることを証明することができ、ここに’は共役転置を表す。これはＡの特殊解を（３）式へ代入して証明することができ、次式が得られる。Ｃ・Ｕ＝Ｃ・Ｃ’（ＣＣ’）^-1＝（ＣＣ’）・（ＣＣ’）^-1 これは明らかに必要とするＩに等しい。上で求めた特殊解へ任意の行列Ｖを加えることにより一般解を形成することができる。Ａ＝Ｃ’（ＣＣ’）^-1＋Ｖ，しかしながらこれは（３）式を満たさなければならない。Ａのこの値を（３）式へ代入すると次式が得られる。Ｃ（Ｃ’（ＣＣ’）^-1＋Ｖ）＝１すなわち、ＣＣ’（ＣＣ’）＋ＣＶ−Ｉすなわち、Ｉ＋ＣＶ＝Ｉすなわち、ＣＶ＝０．．．．．．．．（４）したがって、（４）式を満たすかぎりＶは任意である。すべてのＶのコラムがＣの行と直交する限り、Ｃを予め乗じた時に非ゼロＶ行列を恒等的にゼロとすることができる。Ｃの行はＮ要素ベクトルであるが、それらはＭしかなく、したがってそのＮ次元空間を完全に塞ぐことはない。その空間にはＣのローが射影しない次元が他にＮ−Ｍあり、したがってＶのコラムはＣのＭ次元部分空間へ射影しないそのＮ−Ｍ次元部分空間に限定された任意のベクトルからなる。したがって、（３）式の一般解は次のようになり、Ａ＝Ｕ＋Ｖ；ここにＵは前記特殊解でありＶはＣ・Ｖ＝０を満たさなければならない。送信信号Ｔは次式で与えれる。Ｔ１＝Ａ１１・Ｒ１＋Ａ１２・Ｒ２＋．．．．Ａ１ｍ・ＲｍＴ２＝Ａ２１・Ｒ１＋Ａ２２・Ｒ２＋．．．．Ａ２ｍ・Ｒｍ・・・・・・Ｔｎ＝Ａｎ１・Ｒ１＋Ａｎ２・Ｒ２＋．．．．Ａｎｍ・ＲｍここにＲ１，Ｒ２等はＲ_desired要素である。Ｒ１，Ｒ２等が全て異なる受信局へ向けた独立信号であれば、それらの間に相関は無くＴ要素を形成する線形加算プロセスでｒｍｐワイズに加算される。したがって、Ｔ１の平均二乗値は｜Ａ１１・Ｒ１｜²＋｜Ａ１２・Ｒ２｜²．．．＋｜Ａ１ｍ・Ｒｍ｜²となる。同様に、Ｔ２の平均二乗値は｜Ａ２１・Ｒ１｜²＋｜Ａ２２・Ｒ２｜²．．．＋｜Ａ２ｍ・Ｒｍ｜²となる。これらの式を同じＲｉを含むコラムへ加算すると、次式が得られる。ＰＯＷＥＲ＝ＳＩＧＭＡ_j〔｜Ｒｉ｜²・ＳＩＧＭＡ，｜Ａｉｊ｜²〕ＳＩＧＭＡⁱ｜Ａｉｊ｜²＝ＳＩＧＭＡ，（Ａｉｊ−Ａｉｊ）＝ＳＩＧＭＡ_i（Ａ’ ｊｉ・Ａｉｊ）となり、Ａ’ｊｉはＡの共役転置の要素ｊｉである。しかしながら、この値ＳＩＧＭＡは全体行列積Ｘｊｋ＝ＳＩＧＭＡ_i（Ａ’ｊｉ・Ａｉｋ）の単なるｊｊ対角項にすぎず、それはＡ’とＡを乗じる行列式、すなわちＸ＝Ａ’Ａである。Ａ＝Ｕ＋Ｖを代入すると、Ｘ＝（Ｕ’＋Ｖ’）・（Ｕ＋Ｖ）＝Ｕ’Ｕ＋Ｖ’Ｖ＋Ｕ’Ｖ＋Ｖ’ＵかつＵ’ Ｖ＋Ｖ’Ｕ＝２Ｒｅ（Ｕ’Ｖ）となる。Ｕ＝Ｃ’（ＣＣ’）^-1，すなわち、Ｕ’＝（ＣＣ’）^-1・Ｃを前式へ代入すると、ＣＶ＝０であるため、Ｕ’Ｖ＝（ＣＣ’）^-1・ＣＶ＝０となる。したがって、２Ｒｅ（Ｕ’Ｖ）＝０かつＵ’Ｖ＋Ｖ’Ｕ＝０となる。したがって、ＳＩＧＭＡ_i｜Ａｉｊ｜²｜＝ＳＩＧＭＡ_i（｜Ｕｉｊ｜²＋｜Ｖｉｊ｜²｜）となり、ＰＯＷＥＲ＝ＳＩＧＭＡ_j〔｜Ｒｉ｜²・ＳＩＧＭＡ_i｜Ｕｉｊ｜²〕＋ＳＩＧＭＡ_j 〔｜Ｒｉ｜²・ＳＩＧＭＡ_i｜Ｖｉｊ｜²〕となる。それぞれＵおよびＶを含む２項は正であるため、第２項の任意の行列Ｖの選択がゼロであればパワーは最小限となる。したがって、所望の受信信号を生成する送信信号の解は次式で表される。Ｔ＝Ａ・Ｒ_desiredここに、Ａ＝Ｃ’（ＣＣ’）^-1 この解はＮ＝Ｍであるケースにも成り立ち、その場合Ｃは正方であるため前式は次のようになる。Ａ＝Ｃ^-1 前記原理を適用して、予備自由度は、各移動体で同一チャネル干渉の無い信号を生成するだけでなく、所与の総放射電力に対して希望信号値を最小限に抑えるのにも使用される。総平均二乗放射電力は、実際上次式により定義される行列Ａの係数の二乗値の和である。Ａ＝Ｃ^t・（Ｃ・Ｃ）^-1 Ａのコラムの二乗和により、対応する移動体と通信するのに使用する放射電力が得られる。最悪条件の、すなわち衛星の電力を最も使用する移動体がこうして識別される。本発明の一つの特徴により、ハブステーションの制御プロセッサは、移動体が現在関連している群から最悪条件の移動体を除去して別の群と関連づけることにより、総衛星電力を最小限に抑えられるかどうか（すなわち最適電力利用）を定期的に調べる。これは最悪条件の移動体に対応する行を減じたＣにより前式を再計算して行われ、残部だけを最も効率的にサポートすることにより衛星の電力節減が決定される。次にＣの除去された行を使用して、異なる周波数チャネル（ＦＤＭＡ）もしくはマルチキャリア（ＣＤＭＡ）もしくはタイムスロット（ＴＤＭＡ）を使用する他の移動体群に関連する各Ｃ行列が付加され、かつ前式を計算して他の各群の構成要素として順次その移動体をサポートするのに必要な電力増加が求められる。これらのケースの一つにおける電力増加が、移動体をその元の群から除去することで節減される電力よりも少なければ、衛星の電力利用を改善するために、新しい群へ周波数もしくはタイムスロットをハンドオーバすることができる。この手順は、既存のいくつかの群のいずれに新しい移動体呼を関連づけるかを決める、すなわち新しい呼を接続した時の衛星電力の増加を最小限に抑える群を見つけるのにも使用できる。第１７図は、送信および受信行列プロセッサ間の相互接続および前記干渉キャンセリングおよび最適チャネル分配挙動を行う地上局の制御プロセッサを示す代表例である。受信行列プロセッサ１７００は、地上局のＲＦ部からデジタル化された信号サンプルを受信する。受信プロセッサは、例えば、第９図の本発明のＦＤＭＡの代表例もしくは第１６図のＴＤＭＡの代表例に従って構成することができる。さらに、例えば、チャネル分割フィルタの帯域幅を増し、かつ第９図の回路内の予チャネル処理のＣＤＭＡバージョンを含めることにより、ＣＤＭＡの代表例を構成することができる。さらに、参照としてここに組み入れられている、Paul W．De ntの米国特許第５，１５１，９１９号“ＣＤＭＡサブトラクティブ変調”に記載された新しいサブトラクティブＣＤＭＡシステムを使用して、本発明の代表例を構成することができる。本発明のこれらの特徴も陸上セルラーシステムに実現される。受信行列プロセッサ１７００は、前記したように制御プロセッサ１７０２から供給される逆Ｃ行列係数を適用して、個別のチャネル信号を分離し同一チャネル干渉を解消もしくは抑制する。これらの係数は、例えば、次のようにして求めることができる。Ｍの空間分離アンテナ／受信機チャネルが次式で示すＭ信号Ｓｉのさまざまな組合せＲｉを受信すると、Ｒｉ＝ＳＩＧＭＡ_j（Ｃｉｊ・Ｓｊ）．．．．．．．．（５）すなわち行列記法ではＲ＝Ｃ．Ｓ，Ｍの信号の分離は、回りくどくない解を有する。Ｒ＝Ｃ・Ｓ^-1．．．．．．．．（６）アンテナ／受信機チャネル数Ｎが受信する信号数Ｍよりも多ければ、行列Ｃは正方ではないため反転できない。Ｎチャネルの任意の部分集合Ｍを使用する解の連続体がある可能性があるが、希望する唯一の解もある。Ｎの送信機チャネルを使用してＭの信号を送信する相反問題は、総送信電力を最小限にするという要望を付加して解決された。受信の場合には、信号ノイズ比を最大限にするという条件を課することにより、希望する唯一の解を見つけることができる。そのため受信機には有限量のノイズが存在するものと仮定しなければならない。この解を説明する前に、次式を解くもう一つの解について説明する。Ｃ１１・Ｓ１＋Ｃ１２・Ｓ２．．．．＋Ｃ１Ｍ・ＳＭ＝Ｒ１Ｃ２１・Ｓ１＋Ｃ２２・Ｓ２．．．．＋Ｃ２Ｍ・ＳＭ＝Ｒ２．．（７）・・・・・ＣＮ１・Ｓ１＋ＣＮ２・Ｓ２．．．．＋ＣＮＭ・ＳＭ＝ＲＮＮ＞Ｍであれば、未知数を上回る方程式がある。それらは全て矛盾がなくＮの任意の部分集合Ｍを解いても同じ答えでなければならない。しかしながら、受信値に非相関エラーを生じる受信機のノイズにより、方程式は全てが必ずしも一致しない。その周知の解はいわゆる最小二乗解である。最小二乗法により方程式を矛盾なくするためにＲ値へ加える必要のあるノイズエラーのＲＭＳ和を最小限とする解が求められる。エラーベクトルは次式で定義することができる。Ｅ＝Ｃ・Ｓ−Ｒ．．．．．．．．（８）二乗和エラーは次のようになる。Ｅ’Ｅ＝（Ｃ・Ｓ−Ｒ）’・（Ｃ・Ｓ−Ｒ）＝Ｓ’・Ｃ’・Ｃ・Ｓ−Ｒ’・Ｃ・Ｓ−Ｓ’・Ｃ’・Ｒ＋Ｒ’・Ｒ．．．．．．．．（９）この式を各Ｒについて微分すると勾配が得られる。ｇｒａｄ（Ｅ’Ｅ）＝２Ｃ’・Ｃ−Ｓ−２Ｃ’・Ｒ．．．（１０）Ｅ’Ｅは大域最大値でありｇｒａｄ（Ｅ’Ｅ）＝０である。すなわち、Ｃ’Ｃ・Ｓ＝Ｃ’Ｒ，もしくはＳ＝（Ｃ’Ｃ）^-1・Ｃ’・Ｒ．．．（１１）したがって、Ｍの最小二乗解はＳ＝Ａ．Ｒとなり、Ａは次式で表される。Ａ＝（Ｃ’Ｃ）^-1・Ｃ’．．．．．．．．（１２）これはＡが次式で表される最小電力送信解と比較することができる。Ａ＝Ｃ’（ＣＣ’）^ー1 前記受信の最小二乗解は必ずしも各信号の品質を最大限とするものではない。次に各信号品質を最大限とする解を見つけるためにその信号を生じる最善Ａ行列の行を探す。分離された信号ＳｉはＡのｉ行により与えられるため、Ａｉと記され、受信チャネル出力Ｒのベクトルが乗じられる、すなわち、Ｓｉ＝Ａｉ・Ｒである。ＲはＣ・Ｓ＋Ｎｏｉｓｅで与えられ“Ｎｏｉｓe”は受信機チャネル内のＮ１，Ｎ２．．．成分を有する非相関ノイズのベクトルである。したがって、Ｓｉ＝Ａｉ・Ｃ・Ｓ＋Ａｉ・Ｎｏｉｓｅ．．．．．．（１３）Ｓｉに現れる希望するＳｉ成分の量は次式で与えられる。（Ａｉ１・Ｃ１ｉ＋Ａｉ２・Ｃ２ｉ＋Ａｉ３・Ｃ３ｉ．．．＋ＡｉＮ・ＣＮｉ）・Ｓｉ＝Ａｉ・Ｃｉここに、ＣｉはＣの第ｉ列を意味する。全てのＳｉが単位電力で送信されるものとすると、抽出された希望する成分の電力は次式で表される。Ｐ＝｜Ａｉ・Ｃｉ｜²＝Ａｉ・Ｃｉ・Ｃｉ’・Ａｉ’．．（１４）しかしながら、抽出された信号には他の信号Ｓｋによる干渉成分もある。ｉに等しくない全てのｋに対する干渉電力の和は次式で与えられる。Ｉ＝Ａｉ・Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ・Ａｉ’．．．．．．．（１５）ここに、Ｃｄｉｍは列ｉを除去した行列Ｃである。さらに、次式で表されるノイズ電力もあり、｜Ａｉ１・Ｎ１｜²＋｜Ａｉ２・Ｎ２｜²．．．＝ＡｉＡｉ’・ｎＩ．．．．．．．（１６）ここに、ｎは各ノイズ信号Ｎ１，Ｎ２等の平均二乗値である。信号対ノイズプラス干渉比は次式で表される。Ｐ／（Ｉ＋Ｎ）＝Ａ（Ｃｉ・Ｃｉ’）Ａ’／Ａ（ｎＩ＋Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ）Ａ’ ．．．．．（１７）数学者ならばこの式はエルミート形式であることがお判りと思われる。Ｘ’ＵＸ／Ｘ’ＶＸで表される式の極大および極小はＶ^-1・Ｕの固有値、すなわち、ｄｅｔ（Ｖ^-1・Ｕ−ｑ１）＝０の解により得られる。これらの極値を与えるＸの値は対応する固有値である。ここでは、Ｖ^-1・Ｕは（Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ＋ｎＩ）^-1・Ｃｉ・Ｃｉ’でありＸはＡ’である。ここでｎ＞ｍである場合、ｎｘｍ行列とｍｘｎ行列の積の固有値は、逆順の積の固有値プラスｎ−ｍゼロ固有値に等しいという理論を使用する。問題とする２つの行列として、Ｎｘ１行列（Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ＋ｎＩ）^-1 ・Ｃｉおよび１ｘＮ行列Ｃｉ’を使用すると、必要とする固有値は逆積のものでなければならない。Ｃｉ’・（Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ＋ｎＩ）^-1・Ｃｉ．．．（１８）１ｘＮＮｘＮＮｘ１しかしながら、これは１ｘ１の次元を有し、スカラーであるため、非ゼロ固有値は一つしかない。したがって、ｑ＝Ｃｉ’・（Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ＋ｎＩ）^-1・Ｃｉ（１９）関連する固有ベクトルＡｉ’は下記の形式の方程式の解Ｖである。Ｍａｔｒｉｘ・Ｖ＝Ｖ・Ｅｉｇｅｎｖａｌｕｅ（Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ＋ｎＩ）^-1・Ｃｉ・Ｃｉ’・Ｖ＝Ｖｑ（２０）（１９）式のｑを代入すると、（Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ＋ｎＩ）^-1・Ｃｉ・Ｃｉ’・Ｖ＝Ｖ・Ｃｉ’・（Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ＋ｎＩ）^-1・Ｃｉ．．．．．．．．（２１）Ｖ＝（Ｃｄｉｍ・Ｃ’ｄｉｍ＋ｎＩ）^-1・Ｃｉとすると（２１）式の左辺および右辺は同じになることを証明できる。したがって、この固有ベクトルは最善の信号対ノイズ＋干渉比でＲからＳｉを抽出する係数Ａｉのローの最適解となる。信号対（信号＋ノイズ＋干渉）比を最大限にしようとする場合には次式が得られる。Ａｉ’＝（Ｃ・Ｃ’＋ｎＩ）^-1・ＣｉすなわちＡｉ’＝Ｃｉ’・（Ｃ・Ｃ’＋ｎＩ）^-1．．．．．．．．（２２）すなわち、１コラムが除去されたＣｄｉｍではなく全体Ｃ行列が反転に使用される。しかしながら、Ｓ／（Ｓ＋Ｎ＋Ｉ）を最大限とする値は相反が定数１しか違わないため、（Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）を最大限とするものと同じでなければならない。この解はＳ／（Ｎ＋Ｉ）を最大限とする解とはスカラー係数１／（１＋ｑ）しか違わず、固定スケーリングでは信号対ノイズ比が変化しないため、実際上同じ解となる。このようなＡｉ’が全てのｉに対して導かれ互いにその下に配置されてＭｘＮ行列Ａが形式されると、元の列Ｃｉである行Ｃｉ’も互いに下に配置されて行列Ｃ’が形成される。したがって、Ａ＝Ｃ’（ＣＣ’＋ｎＩ）^-1となる。ここでは“Ｃ”行列は送信行列の転置であり、ＮｘＭではなくＭｘＮである点を除けば、これは前記した最小送信電力の解と同じである。それは、ＮｘＮ行列ＣＣ’がＭ＜Ｎのランクしか無く直接反転が無く、特異であることを意味する。しかしながら、ｎＩ項によって対角線下にノイズを付加すると、行列を正則反転させる働きとなって前記解を計算することができる。最適化されている総送信電力をテストする方法を提供する送信の場合の解は、一つの付加信号をサポートするために増大しなければならない。受信の場合には、既に受信されている信号に新しい信号を加えた場合Ｃ行列へ加えられる付加コラムにより、前記係数を再最適化した後で信号対ノイズ比がどのように影響されるかをテストすることができる。問題とするＣの付加コラムは、新しい信号がＮの受信機／アンテナチャネルにより受信する相対強度および位相を表している。これは、新しい信号がランダムアクセスチャネルに現れて他の信号と衝突しない間に決定される。さらに、正規のトラフィックに対するよりも高電力もしくはより多くのコーディングによりランダムアクセスできるため、検出および復号が容易になる。信号は復号され、Ｎチャネルの各々から記録されたサンプルと遡及的に相関される。次に、進行中のさまざまな信号群と関連するいくつかの候補Ｃ行列の各々に順次新しいＣコラムを付与することによりテストを行って、最悪条件でも新しい信号を含むことによる劣化の最も少ないＳＮＲを有する群が決定される。次にトラフィックのための新しい信号へのチャネル分配が決定され、ランダムアクセスおよびチャネル分配プロセス中にＣ行列係数が一時に１行づつどのように到来するかが説明される。分離されたチャネル信号は別々のチャネルプロセッサ１７０１により処理される。チャネルプロセッサは呼を接続した後で加入者トラフィックを処理するか、あるいは所与の方向からのランダムアクセス信号を探すのに利用することができる。後者は衛星から受信した信号を結合してランダムアクセス信号を受信することができる地球の固定領域を覆域するビームを形成して行われる。使用する係数は制御プロセッサ１７０２が選択して他の領域から同じ周波数で送られる他の信号との干渉をキャンセルもしくは低減してランダムアクセスメッセージをインターセプトする確率を最大限とすることができる。ランダムアクセスメッセージにはアクセス試行を受信する方向の演繹的知識が無い場合に受信確率を最大とするエラー修正コーディングの度合いを高めることができる。３つの周波数もしくはタイムスロットをランダムアクセスに使用するとあたかもこのような周波数使用計画はトラフィックチャネル毎に採用されているかのように全体システム容量に有害な影響を及ぼさないため、オプションとして、ランダムアクセスチャネルは、例えば、３セル周波数もしくはタイムスロット再利用計画を使用することにより隣接セルですぐに周波数を再利用するのを回避するような周波数計画とすることができる。チャネルプロセッサ１７０１は各ビームチャネルすなわち別々のチャネルの各信号の量に関する情報を制御プロセッサ１７０２へ与え、制御プロセッサ１７０２はそれを使用して受信行列プロセッサ１７００が使用する干渉キャンセル係数を制御する。分離された各信号と各ビーム信号間の相関の決定もしくは分離された信号間の相関の決定に応じて、制御プロセッサ１７０２は２つの異なる制御概念を適用することができる。第１の代表的な制御方式では、チャネルプロセッサ１７０１により復号された分離されたチャネル信号は分離されない各ビーム信号と順次相関もしくは部分相関される。この相関を行う電気的接続は各チャネルプロセッサ１７０１と他の各チャネルプロセッサ１７０１との間に配置されるが、判り易くするためこれらの接続は第１７図から省かれている。相関に使用する分離された信号の一部はチャネル信号内の公知のビットパターン、例えば同期化語もしくはビットパターンとするのが適切である。相関結果は直接C行列係数を表しそれらは制御プロセッサにより処理されて前記したＡ行列係数が得られる。第２の代表的な制御方式では、チャネルプロセッサ１７０１により復号された分離されたチャネル信号は他のチャネル信号の少なくとも一部と相関されて他のチャネル信号により存在するキャンセルされない干渉の残量が求められる。他のチャネル信号の相関を行う部分は、同期化語等の、各信号に含まれる公知のパターンとすることが適切である。これらのパターンは公知であるためチャネルプロセッサ１７０１を互いに交差結合する必要がなく、大量の相互接続が回避される。さらに、制御プロセッサ１７０２による受信行列係数の適応は、送信している移動電話の所与のセットに対して比較的スタティックであるため、高速でなくともよくそのためさまざまな信号との相関は送信機が予め相関の目的で特殊な同期ワードを挿入するさまざまな時間に生じることができる。例えば、ＴＤＭＡタイムスロット等の送信信号の各セグメント内に公知の１６ビット同期パターンが利用されるものとする。１６の直交１６ビット語が考えられるため、異なる１６の信号に直交同期ワードを割り当てることができる。１９９１年８月２５日に出願され、参照としてここに組み入れられている、米国特許出願第０７／７３５，８０５号“高速ウォルシュ変換プロセッサ”に記載されているような高速ウォルシュ変換器は、信号を可能な全ての直交コード語と同時に相関させてキャンセルされない残留干渉量を直接求める効率的な手段を提供する。しかしながら、残留干渉寄与を識別すべき信号数は１６よりも多く、例えば３７であり、一時に１５の信号が異なる直接コード語を使用し他の２２の信号が第１６番目のコード語を使用するように構成することができる。異なるコード語を使用するように選択される１５の信号は連続するＴＤＭＡフレーム間で変えて２フレームを僅かに越えた所で全信号が一意的に識別されているようにすることができる。この手順はＦＤＭＡもしくはＣＤＭＡ上り変調にも適用することができる。例えば、ＣＤＭＡの場合には、直交拡散コードを分配して識別を容易にすることができる。１９９４年１月１１日に出願された前記米国特許出願第号“ＴＤＭＡ／ＦＤＭＡ／ＣＤＭＡハイブリッド無線アクセス方法”に記載されているような各周波数チャネル上で４つのＣＤＭＡ信号が重畳するハイブリッドＦＤＭＡ／ＣＤＭＡを上りに使用すると、システムは４つの直交コード全部を使用する公知の同期パターンを同時に容易に探すことができる。前記したように、基底の同期パターンを並べ替えすることにより、さまざまな位置で同じチャネル周波数を使用する任意数の異なるＣＤＭＡ送信からの残留干渉寄与を識別することができる。これは、例えば、Ｃ行列を使用して信号を分離した後で達成することができ、信号はそれ自体の公知のビットパターンおよびキャンセルすべき他の信号の公知のパターンと相関させることができ、後者の相関結果によりキャンセルされない残留信号量が得られＣ行列を更新するのに使用することができる。この第２の方式では、Ｃ行列係数は直接決定されず、残留干渉量がＡおよびＣ行列係数のエラーと関連づけられる。この関係は次のように論証することができる。衛星もしくは基地局がＭの希望信号をＮの送信機／アンテナから同報する。Ｎの組合せは各受信局がその意図する信号のみを受信し、その受信機の他のＭ−１はキャンセルされるように選択される。好ましくはＮの一次結合は前記したように引きだされるものであり、各受信局はその意図する信号だけを受信し、総送信機電力は最小である。ベクトルＲｄにＮｘＭ行列Ａを乗じることにより受信したい信号から送信信号が形成される、すなわち、Ｔ＝Ａ・Ｒｄである。好ましくはＡはＣ’（ＣＣ’）^-1に等しくＣｉｊは送信機／アンテナｊから受信機ｉまでの伝搬である。前記したように呼の設定時に受信方向に対してＣｉｊが評価され変換されて送信方向の評価が行われる。しかしながら行列Ａを計算するのに使用される送信方向に対するＣｉｊの評価値にはエラーがある。評価された送信行列Ｃが真の行列Ｃｏプラスエラー行列ｄＣに等しいものとする、すなわち、Ｃ＝Ｃｏ＋ｄＣすなわち、Ｃｏ＝Ｃ−ｄＣ受信局から実際に受信される真のＲａは真のC行列Ｃｏに送信信号を乗じて与えられる、すなわち、Ｒａ＝Ｃｏ・Ｔ＝Ｃｏ・Ａ・Ｒｄ＝（Ｃ−ｄＣ）Ｃ’（ＣＣ’）^-1・Ｒｄ＝Ｒｄ −ｄｃＣ・Ｃ’（ＣＣ’）^-1・Ｒｄ＝Ｒｄ−ｄＣ・Ａ・Ｒｄしたがって、受信信号のエラーｄＲ＝Ｒｄ−Ｒａは次式で表される。ｄＲ＝ｄＣ・Ａ・Ｒｄ．．．．．．．．（２３）エラーベクトルｄＲの各エラー要素ｉは他の意図せぬ信号ｊの各々の一部ｅ_ijを含んでいる。Ｍ信号が公知の信号、パターンもしくは同期ワードを含んでいる場合には、移動体受信信号ｉのものと相関させることにより、信号ｊの残留干渉量したがってｅ_ij求めることができる。同期ワードは直交として、それら全ての相関をウォルシュ−アダマール変換等の直交変換により同時に実施することができる。利用できる直交コード語数が信号数Ｍよりも少ない場合には、直交コード語を不完全キャンセルによりその信号が最も干渉し易いと思われるすぐ周りのビームやセル群へ割り当てることができる。Ｍの信号間で限定セットの直交コード語を置換してさまざまなサブセットを一時に分解し、全てのＭを逐次分解することができる。このようにして、公知の信号パターンを含む部分にわたって受信信号Ｒａを全ての直交コード語と相関させることにより干渉コード語の量だけでなくそれ自体のコード語の量が得られる。他のコード語の量をそれ自体のコード語相関の複素量で除して正規化された残留エラーｅ_ijが得られ、それを数測定間隔にわたって複素数平均を求め、逆ＳＡＣＣＨを介して受信局から送信局へ報告し戻す。報告量を低減するために、各移動体はそれぞれの間隔でその相関器が決定する最大エラーだけを報告するように制約することができる。送信局は他のエラーがその局でゼロであるか、あるいはしばらく修正動作が行われなければ予め報告されているものと随意想定することができる。したがって、行列Ｅ＝ｅ_ijは（２３）式の行列ｄＣ・Ａに等式化することができ、ｄＣ・Ａ＝ＥすなわちＡ’・ｄＣ’＝Ｅ’が得られる。これは未知数ｄＣ’に対する不十分な方程式セットであるが、ｄＣ’の二乗和が最小となる唯一の解が存在し、それは次式で表される。ｄＣ’＝Ａ（Ａ’Ａ）^-1・Ｅ’ さらに、Ａ＝Ｃ’（ＣＣ’）^-1であればＡ（Ａ’Ａ）^-1＝Ｃ’となり、したがって、ｄＣ’＝Ｃ’・Ｅ’すなわちｄＣ＝Ｅ・Ｃとなる。したがって、Ｃの元の推定値および受信局により報告される残留相関測定値が与えられると、元の推定値のエラーｄＣを計算することができ、Ｃの推定値が徐々に正確になる。前記したように、逆ＳＡＣＣＨシグナリング容量により全てのエラーを毎度報告できない場合には、最大エラーを報告すれば十分である。送信機は最大エラーだけをすぐさま修正するか、あるいは他が報告されるまで待つか選択することができる。他が報告されることを保証するため、送信機は順方向ＳＡＣＣＨチャネルを介して受信機に特定の測定を行うよう要求することができる。本発明の範囲を完全に説明するためにこのような精度の改善について説明しているが、衛星ビーム内の移動体の相対位置の変化が通信速度に対して遅い衛星−移動体通信では恐らく複雑さを増す必要はないものと思われる。制御プロセッサは下りＣの初期推定値および、前記したように同期ワード相関により上りで測定した、下り周波数のＡ行列係数を得る。次に制御プロセッサは前記したように下り周波数へ適切に変換された修正されたＡ行列係数を絶え間無く送信行列プロセッサ１７０４へ出力する。各アンテナ素子チャネル間の位相の不整合によりこの変換を実施する時にめんどうが生じる。前記したように、上りおよび下り周波数の信号間の相対振幅は同じと見做すのが妥当であり、信号間の相対位相は上りおよび下り波長の比で校正することができる。しかしながら、各アンテナ素子からの移動体−衛星上り信号を中継するチャネル間に位相の不整合がある場合について考えてみる。信号位相は単なるアンテナ素子位相ＰＨＩ（ｉ）ではなく不整合項ｄＰＨＩ（ｉ）が含まれる。ＰＨＩ（ｉ）＋ｄＰＨＩ（ｉ）を波長比で校正すると、ＰＨＩ（ｉ）部は正しく校正されるが上りおよび下り経路間の位相不整合間に相関がないため、不整合部ｄＰＨＩ（ｉ）は正しく校正されない。上りおよび下り位相不整合をそれぞれｕＰＨＩ（ｉ）およびｄＰＨＩ（ｉ）とすると、次式を計算する必要があり、ａ・（ＰＨＩ（ｉ）−ｕＰＨＩ（ｉ））＋ｄＰＨＩ（ｉ）ここで、ａは波長比である。これは、ａ・ＰＨＩ（ｉ）＋（ｄＰＨＩ（ｉ）−ａ・ｕＰＨＩ（ｉ））と書くことができ、少なくとも１定数である、項ｄＰＨＩ（ｉ）−ａ・ｕＰＨＩ（ｉ）を何らかの方法で求めて、受信移動体信号から求めたＡもしくはＣ行列係数を移動体への送信に使用すべき係数へ変換しなければならない。これは、例えば、サービスエリア全体にわたってさまざまな位置に配置された２，３の監視局、すなわち“ダミー移動体”の助けを借りて実施する固定システム校正により行われる。また、それ自体以外の信号との限定数の残留相関を移動体に測定させ、これらの相関をＳＡＣＣＨを介して報告させることにより、システムは位相不整合の必要な校正を連続的に実施するのに十分な情報を受信することができる。必要であればこのように報告される情報により振幅の不整合の校正も容易にすることができる。本発明は陸上セルラー無線電話システムの容量改善にも利用できる。前記したように、このようなシステムは一般的に３セクターアンテナを利用して同じサイトから３つの隣接セルを照射する。セクター間の絶縁が高くない（事実２つのセクターの境界にいる移動体に対する絶縁は殆どゼロである）ため、従来のシステムでは３つのセクター全部に同じ周波数チャネルの使用を許可することはできない。しかしながら、本発明の実施例では、セクターを形成するアンテナ素子数と同じ回数だけ同じチャネルを利用できそうである。したがって、（代表的には、コーナーリフレクタ内のダイポールの３つの垂直共線スタックにより形成される）３セクターアンテナにより同じチャネルを３回再利用する機会が提供される。陸上セルラー通信容量はキャリア対同一チャネル干渉比（Ｃ／Ｉ）のパラメータにより制限される。同じ周波数の信号を３６０°の方位に放射した時に得られるＣ／Ｉは中央照射セルにより得られるＣ／Ｉと同じである。所与のＣ／Ｉを達成するのに必要な再利用パターンに関して、３セルクラスターすなわちサイトは中央照射セルと同じとなる。ＡＭＰＳシステムにおいて必要なＣ／Ｉを得るのに２１セル再利用パターンが必要であることが判っており、したがって同じサイトの全セクターが同じ周波数を使用する場合には２１セル再利用パターンが必要となる。これは従来利用される７サイト３セクターパターンに匹敵し、各セクターで同じ周波数を使用することにより得られていたものは再利用パターンサイズを７サイトから２１サイトへ増大する必要により失われることを示している。したがって、本発明のこの実施例では３６０°の方位に対して３つ以上のセクターすなわアンテナ素子を使用しなければならない。第１８図は、本発明を陸上セルラーシステムに実現するのに適した代表的なスロットアンテナ１８００の円筒状アレイを示す。アレイは金属シリンダー周りの８スロットリングから構成される。水平スロットアンテナにより所望する垂直偏波が得られ、スロットの長さは半波長、例えば、９００MHzに対しておよそ１６ cmである。特に、移動体がアンテナ方位がはっきりしないハンドポータブルである場合には、基地局の円偏波と移動電話の直線偏波を交互に組み合わせて使用することが望ましい。円偏波は十字スロット、十字ダイポールあるいはハイブリッドスロット−ダイポール組合せをアレイ素子に使用して形成することができる。このような構造を使用して両偏波を同時に形成するのが簡便なことがしばしばあり、これは両方の円偏波を送信および受信に使用して送受信結合を低減して利用される。シリンダー周りの素子間隔は半波長よりも幾分大きくしてスロットが互いに衝突するのを回避しなければならず、交互のスロットを垂直に幾分変位させジグザグとして相互の機会的干渉や電気的結合を低減することもできる。例えば、０．７５の波長間隔を使用すると、シリンダーの円周は６波長となる、すなわちシリンダー半径は１波長以下すなわちおよそ１フィートである。このようなアンテナは従来の３セクターアンテナよりも著しく小さい。このようなスロットのいくつかのリングを、例えば、０．５および１波長間の垂直間隔で垂直に積み上げて従来のセルラー基地局アンテナと同じ垂直開口、したがって垂直指向性が得られる。垂直柱状のスロットは同相給電を行う給電線１８０１により接続することができる。スロットの８コラムに対応する８本の給電線は８つのＲＦ処理チャネル１８０２に接続されている。各ＲＦ処理チャネルは各周波数チャネル用の送受信二重フィルタ８０３、線形送信電力増幅器１８０４、ＲＦ増幅器１８０５、ダウンコンバータ、ＩＦフィルタ、増幅器およびＡ／Ｄコンバータ１８０６、および各周波数チャネル用の対応する送信変調器１８０７を具備し、その出力は加算器１８０８で加算された後電力増幅器８０４により増幅される。各周波数チャネル用スロットの８コラム全部のデジタル化された出力が受信行列プロセッサ１８０９へ送られる。受信行列プロセッサ1８０９は第９図の行列プロセッサ６５０と同様である。行列プロセッサ１８０９は同じサイトと通信中の移動体からの同一チャネル干渉が実質的に抑制されるような異なる観点から同じ周波数で到来する信号を分離する。分離された信号は第９図のチャネルプロセッサ６６０と同様な（第１８図には図示せぬ）音声もしくはランダムアクセスチャネルプロセッサへ送られる。（図示せぬ）チャネルプロセッサにより実施される相関測定は第１７図の制御プロセッサと同様な（図示せぬ）制御プロセッサへ送られる。（図示せぬ）制御プロセッサは受信行列プロセッサ１８０９および送信行列プロセッサ１８１０用の受信および送信行列係数を発生して非干渉的方法で各同一チャネル移動体への送信信号を発生する。衛星応用に較べて陸上応用では伝搬状態に差が生じ、これから説明するように行列処理が幾分修正される。衛星伝搬経路は実質的に視線であり、たとえ移動体の近くの物体からエコーが生じても、これらの物体から衛星への視線は衛星−セルラーシステムの比較的大きいセル径と較べた場合移動体から衛星への直接電波と実質的に同じである。陸上移動システムの場合はそうではない。移動体に対してアンテナの反対側の大きな建物や山地からのかなりのエコーにより直接電波から０〜１８０°の任意の方向から到来するエコーが生じる。このようなエコーは信号エネルギを運ぶため、それらを利用して直接電波のフェージングやシャドーイングの際にダイバシティパスを設けて受信を改善することが望ましい場合がしばしばある。代表的には、移動体から基地局アンテナへの信号経路は移動体に近い物体からの反射によるいくつかの電波からなり、これらの電波は実質的に同じ方向から受信され結合されていわゆるレイリーフェイジングを生じる。例えば、大型セル応用における基地局アンテナは有利な点に高く配置されるため、例えば、１．５Km以内の近い距離に大型反射物体は考えられず、そのため電波は実質的にさまざまな方向から到来する。これはこのような物体から反射され任意の方向から到来する電波は、例えば、３Kmの、長い距離を伝搬されてきたため１０μS以上遅延していると考えられることを意味する。遅延信号を表す実質的に非相関方向からの電波のクラスターだけでなく信号のレイリーフェイジングを生じるのと実質的に同じ方向からの電波のクラスターである前記した両方のタイプの現象に対処するために、受信行列処理に次のようにもう一つの項を導入することができる。第ｉ番アンテナ素子（スロットのコラム）で受信される信号サンプルＳｉ（ｔ）は移動体ｋからの相対的に遅延していない送信信号Ｔｋ（ｔ）と相対的にｄｔだけ遅延している信号との和であり次式で表される。Ｓｉ（ｔ）＝Ｃｉ１・Ｔ１（ｔ）＋Ｃｉ２・Ｔ２（ｔ）．．．＋Ｃｉｎ・Ｔｎ（ｔ）＋Ｃｉ１’・Ｔ１（ｔ−ｄｔ）＋Ｃｉ２’・Ｔ２（ｔ−ｄｔ）．．．＋Ｃｉｎ’・Ｔｎ（ｔ−ｄｔ）すべてのＳｉ（ｔ）の方程式を行列形式に集めると、次のように書くことができる。Ｓｊ＝Ｃ・Ｔｊ＋Ｃ’・Ｔ（ｊ−ｍ）ここにＴの添字は現時点の値を意味し添字ｊ−ｍはｍサンプル前の値を意味し、遅延ｄｔに対応する。例えば、５μS毎に信号がサンプルされる場合、遅延ｄｔ＝１０μSに対して、ｍは２に等しい。遅延の無い電波の信号フェージングは変動するＣ係数によるものと考えることができ、送信信号Ｔは一定であり、あるいは信号Ｔはレイリーフェイジングにより変動していて行列Ｃは一定であると考えることができる。一定行列を使用してフェージング信号Ｔを分離した後で、音声チャネルプロセッサは陸上移動体システムの場合と同様にフェージング信号を処理できるため、ここでは後者について考える。しかしながら、信号Ｔがフェージングしていると考えられる場合、遅延項のフェージングは相関されないことを理解されたい。したがって、Ｔ（ｊ−ｍ）をフェージング信号の遅延レプリカとして考えられるようにするために、係数Ｃ’は変動して直接電波のフェージングを遅延電波のフェージングへ変換するものと考えてフェージングの違いを説明しなければならない。しかしながら、レイリーフェージング値である変動した係数により無限大値のＣ’が生じる。したがって、Ｃ行列を到来方向に関して一定と見做し、高速フェージングを説明するレイリーフェイジング変数の明確なセットを導入するのがより簡便である。ベクトルＴｊの各信号、例えば第１の信号ｔ１（ｊ）、はこのようにして移動体１からアレイまでの基底レイリーフェイジング経路を表す関連する複素乗算係数ｒ１（ｊ）を有する。行列の対角線に沿って下向きに係数ｒ１，ｒ２，ｒ３．．．ｒｎを集め、他はゼロとしこのフェージング行列をＲ０で示すと、フェーデッド信号セットは次のように単純に表すことができる。Ｒ０・Ｔｊ第１の遅延経路に対する異なるフェージング行列Ｒ１を定義して、遅延フェーデッド信号は次のように表される。Ｒ１・Ｔ（ｊ−ｍ）したがって、アレイ素子からの信号は次のように表される。Ｓｊ＝Ｃ・Ｒ０・Ｔｊ＋Ｃ’・Ｒ１・Ｔ（ｊ−ｍ）本発明の一つの特徴により、フェージング信号の分離はｍサンプル前に計算された分離された信号Ｒ０・Ｔ（ｊ−ｍ）を使用して次式に基づいて行われる。Ｒ０・Ｔｊ＝Ｃ^-1・〔Ｓｊ−Ｃ’・Ｒ１／Ｒ０・(Ｒ０・Ｔ(ｊ−ｍ))〕前に分離された信号Ｒ０・Ｔ（ｊ−ｍ）は最初にＲ０で除算して係数を除去して直接電波のフェージング係数を遅延電波のフェージング係数Ｒ１と置換しなければならない。これにより信号が完全にフェードアウトする時に数値的困難が生じてその関連するｒ−ファクターがゼロになることがある。しかしながら、分離された信号もゼロとなることがあるため、例えば、送信信号の性質の知識を使用してＲ０・Ｔ（ｊ−ｍ）／Ｒ０へ有意値を割り当てることができる。例えば、送信信号が定振幅信号である、もしくはサンプル間で連続でなければならないという知識を使用することができる。ここに記載された原理の実施例および修正は当業者には容易に理解できるものと思われる。例えば、将来の任意のシステムで送信される信号はデジタル信号であると思われるが、本発明の原理はアナログ信号にも応用することができる。いづれの場合にも、フェージングスペクトル（すなわち、ｒ−値の連続級数のフーリエ変換）変調に較べて狭帯域であり、それによって変調の情報をフェージングによる変調と識別することができる。デジタル信号の場合には、送信機に使用される変調器は、所与のビットパターンに対して発生する波形Ｔｊを予測できるように、演繹的に良く特徴づけられている。送信セグメント内に公知のビットパターンが含まれている場合には、Ｔｊ波形の対応するセグメントを予測することができこれを受信信号と相関させて対応するＴ−値の推定値が得られる。このプロセスは“チャネル評価”と呼ばれる。チャネルの推定値は各情報ビットを復号した後で更新することができる。チャネルは情報ビットよりも遥かに変化が遅く、例えば、情報記号レートの８倍とすることができるＴｊのサンプルレートよりはさらに遅いため、チャネルの推定値はＴ−波形の多くの連続波形について平均され、したがって情報信号自体よりは幾分ノイズが少ない。例えば、アナログＦＭ信号の場合には、変調は定振幅であることが演繹的に判っており、位相だけが変動する。位相の変化速度は最大周波数偏差に対応する値に制約されることが演繹的に判っており、周波数変動は連続的であるため少なくともその一次および二次導関数は連続的である。この演繹的知識を使用して前の履歴から次のＴｊを予測することができる。例えば、Ｑ_jiが前の位相推定値でＱがその微分推定値であり、Ａ_jが前の振幅推定値であれば、Ｔ_j＝Ａ_jＥＸＰ（_jＱ_j ）かつＴ_j+i＝Ａ_jＥＸＰ（_j（Ｑ_j＋Ｑｄｔ））となる。したがって、Ｔ_j+iはＴ_j+i ＝Ｔ_jＥＸＰ（_jＱｄｔ）から予測される。チャネル評価技術では導関数を含むカルマンフィルタがしばしば使用され、チャネル推定値の次の値の予測は信号の時間率変化（導関数）の推定値を使用して行われ、次に予測されたチャネル推定値を使用して次の信号サンプル点が予測される。次に予測および受信信号間のエラーを使用して二乗和エラーを逐次最小とするようにチャネル（フェージングファクター）およびその導関数の推定値が修正される。同じカルマンフィルタ技術を使用してＲ０およびＲ１の対角要素を評価することができる。これらの対角値が推定されると、本発明の別の特徴により、Ｒ１の任意の値がＲ０の対応する値よりも大きいかどうか確認される。Ｒ１の値がＲ０の対応する値よりも大きければ、遅延電波が現在直接電波よりも高い強度で受信されていることを示す。次にＲ１のその要素に対応するＣ’のコラムがＲ０に対応するＣの対応するコラムによりスワップされてＣｍａｘおよびＣｍｉｎで示す新しい行列が形成される。Ｒ１からの大きい要素はＲ０からの対応する小さい要素によりスワップされて新しいＲ行列ＲｍａｘおよびＲｍｉｎが、それぞれ、形成される。スワップされたＲ要素に対応するＴ（ｊ−ｍ）の要素が次にＴｊの対応する要素によりスワップされて、それぞれ、ＵｊおよびＶｊで示す遅延および非遅延信号の混合ベクトルが形成される。ベクトルＵｊはＴｊのある要素およびＴ（ｊ−ｍ）のある要素を含むことができ、ベクトルＶｊは残りを含む。したがって、アレイ素子からの信号の方程式は次のようになる。Ｓｊ＝Ｃｍａｘ・Ｒｍａｘ・Ｕｊ＋Ｃｍｉｎ・Ｒｍｉｎ・Ｖｊこの方程式を解くと次式が得られる。Ｕｊ＝［Ｃｍａｘ・Ｒｍａｘ］^-1・［Ｓｊ−Ｃｍｉｎ・Ｒｍｉｎ・Ｖｊ］Ｒｍａｘの要素は２つの中の大きい方に選択されているため、ゼロ値の機会は低減される。さらに、Ｓｊから減じられるＶｊの値はＣｍｉｎを乗じて最小限とされ、そのためＶｊ値が誤っていたりノイズが多くても後続値へのエラー伝搬は減衰される。しかしながら、ベクトルＶｊは未計算値を含んでいる。ＲｍａｘおよびＲｍｉｎに対して次回Ｒ０およびＲ１の同じ要素が選定されるものとすると、Ｖｊの未計算値は将来のＵベクトルＵ（ｊ＋ｍ）に属する。Ｖｊに含まれるＴの前に計算された値は前のＵベクトルＵ（ｊ−ｍ）から得られる。ＣｍｉｎおよびＲｍｉｎは２つの行列Ｃｍｉｎ，Ｒｍｉｎ１およびＣｍｉｎ２，Ｒｍｉｎ２へ別けることができ、そのコラムは前のすなわちＵベクトルから得られるＶｊ値にそれぞれ関連している。したがって、Ｕベクトルは次式で表すことができる。Ｕｊ＝［Ｃｍａｘ・Ｒｍａｘ］^-1・［Ｓｊ−Ｃｍｉｎ１・Ｒｍｉｎ１・Ｕ（ｊ−ｍ）−Ｃｍｉｎ２・Ｒｍｉｎ２・Ｕ（ｊ＋ｍ）］Ｕ（ｊ−ｍ）の値は前の計算から判るが、Ｕ（ｊ＋ｍ）の値は判らない。したがって、Ｕｊは最初にすべてのＵ（j＋ｍ）がゼロであると仮定して計算される。次に、ｍサンプル後Ｕ（ｊ＋２ｍ）がゼロであるという仮定の元で計算されたＵ（ｊ＋ｍ）がゼロであると、Ｕ（ｊ＋ｍ）の計算値を前式へ代入してＵｊの精度を上げたセットが得られる。次にこれらのＵｊ値をＵ（ｊ−ｍ）の前記計算へ代入して、かつ／もしくはＵ（ｊ＋ｍ）の計算へ代入し、あるいはその両方により、受信行列プロセッサで利用できる処理電力によってのみ制限される反復度まで計算の精度が改善される。前式を次のように簡約し、Ａｏ＝［Ｃｍａｘ］^-1 Ａ１＝［Ｃｍａｘ］^-1・［Ｃｍｉｎ１・Ｒｍｉｎ１］Ａ２＝［Ｃｍａｘ］^-1・［Ｃｍｉｎ２・Ｒｍｉｎ２］代入すると、次式が得られる。Ｒｍａｘ・Ｕｊ＝Ａｏ・Ｓｊ−Ａ１・Ｕ（ｊ−ｍ）−Ａ２・Ｕ（ｊ＋ｍ）Ａ１が対角要素Ｄ１を有しＡ２が対角要素Ｄ２を有する場合、次のように書き換えることができる。Ｄ１・Ｕ（ｊ−ｍ）＋Ｒｍａｘ・Ｕｊ＋Ｄ２・Ｕ（ｊ＋ｍ）＝Ａｏ−Ｓｊ−（Ａ１−Ｄ１）・Ｕ（ｊ−ｍ）−（Ａ２−Ｄ２）・Ｕ（ｊ＋ｍ）前式の左辺は遅延もしくは進み電波がキャンセルされない分離された信号を表す。独立したチャネルプロセッサにより、遅延エコーを含むこれらの信号を処理してエコーが減じられている場合よりも品質の良い変調および復調を行うことができる。改善された復調信号は、所要のチャネル推定値をより良く求めるのに有用である。このために使用できるデバイスは、１９９２年１０月２２日に出願され、参照としてここに組み入れられている、同じ譲受人の米国特許出願第０７／９６５，８４８号“双方向復調方法および装置”に記載されているようなビタビ・イコライザである。したがって、本発明のこの実施例では、各信号のエコーが他の信号の推定値から減じられるが、信号自体の推定値からは減じられず、個別のチャネルプロセッサにより処理される信号＋エコー信号の分離が行われる。各信号自体のエコーは信号との加法的結合に残されビタビ・イコライザにより使用される。変調記号期間の何倍もエコーが遅延したり進んだりしなければ、いわゆる分数間隔ビタビ・イコライザを使用することができる。いずれも参照としてここに組み入れられている、同じ譲受人のBjorn Gudmunso nの米国特許第５，１６４，９６１号“送信特性が変化するチャネルへビタビ・アルゴリズムを適用する方法および装置”、L．Larssonの米国特許第５，２０４，８７８号“記号送信時にフェージングチャネルのチャネル評価を行う方法”、および１９９２年９月に出願された米国特許出願第０７／９４２，２７０号“時変無線チャネルのチャネル推定値形成方法”に記載されているように、このようなイコライザは加法的エコーの量および位相を連続的に推定し更新する。推定値は対角行列Ｄ１，Ｒｍａｘ，Ｄ２の対角要素に対応する。ＣｍａｘおよびＣｍｉｎが判ればＲｍｉｎ１およびＲｍｉｎ２を求めることができ、したがって個別のチャネルプロセッサのチャネル適応イコライザによりレイリーフェージング関数Ｒ０およびＲ１を求めることができる。減法クロスエコー、すなわち別の信号には加法的である信号のエコー、によるキャンセリングの目的は前記チャネル適応ビタビ・イコライザにより処理することができる、各々が一つの信号とそれ自体のエコーだけに依存する、別々の信号サンプル流を得ることがである。しかしながら、完全にするために、分離すべき信号数が比較的少ない、例えば８信号、である場合に使用できるもう一つの方法について説明する。受信行列プロセッサはアイテルで行われる加法的信号混合を解消していると考えることができる。これはチャネルプロセッサの動作を単純化するのに有利である。しかしながら、前記したように、周期的に完全にフェージングする信号を処理するのに数値的問題が生じることがある。このためある行列は特異となる、すなわち、正確に反転するのが困難になる。性能の低下したチャネル、例えばある周波数における送信機能を無にする選択フェージングに苦しむチャネル、の影響を解消しようとするイコライザにも同じ問題が生じる。このようなチャネルの影響を解消しようとする逆チャネルフィルタはゼロ周波数で無限の増幅を試みるため、ノイズも極端に増幅され他の問題も生じる。したがって、引用したビタビ・イコライザのように、受信信号を逆チャネルフィルタにかけて無歪信号を発生し、それを所期の信号のアルファベットと比較することによりチャネルを“解消”しないように提案されることがあるが、所期の記号のアルファベットがチャネルの数学モデルを使用して信号と同じチャネル歪みを受け、歪んだ受信信号がこの予め歪んだアルファベットと比較される。本発明のもう一つの実施例により、アレイにより受信された複数の同一チャネル信号を受信行列プロセッサで分離すなわち“アンミクズ”し、分離された信号を得て別々のチャネルプロセッサにより所期の記号のアルファベットと比較することを行わない方法が開示される。そのかわりに、予期された記号のアルファベットが、アイテルで行われる混合プロセスのモデル（すなわち、Ｃ行列係数およびチャネル推定値Ｒ）を使って各種の方法により予混合され、アレイ素子により受信された混合信号と比較される。このような方式によりアルファベットの混合記号数は信号数の累乗に従って指数関数的に拡張される。例えば、各信号が２進記号により変調されるものとする。所期の記号アルファベットは２つの記号、０もしくは１、しか持たない。しかしながら、アレイ素子が８つの信号の重み付けされた和を受信し、その各々が１もしくは０により瞬時に変調できる場合、全ての信号が時間的に一致しておれば受信できる混合信号数は２⁸すなわち２５６となる。さまざまな信号が時間的に一致していなければ、一つの信号の記号期間が別の信号の２つの記号に重畳することがある。したがって、一つの信号の記号期間の波形は他の各信号の２つの記号によって決まる。それにもかかわらず、波形の各点はその記号期間のある各信号の一つの記号のみで決まる。しかしながら、エコーを考慮すると各波形点は各信号の２つの記号に依存することができ観察できる値の数は６５５３６まで引き上げられる。しかしながら、例えば、２５６状態のビタビ・アルゴリズムを使用してアレイからの信号を一緒に復調できる方法について以下に説明する。本発明の実施例により、第１９図を参照して、数値機械は各々が８つの各信号の一つ前の２進ビットに対する特定の８ビット公準に関連している２５６セットのバンク１９００を有し、遅延エコーのために受信アレイ信号はそれに依存する。ＳＭＬＳＥ（逐次最大尤度評価）コントローラ１９１０は各信号の現在２進ビットに対してもう一つの８ビット公準を作成する。いずれ全ての公準が試みられるので、この公準をどのように作成するかということは重要ではない。公準が逐次試みられる場合には、例えば８ビットカウンタによりそれらを発生することができる。しかしながら、反復されたハードウェアを使用して全ての公準を試みる場合には、各ハードウェアユニットは一つの固定公準しか処理しないためそれは内部にハードワイヤすることができる。前の各８ビット公準プラス新しい８ビット公準と共に、１組の８つの信号予測器１９３０がフェージングチャネル係数ＲおよびＲ’および送信変調もしくはコーディングの演繹的知識を使用して一つ以上の反射電波を含むアレイに入射する各信号の複素数値を予測する。次に次式を計算することにより行列プロセッサ１９４０により複素信号値が結合される。Ｓｊ＝Ｃ・Ｒ・Ｔｊ＋Ｃ’・Ｒ’・Ｔ（ｊ−ｍ）ここに、ＣおよびＣ’は直接および遅延波が主として受信される方向を表す正方行列である。計算された信号は仮定的８ビットが正しい場合にアレイ素子において受信されると思われる信号である。仮定的信号はコンパレタ１９５０によりアレイ素子からの対応する受信信号と比較される。コンパレタ１９５０は、例えば、差の二乗和を計算することにより８つのアレイ信号からの８つの予測の正味の不整合を評価する。しかしながら、二乗和の数式に基づいた正味の不整合を表す信号を発生する別の方法も知られており、特定の選定例に対して有利と思われる場合に使用することができる。例えば、いずれも参照としてここに組み入れられている、１９７４年５月ＩＥＥＥ Trans．Commum．第ＣＯＭ−２２巻第４号、第６２４−６３６頁のG．Ungerboeckの論文“キャリア変調データ送信システム用適応最大尤等の米国特許第５，１９１，５４８号を参照されたい。二乗和エラー信号は、ＳＭＬＳＥコントローラ１９１０へ帰還され、信号プロセッサ１９３０に使用される前の８ビット信号仮定１９２１に対して状態メモリ１９００に記憶されている前のエラーへ加えられて、信号ｒｉ’ｔｉ’が得られる。前記手順は記憶された前の仮定の後の新しい各仮定的８ビットに対して順次実施される。これにより、新しい各仮定に対して先行する仮定に使用された２５６の累積エラー候補数が生じる。その中の最も小さい数が選定されて、新しい仮定的８ビットに対応する状態に関連する新しい累積エラーとなる。新しい仮定的８ビットの全ての可能性がこのように処理される場合、状態メモリ１９００は各々の先行する最善、すなわちエラーが最も少ない仮定および順次それらに先行する仮定等だけでなく、新しい各仮定に関連する２５６の新しい累積エラー数を含んでいる。したがって、２５６の各状態が８ビット値の候補復調シーケンスを含んでいる。これらのシーケンスの中の最も古い値は一致する傾向にあり、それが起こると機械は不確かではない決定に収束したと言われる。次に、決定された８ビットを抽出して、８つの入射信号の各々に対する１ビット判断がなされる。収束しないでシーケンスメモリ１９００が一杯になると、累積エラーの最も小さい状態の最も古いバイトを信じて経路履歴が切り縮められる。次に、その値が抽出され、経路履歴メモリが１バイト短縮される。前記プロセスは、行列処理により混合されている信号を分離する試みの代替策を表す。ここでは、信号は送信機モデルおよび混合プロセスモデルにより仮定され、観察された混合信号に最も良く対応する仮定が前記したようにＳＭＬＳＥ器１９１０により決定される。したがって、数学的に処理しにくいことがある混合プロセスを反転して混合信号を分離する必要性は、数学的に処理し易い混合プロセスを仮定された信号に適用してアレイ素子により受信すべき混合信号を予測し観察された信号に最も一致する仮定を取り上げることにより、回避される。このプロセスは、同じチャネルを使用する２つの移動体が同じ方位である場合には失敗することはなく、例えば、１９９３年１１月２２日に出願された米国特許出願第０８／号“マルチパス時間分散によるＣＤＭＡ信号のジョイント変調方法および装置”に記載されたジョイント変調と同等である。本発明の前記実施例は衛星セルラー通信システムに応用することができ隣接セルにおいて即座にスペクトルを再利用できるようにして利用可能な帯域幅をより有効に使用することができる。これらの技術は、例えば、隣接セクターで同じ周波数の再利用を許す陸上セルラーシステムに関しても説明されている。実際上、本発明の衛星および陸上の両方の応用において、トラフィック管理技術と適応信号処理技術の組合せにより利益が得られる。トラフィック管理システムは、呼が絶え間無く終止され新しい呼が確立されるＴＤＭＡもしくはＦＤＭＡもしくはその組合せを使用する連続動作システムに関連する。通信基準を最適化するようにタイムもしくは周波数スロットに選択的に新しい呼を確立することにより、同じタイムスロットおよび／もしくは周波数を使用するトラフィックは自然に分類され群とされる。基準は複数のアンテナ素子を使用してさまざまな線形的に独した組合せの受信に基づいて同じ周波数および／もしくはタイムスロットの信号を適応型信号処理により分離できる容易さに関連している。本発明のもう一つの実施例では、信号処理は移動電話の動きや新しい呼の設定および終止には適合されず、決定論的に作動して、トラフィックはダイナミックトラフィックチャネル割当アルゴリズムを使用する信号処理の決定論的特性に適合される。従来の代表的な陸上セルラーシステムは、１本のアンテナマストに３基の１２０°覆域アンテナが取り付けられ共通サイトから３つのセルを照射する、いわゆるセクター化を利用している。これにより、セルセンターの３つの別々のアンテナサイトを使用して３つのセルを照射するのに較べて、不動産コストが節減される。６セクターシステムも知られている。従来セルラーシステムは、各通話にそれぞれ独立した一対の上りおよび下り周波数チャネルが割り当てられるアナログＦＭ音声送信を利用している。現在デジタル通話送信を使用するＴＤＭＡシステムが設置されており、各通話には一意的な一対のタイムスロット−周波数チャネル組合せが分配される。しかしながら、これらの従来システムでは３基の１２０ °セクターアンテナは全ての周波数および／もしくはタイムスロットに対して同じ放射パターンを有している。本発明のさらにもう一つの実施例では、さまざまな周波数および／もしくはタイムスロット間で回転オフセット放射がなされる。例えば、周波数チャネル１では、３つの１２０°セクターは０°（真北）、＋１２０°（東南）および＋２４０°（南西）に向けることができる。周波数チャネル２では、３つのセクターは６０°（北東）、１８０°（真南）および３００°（北西）へ向けることができる。一般的に、互いに１°しかオフセットされていない対応するアンテナセクターを有する１２０もの周波数チャネルを有することができる。このようなシステムは今日の固定ビームセルラー基地局アンテナを使用して実現することはできないが、第１８図の代表的な円筒対称アレイおよび関連する行列処理を使用して構成することができる。同様に、アンテナセクターパターンは、ＴＤＭＡシステムのさまざまなタイムスロット間で回転ジグザグ配置とすることができる。ＦＤＭＡもしくはＴＤＭＡもしくはハイブリッドの場合に、この代表的なシステムにより呼設定時、その後は随意規則的間隔で、移動局との通信に使用する最適タイムおよび／もしくは周波数スロット組合せが決定される。以後周波数とタイムスロットの組合せは単に “チャネル”と短縮される。最適チャネルは、その移動体の方向を指す関連するアンテナセクターパターンを有する最尤チャネルである。このチャネルは選定基準が、例えば、最大信号強度であってチャネルが空いていた場合に選定される。基準が最大信号対干渉比であれば、異なる選定となることがある。例えば、参照としてここに組み入れられている、Ghisler等の米国特許第５，２３０，０８２号に記載されているように、本発明を実現するのに適応チャネル選定法を使用することができる。第２０図に、ＦＤＭＡシステムの各周波数チャネルの固定行列係数を使用して発生することができる１組のジグザグセクターパターンを示す。この例では各周波数チャネルに３つのローブが生成される。記法Ｐｉ（ＦＫ）は第ｋ番周波数チャネルの第ｉ番ローブのパターンを示す。好ましくは、行列処理係数は、Ｐ３（ＦＫ）が最大値を有する所でＰ１（ＦＫ）およびＰ２（ＦＫ）が最小値を有するように選択される。最小値がゼロであれば、３つのローブは直交していると言われる。それによりＰ１およびＰ２のゼロに位置する移動体は、他の２つから干渉されずにＰ３から最大信号を受信することができ、したがって別々の信号を運ぶことができる。一般的に、真のゼロは完全には達成されず、チャネル選定基準により移動体には対応するセクターパターンにより他のローブおよびセルからの干渉に対する希望信号の比が最大となるような周波数が分配される。例えば、第２０図の移動体Ｍには好ましくはＦ４が分配され、ローブＰ３（Ｆ４）は移動体Ｍの方向に最大強度を有する。Ｐ３（Ｆ４）を利用できない場合には、次善の分配 P３（Ｆ３）が試みられ、以下同様である。実際上、ＡＭＰＳ等のＦＤＭＡセルラーシステムは１０００チャネルを利用することができ、通常各々が最小４００チャネルを取り扱う２つのオペレータ間で分割される。代表的な２１の周波数再利用パターンを使用すると、各セルでおよそ２０すなわちサイト当たり６０の周波数を利用することができる。したがって、さまざまな周波数のローブ間の角度差は、３ローブシステムの場合、１２０° の僅か１／２０すなわち６°に過ぎない。この例では、同じサイトにおけるさまざまなローブは全て異なる周波数を有している。移動体の角度分布が均一であるものとすると、チャネル分配アルゴリズムにより各移動体はビーム中心の２，３ ° 以内となる。これにより、最適化された時に、セクターエッジでおよそ１２ｄＢ低下する今日の固定セクター化パターンよりも平均して良好な信号を移動体は受信することになる。このようにして希望する信号が改善されると、周囲のセルとの干渉の許容範囲が改善されて再利用パターンは２１から１２等のより厳しい再利用パターンへ収縮し、容量利得は２１／１２となる。これは今日のセルラーシステムのセクターと同数のローブを使用して達成することができる。第１８図に示すように、ローブ数が８へ増加するとさらに８／３だけ容量が増加して現在のＡＭＰＳ容量のおよそ５倍となる。さらに、信号対干渉比を最大とするために各セルが４００の周波数チャネルのいずれかを適応的に選定できれば、各セルに周波数の固定サブセット（全体の１／２１又は１／１２）を有する場合に較べて２倍の容量が得られる。これは送信電力レベルも各移動体のそのセルサイトからの変動する半径方向距離に適応される場合に達成される。前記したように、同じ周波数を使用するローブを直交とすることにより、各１２０°セクター内で６０サイトの周波数全部を使用することもできる。ローブ分離は２°となりチャネル分配アルゴリズムにより各移動体がビーム中心の数度以内にあることだけでなく、同一周波数ローブの最小値の数度以内にあることも保証される。ジグザグセクター放射パターンをさまざまな周波数チャネルＦ１，Ｆ２，Ｆ３．．．と関連づける替わりに、一つの周波数を使用するＴＤＭＡ信号のさまざまなタイムスロットと関連づけると、基地局アンテナからの放射はタイムスロット１に対するある組の方向と、タイムスロット２に対する１組の回転方向等を取り、ビームは明らかに時間と共に回転するようにされる。したがって、ＴＤＭＡの状況では本発明のこの実施例はＴＤＭＡフレーム上を３６０°連続回転するか、より適切には、Ｎを周波数再利用のセクター数とした時にＴＤＭＡフレーム期間中３６０°／Ｎ回転するビームを生成する点から定式化することができ、次フレームに対するデータ変調は連続するフレーム間で１セクターだけシフトバックされて、同じ移動体に対するデータが同じ方向に放射され続けるようにされる。特定移動体宛のデータはＴＤＭＡバーストに“デジタル音声カラーコード”を含めることにより、ＵＳＩＳ５４ＴＤＭＡシステム内に表示される。したがって、例えば、この技術は、アンテナセクターパターンを一方向に回転させる一方、ＤＶＣＣを逆方向に同じ速度で回転させて、同じＤＶＣＣが連続するフレームで同じ方向に放射され続ける点で、より単純に説明することができる。本発明のＦＤＭＡおよびＴＤＭＡの両実施例において、移動局は粗い地理的位置を決定する能力が与えられる。ＦＤＭＡでは、移動体は、さまざまな周波数で相対信号強度を測定する。最大信号強度が受信される周波数は、セクター内の移動体の方角を示す。セクターは、送信内に含まれるセクターＩＤ情報を復号して決定される。代表的なＴＤＭＡの実施例では、移動体は周波数さえも変える必要がない。替わりに、移動体は、ＴＤＭＡ期間中のサイクリックな信号強度変化に注目して、各スロットにより運ばれるスロットＩＤ情報によって決まる、タイムスロット１に対するピークおよびトラフ信号強度位置を求める。サイクリックな信号強度変化はフーリエ変換により数サイクルにわたって処理することができタイムスロット１に対する基本成分の位相は移動体の方角を示す。次に公知の位置にある２つの基地局からの方角により移動体の位置が固定される。移動体は信号強度ピークのタイミングを報告することができネットワークは、基地局の座標を移動体へ送るのではなく、位置計算を行うことができる。被呼もしくは発呼移動体へトラフィックチャネルを分配すると、ネットワークは利用できるすべてのタイムスロット／周波数組合せの中から使用するのに最善のものを決定することができる。前記したことは移動局と軌道衛星間に有利な通信を提供するように適合することもできる。この実施例では、アンテナアレイ信号処理はさまざまな移動体位置に対して適合はされず、移動体は位置に基づいて通信を最適化するように特定アンテナアレイ信号処理チャネルへ配置される。すなわち、移動体は移動体位置へアンテナビームを適応的に向けるのではなくいくつかの固定されたジグザグアンテナビーム位置のひとつを使用して通信するように適応的に配分される。衛星を使用する動作は幾分修正することができる。固定アンテナビームという表記は静止衛星にも適用できるが、例えば、地球に対する位置が変化する低軌道衛星には適用されない。この場合には、所与の移動体に対するビーム位置は、移動体の移動によらなくとも衛星の移動によって移動する。衛星のビームが平均３分間の呼持続時間に較べて比較的緩やかに地球上を移動する場合には、静止衛星のように移動体呼設定時のビームへ配置すれば十分である。しかしながら、本発明のこの実施例では、衛星の地球上の規律正しい移動を取り除いて各ビームにより照射されるエリアが衛星が昇ってから沈むまでスタティックとなるようにビーム方向を適合することができる。このようにして、この期間中に衛星の運動に無関係に移動体に同じビームを配分することができる。さらに、低軌道衛星のこのようなシステムは、一般的に連続的な覆域を提供するように配置して、一つの衛星が沈んだら別の衛星が昇るようにされる。例えば、西から昇る衛星が、東にまさに沈む衛星により空にされたエリアの照射を引き継ぐことができる。その東に隣接するエリアが沈んでゆく衛星を見失うと、昇り来る衛星により元のエリアに最初のビームを維持しながら緊密に繋ぐ新しいビームが生成され、沈み行く衛星によりサービスされる全てのエリアの照射が新しい衛星により引き継がれるまで続けられる。したがって、本発明のこの実施例を移動衛星に応用すると、通信品質基準を最適化するチャネル割当アルゴリズムを使用して移動体に照射パターンを適応的に配分しながら地球の固定エリアを照射するように、衛星アンテナからの照射パターンを衛星の運動に対して補償することができる。これは、衛星すなわちアンテナを傾けて少なくとも一つのエリアの中心点を一定に維持することにより衛星の動きを補償する機械的方法とは対称的である。しかしながら、この機械的方法では、衛星が頭上を移動する時の円形から楕円形最後に地球の縁を照射する時の放物線状まで形を変えるため、セル照射エリアの中心点を一定に維持することができない。また、本発明のこの実施例は、粗補償のための機械的方法と適応的アンテナアレイ信号処理方法の両方を利用して、衛星が移動する時の形状変化に対して照射パターンを修正することができる。また、信号処理を使用して、沈み行く衛星により空とされる衛星の地上の軌跡の前方に新しいエリアを前進的に生成し、かつ昇り来る衛星により引き継がれる地上の軌跡の後方エリアの照射を終止しながら、特定の周波数および／もしくはタイムスロットによりサービスされるエリアを保持することができる。本発明のこの実施例の動作を第２１（ａ）図および第２１（ｂ）図に示す。ある時間Ｔにおいて（第２１（ａ）図）、昇り来る衛星２１００により周波数（左から右）Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ１，Ｆ２でエリアが照射され、沈み行く衛星２１０２により周波数再利用シーケンスへ続く周波数（左から右）Ｆ３，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ１でさらにエリアが照射される。例えば、Ｔ＋５分の時間では（第２１（ｂ）図）、昇り来る衛星２１００は恐らくは霞んで見えない最も近いＦ１エリア２１０４の照射を中止しており（すなわち、衛星は水平線上低すぎてこのエリアと良好に通信できない）、沈み行く衛星２１０２は同じ理由により周波数Ｆ３でその最も近いエリア２１０６を照射することを停止している。一方、昇り来る衛星は、その地上の軌跡の前方に新しい照射エリア２１０７を生成して、沈み行く衛星により空とされたエリアを埋める。昇り来る衛星２１００は、前の衛星が使用したのと同じ周波数により、新しい照射エリア２１０７を適切に照射することができる。一方、このエリアに関して沈み行く衛星２１０２は、その地上の軌跡の前方のエリアから見ると昇り来る衛星であり、解放された容量を使用してその地上の軌跡の前方に周波数Ｆ２で照射される新しいエリア２１０８を生成する。さまざまな周波数の替わりに、重畳するエリアは、ＴＤＭＡフレーム内にさまざまなタイムスロットが分配されたり、ハイブリッドＦＤＭＡ／ＴＤＭＡシステムのさまざまな周波数／タイムスロット組合せが分配されたりすることが可能である。いずれにせよ、多数のチャネルを利用できるため第２１（ａ）図および第２１（ｂ）図の場合よりも重畳するビームの間隔を遥かに細かくして、最適ビームと殆ど同等に有効に移動体を隣接ビームへ配分することができる。論理的には、好ましくは移動体が中央に配置されるようなビームへ移動体を配分しなければならない。しかしながら、対応するチャネルが占有されると、移動体を幾分中心から外れたビームへ配分してそのチャネルを使用する呼が終止した時に中心ビームへハンドオーバすることができる。代表的なＴＤＭAの実施例では、昇り来る衛星および沈み行く衛星の両方が、異なるタイムスロットが使用される場合、同じ周波数を使用して同じエリアを照射することができる。したがって、本発明によるチャネルおよび衛星分配方策は、切り替え領域における呼を沈み行く衛星により自然に終止できるようにし、かつ同じ領域の空になったタイムスロットを同じ周波数で再利用し、昇り来る衛星を使用して新しい呼を設定することである。第２２図は、例えば第１３図のブロック１６０３に示すハブステーションの数値行列プロセッサへ行列係数を与える代表的な制御プロセッサのブロック図である。制御プロセッサ２２００への入力には、（図示せぬ）独立した衛星データ追跡および命令（ＴＴ＆Ｃ）サブシステムからの高度制御情報を含む衛星軌道データが含まれている。衛星軌道および衛星アンテナ指示情報（高度制御情報）およびリアルタイムクロックからの入力を使用して、制御プロセッサ２２００は、所与のエリアが特定のタイムスロット内の特定の周波数により照射されるように必要な行列係数を決定することができる。これらの係数は、リアルタイムクロックの変化と歩調を合わせて系統的に更新され、衛星の運動に無関係にこれらの照射エリアはほぼ固定的に維持される。制御プロセッサ２２００は、呼出チャネルによりランダムアクセスを行う移動局から送信される情報も受信して利用できる最善のチャネル／ビーム組合せを決定して使用することができる。この情報により移動体の粗い位置表示がなされ次に制御プロセッサはこの位置に最も近い中心を有するビームを決定する。次に移動体との通信に使用すべき周波数および／もしくはタイムスロットが決定される。当業者であれば本発明と両立するアクセス方法はＴＤＭＡおよびＦＤＭＡだけではないことがお判りと思われる。ＣＤＭＡを使用することもでき、その場合にはＣＤＭＡコード使用パターンに従って照射エリアは地球上で同様にジグザグとされる。事実、１組のアクセスパターンによりチャネルを定義する任意の多元接続方法が、これらのアクセスパラメータに応じて体系的にジグザグとされた照射エリアを有することができる。さらに、各オフセットビームもしくはジグザグ照射エリアにおいて１組の昇りアクセスパラメータが対応する１組の下りパラメータと対にされておれば、下りに使用するアクセス方法は昇りに使用するアクセス方法と違ってもよい。例えば、下りスロット受信中の瞬断は別として昇り送信が連続的である、下りのＴＤＭＡと昇りのＣＤＭＡの組合せが、参照としてここに組み入れられている、１９９４年１月１１日出願の米国特許出願第号“ＴＤＭＡ／ＦＤＭＡ／ＣＤＭＡハイブリッド無線アクセス方法”に開示されている。ダイナミックトラフィックチャネル割当によりトラフィックを信号処理の決定論的特性に適応させることができる実施例について説明してきたが、次にコーディングおよび周波数再利用方式により容量を最適化することができる補足的な実施例について説明する。電力制限は、例えばさらに衛星を発射することにより、金銭的に解決できるため、セルラー衛星通信の終局的な容量は利用可能な帯域幅によって制限される。しかしながら、実際には電力には財政上の制約帯域幅には政治的制約があるため、電力効率を著しく損なうことなく帯域幅を効率的に使用することが望ましい。シングルリンクトレードオフでは隣接セルにおける周波数再利用の可能性が配慮されないため、セルラー（すなわち、エリアもしくはグローバル覆域システム）の帯域幅と電力効率のトレードオフはシングルリンクのそれとは異なることを理解されたい。２つのケースの容量の単位は実際に異なり、シングルリンクではアーラン／MHzでありセルラーシステムではアーラン／MHz／SpKmである。セルラーシステムでは、サービスエリアをセルへ分割し利用可能な総帯域幅の１／Ｎを各々に使用して照射が行われる。したがって、隣接するＮセルのクラスターに干渉しないように異なる１／Ｎを分配することができる。クラスターの外側では、十分離れたセルについて、もう一つのクラスターへ帯域幅を再分配することができる。Ｎセル再利用パターンを使用することによる干渉の低減はキャリア対干渉比Ｃ／Ｉで測定することができ、それは希望波とスペクトル的かつ時間的に重畳する全ての干渉信号との比である。Ｎを大きくするとＣ／Ｉも増大するが、各セルで利用可能な帯域幅が低減してシステム容量が制限される。Ｎが減少するとＣ／Ｉが、低下するが、各セルで利用できる帯域幅は増大する。変調およびコーディング方式が低減されたＣ／Ｉを許容できる場合には、Ｎを大きくすることにより容量を増大することができる。Ｃ／Ｉ許容範囲を大きくする一つの方法は、冗長コーディングを使用することである。この方法により信号当たりの帯域幅は増大するが、再利用パターンＮを短縮して得られる利益は相殺される。最適値がどこにあるかが問題となる。陸上セルラーシステムでは、この問題は深く検討されており、ＣＤＭＡ技術の極端な帯域幅拡張と各セルにおける即時周波数再利用を組み合わせれば最高容量が得られると結論する人もいる。しかしながら、本発明の実施例では、（陸上セルラーに対して）およそ１／３のコーディングレートでＮ＝１に達するまでは、コーディングの増加およびNの減少と共に容量が増加することが判っている。この点において各チャネルは各セルにおいて１回しか使用されていないため、システムは真のＣＤＭＡとは見なされない。ＣＤＭＡは、各セルにおいて各チャネルを２回、すなわちＮの分数、以上使用するものと定義することができる。例えば、Ｎ＝１／２は各チャネルが各セルにおいて２回使用されることを意味し、それはＣＤＭＡとして分類される。Ｎを分数値へさらに低減して容量が増加し続けるかどかは、システムで利用されるＣＤＭＡの種類と伝搬チャネルの性質と受信機の複雑さによって決まる。３種のＣＤＭＡシステムを区別することができる。 i）従来の非直交ＣＤＭＡ ii）直交ＣＤＭＡ iii）干渉キャンセルＣＤＭＡ（サブトラクティブＣＤＭＡ、ジョイント変調、等）陸上セルラーの世界では、タイプ（ｉ）のＣＤＭＡに対しては容量がＮ＝１よりも低下し、直交ＣＤＭＡに対しては変わらず（実際に各信号に一意的な周波数やタイムスロットを与えるのに等しい）、タイプ（iii）のシステムに対しては増加することが判っている。さらに、Ｎ＜１である陸上セルラーに対するタイプ（iii）のシステムの利得は、ＣＤＭＡ技術に固有の平均干渉に著しく電力の低減された多くの送信機が含まれるような高い遠近環境、およびノイズ制限Ｃ／ＮｏではなくＣ／Ｉ制限である陸上セルラーシナリオによるものである。これらの特徴は衛星通信システムには関係ない。したがって、本発明では、Ｃ／Ｎｏ制限衛星通信システムにおける所与の帯域幅分配に対してどのようなコーディング／周波数再利用トレードオフにより容量が最大とされるかが検討される。陸上セルラーシステムにおける信号スピルオーバは距離の４乗則の関数である。セルラー衛星システムではＣ／Ｉはアンテナビームパターンサイドローブの関数である。したがって、コーディング最適化を行うアンテナビームパターンのあるモデルを展開する必要がある。アンテナのビームパターンは、開口照射関数と呼ばれる、開口上の表面電流分布によって決まる。スーパーゲイン減少を引き起こすことなく、均一な照射により開口は最も効率的に使用される。これにより最善の利得が得られるがサイドローブも最も高くなる。均一照射円形開口に対する放射パターンを第２３図に示す。表面電流ベクトルを含む面内に現れる余分な余弦係数によりＥおよびＨ面のサイドローブは幾分異なる。この差は円偏波を使用する場合にはそれ自体が交差偏波成分として現れる。したがって、ＥおよびＨ面パターンはＣ／Ｉの計算のために単純に平均される。３セル周波数再利用パターンを示す第５図を再び参照し、影付きセルは同じチャネルｆ１を使用し他はｆ２もしくはｆ３を使用している。この再利用パターンはコーディング／周波数再利用トレードオフを調べるのに使用されるが、当業者ならば７，９，１２，２１等の任意の再利用パターンを使用できることがお判りと思われる。干渉セルは六角形の尖端にあり、６つの干渉セルの最初の２つのリングを考えれば十分である。しかしながら、それらの干渉レベルを計算する前に、セル径と一致するビームパターンの正しい校正を選択する必要がある。２つのセル間の中間のピーク利得に対して−３ｄＢでビームが校正される場合には、最大ビーム＝エッジ利得は得られないことが良く知られている。ビームを狭くすると高い利得が達成され、ピーク利得の増加はエッジ損失の増加を上回る。第２４図は、−３ｄＢ交差点のケースにおけるピーク利得に対する、２セル交差点のピークからのｄB低下の関数としての（セル中心の）ピーク利得２４０１、（２つのセルの中間の）エッジ利得２４０２、および３セル間の中間の利得２４０３のグラフである。後記する理由により、２セルエッジ利得は本図では２倍に校正されており（すなわち、３．０１ｄＢが加えられている）、３セルエッジ利得は３倍に校正されている（すなわち、４．７７１ｄＢが加えられている）。これは各利得ピークがどこにあるかについては影響を及ぼさないが、３つの内のいずれが最悪であるかを認知するのに影響を及ぼす。このグラフによれば、２つのセルの中間で最悪なケースが生じ、２セルエッジのピーク利得が３．８ｄＢ低下する時、すなわち点２４０４において、最悪ケ利得が最大となる。第５図の３セル再利用パターンに対して、Ｃ／Ｉパラメータがビーム交差点に依存する様子を第２５図に示す。第２５図は、−３，−３．５および−４ｄＢの交差点に対するビーム中心からの移動局距離の関数として描かれており、最大エッジ利得を与えるものよりもビームを狭くすると、大概のセル半径にわたってＣ／Ｉが増加することを示している。必要ならば、−４．５ｄＢの交差点を選択してセル中心におけるＣ／Ｉをさらに３ｄＢからおよそ２０ｄＢだけ改善しながら、エッジ利得の損失を無視できるようにすることができる。第４図のセルエッジにおけるＣ／Ｉは１０ｄＢにも達しないが、後記するように、そこへ移動体を配置する必要が無いために軽減されたビームエッジ交差点損失が含まれている。特定チャネルおよびビームが割り当てられた移動体が最大セル半径の２５％以内にあるものから選択されると、そのエリア内の全ての点に対するＣ／Ｉは第２６図に示すようなものとなる。最悪条件のＣ／Ｉは、−５．５ｄＢの設計ビーム交差点で最大およそ２３ｄＢとなり、最大エリア利得を与えるものを幾分越え、そのため実際には−４．５ｄＢの交差点が使用されて１８ｄＢの最悪条件Ｃ／Ｉとなる。次ぎに、Ｎ＝１周波数再利用パターン、すなわち隣接セルの即時周波数再利用、に対して同じ計算が繰り返されその結果を第２７図に示す。これは−４ｄＢ交差点に対する１４ｄＢのセル中心Ｃ／Ｉを示すが、セルエッジＣ／Ｉはおよそ− １．５ｄＢである。第２７図の曲線の厚さはセル内の全ての移動体角位置に対するグラフを重畳したために生じたものであり、角位置への依存度はＮ＝３の場合よりもＮ＝１の場合の方が幾分顕著である。６つの干渉体の最初の６リングを加算して第２７図のグラフが得られる。後記するように、特定のチャネルおよびビームを使用する移動体はビーム中心の２５％以内にあるものに制限することができ、そのため第２８図に示すように、この領域内の最悪条件Ｃ／Ｉを最大とするのが重要である。この場合の最悪条件Ｃ／Ｉはビーム交差点を−４．８ｄＢとなるように選択することにより１３ｄＢで最大となるが、これは−４．５ｄＢへ制限すればＣ／Ｉが１２．５ｄＢへ僅かに低減するだけでビームエッジ利得の損失を回避することができる。第２９図〜第３４図は、さまざまな開口照射関数、１／２余弦波に対して、前記した全プロセスを繰り返した結果を示す。この開口照射関数は均一分布よりも幾分開口効率が低いが、サイドローブレベルが低く（第２９図参照）、特に３セル再利用の場合（全セルで２０ｄＢ、半径の２５％で２７ｄＢ）に、高いＣ／Ｉが得られる。第３４図に示すように、セル半径の２５％のまでの即時周波数再利用に対するＣ／Ｉは、−４．５ｄＢの実際的なビームエッジ交差点では１３．５ｄＢである。これは第２８図に示す均一照射に対しては１２．５ｄＢであったため、この値は使用される開口関数にはそれほど敏感ではないことを理解されたい。ビットエラーレートは一般的にＥｂ／Ｎｏの関数として描かれる、それはビットレートに等しい帯域幅で測定される場合のノイズ電力に対する信号電力の比率に等しい。後者は任意の物理的受信機フィルタ帯域幅がビットレートに等しくなければならないという仮定を意味するものではなく、任意所与の受信機の性能をテストするためのノイズ密度を定義する帯域幅の単位として“ビットレート”が簡便であるというに過ぎない。もちろん、受信機のエラーレート性能はその帯域幅の選択によって決まり、所与のＥｂ／Ｎｏにおける性能を最大とするものは使用する変調およびコーディングに応じてビットレートよりも大きいことも小さいこともある。これに対して、Ｃ／Ｉパラメータは物理的な受信機帯域幅における希望および干渉信号電力の比率である。しかしながら、この比率はＣおよびＩが同じスペクトル形状を有する場合には受信フィルタの選択とは無関係でありしたがってフィルタの影響を同等に受ける。受信フィルタを通過した任意の’Ｉ’がフィルタを通過したホワイトノイズの等価量、ＮｏＢ、Ｂはノイズ帯域幅、と同じ影響をエラーレートへ及ぼすように単純化すると、Ｉの影響はノイズ密度ＮｏのＮｏ＋Ｉｏへの等価増力Ｉｏにより表すことができ、ここにＩｏは次式で与えられる。Ｉ＝Ｉｏ・Ｂすなわち、Ｉｏ＝Ｉ／ＢＢＰＳＫ変調の場合には、最適受信機帯域幅は実際にビットレートに等しいが、ＱＰＳＫ変調の場合には最適受信機帯域幅はビットレートの半分に等しい。ここではビットレートは符号化されたビットレート／チップレートであるが、Ｅｂ／Ｎｏを定義するビットレートは情報レートである。したがって、下記のようになる。Ｂ＝ＢＰＳＫにおけるコーディングレートｒに対するビットレート／ｒ、Ｂ＝ＱＰＳＫ、および一般的なＭ−アレイ変調におけるビットレート／２ｒ、Ｂ＝ビットレート／ｒＬｏｇ₂ （Ｍ）＝ビットレート／ｍｒここで、ｍは記号当たりビットしたがって、総ビットエネルギ対ノイズプラス干渉密度の比率は次式で表される。Ｅｂ／（Ｎｏ＋Ｉｏ）＝［Ｎｏ／Ｅｂ＋Ｂｉｔｒａｔｅ／Ｂ・Ｉ／Ｃ］^-1＝［Ｎｏ／Ｅｂ＋ｍｒ・Ｉ／Ｃ］したがって、有限Ｃ／Ｉによる所与のエラーレートに必要なＥｂ／Ｎｏの０．５ｄＢよりも少ない劣化に対して、ｍｒ・Ｉ／Ｃの値はＮｏ／Ｅｂの１／１０でなければならない。例えば、３ｄＢの干渉の無いＥｂ／Ｎｏが必要な場合、３．５ｄＥｂ／Ｎｏで作動するのにＣ／Ｉは１０ｍｒ・Ｅｂ／Ｎｏでなければならない。ＢＰＳＫやＱＰＳＫおよびさまざまなコードレートに対して、代表的なコーディングレートに必要なＣ／Ｉは次のようである。前記したことはスタティックチャネルに対するものであり、同じエラーレートに対して低レートコードには低いＥｂ／Ｎｏが必要であることは考慮されていない。 ClarkおよびCainの“デジタル通信用エラー修正コーディング”には、１．３／４，２／３，１／２および１／３の制約長６たたみ込み符号レートに対する０．１％ＢＥＲに必要なＥｂ／Ｎｏが次のように記載されている。レート１／４は２．３ｄＢを必要とし、その後リターンが減少することが、外挿により推定することができる。これらのＥｂ／Ｎｏ数字を使用して、所与の劣化よりも少なくするのに必要なＣ／Ｉが次のように計算される。したがって、所与のエラーレートに対するＥｂ／Ｎｏはコーディングの増加と共に一様になるが、絶えず増大する帯域幅により必要なＣ／Ｉは減少し続ける。これは、（Ｅｂ／Ｎｏに適用される）コーディング利得と（Ｃ／Ｉに適用される）処理利得の別々の概念と一致する。コーディング利得はシャノンの限界により制限され、処理利得はＣＤＭＡシステムの場合のように帯域幅と共に増大し続ける。スタティックチャネルに対する前記結果は、フェージングチャネルに対しては悲観的である。Ricianもしくはレイリーフェージングが存在する場合には、平均Ｅｂ／ＮｏをスタティックＥｂ／Ｎｏ要求よりも増大させて同じエラーレートを維持することができる。しかしながら、ＩおよびＣが共にまさしく同じチャネルにより所与の移動体に達しまさしく同じ量だけフェージングするため、衛星の下りではＣ／Ｉはフェージングを示さない。したがって、Ｅｂ／Ｎｏが１０ｄＢフェージングする時にＣ／Ｉは１０ｄＢだけ減少せず、元の値にとどまる。フェージングチャネルでは、平均Ｅｂ／Ｎｏにおけるエラーレートが目標値よりも著しく低く、かつスタティックＥｂ／Ｎｏ値までフェージングしてもまだ目標値に等しいため、スタティックＥｂ／Ｎｏ値よりも低くフェージングする場合しかエラーレートは目標値に達しないことが明らかである。事実、エラーが優勢になるのは、同じＣ／Ｉによる劣化の少ない、スタティックＥｂ／Ｎｏ値よりも十分下の瞬時的なＥｂ／Ｎｏ領域であることが判る。低いＣ／Ｉ値はフェージングを考慮するのに必要な高いＥｂ／Ｎｏ値と共に許容できると考えることができる。したがって即時周波数再利用によりビーム半径の２５％まで達成できる１２．５〜１３．５ｄＢのＣ／Ｉ値は、ＱＰＳＫを使用する１／２〜１／３のコーディングレートで受け入れられる。再利用パターンをＮ−３まで増大するとセル当たりの帯域幅は３倍小さくなり、同じ帯域幅効率を達成するのに全てのコーディングを終わらせＱＰＳＫよりも高次の変調を考えることが必要となるが、著しく高い電力（例えば、３セル再利用パターンにより達成可能なＣ／Ｉに対する７．７ｄＢ〜１０．７ｄＢのＥｂ／Ｎｏ）を必要とするペナルティが伴う。したがって、Ｎ＝１の替わりにＮ＝３以上の周波数再利用パターンを使用しても帯域幅効率の利得は無く、（ＡＭＳＣの場合のように、コーディングを終わらせることにより同じ帯域幅効率を維持するために）電力効率によりあるいはコーディングが持続される場合は帯域幅効率により贖われる唯一のおもなペナルティである。前記した結果を使用するためにビーム半径の２５％以内にある移動体に対してビームの使用をどのように制約できるかについて次に説明する。 “再利用分割”として知られる一種の周波数計画によりセルラーシステムでは容量の２：１までの利得を達成することができる。簡単な形式の再利用分割では、セル内の利用可能なチャネルは、ａ）全セルエリアの内側の１／３以内の移動体、ｂ）セルエリアの１／３〜２／３間の移動体、および、ｃ）セルエリアの外側の１／３内の移動体に優先的に使用される３セットへ分割される。セル内の移動体のエリア分布が均一であるものとすると、この分割によりチャネルセット各々に対して等しい要求を行うことができる。次に３セル再利用パターンに従って近隣セルにおいて同じエリアリングへのチャネルの分配が置換されその結果２つの近隣セルがその境界まで同じチャネルを使用することが無くなり、容量の損失が無いためＣ／Ｉが増大する。所与のＣ／Ｉを達成するための全体再利用パターンが次に収縮して容量の増大が達成される。前記した原理に基づいて、以下に説明する本発明の実施例に従って再利用分割およびコーディングを最適に組み合わせることができる。第３５図は、各ビームで利用できる黒、赤および緑色で示す（周波数、タイムスロット、コードもしくはそれらの組合せとすることができる）３チャネルもしくはチャネル群に対する単純化された例を示す。（例えば、−４．５ｄＢの）設計交差点におけるビームエッジは第３５図に大きなカラー円で示されている。したがって、黒の大きな接触円は、“黒”チャネルを使用するビームを表しピーク利得から−４．５ｄＢ下で接触している。大きな赤の接触円は、赤チャネルに対するビームパターンを表す。これらは“黒”ビームに対して変位されており、この固定変位は例えば“赤”チャネルに対するフェーズドアレイの位相を“黒 ”チャネルに対して修正することにより達成される。“黒”チャネルに非修正ビームパターンが使用され、３つの隣接給電の各々に“赤”セル用エネルギの１／３が送られ、マルチ給電パラボラ反射器によりそれを達成することもできる。コヒーレント付加により、“赤”セルの中心における利得はその点における“黒” ビーム利得の３倍となり、有効に“孔が埋められる”。“緑”周波数すなわちタイムスロットに対して“緑”ビームが全く同様に形成される。これは各給電に直接関連するトランスポンダチャネルを介して適切な信号の組合せを指令する地上ハードウェアを使用して達成される。第３５図において、小円はそのそこまでは特定のチャネルが使用されるエリアを示し、それを越えるとより中心指向された別のビームを利用することができる。このエリアは黒ビームの場合には埋められて識別し易くされる。このエリアはビーム中心から外へビーム半径のルート３を越えて伸びている、すなわち“セル” エリアは“ビーム”エリだアの僅か１／３に過ぎず、“セル”内の移動体はビーム半径の５０％を僅かに越えるだけの“ビーム”しか使用しない。もちろん、実際には、ビーム当たり３チャネルよりも遥かに多くのチャネルを使用することができ、したがって利用できるチャネル数をＭとした場合ビームスポット面積の１／Ｍしかないセルを計画することができる。例えば、Ｍ＝７であれば、第３６図に示すように、ビームはその半径の１／ルート７までしか使用されない。実際にはＭは少なくとも１００であり、セル半径はビーム半径の１／１０となることがあり、したがってビーム構成の利得およびＣ／Ｉ性能が重要となるのはビームスポット覆域の小部分にすぎない。“孔を埋る”ことが容易ではなくなるため、これは必ずしもスポットを縮小して利得を高くできることを意味しない。多数のオフセットビームにより、第２４図および第３０図に示すように、物理的給電の位相をピーク利得がどこでも得られるようにするのが望ましい。（２つの給電だけの位相調整により）利得を得ることが最も困難な場所は２つのスポットの中間であり、このような状況における利得は第２４図および第３０図に示すようにビームエッジ交差点を選択することにより最大とされる。２つのビーム間の利得は、（例えば、３ｄＢ以上の）ビームエッジ利得の２倍となり３つのビーム間の利得はその点における一つのビームの３倍となる。これはこれら３つの点において利得を比較するために第２４図および第３０図で使用される校正を説明するものである。したがって、いずれの場合にも、電力効率の理由から熟慮される１／２〜１／３のレートのエラー修正コーディングにより、前記した再利用分割技術を利用する場合、各ビームにおける即時周波数再利用により得られるＣ／Ｉの許容範囲を得ることができる。再利用分割技術によりゼロ生成や干渉キャンセルを頻繁に行うことなくこれが達成される、すなわちアンテナの自由度の全てが利得を最大とするのに使用される。干渉キャンセルや近隣セルの中心にゼロパターンを生成する技術をさらにボーナスとして利用して、近隣ビームからのＣ／Ｉを無視できる割合まで低減することができる。本発明のこの実施例を実現するのに使用できる代表的なコーディング方式は、１／４もしくは１／５レートに基づいた破壊（punctured）たたみ込みコーディングであり、各未符号化音声のコーディングはその知覚的意味に従って、例えば、１／２〜１／５レート間のレベルへ適応される。ＢＰＳＫではＱＰＳＫよりも３ｄＢ低いＣ／Ｉが許容されるが、２：１帯域幅効率損失を被る理由は見当たらない。２倍のコーディングにおけるＱＰＳＫのＣ／Ｉ許容範囲は事実半分のコーディングのＢＰＳＫよりも良く、したがって少なくとも下りに４相変調を使用することができる。前記した検討は、極めて広帯域のＴＤＭを使用する衛星から移動体へのチャネルでは達成できるが狭帯域ＦＤＭでは達成できない、コヒーレント復調性能に基づいている。下りの方法に対する基準は、１００Km／Hrの車速で２．５GHzにおいておよそ２００μSである、チャネルのフェージング成分がスタティックであると見なされる時間中復調および復号すべき情報ビット数が多くなければならないということである。したがって、情報レートは５Kb／ｓよりも数桁高くなければならず、例えば、１／３の平均コーディングレートの場合送信ビットレートは、４相変調を使用する１MHzの帯域幅チャネルを通過する、１．５Mb／ｓよりも高くする必要がある。前記した技術に基づくシステムにより提供される容量は、４Kb／ｓベクトルを使用する場合はMHz当たりスポットエリア当たり１００アーラン程度であり、２．４Kb／ｓを使用する場合はMHz当たりスポット当たり１６６アーランである。本発明の前記した再利用方式を実現する一つの代表的な技術は、前記した、地上ビーム形成によるものである。これには信号間の相対位相および振幅差が持続されるように各アンテナ給電へ信号を運ぶフィーダリンクを地上局から衛星まで設けることが含まれる。このようなコヒーレントトランスポンダを使用すると、アンテナの給電点当たり衛星に必要なトランスポンダチャネルは一つだけである。固定ビームの場合に本発明を実現する別の手段が以下に記載され、衛星にさらにハードウェアの費用をかけるコヒーレントフィーダリンクの必要性が回避される。固定していて変化しなければオンボードビーム形成を使用するのは最も簡単であり、固定エリアを照射する静止衛星に良く適している。非静止衛星についても本発明のこの実施例を利用することができるが、その場合にはビームが固定エリアを照射するように衛星の動きを補償する計画的に適応されたビーム形成の利点を得ることは容易ではない。利用できる全帯域幅がＮのサブバンドへ分割されその各々が第３５図に示すようなセルラー再利用パターンに従って地上のエリアを照射するのに使用される、ＦＤＭＡに対する固定ビーム形成トランスポンダの実現を第３７図に示す。第３５図に黒、赤および緑で示す３つのサブバンドを使用して説明を行う。１組のトランスポンダチャネル３７により対応する１組のフィーダリンクから信号が受信され適切な中間周波数へダウン変換されて増幅かつ濾波される。３７１０のＩ．Ｆ．出力はＩ．Ｆ．信号の重みづけされた組合せを形成するＩ．Ｆ．ビーム形成網３７２０へ加えられる。“黒”チャネルは未修正アンテナパターンに直接対応するように任意に選択される、すなわち、黒信号１はアンテナ給電１番だけから直接放射しなければならず、黒信号２はアンテナ給電２番だけから放射しなければならず、以下同様である。したがって、ビーム形成網により単位重み付けの黒チャネルは指示されたアンテナ給電に対応する加算網のみに接続される。しかしながら、赤チャネルおよび緑チャネルは３つの黒ビームの中間に中心を有するビームパターンで放射しなければならない。したがって、黒ビーム１，２および３の中間にある赤ビームは１／ルート３の電圧／電流重み付け（１／３の電力重み付け）を介して関連する３つの加算網に接続される。したがって、“赤 ”エネルギの１／３は所望の“赤”中心を取り巻く３つの給電の各々を介して放射される。同様に、黒ビーム２，３および４の中間にある緑ビームは１／ルート３の重み付けを介して給電２，３および４に関連する加算器に接続される。前記した重み付けは代表例であり説明の目的で単純化されている。Ｉ．Ｆ．ビーム形成網は本質的に主に単純な抵抗素子からなる網により実現できるため、複雑さの影響を許容できる範囲でより複雑な重みセットを使用することができる。例えば、４つ以上の隣接給電に給電を行ってビームを形成することができ、かつ負の重みを使用して所望の場所における放射パターンにゼロを生成することができあるいはＣ／Ｉを増大するためにサイドローブレベルを低減することができる。抵抗性Ｉ．Ｆ．ビーム形成網を形成する一つの方法は、絶縁基板上に堆積された連続シートすなわち薄膜状の抵抗材料を使用することである。概念的にこのシートはビームにより照射される２次元表面に対応すると見なされる。第３５図に示すように、“黒”ビーム信号に対応する信号電流が“黒”セルの中心に対応して配置された点でシートヘ注入され、“赤”および“緑”信号電流が黒信号注入点とお互いの間の１組の点において注入される。第３８図に注入点をラベル’Ｉ ’で示す。黒、赤および緑の所望の組合せに対応する信号電流が黒、赤および緑の注入点の中間に配置された接点により抵抗面から抽出される。これらの電流抽出点は第３８図’Ｅ’として示されている。黒ビームに対する一つの重み１と赤および緑ビームに対する１／ルート３の３つの等しい重みを有する前例とは対照的に、この技術により黒、赤および緑ビームに対して同じ重み分布が与えられる。抽出された電流は“仮想アース”増幅器入力もしくはベース接地バイポーラトランジスタのような低入力インピーダンス増幅器へ送られる。この技術により実現される重みセットは電流注入および抽出コンタクトランドの形状およびサイズを選択することにより調整することができる。サイズおよび形状を決定するための単純なルールは提案されておらず、抵抗シートの流入電流および電位の２次元有限要素コンピュータ分析を実施して、提案を単純に確認しなければならない。Ｉ．Ｆ．形成網から発生された組合せ信号は、アップコンバータ３７３０へ送られて所望の衛星-移動体周波数帯域へ変換される。アップコンバータは信号の相対位相を持続するために全て同じ局部発信機信号により駆動され、かつ相対振幅を持続するために利得が整合されている。アップ変換された信号は行列電力増幅器３７４０により増幅して電力レベルを所望の送信電力まで高めることができる。前記した本発明の技術を拡張して利用可能な総周波数帯域の再分割に関連する任意数の仮想ビームを発生することができる。３色の例では、各“色”は１／３のサブバンド幅に関連している。例えば、合計１６．５MHzを利用できる場合には、各トランスポンダチャネル帯域幅は公称５．５MHzとすることができる。例えば、給電数が３７であれば、３７の５．５MHz“黒”ビーム、３７の５．５ MHz赤ビームおよび３７の５．５MHz緑ビームが発生される。したがって、通信に利用できる総帯域幅は、１６．５MH全部の即時周波数再利用を“黒”ビームだけに利用できる場合の、１６．５MHzの３７倍となる。したがって、本発明によりＣ／Ｉを著しく改善しながら即時周波数再利用パターンと同様に帯域幅を効率的に使用することができる。このように利用できる特別な容量は、ＦＤＭＡバージョンの場合、トランスポンダチャネル数を増加することによって得られしたがってハードウェアも比例して複雑となる。次にハードウェアを複雑にすることなく容量が増大される代表的なＴＤＭＡ実施例を有利に構成する方法を示す。第３９図に代表的なＴＤＭＡ実施例を示す。この場合トランスポンダチャネル３９１０の数はアンテナ給電数と同じであり、各チャネルの帯域幅はシステムに利用できる全帯域幅である。Ｉ．Ｆ．ビーム形成網３９２０も黒、赤および緑ビームの合成について前記したように機能するが、通信スイッチ３９１１によりトランスポンダチャネルセットには一時に１色しか接続されない。（１）全てのトランスポンダチャネルが対応する数の“黒”ビーム入力に接続されるか、もしくは（２）スイッチ３９１１を全て同時に作動させることにより、全トランスポンダが赤ビーム入力に接続されるかもしくは、第３９図に示すように、緑ビーム入力に接続される。ＴＤＭＡフレーム期間の最初の部分（例えば、１／３）については黒ビームが使用され、第２の時間部分については赤ビームが励起され、第３の時間部分については緑ビームが励起されるようにスイッチが巡回される。スイッチが各位置にある期間は等しくなくてもよく、原則的に任意のセルにおいてどの色が最も高い瞬時容量を要求するかに従って適応させることができる。残りのトランスポンダの機能はＦＤＭＡについて前記したとおりである。スイッチ３９１１の通信は中央地上局からの送信と同期化されているのが良く、それは、地上からプログラムして規則正しいスイッチ動作サイクルを実行し、マスタータイマーである衛星への地上局送信を同期化することができるオンボードクロックを設ける等の、さまざまな技術のいずれかにより達成することができる。また、地上局はトラフィックチャネルとは別の制御チャネルを使用してスイッチコマンドを送信することもできる。ビームの旋回と地上網との同期化を達成する方法は本発明の原理にとって重要ではない。前記した本発明のＴＤＭＡおよびＦＤＭＡバージョンでは共に固定ビーム形成網が使用されたが、本方法の明らかな拡張として所与の周波数やタイムスロットにより照射される地球のエリアを出来るだけ固定するように地上から制御されるスイッチ３９１１を使用してビームカラーへの周波数やタイムスロットの分配を置換することができる。もちろん使用する“色”（すなわち、タイムスロットやサブバンド）の数を増やせばこれは一層正確に達成される。サブバンドの数を増やすとＦＤＭＡの場合にはハードウェアが複雑となり、この点からはＴＤＭＡバージョンが好ましい。したがって、通信スイッチの同調は衛星の動きを補償して特定のタイムスロットや周波数により照射されるエリアが多少なりとも一定に保たれるように選択することができる。本発明は任意数のタイムスロットおよびサブバンドに応用することができ、後者の場合にはトランスポンダ信号のアナログ／デジタル変換、デジタル濾波およびデジタル重み乗算を使用するデジタルビーム形成を具備してデジタルに実現するのが有利である。前記した実施例はあらゆる点で本発明を、制約するものではなく、説明するためのものである。したがって、当業者であれば本発明の細部のさまざまな変更を明細書から引き出すことができる。これらの変更や修正は全て請求の範囲に入るものとする。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．同じ無線周波数チャネルを使用して複数の受信機へ複数の信号を送信する送信装置であって、該送信装置は、前記各信号を変調された無線波を表す数値サンプル流へ変換するチャネル処理手段と、１組の行列係数を使用して前記数値サンプル流の数値的組合せを形成する行列処理手段と、前記数値的組合せを指示された周波数で対応するアナログ変調無線信号へ変換し前記変調された無線信号を送信電力レベルへ増幅する変換手段と、前記変換手段に接続されて前記変調された無線信号を送信するアンテナ手段と、前記各受信機が前記複数の信号の中の一つの意図する信号を残りの意図しない信号と実質的にゼロ干渉で受信するように前記行列係数を調整する制御手段と、を具備する、送信装置。２．同じ無線周波数チャネルを使用して複数の受信機へ複数の信号を送信する送信装置であって、該送信装置は、前記各信号を変調された無線波を表す数値サンプル流へ変換するチャネル処理手段と、１組の行列係数を使用して前記数値サンプル流の数値的組合せを形成する行列処理手段と、前記数値的組合せを指示された周波数で対応するアナログ変調無線信号へ変換し前記変調された無線信号を送信電力レベルへ増幅する変換手段と、前記変換手段に接続されて前記変調された無線信号を送信するアンテナ手段と、前記行列係数を調整して最悪受信機において前記複数の信号の中の意図する信号の受信信号レベルを残りの意図しない信号の受信干渉レベルに対して最大となるように調整する制御手段と、を具備する、送信装置。３．同じ無線周波数チャネルを使用して複数の送信機から複数の信号を受信して複数の出力信号を発生する受信装置であって、該受信装置は、前記送信信号を受信して各素子から受信信号を発生する多素子アンテナ手段と、各アンテナ素子からの前記各受信信号を濾波し、増幅して対応する数値サンプル流へ変換する多チャネル無線周波数処理手段と、１組の行列係数を使用して前記数値サンプル流を結合し複数の別々の信号を発生する数値行列処理手段と、前記別々の各信号を処理して前記出力信号を発生するチャネル処理手段と、前記各出力信号が前記送信信号の中の一つの意図する信号に残りの意図しない送信信号との干渉が実質的にゼロで対応するように前記行列係数を調整する制御手段と、を具備する、受信装置。４．同じ無線周波数チャネルを使用して複数の送信機から複数の信号を受信して複数の出力信号を発生する受信装置であって、該受信装置は、前記送信信号を受信して各素子から受信信号を発生する多素子アンテナ手段と、各アンテナ素子からの前記各受信信号を濾波し、増幅して対応する数値サンプル流へ変換する多チャネル無線周波数処理手段と、１組の行列係数を使用して前記数値サンプル流を結合し複数の別々の信号を発生する数値行列処理手段と、前記別々の各信号を処理して前記出力信号を発生するチャネル処理手段と、前記行列係数を調整して前記各出力信号と前記送信信号の中の意図する各信号間の対応を最大限とする制御手段と、を具備する、受信装置。５．複数の無線チャネルを使用して複数の信号を対応する複数の受信機へ送信する送信装置であって、該送信装置は、前記信号の中の選定された信号をあるサブセットの各メンバーに対しては同じ無線チャネルを使用し異なるサブセットに対しては異なる無線チャネルを使用して送信するサブセットへ分類する分類手段と、前記信号を処理して変調された無線信号を表す数値信号とするチャネル処理手段と、各サブセットに対する１組の行列係数を使用して同じサブセットに属する前記信号の数値的組合せを形成する、前記各サブセットに対する、行列処理手段と、各サブセットに対して指示された無線チャネルにより前記数値的組合せを対応するアナログ変調された無線信号へ変換する、各サブセットに対する、変換手段と、各サブセットからの前記アナログ変調された信号の一つを結合してアンテナ素子駆動信号を形成し前記アンテナ素子駆動信号を送信電力レベルまで増幅する複数の結合手段と、各アンテナ素子が前記各結合手段に接続されている、前記アンテナ素子駆動信号を送信する多素子アンテナ手段と、前記各受信機が意図する信号を所望の信号強度で残りの意図しない信号との干渉が実質的にゼロで受信するように前記分類手段および前記行列係数を制御する制御手段と、を具備する、送信装置。６．第５項記載の送信装置であって、前記制御手段が前記送信電力レベルの和を最小限に抑える、送信装置。７．複数の無線チャネルの周波数を使用して複数の対応する送信機から複数の信号を受信して複数の出力信号を発生する受信装置であって、該受信装置は、前記複数の送信信号を受信して各素子から合成受信信号を発生する多素子アンテナ手段と、前記各合成受信信号を濾波し、増幅し、分割して、各々が対応する無線周波数チャネルで受信される各合成信号の一部に対応する、数値サンプル流へ変換する多チャネル無線周波数処理手段と、各チャネル周波数に関連する１組の行列係数を使用して同じ無線チャネル周波数に対応する前記数値サンプル流の数値的組合せを発生する数値行列処理手段と、前記数値的組合せを処理して前記複数の出力信号を発生するチャネル処理手段と、前記各出力信号が前記送信信号の中の一つの意図する信号に残りの意図しない信号との干渉が実質的にゼロで対応するように前記行列係数を制御する制御手段と、を具備する、受信装置。８．同じ無線周波数チャネルの送信時間を複数のタイムスロットへ分割することにより複数の信号を対応する複数の受信機へ送信する送信装置であって、該送信装置は、前記信号の中の選定された信号を前記無線チャネルの同じ指示されたタイムスロットで送信するサブセットへ分類して、同じサブセットの信号が同じタイムスロットを使用し異なるサブセットの信号が異なるタイムスロットを使用するようにする分類手段と、前記信号を処理して指示されたタイムスロットで送信するチャネル処理手段と、各サブセットからの一つの信号をその各タイムスロットへ多重化して時分割多重（ＴＤＭ）信号を形成する多重化手段と、各タイムスロットに対して異なる１組の行列係数を使用して前記時分割多重信号の数値的組合せを発生する行列処理手段と、前記数値的組合せを前記無線チャネルの対応する変調されたアナログ無線信号へ変換し送信電力レベルまで増幅する複数の変換手段と、各アンテナ素子が前記変換手段の一つにそれぞれ接続されている、前記アナログ無線信号を送信する多素子アンテナ手段と、前記複数の各受信機が意図する信号を所望の信号強度で残りの意図しない信号との干渉が実質的にゼロで受信するように前記分類手段および前記行列係数を制御する制御手段と、を具備する、送信装置。９．第８項記載の送信装置であって、前記制御手段が前記送信電力レベルの和を最小限に抑える、送信装置。 10．時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）フレーム期間内の複数のタイムスロットを使用して同じ無線チャネル周波数で複数の対応する送信機から複数の信号を受信して複数の出力信号を発生する受信装置であって、該受信装置は、前記複数の送信信号を受信して各素子から合成受信信号を発生する多素子アンテナ手段と、前記各合成受信信号を濾波し、増幅して、対応する数値サンプル流へ変換する多チャネル無線周波数処理手段と、前記各ＴＤＭＡタイムスロットに異なる１組の行列係数を使用して前記数値サンプル流の数値的組合せを発生する数値行列処理手段と、前記各数値的組合せを前記複数のタイムスロットへ分割して間引きされた信号流を発生するデマルチプレクシング手段と、前記間引きされた信号流を処理して前記複数の出力信号を発生するチャネル処理手段と、前記各出力信号が前記送信信号の中の一つの意図する信号に残りの意図しない信号との干渉が実質的にゼロで対応するように前記行列係数を制御する制御手段と、を具備する、受信装置。 11．複数の無線周波数を使用し各無線周波数の送信時間を複数のタイムスロットへ分割することにより複数の信号を対応する複数の受信機へ送信する送信装置であって、該送信装置は、前記信号の中の選定された信号を同じタイムスロットおよび周波数チャネルで送信するサブセットへ分類して同じサブセットの信号が同じタイムスロットおよび周波数を使用し異なるサブセットの信号が異なる周波数もしくはタイムスロットを使用するようにする分類手段と、指示されたタイムスロットおよび指示された周波数で前記信号送信を処理するチャネル処理手段と、各サブセットからの一つの信号を同じ周波数を使用してその各タイムスロットへ多重化して前記各周波数チャネルで送信される複数の時分割多重（ＴＤＭ）信号を形成する多重化手段と、各タイムスロットおよび周波数チャネルに対して異なる１組の行列係数を使用して前記時分割多重信号の数値的組合せを発生する、各無線周波数チャネルに関連する、行列処理手段と、前記数値的組合せを対応する変調されたアナログ無線信号へ変換する、各無線周波数チャネルに関連する、変換手段と、各周波数チャネルからの前記アナログ無線信号の一つを結合し結合された信号を送信電力レベルまで増幅する複数の結合手段と、各アンテナ素子が前記結合手段の一つにそれぞれ接続されている、前記増幅され結合された信号を送信する多素子アンテナ手段と、前記各受信機が意図する信号を所望の信号強度で残りの意図しない信号との干渉が実質的にゼロで受信するように前記分類手段および前記行列係数を制御する制御手段と、を具備する、送信装置。 12．第11項記載の送信装置であって、前記制御手段が前記送信電力レベルの和を最小限に抑える、送信装置。 13．時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）フレーム期間内の複数のタイムスロットおよび複数の無線チャネル周波数を使用して対応する複数の送信機から複数の信号を受信して複数の出力信号を発生する受信装置であって、該受信装置は、前記複数の送信信号を受信して各素子から合成受信信号を発生する多素子アンテナ手段と、前記各合成受信信号を濾波し、増幅して、分割して前記複数の無線チャネル周波数に対応するいくつかの数値サンプル流へ変換する多チャネル無線周波数処理手段と、各タイムスロットと周波数の組合せに関連する行列係数セットを使用して同じ無線チャネルに関連する前記数値サンプル流の数値的組合せを発生する数値行列処理手段と、前記各数値的組合せを前記複数のタイムスロットへ分割して間引きされた信号流を発生するデマルチプレクシング手段と、前記間引きされた信号流を処理して前記複数の出力信号を発生するチャネル処理手段と、前記各出力信号が前記送信信号の中の一つの意図する信号に残りの意図しない信号との干渉が実質的にゼロで対応するように前記行列係数を制御する制御手段と、を具備する、受信装置。 14．移動局とのワイヤレス通信方法であって、該方法は、音声もしくはデータ通信を表す信号を前記移動局から多素子アンテナを有する軌道衛星へ送信するステップと、前記信号の組合せを前記各アンテナ素子で受信して地上局へコヒーレントに応答するステップと、前記コヒーレントに応答された信号を前記地上局で受信しアナログ／デジタル変換を行って対応する数値サンプル流を発生するステップと、前記数値サンプル流を数値行列プロセッサにより処理して前記各移動局からそれぞれ生じる前記送信信号を分離して分離されたサンプル流を発生するステップと、前記分離されたサンプル流を数値的に処理して前記音声もしくはデータを表す信号を再構成し電話交換網へ送るステップと、からなる、ワイヤレス通信方法。 15．移動局とのワイヤレス通信方法であって、該方法は、前記各移動局へ向けた音声もしくはデータを表す信号を電話交換網から受信するステップと、前記音声もしくはデータを表す信号をデジタル化し処理して変調された信号を表す対応するデジタルサンプル流とするステップと、数値行列プロセッサを使用して前記変調された信号を表すサンプル流を結合してアンテナ素子信号を表すサンプル流を発生するステップと、前記アンテナ素子信号をデジタル／アナログ変換して対応する地上局送信手段を変調し相対位相および振幅関係を持続するように前記変調された信号を軌道衛星へ送信するステップと、前記変調された信号を前記軌道衛星において前記地上局から受信し対応するアンテナ素子を使用して各々に応答して前記各データもしくは音声を表す信号がその意図する移動局へ送信され意図しない他の移動局へは送信されないようにするステップと、からなる、ワイヤレス通信方法。 16．移動局とのワイヤレス通信装置であって、該通信装置は、まだデジタル形式とされていない場合には電話交換網から受信される音声もしくはデータを表す信号をデジタル化し処理して変調された信号を表す対応するデジタルサンプル流とするデジタル化手段と、アンテナ素子信号を表すサンプル流を発生するために前記変調された信号を表すサンプル流を結合する数値行列プロセッサ手段と、前記アンテナ素子信号を対応する送信機変調波形へ変換するデジタル／アナログ変換手段と、各々が前記変調波形の中の対応する一つの波形により変調されて位相および振幅関係を持続するように前記波形を軌道衛星へ送信する地上局送信機手段と、前記各変調波形を受信して復調する前記軌道衛星内の衛星受信手段と、前記各復調された波形を新しい周波数へ変換し、送信電力レベルまで増幅して前記各データもしくは音声を表す信号がその意図する行先の移動局へ送信され意図しない他の移動局へは送信されないように各々を多素子衛星アンテナの対応する素子を介して送信する衛星トランスポンダ手段と、を具備する、ワイヤレス通信装置。 17．無線通信システムにおいて同一チャネル干渉を最小限に抑える装置であって、該装置は、信号を送受信するトランシーバ手段と、前記各信号を数値サンプル流へ変換する信号処理手段と、１組の行列係数を使用して前記数値サンプル流の数値的組合せを発生する行列処理手段と、前記行列係数を調整して前記各信号間の同一チャネル干渉を最小限に抑える制御手段と、を具備する、同一チャネル干渉を最小限に抑える装置。 18．第１７項記載の装置であって、前記行列処理手段はさらに、前記行列係数を有する行列の逆行列にサンプルされたビームに関連する係数を有する行列を乗じる行列乗算手段を具備する、同一チャネル干渉を最小限に抑える装置。 19．第１８項記載の装置であって、前記行列処理手段はさらに、前記行列係数を有する行列をサンプル期間毎に反転する手段を具備する、同一チャネル干渉を最小限に抑える装置。 20．第１８項記載の装置であって、前記行列処理手段はさらに、前記行列係数を有する行列を新しい呼が接続される時に反転する手段を具備する、同一チャネル干渉を最小限に抑える装置。 21．第１７項記載の装置であって、前記制御手段はさらに、前記行列係数を有する行列が数値的に不良条件となるのを防止する手段を具備する、同一チャネル干渉を最小限に抑える装置。 22．第２１項記載の装置であって、前記防止手段はさらに、少なくとも２つの移動ユニットが共通の位置へ近ずく時に移動ユニットの無線チャネルを変える手段を具備する、同一チャネル干渉を最小限に抑える装置。 23．複数の遠隔ユニットへ信号を送信する方法であって、該方法は、ランダムアクセス送信中に新しい遠隔ユニットから受信する信号を複数の個別アンテナビーム素子信号と相関させて受信行列に対する係数の新しいコラムを決定するステップと、古い逆Ｃ行列および新しいコラムに基づいて新しい遠隔ユニットからトラフィックを受信する新しい逆Ｃ行列を決定するステップと、上りおよび下り周波数の比率を使用して相対係数位相角を校正することにより新しいコラムを新しい送信Ｃ行列へ変換するステップと、古い送信逆Ｃ行列および新しい送信Ｃ行列ローに基づいて新しい送信逆Ｃ行列を決定するステップと、前記新しい送信逆Ｃ行列を使用して前記遠隔ユニットへ信号を送信するステップと、からなる、信号送信方法。 24．第２３項記載の方法であって、さらに、新しい移動ユニットがランダムアクセス送信を行う時に前記各ステップを繰り返すステップからなる、信号送信方法。 25．複数の遠隔ユニットへ信号を送信する装置であって、該装置は、ランダムアクセス送信中に新しい遠隔ユニットから受信する信号を複数の個別アンテナビーム素子信号と相関させて受信行列に対する係数の新しいコラムを決定する手段と、古い逆Ｃ行列および新しいコラムに基づいて新しい遠隔ユニットからトラフィックを受信する新しい逆Ｃ行列を決定する手段と、上りおよび下り周波数の比率を使用して相対係数位相角を校正することにより新しいコラムを新しい送信Ｃ行列へ変換する手段と、古い送信逆Ｃ行列および新しい送信Ｃ行列ローに基づいて新しい送信逆Ｃ行列を決定する手段と、前記新しい送信逆Ｃ行列を使用して前記遠隔ユニットへ信号を送信する手段と、を具備する、信号送信装置。 26．第２の複数の送信機−アンテナ素子組合せを使用して第１の複数の信号の中の一つの信号を対応する複数の受信機の中の一つの受信機へ送信する通信チャネル分配方法であって、該方法は、前記各送信機−アンテナ組合せから前記受信機への前記信号の伝搬の位相および振幅に関する係数を推定するステップと、各群の性能指数を求めるためにそれぞれの群内の同じ通信チャネルと異なる群に対する異なるチャネルを使用する前記複数の他方の受信機群について推定される同様な係数により前記係数を処理するステップと、前記ステップにおいて最高性能指数を発生する群により使用される通信チャネルを前記信号へ分配するステップと、からなる、通信チャネル分配方法。 27．第２６項記載の方法であって、前記信号が前記群と同じ通信チャネルを分配される時はある群の前記性能指数は前記送信機−アンテナ組合せの総送信機電力と関連ずけられる、通信チャネル分配方法。 28．第２６項記載の方法であって、前記通信チャネルは各々が前記受信機群の内の一つの受信機により使用される時分割多重送信フレームのいくつかのタイムスロットの内の一つのタイムスロットである、通信チャネル分配方法。 29．第２６項記載の方法であって、前記通信チャネルは前記受信機群の内の一つの受信機により使用されるいくつかの無線周波数チャネルの内の一つのチャネルである、通信チャネル分配方法。 30．第２６項記載の方法であって、前記通信チャネルは各々が前記受信機の内の一つの受信機により使用される無線周波数チャネルとＴＤＭタイムスロットとのいくつかの組合せの内の一つの組合せである、通信チャネル分配方法。 31．第１の局からの複数の第１の信号を対応する複数の第２の局へ通信し前記第２の局からの複数の第２の信号を前記第１の局へ通信する方法であって、該方法は、前記第１の信号を変調された無線信号を表す形式へ処理するステップと、１組の結合パラメータを使用して前記表現を結合していくつかの送信信号を形成するステップと、対応する送信機およびアンテナを使用して前記送信信号を送信するステップと、前記第２の局において希望信号の受信量に対する少なくとも一つの干渉信号の受信量を測定するステップと、前記測定値を前記第２の信号へ符号化して前記第２の局から前記第１の局へ送信するステップと、前記第１の局において前記符号化された測定値を受信して復号化し前記結果を使用して前記結合パラメータを修正して前記第１の局に受信される干渉信号が低減され希望信号が最大限とされるようにするステップと、からなる、通信方法。 32．第１の局からの複数の第１の信号を対応する複数の第２の局へ通信し前記第２の局からの複数の第２の信号を前記第１の局へ通信する方法であって、該方法は、前記第１の信号を変調された無線信号を表す形式へ処理するステップと、１組の結合パラメータを使用して前記表現を結合していくつかの送信信号を形成するステップと、対応する送信機およびアンテナを使用して前記送信信号を所望する送信電力レベルまで増幅して送信するステップと、前記第２の局において希望信号の受信量に対する少なくとも一つの干渉信号の受信量を測定するステップと、前記測定値を前記第２の信号へ符号化して前記第２の局から前記第１の局へ送信するステップと、前記第１の局において前記符号化された測定値を受信して復号化し前記結果を使用して前記結合パラメータを修正して前記第２の局に受信される干渉信号が低減され前記第１の信号を送信するのに必要な前記送信電力レベルの和が最小限に抑えられるようにするステップと、からなる、通信方法。 33．第３１項もしくは第３２項記載の方法であって、前記第１の局は少なくとも一つの軌道衛星と通信する地上局からなる、通信方法。 34．第３３項記載の方法であって、前記対応する送信機は前記送信信号を前記衛星を介して前記地上局から中継する衛星トランスポンダの一部を形成する、通信方法。 35．第３４項記載の方法であって、前記送信信号はその相対位相および振幅を持続するようにコヒーレントトランスポンダにより中継される、通信方法。 36．地上局から受信する複数の信号に応答するコヒーレント衛星トランスポンダであって、該トランスポンダは、周波数もしくは位相変調を使用して対応する数のキャリア周波数により前記信号を受信し復調してビデオ信号を発生する複数の対応する受信手段と、前記各ビデオ信号を新しいキャリア周波数へ変換するアップ変換手段と、前記各変換信号を所望する送信電力レベルへ増幅し対応するアンテナ手段を使用して送信する送信機−アンテナ手段と、を具備する、コヒーレント衛星トランスポンダ。 37．複数の地上局から受信する信号に応答するコヒーレント衛星トランスポンダであって、該トランスポンダは、前記地上局からの前記信号の組合せを受信する受信機−アンテナ手段と、前記受信した各組合せを対応するビデオ信号へ変換するダウン変換手段と、周波数もしくは位相変調を使用して前記各ビデオ信号を対応するキャリア周波数へ変調し、所望する送信電力レベルへ増幅し送信アンテナ手段を使用して送信する送信機−変調器手段と、を具備する、コヒーレント衛星トランスポンダ。 38．第３５項記載のトランスポンダであって、前記複数の受信手段のおよそ半分が右円（ＲＨＣ）アンテナ偏波を使用し残りが左円（ＬＨＣ）偏波を使用する、トランスポンダ。 39．第３６項記載のトランスポンダであって、前記送信機−変調器手段のおよそ半分が右円（ＲＨＣ）アンテナ偏波を使用して送信を行い残りが左円（ＬＨＣ）偏波を使用する、トランスポンダ。 40．第３６項記載のトランスポンダであって、前記ＲＨＣ偏波送信の前記対応するキャリア周波数はＬＨＣ送信のキャリア周波数と同じである、トランスポンダ。 41．第３６項記載のトランスポンダであって、前記ＲＨＣ偏波送信の前記対応するキャリア周波数はＬＨＣ送信のキャリア周波数間に交差配置されている、トランスポンダ。 42．第３７項記載のトランスポンダであって、ＲＨＣ偏波を使用する受信手段が使用する前記対応するキャリア周波数はＬＨＣ偏波を使用する受信手段送信のキャリア周波数と同じである、トランスポンダ。 43．第３７項記載のトランスポンダであって、ＲＨＣ偏波を使用する受信手段が使用する前記対応するキャリア周波数はＬＨＣ偏波を使用する受信手段送信のキャリア周波数間に交差配置されている、トランスポンダ。 44．第１の周波数で信号を受信する多素子アンテナを利用し第２の周波数帯域で信号を地上局へ中継する衛星通信システムであって、該システムは、前記第１の周波数で前記多数のアンテナ素子の各々において受信された信号を対応するベースバンド信号へダウン変換する手段と、前記対応するベースバンド信号を時分割多重化して多重化されたサンプル流を形成する多重化手段と、前記第２の周波数帯域のキャリアを前記多重化されたサンプル流により変調し前記変調されたキャリアを前記地上局へ送信する変調器手段と、を含む、衛星通信システム。 45．第４４項記載のシステムであって、前記ダウン変換手段はＩおよびＱベースバンド信号を発生する直交ダウン変換手段である、システム。 46．第４４項記載のシステムであって、前記多重化手段はＩ−信号多重化手段およびＱ−信号多重化手段を具備する、システム。 47．第４４項記載のシステムであって、前記変調器手段はＩ信号およびＱ信号が公称９０°位相差の各キャリア信号へ印加される直交変調器である、システム。 48．第４５項記載のシステムであって、前記多重化手段は前記ＩおよびＱベースバンド信号をアナログ／デジタル変換し得られるデジタル流をデジタル多重化してＩおよびＱビット流を形成することからなる、システム。 49．第４８項記載のシステムであって、前記変調器手段は前記多重化されたＩおよびＱビット流が前記第２の周波数で各直交キャリアをデジタル変調するデジタル変調器である、システム。 50．第４４項記載のシステムであって、前記対応するベースバンド信号は共通位相および振幅基準に対する前記アンテナ信号のそれぞれ瞬時位相および振幅を表す、システム。 51．第２の周波数帯域で地上局から受信する信号を多数のアンテナ素子を使用して第１の周波数により送信することにより中継する衛星通信システムであって、該システムは、前記第２の周波数で受信した信号を対応するベースバンド信号へ変換するダウン変換手段と、前記対応するベースバンド信号を時分割デマルチプレクシングして別々のサンプル流を得るデマルチプレクシング手段と、前記第１の周波数のキャリアを前記別々のサンプル流により変調して対応する変調信号を発生する別々の変調器手段と、前記変調信号を増幅し前記多数のアンテナ素子を使用して送信する送信増幅器手段と、を含む、衛星通信システム。 52．第５１項記載のシステムであって、前記ダウン変換手段はＩおよびＱベースバンド信号を発生する直交ダウン変換手段である、システム。 53．第５１項記載のシステムであって、前記デマルチプレクシング手段はＩ− 信号デマルチプレクシング手段およびＱ−信号デマルチプレクシング手段を具備し前記別々のサンプル流はＩおよびＱサンプル流からなる、システム。 54．第５３項記載のシステムであって、前記別々の変調器手段はＩサンプル流およびＱサンプル流が公称９０°の位相差を有する各キャリア信号へ印加される直交変調器手段を含む、システム。 55．第５２項記載のシステムであって、前記デマルチプレクシング手段は別々のＩおよびＱビット流を発生するデジタルデマルチプレクシング手段である、システム。 56．第５５項記載のシステムであって、前記ＩおよびＱビット流はアナログ／デジタル変換され濾波されて対応するＩおよびＱアナログ波形が形成される、システム。 57．第５６項記載のシステムであって、前記ＩおよびＱ波形の各々が各直交変調器を使用して前記第１の周波数でキャリアを変調して前記対応する変調手段を発生する、システム。 58．第５１項記載のシステムであって、前記対応するベースバンド信号は振幅対応信号および位相対応信号を含む、システム。 59．第５１項記載のシステムであって、前記別々の変調器手段は振幅変調器および位相変調器を具備する、システム。 60．双方向衛星通信システムであって、該システムは、第１の周波数で信号を受信し第２の周波数帯域で地上局へ中継する多数のアンテナ素子を有する多素子アンテナと、前記第１の周波数で前記多数のアンテナ素子の各々で受信した信号を対応するベースバンド信号へ変換するダウン変換手段と、前記対応するベースバンド信号を時分割多重化して多重化されたサンプル流を形成する多重化手段と、前記第２の周波数帯域のキャリアを前記多重化されたサンプル流により変調し前記変調されたキャリアを前記地上局へ送信する変調器手段と、を含む衛星と、前記第２の周波数で受信した信号を対応するベースバンド信号へ変換するダウン変換手段と、前記対応するベースバンド信号を時分割デマルチプレクシングして別々のサンプル流を得るデマルチプレクシング手段と、前記第１の周波数のキャリアを前記別々のサンプル流により変調して対応する変調信号を発生する前記別々のサンプル流の各々に対応する別々の変調器手段と、前記変調信号を増幅し多数のアンテナ素子を使用して前記衛星へ送信する送信増幅器手段と、を含む地上局と、を具備し、前記多重化手段および前記デマルチプレクシング手段は衛星上で同じクロックに同期化されている、双方向衛星通信システム。 61．第６０項記載のシステムであって、前記地上局はさらに、前記デマルチプレクシング手段を前記第２の周波数帯域で前記衛星から受信する時間多重化信号へ同期化させかつ伝搬遅延に基づいて前記衛星へ時間多重化信号を送信する第２の多重化手段を同期化させて前記送信信号が前記衛星に搭載された第２のデマルチプレクシング手段と同期して到来するようにする手段、を具備する、システム。 62．第６１項記載のシステムであって、前記地上局は前記衛星から時間多重化信号として送信されるパイロットサンプルを使用して前記デマルチプレクシング手段を同期化する、システム。 63．第４４項記載のシステムであって、前記地上局は前記衛星から時間多重化信号として送信されるパイロットサンプルを使用して前記デマルチプレクシング手段を同期化する、システム。 64．第６３項記載のシステムであって、前記パイロット記号にはゼロ記号（０，０）が含まれる、システム。 65．第６３項記載のシステムであって、前記パイロット記号は前記地上局においてデマルチプレクサの同期化を助けるのに使用される、システム。 66．第６３項記載のシステムであって、前記パイロット記号は前記地上局において送信もしくは変調エラーを修正するのに使用される、システム。 67．第４４項記載のシステムであって、前記地上局は前記多重化されたサンプル流の送信において生じるサンプル間干渉を低減するイコライザを含む、システム。 68．第５１項記載のシステムであって、前記地上局は前記第２の周波数帯域で前記地上局から前記衛星へ送信を行う時に生じる前記別々のサンプル流間の干渉を低減するプリイコライザを含む、システム。 69．少なくとも一つの軌道衛星を介した一つの以上の中央地上局と複数の移動すなわち可搬局間の通信システムであって、該システムは、複数の信号を衛星へ送信して応答させる送信機手段を有する少なくとも一つの中央地上局と、前記複数の信号を受信し、周波数変換し、濾波し増幅してその重みづけされた組合せを形成し電力増幅した後で多素子アンテナへ加えて前記信号の第１のサブセットがビームピークに対しておよそ−４ｄＢ下の点で接触する放射パターンを有する第１組のアンテナビームを使用して放射され前記信号の少なくとも一つの他のサブセットが前記第１組のビームから−４ｄＢのビーム径以下変位されたもう１組のアンテナビームにより放射されるようにする多チャネルトランスポンダを有する少なくとも一つの衛星と、を具備する、通信システム。 70．少なくとも一つの軌道衛星を介した一つの以上の中央地上局と複数の移動すなわち可搬局間の通信システムであって、該システムは、複数の信号を衛星へ送信して応答させる送信機手段を有する少なくとも一つの中央地上局と、前記複数の信号を受信し、周波数変換し、濾波し増幅してその重みづけされた組合せを逐次選定して電力増幅した後で多素子アンテナへ加えて前記信号がビームピークに対しておよそ−４ｄＢ下の点で接触する放射パターンを有する第１組のアンテナビームを使用して第１の時間部分中だけ放射され少なくとももう一つの時間部分中は前記第１組のビームから−４ｄＢのビーム径以下変位された少なくとももう１組のアンテナビームが放射されるようにする多チャネルトランスポンダ手段を有する少なくとも一つの衛星と、を具備する、通信システム。 71．軌道衛星を使用する固定地上局と複数の移動局間の通信方法であって、該方法は、前記地上局において前記移動局を第２の数以下の移動局を含む第１の数のセットへ分類するすなわち各セット内で各々が地上で所与の最小距離だけ互いに離されるようにするスップと、周波数やタイムスロットや符号やそれらの任意の一意的組合せからなる同じ通信チャネルを同じセット内の各移動体へ分配するステップと、それぞれの分配された通信チャネルを使用して前記地上局から前記衛星へ信号を送信して前記移動局と応答し前記セットの最初のセットの移動局がビームピークに対しておよそ−４ｄＢ下の点で交差する第１組の衛星アンテナビームを介して信号を受信し別のセットの移動局は前記第１組のビームから前記−４ｄＢのビーム径以下変位された異なるセットの衛星アンテナビームを介して意図する信号を受信するようにするステップと、からなる、通信方法。 72．少なくとも一つの軌道衛星を介した一つの以上の中央地上局と複数の移動すなわち可搬局間の通信システムであって、該システムは、前記少なくとも一つの衛星により応答される前記移動局から複数の信号を受信する受信機手段を有する少なくとも一つの中央地上局と、多素子アンテナを使用して前記複数の移動局から信号を受信し、前記アンテナ素子に受信された信号を周波数変換し、濾波し増幅してその重みづけされた組合せを形成し別々の送信機手段へ加えて前記地上局の受信手段へ送信し前記信号の第１のサブセットがビームピークに対しておよそ−４ｄＢ下の点で接触する放射パターンを有する第１組のアンテナビームで受信される第１組の移動体信号に対応し前記送信信号の少なくとも一つの他のサブセットが前記第１組のビームから −４ｄＢのビーム径以下変位されたもう１組のアンテナビームにより受信される移動体信号に対応するようにする多チャネルトランスポンダ手段を有する少なくとも一つの衛星と、を具備する、通信システム。 73．少なくとも一つの軌道衛星を介した一つの以上の中央地上局と複数の移動すなわち可搬局間の通信システムであって、該システムは、前記少なくとも一つの衛星により応答される前記移動局から複数の信号を受信する受信機手段を有する少なくとも一つの中央地上局と、多素子アンテナを使用して前記複数の移動局から信号を受信し、前記アンテナ素子に受信された信号を周波数変換し、濾波し増幅して前記信号のさまざまに重みづけされた組合せ群を逐次形成し同じ群の各メンバーの別々の送信機手段へ逐次加えて前記地上局の受信手段へ送信し前記送信信号の第１群がビームピークに対しておよそ−４ｄＢ下の点で接触する放射パターンを有する第１組のアンテナビームで受信される第１組の移動体信号に第１の時間部分中対応し前記送信信号の少なくとも一つの他のサブセットが前記第１組のビームから−４ｄＢのビーム径以下変位されたもう１組のアンテナビームにより受信される移動体信号に第２の時間部分中対応するようにする多チャネルトランスポンダ手段を有する少なくとも一つの衛星と、を具備する、通信システム。 74．軌道衛星を使用する固定地上局と複数の移動局間の通信方法であって、該方法は、前記地上局において前記移動局を第２の数以下の移動局を含む第１の数のセットへ分類するすなわち各セット内で各々が地上で所与の最小距離だけ互いに離されるようにするステップと、周波数やタイムスロットや符号やそれらの任意の一意的組合せからなる同じ通信チャネルを同じセット内の各移動体へ分配するステップと、それぞれの分配された通信チャネルを使用して前記衛星により応答される前記地上局において前記移動局から信号を受信して前記セット中の最初のセットの移動局がビームピークに対しておよそ−４ｄＢ下の点で交差する第１組の衛星アンテナビームを介して前記衛星により受信され別のセットの移動局は前記第１組のビームから前記-４ｄＢのビーム径以下変位された異なる組の衛星アンテナビームを介して受信されるようにするステップと、からなる、通信方法。 75．基地局と複数の移動局間のワイヤレス通信システムであって、該システムは、明確に定められた方向に送受信アンテナパターンを発生することができる基地局アンテナ手段と、前記アンテナ手段に接続され特定の通信チャネルと関連ずけられる前記方向を明確に定める信号処理手段と、前記通信の性能指数を最適化するような前記各移動局との通信に使用する通信チャネルを適応的に決定するチャネル分配手段と、を具備する、ワイヤレス通信システム。 76．軌道衛星を介した固定網と複数の移動局間の通信システムであって、該システムは、前記ビームにより覆域されるさまざまな領域に位置する移動局と少なくとも一つの地球局間でさまざまな信号を中継することができる多ビーム衛星中継手段と、前記中継信号を送受信する少なくとも一つの地球局と、１組の行列係数を使用して前記中継信号を処理し特定の通信チャネルに関連ずけられる前記各領域の中心を明確に定める信号処理手段と、１組の衛星軌道パラメータを使用して時間の関数として前記行列係数を発生し特定の通信チャネルに関連する前記領域を固定位置内に維持する制御プロセッサ手段と、前記通信の性能指数を最適化するように前記各移動局との通信に適応的に通信チャネルを分配するチャネル分配手段と、を具備する、通信システム。 77．セクター化された指向性アンテナを有する基地局とＴＤＭＡを使用する複数の移動局間の通信方法であって、該方法は、前記アンテナのセクター回転パターンをＴＤＭＡフレームレートと同期して回転させるステップと、セクターへのディジタル音声カラー符号の分配を同じレートで逆方向に回転させて同じ絶対方法に対して同じカラーコードが使用され続けるようにするステップと、からなる、通信方法。 78．第７７項記載の方法であって、前記アンテナパターンの回転はアンテナを物理的に回転させて達成される、通信方法。 79．第７７項記載の方法であって、前記アンテナパターンの回転はフェーズドアレイアンテナ信号処理により電子的に達成される、通信方法。